MX2007005532A - Metodo y aparato para estimar el paso de progresion de un ecualizador adaptivo. - Google Patents

Abstract

Un estimador de paso de progresion para controlar el paso de progresion de un ecualizador adaptivo incorporado en un transceptor, (por ejemplo, una unidad de transmision/recepcion inalambrica (WTRU)).El estimador de paso de progresion actualiza al menos una conexion del ecualizador adaptivo utilizada por el ecualizador adaptivo en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el transceptor y otro transceptor. El estimador de paso de progresion incluye un estimador de velocidad, un medidor de proporcion de senal a ruido (SNR) y una unidad de trazo de paso de progresion. El estimador de velocidad de utiliza para estimar la velocidad aparente del canal, (es decir, la velocidad observada y/o medida de cambio de la respuesta de impulso del canal). El medidor SNR genera un estimado SNR de canal piloto comun (CPICH). La unidad de trazo de paso de progresion utiliza el estimado de velocidad y el estimado SNR CPICH para generar un parametro de paso de progresion,??, y un parametro de factor de dispersion de conexiones de filtro,a, utilizado por el ecualizador adaptativo para ecualizar el coeficiente de conexion de filtro.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA ESTIMAR EL PASO DE PROGRESIÓN DE ÜN ECUALIZADOR ADAPTATIVO CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere a controlar un ecualizador adaptativo incorporado en un transceptor, tal como una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) . Más particularmente, la presente invención se refiere a actualizar al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el filtro adaptativo en base a la velocidad aparente de un canal, (es decir, la velocidad de cambio observada y/o medida de la respuesta de impulso del canal), establecido entre el transceptor y otro transceptor.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Un receptor basado en ecualizador adaptativo, tal como un receptor basado en mínimo promedio cuadrado normalizado (NLMS), proporciona desempeño superior para servicios de alta velocidad de datos tal como acceso de paquete de enlace descendente de alta velocidad (HSDPA) dúplex por división de frecuencia (FDD) o acceso múltiple por división de código (CDMA) voz de datos evolución 2000 (EV-DV) sobre un receptor Rake. Un receptor NLMS típico incluye un ecualizador adaptativo teniendo un filtro de ecualizador y un generador de coeficientes de conexión para generar los coeficientes de conexión utilizados para actualizar los coeficientes de filtro del filtro de ecualizador. El filtro de ecualizador es típicamente un filtro de respuesta de impulso finita (FIR) . Un parámetro de paso de progresión adaptativo, µ , ("mu"), en un algoritmo de ecualización adaptativo controla la velocidad de convergencia del filtro de ecualizador. El parámetro de paso de progresión de adaptación µ es un parámetro crítico que impacta el desempeño del ecualizador adaptativo. El parámetro de paso de progresión adaptativo µ se define típicamente antes de la operación del filtro de ecualizador o varía en una manera determinante. El paso de progresión es el tamaño de cada paso en un algoritmo (ciclo) interactivo que intenta converger a algún punto, tal como mínimo promedio cuadrado (LMS), NLMS o sus derivados. Pasos de progresión largos ayudan a la convergencia del ecualizador adaptativo (en una manera tan exacta como sea posible) en un periodo de tiempo corto, pero el ecualizador adaptativo convergerá de manera más exacta si el paso de progresión fuera más pequeño. De esta manera, existe una compensación entre convergencia rápida y exacta. El equilibrio ideal entre velocidad de convergencia y exactitud depende de que tan rápido el punto en el cual el algoritmo está tratando de converge está cambiando. El tiempo de convergencia se relaciona de manera inversa con el parámetro de paso de progresión de adaptación µ. Por lo tanto, con un paso de progresión más largo, la convergencia puede obtenerse rápidamente. Sin embargo, el paso de progresión largo puede causar errores de ajuste deficiente que impactan el desempeño de la velocidad del error de bit bruto (BER) del ecualizador adaptativo. Los errores de ajuste deficiente se deben a la convergencia de LMS nunca lográndose completamente debido a que el paso de progresión utilizado es aproximadamente lo más cercano que cada punto en el vector puede estar al punto deseado.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención es un estimador de paso de progresión para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un transceptor, (por ejemplo, una WTRU) . El estimador de paso de progresión actualiza al menos una conexión de ecualizador adaptativo utilizada por el ecualizador adaptativo en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el transceptor y otro transceptor. El estimador de paso de progresión incluye un estimador de velocidad, un medidor de proporción de señal a ruido (SNR) y una unidad de trazo de paso de progresión. El estimador de velocidad se utiliza para estimar la velocidad aparente del canal, (es decir, la velocidad de cambio observada y/o medida de la respuesta de impulso del canal) . El medidor SNR genera un estimado SNR de canal piloto común (CPICH) . La unidad de trazo de paso de progresión utiliza el estimado de velocidad y el estimado SNR CPICH para generar un parámetro de paso de progresión, µ, y un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro, a, utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Un entendimiento más detallado de la invención puede tenerse a partir de la siguiente descripción, dada a manera de ejemplo y debe entenderse junto con los dibujos acompañantes en donde : Figura ÍA es un diagrama de bloques de un estimador de paso de progresión ejemplificativo incluyendo un estimador de velocidad de canal aparente que se configura de acuerdo con una modalidad de la presente invención; Figura IB. es un diagrama de sistema de un transceptor, que incluye el estimador de paso de progresión de la Figura ÍA, comunicándose con otro transceptor sobre un canal para el cual el estimador de velocidad de canal aparente realiza un estimado de velocidad de canal aparente; Figura 2 es un diagrama de bloques de ¿un estimador de paso de progresión ejemplificativo de acuerdo con otra modalidad de la presente invención; Figura 3 es un diagrama de bloques de un estimador de velocidad de canal aparente ejemplificativo utilizado en el estimador de paso de progresión de la Figura 2; Figura 4 muestra un ejemplo de una relación gráfica de retraso de símbolo contra correlación a diferentes velocidades para el estimador de velocidad de canal aparente de la Figura 3; y Figura 5 muestra un ejemplo de una relación gráfica de retraso de símbolo contra correlación a diferentes SNRs para el estimador de velocidad de canal aparente de la Figura 3.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Cuando se hace referencia en la presente a continuación, la terminología "WTRU" incluye pero no se limita a un equipo de usuario (UE), una estación móvil, una unidad suscriptora móvil o fija, un paginador, o cualquier otro tipo de dispositivo capaz de operar en un ambiente inalámbrico. Cuando se hace referencia en la presente a continuación, la terminología "transceptor" incluye pero no se limita a una estación base, una WTRU, un Nodo-B, un punto de acceso (AP) o cualquier otro dispositivo de comunicación inalámbrica que recibe señales de y transmite señales a otro transceptor. Cuando se hace referencia en la presente a continuación, la terminología "velocidad de canal aparente" y "velocidad aparente de un canal" incluye pero no se limita a la velocidad de cambio observada y/o medida de una respuesta de impulso de un canal establecido entre un primer transceptor, (por ejemplo, WTRU, estación base, o lo similar), y al menos un otro transceptor. El cambio de la respuesta de impulso del canal puede causarse por el movimiento de uno o más de los transceptores, error de oscilador que ocurre en al menos uno de los transceptores, y el movimiento de objetos en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores opera. Las características de la presente invención pueden incorporarse en un circuito integrado (IC) o configurarse en un circuito comprendiendo una multitud de componentes de inte conexión . La presente invención controla el paso de progresión de adaptación de un ecualizador adaptativo. El valor del paso de progresión de adaptación µ depende de la velocidad de cambio de canal, (tal como una difusión Doppler que se relaciona con la velocidad de la WTRU) , y SNR del canal. Para canales rápidos, es preferible utilizar un paso de progresión más largo para permitir al ecualizador adaptativo rastrear las variaciones de canal rápidamente. De manera conversa, para canales más lentos,, un paso de progresión inferior se desea para reducir el error de ajuste deficiente y de esta manera mejorar el desempeño del ecualizador adaptativo . La dependencia del parámetro de paso de progresión de adaptación µ en la SNR es tal que a una SNR alta, el valor del parámetro de paso de progresión de adaptación µ tiende a ser más alto, mientras a una SNR baja, el parámetro de paso de progresión adaptativo µ es típicamente pequeño. Entradas adicionales también pueden utilizarse como apropiadas, (por ejemplo, difusión de retraso y el número de conexiones activas en el filtro de ecualizador) . La presente invención se utiliza para mantener un equilibrio ideal entre la velocidad de convergencia y exactitud a través de la estimación de la velocidad de canal aparente. Figura 1A es un diagrama de bloques de un estimador de paso de progresión ejemplificativo 100 que incluye un estimador de velocidad de canal aparente 101 que se configura de acuerdo con una modalidad de la presente invención. Refiriéndose a la Figura IB, el estimador de paso de progresión 100 controla el paso de progresión de un ecualizador adaptativo 50 incorporado en un primer transceptor 150. Al menos un coeficiente de conexión de filtro 102 utilizado por el ecualizador adaptativo 50 se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal 155 establecido entre el primer transceptor 150 y un segundo transceptor 160. El filtro adaptativo 50 incluye una unidad de actualización de conexión de ecualizador 10, un filtro FIR 12 y un generador de vector actualizado 16. El estimador de paso de progresión 100 proporciona un paso de progresión, µ ("mu"), parámetro 142, y un factor de dispersión de conexiones de filtro, a ("alfa"), parámetro 144 para la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10. A su vez, la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 genera coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102 que se alimentan al estimador de paso de progresión 100 y el filtro FIR 12. Cuando el segundo transceptor 160 transmite una señal al primer transceptor 150 sobre el canal 155, la señal transmitida se corrompe, (o modifica), por el canal 155 antes de alcanzar el filtro FIR 12 en el ecualizador adaptativo 50 del primer transceptor 150. El filtro FIR 12 filtra la señal y define una respuesta de impulso de filtro, que se define por los coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102 generados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 después de la salida ecualizada 14 del filtro FIR 12 se alimenta al generador de vector actualizado 16. El generador de vector actualizado 16 genera una señal de error 18 incluyendo un vector en que se alimenta a la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 para actualizar los coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102. Como se muestra en la Figura ÍA, el estimador de paso de progresión 100 incluye un estimador de velocidad de canal aparente 101, una unidad de trazo de paso de progresión 140 y un medidor SNR 145. El estimador de velocidad de canal aparente 101 estima la velocidad del canal 155 establecido entre un primer transceptor 150 que incluye el estimador de paso de progresión 100, y un segundo transceptor 160, como se muestra en la Figura IB. Coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102 se introducen al estimador de velocidad de canal aparente 101 por una unidad de actualización de conexión de ecualizador 10. Los coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102 son valores complejos que se multiplican con una secuencia muestra de entrada en el ecualizador adaptativo 50. La salida de la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 se genera al encontrar el producto interno de dos vectores. Un vector es un estado (salida) de una línea de retraso conectada (TDL) dentro de la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10, y el otro vector es el vector de coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102 (o un conjugado de ellos) utilizado por la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10. Refiriéndose a la Figura ÍA, el estimador de velocidad de canal aparente 101 incluye un extractor de coeficiente de conexión 104, un calculador del ángulo 108, una TDL 116, un generador de la función de diferencia de fase 120, un filtro de medición 124, una unidad de normalización 128, un calculador de retraso 132 y una unidad de trazo de velocidad 136. De acuerdo con la presente invención, información de la velocidad se extrae de una historia de los coeficientes de filtro utilizados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10. Este procedimiento es posible debido a que la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 estima de manera adaptada una solución de error mínimo promedio cuadrado (MMSE) para detectar una señal de referencia tal como una señal piloto. Al hacer esto, la unidad de actualización de conexión de ecualizador resultante 10 está cercana a un inverso del canal. Un estimado de velocidad puede realizarse al rastrear la velocidad de cambio de uno o más valores de conexión de filtro utilizados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 que reflejan la velocidad de cambio del canal, (es decir, su velocidad aparente) . El extractor de coeficiente de conexión 104 extrae al menos un coeficiente de conexión de coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102 recibidos de la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 y envía el coeficiente de conexión extraído 106 al calculador del ángulo 108. Una respuesta de impulso de canal típica usualmente puede caracterizarse por conjunto finito de impulsos en escala y retrasados (mal unidos) . La ubicación de cada uno de estos impulsos se refiere como una trayectoria, (es decir, un componente de un canal "multi-trayectoria" ) . La ubicación y la energía promedio de cada una de las trayectorias relativas a una primer conexión significativa (FSP) determina la ubicación y magnitud de los pesos de conexión del ecualizador. El coeficiente de conexión extraído 106 puede ser un coeficiente que corresponde a una FSP, una trayectoria más significativa (MSP) , un promedio de varias conexiones, o cualquier otra trayectoria. El coeficiente de conexión extraído 106 consiste de números complejos, y de esta manera tiene una amplitud y una fase, (o equivalentemente, un valor de ángulo) . El calculador del ángulo 108 emite solamente la fase 110 del coeficiente de conexión extraído 106 a ambos la TDL 116 y el generador de la función de diferencia de fase 120. La longitud completa de la TDL 116 puede ser más larga que N, (es decir, no todos los retrasos necesariamente tendrán conexiones) . La longitud de la TDL 116 debe ser al menos D(N), que corresponde a la conexión teniendo el retraso más largo de la entrada de la TDL 116. El retraso de la entrada de la TDL 116 a la salida n (0<n<N+l) será D(n) . La TDL 116 cambia datos de la entrada a través del siguiente elemento de retraso en un primer tic de reloj y al siguiente elemento de retraso en tics de reloj subsiguientes. La TDL 116 opera en una manera similar como un registrador de cambio. Un vector de- retrasos 114, D(k), comprendiendo N valores de retraso D(I) ...D(N), se introduce en la TDL 116. La TDL 116 genera N muestras retrasadas 118, X(i-D(k)), k=l...N, de acuerdo con el vector de retrasos 114 y la fase 110 del coeficiente de conexión extraído 106 . La variable de índice "i" se utiliza como un índice de tiempo y se suprime en la secuela. El generador de la función de diferencia de fase 120 genera N muestras de una función de diferencia de fase similar a auto-correlación en base a cada una de las N muestras retrasadas 118 emitidas por la TDL 116 y la fase 110 emitida por el calculador del ángulo 108. Más específicamente, N valores de función de diferencia de fase 122 se generan, uno para cada elemento del vector de retrasos 114. La función preferida es |pi-| fase(l) - fase (n) | | , donde | x | = valor absoluto de x, pero otras tales funciones pueden utilizarse. El filtro de medición 124 mide la magnitud de los N valores de función de diferencia de fase 122 para generar un vector de función de diferencia de fase promedio 126 teniendo una pluralidad de elementos, prm_fase_dif ( k) , k=l ... N . El filtro de medición 124 es esencialmente un banco de filtros de paso bajo fijos, tal como un filtro de medición móvil o un filtro de respuesta de impulso infinita (TIR) simple. La unidad de normalización 128 normaliza los elementos del vector de función de diferencia de fase promedio 126 para generar un vector de función de diferencia de fase normalizado 130 teniendo una pluralidad de elementos. Las mediciones se normalizan a un valor de función medido en un retraso pequeño. El primer elemento en el vector de función de diferencia de fase promedio 126 se utiliza para dividir todos los elementos del vector de función de diferencia de fase promedio 126 para completar el proceso de normalización. El primer elemento en el vector de función de diferencia de fase promedio 126 corresponde al retraso más pequeño en la TDL 116, que se elige preferentemente de manera que cualquier diferencia de fase entre la fase 110 y el primer elemento de las N muestras retrasadas 118 se deben solamente a ruido y no debido a cambios en el canal para compensar los cambios de fase aleatorios debido a ruido. Por ejemplo, la normalización se realiza al dividir cada elemento del vector de diferencia de fase promedio 126 con el primer elemento como sigue: norm fase_dif(k)= prm fase dif(k)/prm fase dif(l), k=l..N, donde prm_fase_dif es el vector de valores de función de diferencia de fase medidos. Cada elemento del vector de función de diferencia de fase normalizado 130 se compara entonces con un umbral por un calculador de retraso 132 para generar un retraso en un umbral. El vector de función de diferencia de fase normalizado 130 es un vector de números decrecientes, (al menos los primeros dos), iniciando con 1.0 que corresponden a muestras de una curva que también está disminuyendo (al menos cerca del origen) . El objetivo del calculador de retraso 132 es estimar la distancia (en tiempo/retraso) a la cual la curva cruza el valor igual al umbral. Si el umbral es mayor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado 130, entonces el estimado se realiza utilizando interpolación lineal. Si el umbral es menor al valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado 130, entonces el estimado se realiza utilizando extrapolación lineal. La salida 134 es la ubicación (retraso) donde la curva cruza el umbral. El umbral se determina de manera empírica en base a una curva similar a la mostrada en la Figura 4.

El umbral retraso 134 se traza a un estimado de velocidad 138 por la unidad de trazo de velocidad 136 de acuerdo con una función de trazo predefinida. El medidor SNR 145 en el estimador de paso de progresión 100 genera un estimado SNR CPICH 146 en base a una entrada SNR CPICH 147 y envía el estimado SNR CPICH 146 a la unidad de trazo de paso de progresión 140. El estimado de velocidad 138 y el estimado SNR CPICH 146 se trazan entonces por la unidad de trazo de paso de progresión 140 al paso de progresión, µ, parámetro 142 y el factor de dispersión de conexiones de filtro, a, parámetro 144 para la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10. El trazo de velocidad y SNR se determina de manera empírica. Esto se hace al estimular el desempeño del receptor con varios valores del paso de progresión, µ ("mu"), parámetro 142, y el factor de dispersión de conexiones de filtro, a ("alfa"), parámetro 144 para varias velocidades y SNRs . En cada velocidad y valor SNR, los valores de µ y a se determinan al seleccionar aquellos valores que optimizan el desempeño, (por ejemplo, BER más baja o rendimiento más alto) . Una vez que la relación entre {velocidad, SNR} y {µ, a) se determina para los puntos simulados, una función más general puede encontrarse por técnicas de ajuste de curva bidimensional (2-D) . Una vez que las ecuaciones se establecen, el procedimiento de trazo puede implementarse al implementar directamente las ecuaciones (o aproximaciones de ellas), refiriéndose a una tabla de búsqueda (LUT) o ambas. El factor de dispersión de conexiones de filtro, a, se define como sigue: 0 < c < 1, Ecuación (1) donde a = 1 indica que no hay dispersión de conexiones. Cuando no se desea calcular el factor de dispersión de conexiones de filtro, a, (es decir, es "opcional"), a solo se fija en 1. En base al estimado de velocidad 138 y el estimado SNR CPICH 146, el parámetro µ 142 y el parámetro a 144 se seleccionan . La adaptación de los coeficientes de filtro en un algoritmo LMS genérico puede escribirse como: - , - Ecuación (2) w donde el vector representa el valor actual de los coeficientes de filtro utilizados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10, "+1 representa el nuevo valor de los coeficientes de filtro utilizados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10, y el vector " representa la señal de error que se genera como parte del algoritmo LMS de la unidad de actualización de conexión de ecualizador 10. La unidad de actualización de conexión de ecualizador 10 genera los coeficientes de conexión de filtro de ecualizador 102, que es una señal de vector con L elementos, donde L es igual al número de conexiones. Figura 2 es un diagrama de bloques de un estimador de paso de progresión ejemplificativo 200 de acuerdo con otra modalidad de la presente invención. Una estimación de paso de progresión se realiza utilizando un estimado SNR CPICH y un estimado de velocidad de canal aparente, que se trazan al paso de progresión µ y el factor de dispersión de conexiones de filtro en base a las condiciones actuales del canal. El estimado SNR CPICH y el estimado de velocidad de canal aparente pueden obtenerse a través de una trayectoria única o una combinación de trayectorias, (es decir, FSP, MSP o lo similar) .

Refiriéndose a la Figura 2, el estimador de paso de progresión 200 incluye un estimador SNR CPICH 202, un estimador de velocidad de canal aparente 204, una unidad de trazo de paso de progresión 140, un regulador de retraso 214, un sumador 215, un interpolador 216 y un ciclo de rastreo de código (CTL) 222. El estimador SNR CPICH 202 genera un estimado SNR CPICH 203 en base a una secuencia de muestra puntual (es decir, a tiempo) 218 que se alinea con una trayectoria que actualmente se está rastreando. El estimador de paso de progresión 200 recibe muestras 210 que usualmente se muestrean dos veces (2x) a la velocidad de muestreo principal, (es decir, velocidad de chip) . El estimador de paso de progresión 200 extrae la secuencia de muestra puntual 218, y secuencias de muestra anteriores y posteriores 217, de las muestras recibidas 210. Cada corriente extraída tiene muestras de velocidad de chip. SNR CPICH estimada 203 se utiliza por la unidad de trazo 140 para trazar un paso de progresión, µ , parámetro 142 de acuerdo con una función de trazo predeterminada. El estimador de velocidad de canal aparente 204 genera un estimado de velocidad 205 en base a la secuencia de muestra puntual 218. El estimado de velocidad 205 también se utiliza por la unidad de trazo 140 para trazar a un factor de dispersión de conexiones de filtro, , parámetro 144. Una configuración ejemplificativa del estimador de velocidad de canal aparente 204 se describe abajo junto con la Figura 3. Las muestras recibidas 210 se generan por una salida de filtro que envía impulsos (coseno elevado de raíz elevada del receptor (RRC) ) a dos veces la velocidad de chip. Las muestras recibidas 210 son esenciales para proporcionar información de variación de fase y amplitud debido a la velocidad de canal aparente al estimador de paso de progresión 200. El estimador de paso de progresión 200 también recibe la información de ubicación de FSP 212, que puede suministrarse por un módem que ya tiene la respuesta de impulso de canal. El estimador de paso de progresión 200 se fija a una ubicación de trayectoria para estimar una velocidad de canal aparente correspondiente. El regulador de retraso 214, sumador 215, interpolador 216 y CTL 222 forman un ciclo fijo de retraso (DLL) en el estimador de paso de progresión 200 mediante el cual CTL 222 crea de manera interna una señal de error entre las secuencias de muestra anteriores y posteriores 217 de las muestras recibidas 210. La señal de error en CTL 222 acciona el retraso fraccional a través del interpolador 216 de manera que se forza para ir a cero en promedio. El retraso fraccional incluye retraso en múltiplos de velocidad de muestreo, (es decir, retraso entero con respecto a la velocidad de muestreo) . Por ejemplo, si CTL 222 creó un retraso acumulado de dos muestras, la corriente de datos de entrada se retrasa por 2 muestras. El retraso fraccional proporciona una cantidad de error al interpolador 216 de manera que la secuencia de muestra puntual 218 se fija con desplazamiento de temporización cero con respecto a una señal de referencia, (por ejemplo, un canal CPICH en un sistema de telecomunicaciones móvil universal (UMTS) ) . El retraso fraccional puede tomar cualquier valor entre +/- velocidad de muestreo, por ejemplo, -0.1, 0.2, 0.4 Te, donde Te es la velocidad de chip. Las secuencias de muestra tempranas y posteriores 217 se correlacionan con una secuencia de código de codificación en CTL 222. CTL 222 genera una señal de índice de interpolador 220 y una señal de dirección de regulador 224, (es decir, un retraso de muestra múltiple de entero) , en base a los resultados de correlación. Una señal de índice 226 se genera por el sumador 215 agregando juntas una señal de ubicación FSP dada 212 y la señal de dirección de regulador 224. El regulador de retraso 214 alinea las muestras recibidas 210 para la(s) trayectoria ( s ) rastreada ( s ) , (tal como FSP), a dentro de una cierta resolución, (por ejemplo, una resolución de chip) , en base a la señal de índice 226. El regulador de retraso 214 debe ser lo suficientemente largo para permitir el rastreo de una trayectoria móvil. El interpolador 216 recibe muestras retrasadas 219 del regulador de retraso 214 y cambia las muestras retrasadas 219 dentro de +/- 0.5 Te con incrementos de +/- 0.125 Te o menos. Si el cambio acumulado de las muestras retrasadas 219 excede 0.5 Te, (por ejemplo, 0.625 Te), entonces el interpolador 216 realizará cambio fraccional por 0.125 Te a través de la señal de índice de interpolador 220 y la señal de dirección de regulador 224 se incrementa por 1, (es decir, 0.5 Te) . El interpolador 216 y CTL 222 se utilizan para rastrear FSP, MSP o cualquier otra trayectoria ( s ) . La secuencia de muestra puntual 218 se genera al rastrear el movimiento de la(s) trayectoria ( s ) rastreada ( s ) . La información de ubicación de FSP 212 se rastrea a través de CTL 222 al retrasar las muestras recibidas 210 a través del regulador de retraso 214, (es decir, ajustes enteros), y/o avanzar las muestras recibidas 210 a través del interpolador 216, (es decir, ajustes en fracciones) . El interpolador 216 recibe una señal de índice de interpolador 220 de CTL 222, y genera la secuencia de muestra puntual 218 y secuencias de muestra tempranas y posteriores 217. CTL 222 crea un error fraccional que se traza en índices que señalan a pesos de interpolador predefinidos (coeficientes) que controlan el retraso y/o avance en fracciones de las muestras recibidas 210 de CTL 222 para retraso de muestra en fracciones. El tamaño del regulador de retraso 214 es una función del flujo de temporización y la velocidad de actualización de FSP. El flujo de temporización es el movimiento causado por desplazamiento de frecuencia entre la estación base y la WTRU. La velocidad de canal aparente también causa desplazamiento de frecuencia. Por lo tanto, la trayectoria parece ser móvil. Por ejemplo, el módem tiene la información de sincronización para una estación base y conocimiento de una respuesta de impulso de canal (ubicaciones de trayectoria) , y fija CTL 222 con una ubicación de trayectoria, (es decir, muestreo inicial con respecto a información de ubicación de FSP dada 212) . Si existe un movimiento en la trayectoria dada, CTL 222 sigue hasta que excede los límites del regulador para múltiples retrasos o avances de muestra. Sin embargo, si la información de ubicación de FSP se actualiza a tiempo antes de que CTL 222 llegue al límite del regulador, CTL 222 será capaz de seguir la trayectoria sin dificultad. Figura 3 es un diagrama de bloques de un estimador de velocidad de canal aparente 204 ejemplificativo utilizado en el estimador de paso de progresión 200 de la Figura 2. El estimador de velocidad de canal aparente 204 incluye un ciclo de control 301, un generador de código de codificación 304, unidades conjugadas complejas 308, 326, multiplicadores 312, 331, 333, un desdifusor 316, una unidad de retraso variable 322, una unidad de retraso fija 330 y una unidad de trazo de velocidad 374. De acuerdo con esta modalidad, la cantidad de retraso requerida entre un símbolo actual y símbolos retrasados para lograr una fase objetivo en el regulador de retraso 214 del estimador de paso de progresión 200 de la Figura 2 se estima a través de un ciclo de control 301. El ciclo de control 301 genera un valor de retraso 320 como una función de velocidad. El valor de retraso 320 se traza entonces a una velocidad por la unidad de trazo de velocidad 374. La secuencia de muestra puntual (es decir, a tiempo) 218 del estimador de paso de progresión 200 de la Figura 2 se alimenta a una primer entrada del multiplicador 312. El generador de código de codificación 304 genera un código de codificación 306 que se alimenta a la unidad conjugada compleja 308. La unidad conjugada compleja 308 genera entonces un código de codificación conjugado 310 que se alimenta a una segunda entrada del multiplicador 312. La secuencia de muestra puntual 218 se multiplica con el código de codificación conjugado 310 para generar una secuencia de muestra decodificada 314. La secuencia de muestra decodificada 314 se desdifunde por el desdifusor 316 y una secuencia de símbolo 318 se genera después. La secuencia de símbolo 318 se introduce en la unidad de retraso variable 322, la unidad conjugada compleja 326 y la unidad de retraso fija 330. La unidad conjugada compleja 326 genera un conjugado complejo 328 de un símbolo actual. La unidad de retraso variable 322 retrasa la secuencia de símbolo 318 de acuerdo con un valor de retraso 320 y genera una primer secuencia de símbolo retrasada 324. La unidad de retraso fija 330 retrasa la secuencia de símbolo por la duración de un símbolo y genera una segunda secuencia de símbolo retrasada 332. El conjugado complejo 328 del símbolo actual se multiplica con la primer secuencia de símbolo retrasada 324 por el multiplicador 331 para generar una primer señal conjugada retrasada 334. El conjugado complejo 328 del símbolo actual también se multiplica con la segunda secuencia de símbolo retrasada 332 por el multiplicador 333 para generar una segundo señal conjugada retrasada 336. El ciclo de control 301 incluye unidades de trazo opcionales 338, 340, ciclos de control 344, 348, 368, sumadores 355, 364, un divisor 356 y un cortador 372. El ciclo de control 301 emite el valor de retraso 320 en base a la primer y segunda señales conjugadas retrasadas 334, 336, las partes reales de las cuales se trazan opcionalmente a valores trazados 342, 346, ( +1 o -1), por las unidades de trazo opcionales 338, 340. La señal conjugada retrasada 334 es la salida de auto-correlación en base a un valor de retraso variable 324. La señal conjugada retrasada 336 es el valor de auto-correlación con respecto a un retraso de símbolo 332. Las señales 334 y 336 se trazan opcionalmente por las unidades de trazo 338, 340 y después se aplanan por los filtros de ciclo 344, 348 antes de que ocurra la normalización. El proceso de normalización es una necesidad en cualquier caso de asegurar la capacidad de repetición para la velocidad en diferentes proporciones de señal a ruido. La señal conjugada filtrada 350 en la Figura 3 puede no proporcionar valores entre 0 y 1 si la normalización no se realiza. Si las unidades de trazo 338, 340 no se utilizan, las señales conjugadas retrasadas 334, 336 se filtran directamente por el filtro de ciclo 344, 348. Los valores de normalización resultantes varían de 0 a l. El retraso mínimo 320 que puede aplicarse a la unidad de retraso variable 322 de la Figura 3 siempre es más largo que un retraso de símbolo, que es el retraso exacto de la unidad de retraso fija 330. Por lo tanto, la normalización produce valores variando entre 0 y 1. Un valor de nivel de referencia puede determinarse en base al valor de señal de resultado cociente 360. El proceso subyacente creará la respuesta para la señal de resultado cociente 360 en la Figura 3, como se representa en las Figuras 4 y 5. La señal conjugada filtrada 350 generada por el filtro de ciclo 344 se alimenta a una primer entrada del divisor 356. La señal conjugada filtrada 352 generada por el filtro de ciclo 348 se alimenta a una segunda entrada del divisor 356 a través del sumador 355, que agrega un valor constante pequeño 354 para evitar la división por cero para generar una señal de resultado de suma 358. El divisor 356 divide la señal conjugada filtrada 350 por la señal de resultado de suma 358 para generar una señal de resultado cociente 360. Este es un proceso de normalización utilizado para prevenir las variaciones debidas a establecimientos SNR. Ya que las correlaciones se realizan al utilizar una secuencia conocida, (es decir, señal CPICH) , el nivel de SNR de la señal correlacionada tendrá impacto directo en las correlaciones calculadas. Una señal de valor de referencia/correlación 362 se substrae de la señal de resultado cociente 360 por el sumador 364. La normalización forza la señal de resultado cociente 360 para variar entre 0 y 1 cuando el trazado en 338 y 340 crea 0 o 1 como se representa en la Figura 4 y parcialmente en la Figura 5. Si el trazo de 0 y 1 considera que el hardware mínimo se implemente, el nivel de referencia de 0.7 sería el mejor valor de acuerdo a la Figura 4 ya que las curvas crean valores que siempre son menores a 0.7. Cuando el trazo genera +1 y - 1 , entonces un valor de referencia que es más pequeño puede utilizarse en lugar de 0.7. Sin embargo, utilizando por ejemplo 0.4 para trazo de +1 y -1 requiere más hardware en 322 de la Figura 3 y la unidad de trazo de velocidad 374 debe actualizarse para cada nivel de referencia diferente. De esta manera, el valor 0.7 es un mejor valor para ambos trazos para generar una señal de resultado de diferencia 366 que se alimenta a través del filtro de ciclo 368 y el cortador 372 para generar el valor de retraso 320. El filtro de ciclo 368 se utiliza para reducir el impacto de ruido en el ciclo de control 301. El corte por el cortador 372 es razonable ya que no existe necesidad de estimar la velocidad arriba de 250 kmh y debajo de 3 kmh . También, el corte puede reducir el tamaño del hardware de la unidad de trazo de velocidad 374. El valor de referencia/correlación 362 es un valor objetivo que ciclo de control 301 está intentando converger. Figura 4 muestra un ejemplo de una relación gráfica de retraso de símbolo contra correlación a diferentes velocidades para el estimador de velocidad de canal aparente 204 de la Figura 3. El valor de correlación en la Figura 4 corresponde a la señal de resultado cociente 360 de la Figura 3 sin simulaciones de ruido. Como se indica en la Figura 4, las curvas de auto-correlación para velocidades más altas cruzan un nivel de referencia, 0.7, con retraso más pequeño, y las curvas de velocidad más lenta pasan la referencia con retraso más largos. El objetivo es obtener valor promedio cero para la señal de resultado de diferencia 366 en la Figura 3 cuando el retraso apropiado se crea en el retraso 320. Para asegurar un valor promedio cero y hacer la convergencia del ciclo de control 301, la referencia 415, (es decir, correlación 0.7), debe substraerse. Por lo tanto, la velocidad es inversamente proporcional a la cantidad de retraso para fijar la auto-correlación normalizada al nivel de referencia 415. El retraso de símbolo requerido para lograr un valor de auto-correlación normalizado 0.7 se invierte primero, y después se multiplica por un factor para generar el estimado de velocidad 205. El ciclo de control 301 del estimador de velocidad de canal aparente 204 de la Figura 3 no debe fijarse a un máximo local. Por ejemplo, para la curva de 250 kmh mostrada en la Figura 4, el valor máximo 405 es 1.0 con el retraso de símbolo mínimo. También, la misma curva periódicamente tiene valores máximos y mínimos locales, (por ejemplo, el valor 0.6 es una máxima local 410 a un valor de retraso de símbolo de 35) . Debido a nivel de ruido y/o interferencia muy alta, si el primer retraso estimado 320 mostrado en la Figura 3 tiene un retraso de símbolo que está cercano a un valor de 35 para 250 kmh, como se muestra en la Figura 4, entonces el ciclo se fija al valor de retraso de símbolo de 35 y estima una velocidad más lenta a 60 kmh que a 250 kmh. El valor de referencia/correlación 362 se elige de manera que las curvas de auto-correlación relacionadas de velocidad de la Figura 4 no pasan el nivel de referencia de 0.7 en múltiples puntos de retraso. El valor de retraso 320 se traza a un estimado de velocidad 205 por la unidad de trazo de velocidad 374 de acuerdo con una función de trazo predefinida. La presente invención se basa en el hecho de que la función de autocorrelación para el espectro Doppler es una función Bessel de orden 0. La conducta Bessel permite que un valor de correlación se fije para estimar la cantidad de retraso para lograr correlación deseada entre un símbolo actual y símbolo retrasado. Como se muestra en la Figura 4, la correlación entre símbolos generalmente disminuye a medida que el valor de retraso aumenta y la velocidad de la WTRU incrementa. Al forzar la correlación entre los símbolos separados por el valor de retraso para converger en el valor objetivo, la cantidad de retraso puede trazarse a una velocidad por una función de trazo predeterminada. El valor de trazo se fija alrededor de 0.7 que es más alto que los picos locales en la gráfica. La función de trazo puede definirse después de que el ciclo de control 301 alcanza una convergencia, el valor de retraso en la convergencia puede trazarse a una velocidad correspondiente como se muestra en la Figura 4.

Las unidades de trazo opcionales 338 y 340 de la Figura 3 pueden utilizar un trazo de 0 y 1, o +/- 1. Figura 4 ilustra un trazo de 0 y 1. Figura 5 muestra un ejemplo de una relación gráfica de retraso de símbolo contra correlación a diferentes SNRs para el estimador de velocidad de canal aparente 204 de la Figura 3. El valor de correlación en la Figura 5 corresponde a la señal de resultado cociente 360, la diferencia entre el valor de referencia/correlación 362 y el pico local del valor de auto-correlación del proceso subyacente. Por ejemplo, el delta par atraso de 0 o 1 tiene 0.7 - 0.6 = 0.1 en retraso de 35 símbolos; y para el trazo de +/- 1 el delta se vuelve 0.7 - 0.2 = 0.5 que tiene mayor inmunidad contra las fluctuaciones de ruido. Aunque la presente invención se ha descrito en términos de la modalidad preferida, otras variaciones que están dentro del alcance de la invención como se subraya en las reivindicaciones de abajo serán aparentes para aquellos expertos en la materia .

Claims (76)

1. REIVINDICACIONES 1. Estimador de paso de progresión para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el estimador de paso de progresión comprendiendo: un estimador de velocidad para estimar la velocidad aparente del canal; una unidad de trazo de paso de progresión para trazar la velocidad aparente estimada a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro; y un medidor de proporción de señal a ruido (SNR) para generar un estimado SNR de canal piloto común
2. (CPICH) , en donde la unidad de trazo de paso de progresión utiliza el estimado de velocidad aparente y el estimado SNR CPICH genera el al menos un parámetro . 2. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde el estimador de velocidad mide la velocidad aparente en base a un espectro Doppler de la respuesta de impulso del canal.
3. 3. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde la velocidad aparente se basa en el movimiento del primer transceptor.
4. 4. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde la velocidad aparente se basa en el movimiento del segundo transceptor.
5. 5. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde la velocidad aparente se basa en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores, primero y segundo, opera.
6. 6. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde la velocidad aparente se basa en cambios debidos a errores del oscilador que ocurren en al menos uno de los transceptores, primero y segundo.
7. 7. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde la velocidad aparente se basa en al menos uno del movimiento del primer transceptor, movimiento del segundo transceptor, el movimiento de objetos en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores, primero y segundo, opera, y errores del oscilador que ocurren en al menos uno de los transceptores, primero y segundo.
8. 8. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ .
9. 9 . Estimador de paso de progresión de la reivindicación 8 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro .
10. 10. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 9 en donde una unidad de actualización de conexión de ecualizador en el ecualizador adaptativo genera coeficientes de conexión de filtro en base al algoritmo _ - . - w , en donde el vector " representa el valor actual de los coeficientes de filtro utilizados por el ecualizador adaptativo, el "+l representa el nuevo e valor, y el vector " representa la señal de error que se genera por la unidad de actualización de conexión de ecualizador.
11. 11. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 10 en donde el estimador de velocidad comprende: un extractor de coeficiente de conexión para extraer al menos un coeficiente de conexión de filtro de ecualizador de los coeficientes de conexión de filtro generados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador; un calculador del ángulo para generar a fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; una línea de retraso conectada (TDL) para generar N muestras retrasadas en base a un vector de N valores de retraso y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; un generador de la función de diferencia de fase para generar N valores de función de diferencia de fase en base a las N muestras retrasadas y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; un filtro de medición para medir la magnitud de los valores de función de diferencia de fase para generar un vector de diferencia de fase promedio teniendo a pluralidad de elementos; una unidad de normalización para normalizar los elementos del vector de diferencia de fase medido para generar un vector de función de diferencia de fase normalizado teniendo a pluralidad de elementos; un calculador de retraso para comparar cada elemento del vector de función de diferencia de fase normalizado con un umbral para generar un retraso en el umbral; y una unidad de trazo de velocidad para trazar el retraso en el umbral para el estimado de velocidad .
12. 12. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 11 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando interpolación lineal si el umbral es mayor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
13. 13. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 11 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando extrapolación lineal si el umbral es menor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
14. 14. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 10 en donde los coeficientes de conexión de filtro se generan por la unidad de actualización de conexión de ecualizador en la forma de una señal de vector con L elementos, donde L es igual al número de conexiones.
15. 15. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde el primer transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
16. 16. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 1 en donde el segundo transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
17. 17. Estimador de paso de progresión para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el estimador de paso de progresión comprendiendo: un medidor de proporción de señal a ruido (SNR) para generar un estimado SNR de canal piloto común (CPICH) ; y una unidad de trazo de paso de progresión para trazar el estimado SNR CPICH a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro.
18. 18. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 17 comprendiendo además: un estimador de velocidad para estimar la velocidad aparente del canal, en donde la unidad de trazo de paso de progresión utiliza el estimado de velocidad y el estimado SNR CPICH para generar el al menos un parámetro.
19. 19. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde el estimador de velocidad mide la velocidad aparente en base a un espectro Doppler de la respuesta de impulso del canal.
20. 20. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde la velocidad aparente se basa en el movimiento del primer transceptor.
21. 21. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde la velocidad aparente se basa en el movimiento del segundo transceptor.
22. 22. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde la velocidad aparente se basa en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores, primero y segundo, opera.
23. 23. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde la velocidad aparente se basa en cambios debidos a errores del oscilador que ocurren en al menos uno de los transceptores, primero y segundo.
24. 24. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde la velocidad aparente se basa en al menos uno del movimiento del primer transceptor, movimiento del segundo transceptor, el movimiento de objetos en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores, primero y segundo, opera, y errores del oscilador que ocurren en al menos uno de los transceptores, primero y segundo.
25. 25. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 18 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ .
26. 26. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 25 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro a.
27. 27. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 26 en donde una unidad de actualización de conexión de ecualizador en el ecualizador adaptativo genera coeficientes de conexión de filtro en base al algoritmo w«? =«'K +/*•*> Wm , en donde el vector representa el valor actual de los coeficientes de filtro utilizados por el ecualizador adaptativo, el representa el nuevo valor, y el vector representa la señal de error que se genera por la unidad de actualización de conexión de ecualizador.
28. 28. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 27 en donde el estimador de velocidad comprende: un extractor de coeficiente de conexión para extraer al menos un coeficiente de conexión de filtro de ecualizador de los coeficientes de conexión de filtro generados por la unidad de actualización de conexión de ecualizador; un calculador del ángulo para generar a fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; una línea de retraso conectada (TDL) para generar N muestras retrasadas en base a un vector de N valores de retraso y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; un generador de la función de diferencia de fase para generar N valores de función de diferencia de fase en base a las N muestras retrasadas y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; un filtro de medición para medir la magnitud de los valores de función de diferencia de fase para generar un vector de diferencia de fase promedio teniendo a pluralidad de elementos; una unidad de normalización para normalizar los elementos del vector de diferencia de fase medido para generar un vector de función de diferencia de fase normalizado teniendo a pluralidad de elementos; un calculador de retraso para comparar cada elemento del vector de función de diferencia de fase normalizado con un umbral para generar un retraso en el umbral; y una unidad de trazo de velocidad para trazar el retraso en el umbral para el estimado de velocidad Doppler.
29. 29. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 28 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando interpolación lineal si el umbral es mayor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
30. 30. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 28 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando extrapolación lineal si el umbral es menor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
31. 31. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 27 en donde los coeficientes de conexión de filtro se generan por la unidad de actualización de conexión de ecualizador en la forma de una señal de vector con L elementos, donde L es igual al número de conexiones .
32. 32. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 17 en donde el primer transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
33. 33. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 17 en donde el segundo transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
34. 34. Método para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el método comprendiendo: (a) estimar la velocidad aparente del canal; (b) trazar la velocidad aparente estimada a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro; (c) generar un estimado SNR de canal piloto común (CPICH) ; y (d) utilizar el estimado de velocidad aparente y el estimado SNR CPICH para generar el al menos un parámetro.
35. 35. Método de la reivindicación 34 en donde la velocidad aparente se mide en base a un espectro Doppler de la respuesta de impulso del canal.
36. 36. Método de la reivindicación 34 en donde la velocidad aparente se basa en el movimiento del primer transceptor.
37. 37. Método de la reivindicación 34 en donde la velocidad aparente se basa en el movimiento del segundo transceptor.
38. 38. Método de la reivindicación 34 en donde la velocidad aparente se basa en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores, primero y segundo, opera.
39. 39. Método de la reivindicación 34 en donde la velocidad aparente se basa en cambios debidos a errores del oscilador que ocurren en al menos uno de los transceptores, primero y segundo.
40. 40. Método de la reivindicación 34 en donde la velocidad aparente se basa en al menos uno del movimiento del primer transceptor, movimiento del segundo transceptor, el movimiento de objetos en el ambiente en el cual al menos uno de los transceptores, primero y segundo, opera, y errores del oscilador que ocurren en al menos uno de los transceptores, primero y segundo.
41. 41. Método de la reivindicación 34 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ .
42. 42. Método de la reivindicación 41 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro a.
43. 43. Método de la reivindicación 42 comprendiendo además: (e) generar coeficientes de conexión de filtro en base al algoritmo _ _ w„ , en donde el vector representa el valor actual de los coeficientes de filtro utilizados por el ecualizador adaptativo, el " representa el nuevo valor, y el vector " representa una señal de error.
44. 44. Método de la reivindicación 43 en donde la etapa (a) comprende además: (al) extraer al menos un coeficiente de conexión de filtro de ecualizador de los coeficientes de conexión de filtro generados en la etapa (e); (a2) generar una fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; (a3) generar N muestras retrasadas en base a un vector de N valores de retraso y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; (a4) generar N valores de función de diferencia de fase en base a las N muestras retrasadas y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; (a5) medir la magnitud de los valores de función de diferencia de fase para generar un vector de diferencia de fase promedio teniendo a pluralidad de elementos; (a6) normalizar los elementos del vector de diferencia de fase medido para generar un vector de función de diferencia de fase normalizado teniendo a pluralidad de elementos; (a7) comparar cada elemento del vector de función de diferencia de fase normalizado con un umbral para generar un retraso en el umbral; y (a8) trazar el retraso en el umbral para el estimado de velocidad.
45. 45. Método de la reivindicación 44 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando interpolación lineal si el umbral es mayor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
46. 46. Método de la reivindicación 44 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando extrapolación lineal si el umbral es menor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
47. 47. Método de la reivindicación 43 en donde los coeficientes de conexión de filtro se generan en la forma de una señal de vector con L elementos, donde L es igual al número de conexiones.
48. 48. Método de la reivindicación 34 en donde el primer transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades .
49. 49. Método de la reivindicación 34 en donde el segundo transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
50. 50. Método para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el método comprendiendo: (a) generar un estimado SNR de canal piloto común (CPICH); y (b) trazar el estimado SNR CPICH a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro.
51. 51. Método de la reivindicación 50 comprendiendo además: (c) estimar la velocidad aparente del canal; y (d) utilizar el estimado de velocidad aparente y el estimado SNR CPICH para generar el al menos un parámetro.
52. 52. Método de la reivindicación 51 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ .
53. 53. Método de la reivindicación 52 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro a.
54. 54. Método de la reivindicación 53 comprendiendo además: (e) generar coeficientes de conexión de filtro en base al algoritmo - „ - , „ ~ w„ en donde el vector representa el valor actual de los coeficientes de filtro utilizados por el ecualizador adaptativo, el p+1 representa el nuevo e valor, y el vector " representa una señal de error.
55. 55. Método de la reivindicación 54 en donde la etapa (c) comprende además: (cl) extraer al menos un coeficiente de conexión dé filtro de ecualizador de los coeficientes de conexión de filtro generados en la etapa (e); (c2) generar una fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; (c3) generar N muestras retrasadas en base a un vector de N valores de retraso y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; (c4) generar N valores de función de diferencia de fase en base a las N muestras retrasadas y la fase del coeficiente de conexión de filtro de ecualizador extraído; (c5) medir la magnitud de los valores de función de diferencia de fase para generar un vector de diferencia de fase promedio teniendo a pluralidad de elementos; (c6) normalizar los elementos del vector de diferencia de fase medido para generar un vector de .función de diferencia de fase normalizado teniendo a pluralidad de elementos; (c7) comparar cada elemento del vector de función de diferencia de fase normalizado con un umbral para generar un retraso en el umbral; y (c8) trazar el retraso en el umbral para el estimado de velocidad.
56. 56. Método de la reivindicación 55 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando interpolación lineal si el umbral es mayor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
57. 57. Método de la reivindicación 55 en donde el retraso en el umbral se realiza utilizando extrapolación lineal si el umbral es menor que el valor más pequeño en el vector de función de diferencia de fase normalizado.
58. 58. Método de la reivindicación 54 en donde los coeficientes de conexión de filtro se generan en la forma de una señal de vector con L elementos, donde L es igual al número de conexiones.
59. 59. Método de la reivindicación 50 en donde el primer transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
60. 60. Método de la reivindicación 50 en donde el segundo transceptor es una unidad de transmisión/recepción inalámbrica (WTRU) que se mueve a varias velocidades.
61. 61. Estimador de paso de progresión para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el estimador de paso de progresión comprendiendo: un ciclo fijo retrasado (DLL) para generar una secuencia de muestra puntual en base a muestras recibidas e información de ubicación de la primer conexión significativa (FSP); y un estimador de proporción de señal a ruido (SNR) de canal piloto común (CPICH) para generar un estimado SNR CPICH en base a la secuencia de muestra puntual.
62. 62. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 61 comprendiendo además: una unidad de trazo de paso de progresión para trazar el estimado SNR CPICH a al menos un parámetro utilizado para actualizar al menos un coeficiente de conexión de filtro asociado con el ecualizador adaptativo.
63. 63. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 62 comprendiendo además: estimador de velocidad para estimar la velocidad aparente del canal en base a la secuencia de muestra puntual, en donde la unidad de trazo de paso de progresión utiliza el estimado de velocidad aparente y el estimado SNR CPICH para generar el al menos un parámetro .
64. 64. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 63 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ .
65. 65. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 64 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro a.
66. 66. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 61 en donde el DDL comprende: un regulador de retraso para generar muestras retrasadas en base a las muestras recibidas; un interpolador para cambiar las muestras retrasadas, generar secuencias de tiempo anteriores y posteriores, y generar la secuencia de muestra puntual; un ciclo de rastreo de código (CTL) para generar una señal de índice de interpolación y una señal de dirección de regulador; y un sumador para generar una señal de índice al agregar juntas una señal de ubicación FSP dada y la señal de dirección de regulador, en donde el regulador de retraso alinea muestras recibidas para FSPs rastreadas dentro de una cierta resolución en base a la señal de índice.
67. 67. Estimador de paso de progresión para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el estimador de paso de progresión comprendiendo: un ciclo fijo retrasado (DLL) para generar una secuencia de muestra puntual en base a muestras recibidas e información de ubicación de la primer conexión significativa (FSP); y un estimador de velocidad para estimar la velocidad aparente del canal en base a la secuencia de muestra puntual.
68. 68. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 67 comprendiendo además: una unidad de trazo de paso de progresión para trazar el estimado de velocidad aparente a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar al menos un coeficiente de conexión de filtro asociado con el ecualizador adaptativo.
69. 69. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 68 comprendiendo además: un estimador de proporción de señal a ruido (SNR) de canal piloto común (CPICH) para generar un estimado SNR CPICH en base a la secuencia de muestra puntual, en donde la unidad de trazo de paso de progresión utiliza el estimado SNR CPICH y el estimado de velocidad aparente para generar el al menos un parámetro.
70. 70. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 69 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ .
71. 71. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 70 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro .
72. 72. Estimador de paso de progresión de la reivindicación 67 en donde el DDL comprende: un regulador de retraso para generar muestras retrasadas en base a las muestras recibidas; un interpolador para cambiar las muestras retrasadas, generar secuencias de tiempo anteriores y posteriores, y generar la secuencia de muestra puntual; un ciclo de rastreo de código (CTL) para generar una señal de índice de interpolación y una señal de dirección de regulador; y un sumador para generar una señal de índice al agregar juntas una señal de ubicación FSP dada y la señal de dirección de regulador, en donde el regulador de retraso alinea muestras recibidas para FSPs rastreadas dentro de una cierta resolución en base a la señal de índice .
73. 73. Método para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el método comprendiendo: (a) generar una secuencia de muestra puntual en base a muestras recibidas e información de ubicación de la primer conexión significativa (FSP); y (b) generar un estimado de proporción de señal a ruido (SNR) de canal piloto común (CPICH) en base a la secuencia de muestra puntual.
74. 74. Método de la reivindicación 73 comprendiendo además: (c) trazar el estimado SNR CPICH a al menos un parámetro utilizado para actualizar al menos un coeficiente de conexión de filtro asociado con el ecualizador adaptativo.
75. 75. Método de la reivindicación 73 comprendiendo además: (c) estimar la velocidad aparente del canal en base a la secuencia de muestra puntual; y (d) utilizar el estimado de velocidad aparente y el estimado SNR CPICH para generar el al menos un parámetro.
76. 76. Método de la reivindicación 75 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ . 1 1 . Método de la reivindicación 76 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro a. 78. Método de la reivindicación 73 en donde la etapa (a) comprende además: (al) generar muestras retrasadas en base a las muestras recibidas; (a2) cambiar las muestras retrasadas, generar secuencias de tiempo anteriores y posteriores, y generar la secuencia de muestra puntual; (a3) generar una señal de índice de interpolación y una señal de dirección de regulador; y (a4) generar una señal de índice al agregar juntas una señal de ubicación FSP dada y la señal de dirección de regulador, en donde las muestras recibidas se alinean para FSPs rastreadas dentro de una cierta resolución en base a la señal de índice. 79. Método para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el método comprendiendo: (a) generar una secuencia de muestra puntual en base a muestras recibidas e información de ubicación de la primer conexión significativa (FSP); y (b) estimar la velocidad aparente del canal en base a la secuencia de muestra puntual. 80. Método de la reivindicación 79 comprendiendo además: (c) trazar el estimado de velocidad aparente a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar al menos un coeficiente de conexión de filtro asociado con el ecualizador adaptativo. 81. Método de la reivindicación 80 comprendiendo además: (d) generar un estimado de proporción de señal a ruido (SNR) de canal piloto común (CPICH) en base a la secuencia de muestra puntual; y (e) utilizar el estimado SNR CPICH y el estimado de canal aparente para generar el al menos un parámetro. 82. Método de la reivindicación 81 en donde el al menos un parámetro incluye un parámetro de paso de progresión µ . 83. Método de la reivindicación 81 en donde el al menos un parámetro incluye además un parámetro de factor de dispersión de conexiones de filtro a. 84. Método de la reivindicación 79 en donde la etapa (a) comprende además: (al) generar muestras retrasadas en base a las muestras recibidas; (a2) cambiar las muestras retrasadas, generar secuencias de tiempo anteriores y posteriores, y generar la secuencia de muestra puntual; (a3) generar una señal de índice de interpolación y una señal de dirección de regulador; y (a4) generar una señal de índice al agregar juntas una señal de ubicación FSP dada y la señal de dirección de regulador, en donde las muestras recibidas se alinean para FSPs rastreadas dentro de una cierta resolución en base a la señal de índice. 85. Circuito integrado (IC) para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el IC comprendiendo: un estimador de velocidad para estimar la velocidad aparente del canal; y una unidad de trazo de paso de progresión para trazar la velocidad aparente estimada a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro; y un medidor de proporción de señal a ruido (SNR) para generar un estimado SNR de canal piloto común (CPICH) , en donde la unidad de trazo de paso de progresión utiliza el estimado de velocidad aparente y el estimado SNR CPICH genera el al menos un parámetro . 86. Circuito integrado (IC) para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el IC comprendiendo: un medidor de proporción de señal a ruido (SNR) para generar un estimado SNR de canal piloto común (CPICH) ; y una unidad de trazo de paso de progresión para trazar el estimado SNR CPICH a al menos un parámetro utilizado por el ecualizador adaptativo para actualizar el coeficiente de conexión de filtro. 87. Circuito integrado (IC) para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el IC comprendiendo: un ciclo fijo retrasado (DLL) para generar una secuencia de muestra puntual en base a muestras recibidas e información de ubicación de la primer conexión significativa (FSP); y un estimador de proporción de señal a ruido (SNR) de canal piloto común (CPICH) para generar un estimado SNR CPICH en base a la secuencia de muestra puntual. 88. Circuito integrado (IC) para controlar el paso de progresión de un ecualizador adaptativo incorporado en un primer transceptor, en donde al menos un coeficiente de conexión de filtro utilizado por el ecualizador adaptativo se actualiza en base a una velocidad aparente de un canal establecido entre el primer transceptor y un segundo transceptor, el IC comprendiendo: un ciclo fijo retrasado (DLL) para generar una secuencia de muestra puntual en base a muestras recibidas e información de ubicación de la primer conexión significativa (FSP); y un estimador de velocidad para estimar la velocidad aparente del canal en base a la secuencia de muestra puntual.