CN101288228B - 适应性等化器步长估测方法及装置 - Google Patents

适应性等化器步长估测方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN101288228B
CN101288228B CN2005800378156A CN200580037815A CN101288228B CN 101288228 B CN101288228 B CN 101288228B CN 2005800378156 A CN2005800378156 A CN 2005800378156A CN 200580037815 A CN200580037815 A CN 200580037815A CN 101288228 B CN101288228 B CN 101288228B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transceiver
equalizer
delay
size
superficial velocity
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2005800378156A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101288228A (zh
Inventor
菲利普·J·佩特拉斯基
米海拉·贝露里
艾佩斯兰·戴米尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
InterDigital Technology Corp
Original Assignee
InterDigital Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by InterDigital Technology Corp filed Critical InterDigital Technology Corp
Publication of CN101288228A publication Critical patent/CN101288228A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101288228B publication Critical patent/CN101288228B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/159—Applications of delay lines not covered by the preceding subgroups
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L65/00—Network arrangements, protocols or services for supporting real-time applications in data packet communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03681—Control of adaptation
    • H04L2025/03687—Control of adaptation of step size

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

一种可控制被并入收发器(如无线传送/接收单元)的适应性等化器步长的步长估测器。步长估测器以于该收发器及另一收发器间所建立的频道表观速度为基础来更新该适应性等化器所使用至少一适应性等化器分接点。步长估测器可包含一速度估测器、一信噪比(SNR)平均器及一步长映射单元。速度估测器用来估测频道表观速度(也就是频道脉冲响应改变的观察及/或测量速率)。信噪比平均器可产生共同引导频道(CPICH)信噪比估测。步长映射单元可使用该速度估测及共同引导频道信噪比估测来产生被适应性等化器用来更新滤波分接点系数的步长参数μ及滤波分接点漏泄因子参数α。

Description

适应性等化器步长估测方法及装置
技术领域
本发明是有关控制被并入如无线传送/接收单元(WTRU)的收发器中的适应性等化器。更特别是，本发明是有关以被建立于该收发器及另一收发器间的频道表观速度(也就是频道脉冲响应改变的观察及/或测量速率)为基础更新该适应性等化器所使用至少一滤波器分接点系数。
背景技术
如正规化最小均方(NLMS)为基础接收器的适应性等化器为基础接收器，系可提供如雷克(Rake)接收器上的分频双工(FDD)高速下链封包存取(HSDPA)或分码多重存取(CDMA)2000演进发展数据语音(EV-DV)的高数据速率服务的优越效能。典型正规化最小均方接收器系包含具有一等化器滤波器及一分接点系数产生器之一适应性等化器，用以产生被用来更新该等化器滤波器的滤波系数的分接点系数。等化器滤波器通常为有限脉冲响应(FIR)滤波器。
适应性等化演算法中的适应性步长参数μ(“mu”)可控制等化器滤波器收敛速率。适应性步长参数μ系为影响适应性等化器效能之一门槛参数。应性步长参数μ通常于等化器滤波器操作之前被定义或以决定性方式被改变。步长系为尝试收敛至某些点的迭代(回路)演算法，如最小均方(LMS)，正规化最小均方中的各步骤大小。大步长有助于短期间适应性等化器收敛(以尽量精确方式)，但若步长较小，适应性等化器会收敛地更精确。因此，快速及精确收敛的间系存在置换关系。收敛速度及精确间的理想平衡系视演算法尝试多快收敛至该点而定。收敛时间系与适应性步长参数μ反向相关。因此，有了较大步长，收敛可被快速获得。
然而，大步长可能产生错误调整误差，其会影响适应性等化器的原始位元错误率(BER)效能。因为所使用步长约为最接近者，向量上各点可能达到预期点，所以错误调整误差因最小均方收敛而永远不会被完全达成。
发明内容
本发明系为控制被并入收发器(如无线传送/接收单元)的适应性等化器步长的步长估测器。步长估测器可以被建立于该收发器及另一收发器间的频道表观速度为基础来更新该适应性等化器所使用至少一适应性等化器分接点。步长估测器可包含一速度估测器，一信噪比(SNR)平均器及一步长映射单元。速度估测器系被用来估测频道表观速度(也就是频道脉冲响应改变的观察及/或测量速率)。信噪比平均器可产生共同引导频道(CPICH)信噪比估测。步长映射单元可使用该速度估测及共同引导频道信噪比估测来产生被适应性等化器用来更新滤波分接点系数的步长参数μ及滤波分接点漏泄因子参数α。
附图说明
可从以下实施例说明及附图更详细理解本发明，其中：
图1A系为包含依据本发明一实施例配置的表观频道速度估测器的步长估测器例方块图；
图1B系为与表观频道速度估测器执行表观频道速度估测于一频道上的另一收发器通信的收发器***图，其包含图1A的步长估测器。
图2系为包含依据本发明另一实施例的步长估测器例方块图；
图3系为被用于图2的步长估测器的表观频道速度估测器例方块图；
图4显示针对图3的表观频道速度估测器的符号延迟对不同速度相关的图形关系例。
图5显示针对图3的表观频道速度估测器的符号延迟对不同信噪比相关的图形关系例。
具体实施方式
此后，当被称为“无线传送/接收单元”名词系包含但不限于使用者设备(UE)，行动台，固定或行动用户单元，呼叫器，或可操作于无线环境中的任何其他类型元件。
此后，当被称为“收发器”名词者系包含但不限于基地台，无线传送/接收单元，B节点，存取点(AP)或接收信号自或传送信号至另一收发器的任何其他无线通信装置。
此后，当被称为“表观频道速度”及“频道表观速度”名词者系包含但不限于被建立于第一收发器(如无线传送/接收单元，基地台，或类似者)及至少一其他收发器间的频道脉冲响应改变的观察及/或测量速率。频道脉冲响应改变可能因一个或更多收发器移动，发生于至少一收发器中的振荡器误差，及至少一收发器操作中的环境中的物体移动所产生。
本发明特性可被并入集成电路(IC)，或被配置于包含多个互连组件的电路中。
本发明控制适应性等化器的步长适应。适应步长μ系视频道改变速率(如与无线传送/接收单元速度相关的Doppler展频)及频道信噪比而定。针对快速频道，较佳使用较大步长来促使适应性等化器快速追踪频道变异。相反地，针对较慢频道，较低步长被预期降低错误调整误差而改善适应性等化器效能。
适应性步长参数μ视信噪比而定系使信噪比下，适应性步长参数μ值倾向较高，而低信噪比下，适应性步长参数μ通常很小。附加输入亦可适当使用(如适应性滤波器中的延迟展频及主动分接点数)。本发明系被用来经由表观频道速度维持收敛速度及精确度间的理想平衡。
图1A系为包含依据本发明一实施例配置的表观频道速度估测器101的步长估测器100例方块图。
参考图1B，步长估测器100可控制被并入第一收发器150中的适应性等化器50的步长。适应性等化器50所使用的至少一滤波器分接点系数102系以被建立于第一收发器150及第二收发器160间的频道155的表观速度为基础来更新。适应性滤波器50包含一等化器分接点更新单元10，一有限脉冲响应滤波器12及一更新向量产生器16。步长估测器100提供一步长μ(“mu”)参数142及一滤波器分接点漏泄因子α至等化器分接点更新单元10。反过来，等化器分接点更新单元10产生等化器滤波器分接点系数102，其被馈送至步长估测器100及有限脉冲响应滤波器12。
当第二收发器160于频道155上传送信号至第一收发器150时，该被传送信号系于抵达第一收发器150的适应性等化器50中的有限脉冲响应滤波器12之前被频道155讹用(或修改)。有限脉冲响应滤波器12可滤波信号并界定滤波脉冲响应，其系于有限脉冲响应滤波器12的被等化输出14被馈送至更新向量产生器16的后，通过等化器分接点更新单元10所产生的等化器滤波器分接点系数102界定。更新向量产生器16可产生包含被馈送至等化器分接点更新单元10以更新等化器滤波器分接点系数102的向量
Figure G2005837815620070514D000031
的误差信号18。
如图1A所示，步长估测器100包含一表观频道速度估测器101，一步长映射单元140，及一信噪比平均器145。如图1B所示，表观频道速度估测器101可估计被建立于包含步长估测器100的第一收发器150及第二收发器160间的频道155速度。等化器滤波器分接点系数102系通过等化器分接点更新单元10被输入表观频道速度估测器101。等化器滤波器分接点系数102系为被乘上适应性滤波器50中的输入样本序列的多个值。等化器分接点更新单元10的输出系通过找出两向量的内乘积来产生。一向量系为等化器分接点更新单元10内的被分接延迟线(TDL)状态(输出)，而另一向量系为等化器分接点更新单元10所使用的等化器滤波器分接点系数102(或其共轭)的向量。
参考图1A，表观频道速度估测器101包含一分接点系数撷取器104，一角度计算器108，一被分接延迟线116，一相位差函数产生器120，一平均滤波器124，一正规化单元128，一延迟计算器132及一速度映射单元136。
依据本发明，速度资讯系被撷取自等化器分接点更新单元10所使用的滤波系数历史数据。此程序系因等化器分接点更新单元10适应性估测最小均方差(MMSE)解来侦测如引导信号的参考信号而可行。如此做，最终等化器分接点更新单元10会接近频道反向。速度估计系通过可追踪反映频道改变速率(也就是其表观速度)的等化器分接点更新单元10所使用之一个或更多滤波分接点值改变速率来执行。
分接点系数撷取器104可从被接收自等化器分接点更新单元10的等化器滤波器分接点系数102撷取至少一分接点系数，并传送被撷取分接点系数106至角度计算器108。
典型频道脉冲响应通常可通过(分离)延迟及度量脉冲的有限组来特征化。这些脉冲各位置系被称为路径(也就是“多路径”频道组成)。相对第一有效分接点(FSP)的各该路径的位置及平均功率系决定等化器分接点权重的位置及大小。
被撷取分接点系数1D6可为对应第一有效分接点，最有效路径(MSP)，若干分接点平均或任何其他路径的系数。被撷取分接点系数106包含多个，且具有一振幅及一相位(或相同地角度值)。角度计算器108仅输出被撷取分接点系数106的相位110至被分接延迟线116及相位差函数产生器120。
被分接延迟线116全长可大于N(也就是并非所有延迟均必须具有分接点)。被分接延迟线116长度必须至少D(N)，其对应具有来自被分接延迟线116输入的最长延迟的分接点。从被分接延迟线116输入至输出n(0＜n＜N+1)的延迟将为D(n)。被分接延迟线116系从该输入转移数据经由第一时脉周期上之下一延迟组成而至接续时脉周期上之下一延迟组成。被分接延迟线116系以类似移位暂存器方式操作。
包含N延迟值D(1)…D(N)的延迟114向量D(k)系被输入被分接延迟线116。被分接延迟线116系依据延迟114的向量及被撷取分接点系数106的相位110来产生N延迟样本118，X(i-D(k))，k＝1…N。指标变数“i”系被当作时间指标且随后被压缩。
相位差函数产生器120可以被分接延迟线116所输出的各N延迟样本118及角度计算器108所输出的相位110来产生自我相关状相位差函数的N样本。更明确说，N相位差函数值122系被产生，一用于延迟114向量的各组成。较佳函数系为|pi-|phase(1)-phase(n)||，其中|x|＝x的绝对值，但其他该函数可被使用。
平均滤波器124可平均N相位差函数值122大小来产生具有多个组成，avg_phase_dif(k)，k＝1…N的平均相位差函数向量126。平均滤波器124本质上系为固定低通滤波器，如移动平均滤波器或简单无线脉冲(IIR)滤波器组。
正规化单元128可正规化平均相位差函数向量126组成来产生具有多个组成的正规化相位差函数向量130。测量系被正规化为小延迟下的测量函数值。平均相位差函数向量126中的第一组成系被用来分割平均相位差函数向量126中的所有组成来完成该正规化处理。平均相位差函数向量126中的第一组成系对应被分接延迟线116中的最小延迟，其系较佳被选择使相位110及N延迟样本118第一组成间的任何相位差仅因噪声信号而不因频道改变来补偿因噪声信号产生的随机相位改变。
例如，该正规化系通过第一组成除上平均相位差函数向量126各组成如下：norm_phase_dif(k)＝avg_phase_dif(k)/avg_phase_dif(1)，k＝1…N，其中avg_phase_dif系为平均相位差函数值的向量。
正规化相位差函数向量130各组成接着通过延迟计算器132与门槛相较于门槛处产生一延迟。正规化相位差函数向量130系为对应亦递减的曲线样本(至少接近原点)以1.0开始的递减数字向量(至少前两个)。
延迟计算器132的目的系估测曲线跨越等于门槛的值的距离(时间/延迟表示)。若该门槛值大于正规化相位差函数向量130中的最小值，则该估测系使用线性内插来执行。若门槛小于正规化相位差函数向量130中的最小值，则该估测系使用线性外插来执行。输出134系为曲线跨越门槛的位置(延迟)。该门槛值系以类似图4所示的曲线为基础根据经验来决定。
门槛延迟134系依据预定映射函数通过速度映射单元136被映射至速度估测138。步长估测器100中的信噪比平均器145可以共同引导频道信噪比输入147为基础来产生共同引导频道信噪比估测146，并将该共同引导频道信噪比估测146传送至步长映射单元140。速度估测138及共同引导频道信噪比估测146接着被步长映射单元140映射至步长μ参数142及滤波器分接点漏泄因子α参数144给等化器分接点更新单元10。
来自速度及信噪比的映射系根据经验来决定。此系通过各种速度及信噪比的步长μ(“mu”)参数142及滤波器分接点漏泄因子α参数144各种值来模拟接收器效能。各速度及信噪比下，μ及α值系通过选择最佳化效能知这些值(如最低块错误率(BER)或最高产出)来决定。一旦{速度，信噪比)及{μ，α}间的关系被决定用于模拟点，更通用函数可通过传统两因次(2-D)曲线配适技术来找出。参考查找表(LUT)或两者，一旦方程式被建立，则映射程序可直接通过执行该方程式(或其近似)来实施。
滤波器分接点漏泄因子α系被定义如下：
0＜α≤1，       方程式(1)
其中α标示无分接点漏泄。当不预期计算滤波器分接点漏泄因子α时(也就是其为“选择性”)，α刚好被设定为1。以速度估测138及共同引导频道信噪比估测146为基础，μ参数142及α参数144系被选择。
同属最小均方演算法中的滤波系数适应可被写入：
w → n + 1 = α · w → n + μ · e → n 方程式(2)
其中向量
Figure G2005837815620070514D000062
表示等化器分接点更新单元10所使用的滤波系数目前值，
Figure G2005837815620070514D000063
表示等化器分接点更新单元10所使用的滤波系数新值，而向量
Figure G2005837815620070514D000064
表示被产生当作等化器分接点更新单元10的最小均方演算法部分的误差信号。等化器分接点更新单元10可产生具有L组成的向量信号的滤波器分接点系数102，其中L等于分接点数。
图2系为包含依据本发明另一实施例的步长估测器200例方块图。步长估计系使用共同引导频道信噪比估测及表观频道速度估测来执行，其系以目前频道状况为基础被映射至步长μ及滤波器分接点漏泄因子α。共同引导频道信噪比估测及表观频道速度估测可经由单路径或路径组合(也就是第一有效分接点，最有效路径或类似者)来获得。
参考图2，步长估测器200包含一共同引导频道信噪比估测器202，一表观频道速度估测器204，一步长映射单元140，一延迟缓冲器214，一加法器215，一内插器216及一编码追踪回路(CTL)222。
共同引导频道信噪比估测器202可以被与目前被追踪的路径校准的准时样本序列218为基础来产生共同引导频道信噪比估测203。步长估测器200可接收通常被以两倍(2×)主采样速率(也就是晶片速率)采样的样本210。步长估测器200可从该被接收样本210撷取准时样本序列218及早先与后来样本序列217。各被撷取流系具有晶片速率样本。
被估计共同引导频道信噪比估测203系被映射单元140依据预定映射函数映射至步长μ参数142。表观频道速度估测器204可以准时样本序列218为基础来产生速度估测205。速度估测205亦被映射单元140用于映射至滤波器分接点漏泄因子α参数144。表观频道速度估测器204之一配置例系结合图3被说明如下。
被接收样本210系通过脉冲成型(接收器根升余弦(RRC))滤波器以两倍晶片速率输出来产生。被接收样本210对于提供因表观频道速度所产生的振幅及相位变异资讯至步长估测器200很重要。步长估测器200亦可接收第一有效分接点位置资讯212，其可通过已具有频道脉冲响应的数据机来供应。步长估测器200锁定路径位置来估测对应表观频道速度。
延迟缓冲器214，加法器215，内插器216及编码追踪回路222系形成步长估测器200中的延迟锁定回路(DLL)，藉此编码追踪回路222可内部创造被接收样本210的早先与后来样本序列217间的误差信号。编码追踪回路222中的误差信号可经由内插器216驱动分数延迟使其被迫使达到平均零。该分数延迟包含采样速率倍数中的延迟(也就是有关采样速率的整数延迟)。例如，若编码追踪回路222创造两样本的累积延迟，则输入数据流系被2样本延迟。该分数延迟可提供误差量至内插器216使准时样本序列218可被以零时点偏置对参考信号(如全球行动电信***(UTMS)中的共同引导频道)设定。该分数延迟可采用+/-采样速率，如-0.1，0.2，0.4Tc间的任何值，其中Tc为晶片速率。
早先与后来样本序列217系于编码追踪回路222处被与乱码序列产生相关。编码追踪回路222可以该相关结果来产生内插器指标信号220及缓冲器位址信号224(也就是整数倍数样本延迟)。指标信号226系通过加法器215将给定第一有效分接点位置信号212及缓冲器位址信号224加总来产生。延迟缓冲器214系以指标信号226为基础针对被追踪路径(如第一有效分接点)校准被接收样本210于特定解的内(如晶片解)。延迟缓冲器214必须大得足以追踪移动路径。
内插器216可从延迟缓冲器214接收被延迟样本219并以+/-0.125Tc或更少增量于+/-0.5Tc内转移被延迟样本219。若被延迟样本219的被累积转移超过0.5Tc(如0.625Tc)，则内插器216将经由内插器指标信号220执行分数转移0.125Tc，而缓冲器位址信号224被增加1(也就是0.5Tc)。
内插器216及编码追踪回路222系被用来追踪第一有效分接点，最有效路径或任何其他路径。准时样本序列218系通过追踪该被追踪路径的移动来产生。第一有效分接点位置资讯212系通过经由延迟缓冲器214延迟被接收样本210(也就是整数调整)，及/或经由内插器216推进被接收样本210(也就是分数调整)经由编码追踪回路222来追踪。内插器216可从编码追踪回路222接收内插器指标信号220，并产生准时样本序列218及早先与后来样本序列217。编码追踪回路222创造被映射入指向预定内插器权重(系数)的指标的分数误差，其针对分数样本延迟控制分数延迟及/或从编码追踪回路222领先被接收样本210。
延迟缓冲器214大小系为时点飘移及第一有效分接点更新速率的函数。时点飘移系为基地台及无线传送/接收单元间的频率偏移所产生的移动。表观频道速度亦产生频率偏移。因此，路径似乎正移动。例如，数据机具有基地台的同步化资讯及频道脉冲响应知识(路径位置)，并以该路径位置设定编码追踪回路222(也就是针对给定第一有效分接点位置信号212开始采样)。若该给定路径移动，编码追踪回路222遵循它直到超过多样本延迟或领先的缓冲限制为止。然而，若第一有效分接点位置资讯于编码追踪回路222碰撞缓冲器边界之前被适时更新，则编码追踪回路222可毫无困难地遵循路径。
图3系为被用于图2的步长估测器200的表观频道速度估测器204例方块图。表观频道速度估测器204包含一控制回路301，一乱码产生器304，多个共轭单元308，326，乘法器312，331，333，一解展频器316，一可变延迟单元322，一固定延迟单元330及一速度映射单元374。
依据本实施例，目前符号及延迟符号的间达成图2步长估测器200的延迟缓冲器214中的目标相位所需的延迟量系经由控制回路301来估测。控制回路301可产生延迟值320当作速度函数。延迟值320接着通过速度映射单元374被映射为一速度。
来自图2的步长估测器200的准时样本序列218系被馈送至乘法器312的第一输入。乱码产生器304可产生被馈送至多个共轭单元308的乱码306。多个共轭单元308接着产生被馈送至乘法器312的第二输入的乱码共轭310。准时样本序列218被乘上乱码共轭310以产生解波样本序列314。解波样本序列314系被解展频器316解展频，而符号序列318此后被产生。
符号序列318系被输入可变延迟单元322，多个共轭单元326及固定延迟单元330。多个共轭单元326可产生目前符号的多个共轭328。可变延迟单元322可依据延迟值320来延迟符号序列318并产生第一延迟符号序列324。固定延迟单元330可延迟符号序列达一符号持续期间并产生第二延迟符号序列332。
目前符号的多个共轭328系被乘法器331乘上第一延迟符号序列324以产生第一延迟共轭信号334。目前符号的多个共轭328亦被乘法器333乘上第二延迟符号序列332以产生第二延迟共轭信号336。
控制回路301包含可选映射单元338，340，控制回路344，348，368，加法器355，364，一除法器356及一限幅器372。控制回路301可以该第一及第二延迟共轭信号334，336为基础输出延迟值320，其实部分系被可选映射单元338，340选择性映射至被映射值342，346(+1或-1)。被延迟共轭信号334系为可变延迟值324为基础的自我相关输出。被延迟共轭信号336系为有关一符号延迟332的自我相关值。信号334及336系被可选映射单元338，340选择性映射，且接着于正规化发生之前被回路滤波器344，348平顺化。
正规化处理系为任何例中确保不同信噪比中的速度重复能力所需。若正规化不被执行，则图3中的被滤波共轭信号350可能不提供0及1的间值。若映射单元338，340不被使用，则延迟共轭信号334，336系被回路滤波器344，348直接滤波。
最终正规化值范围系从0至1。可被施加至图3的可变延迟单元322的最小延迟系永远大于一符号延迟，其为固定延迟单元330的精确延迟。因此，正规化产生0及1的间范围的值。参考位准值可以商数结果信号360值为基础来决定。如第4及5图中说明者，基本处理将创造图3中的商数结果信号360反应。被回路滤波器344产生的被滤波共轭信号350系被馈送至除法器356的第一输入。被回路滤波器348产生的被滤波共轭信号352系经由可加总小固定值354以避免被零除而产生总和结果信号358的加法器355被馈送至除法器356的第二输入。除法器356可以总和结果信号358除被滤波共轭信号350来产生商数结果信号360。此为被用来避免因信噪比设定而产生变异的正规化处理。
因为相关系通过使用已知序列(也就是共同引导频道信号)来执行，被相关信号的信噪比位准将直接影响被计算相关。参考/相关值信号362系被加法器364从商数结果信号360扣除。
当映射单元338，340创造如图4说明的0或1及图5中的部分时，正规化会迫使商数结果信号360介于0及1的范围的间。若0及1映射考虑最小硬体被实施，则因为曲线创造永远小于0.7的值，依据图4，0.7参考位准将为最佳值。当映射产生+1及-1时，则较小的参考值可取代0.7被使用。然而，例如使用0.4映射+1及-1系需图3的更多硬体322，而速度映射单元374必须被更新各不同参考位准。因此，值0.7系为映射产生经由回路滤波器368及限幅器372被馈送产生延迟值320的差分结果信号366的较佳值。
回路滤波器368系被用来降低控制回路301中的噪声信号影响。限幅器372的限幅很合理，因为不需估测250kmh以上及3kmh以下的速度。同时，限幅可降低速度映射单元374的硬体大小。参考/相关值362系为控制回路301尝试收敛至的目标值。
图4显示针对图3的表观频道速度估测器204的符号延迟对不同速度相关的图形关系例。图4中的相关值系对应图3无噪声信号模拟的商数结果信号360。如图4所示，自我相关曲线以较小延迟较高速度跨越参考位准0.7，以较大延迟较漫速度通过参考位准。当适当延迟被创造于延迟320处时，目的系获得图3中的差分结果信号366的零平均值。为了确保零平均值并使控制回路301收敛，参考415(也就是0.7相关)必须被撷取。
因此，速度系与延迟量成反比来设定正规化自我相关为参考位准415。达成0.7正规化自我相关值所需的符号延迟系首先被反向，接着被乘上一因子来产生速度估测205。
图3的表观频道速度估测器204的控制回路301一定不可调整为局部最大。例如图4所示250kmh曲线，具有最小符号延迟的最大值405系为1.0。同时，相同曲线周期性具有局部最大及最小值(如值0.6系为35符号延迟值下的局部最大410)。如图4所示，由于非常高噪声信号及/或干扰位准，若图3所示第一估测延迟320具有接近250kmh的值35的符号延迟，则回路调整为35的符号延迟值并估测较250kmh为慢的60kmh速度。参考/相关值362系被选择使图4的速度相关自我相关值不通过多延迟点中的0.7参考位准。延迟值320系依据预定映射函数通过速度映射单元374映射至速度估测205。
本发明系建立在Doppler频谱的自我相关函数系为第0顺序Bessel函数的基础上。Bessel行为允许相关的值被设定估测延迟量来达成目前符号及延迟符号间的预期相关。如图4所示，当延迟值增加且无线传送/接收单元速度增加时，符号间的相关通常会降低。通过迫使延迟锁分隔的符号间的相关收敛至目标值，延迟量可通过预定映射函数被映射至一速度。该目标值系被设定为较图上局部峰值为高的0.7。如图4所示，自控制回路301到达收敛的后，映射函数可被定义，收敛处的延迟值可被映射至对应速度。
图3的可选映射单元338，340可使用0及1或+1/-1映射。图4描绘0及1映射。
图5显示针对图3的表观频道速度估测器204的符号延迟对不同信噪比相关的图形关系例。图5中的相关值系对应商数结果信号360，参考/相关值362及进行中处理的自我相关值局部峰值的间差异。例如，0或1映射的delta于35符号延迟处具有0.7-0.6＝0.1；而针对+1/-1映射，delta变为0.7-0.2＝0.5，其具有抗噪声信号变动的较大免疫力。
虽然本发明已以较佳实施例做说明，但熟练技术人士将明了以下申请专利范围所描述的本发明范畴内的其他变异。

Claims (30)

1.一种步长估测器，可控制被并入一第一收发器中且具有一等化器分接点更新单元的适应性等化器的步长，其中该适应性等化器所使用的至少一滤波器分接点系数系以该第一收发器及一第二收发器间所建立之一频道表观速度为基础来更新，该步长估测器包含：
一速度估测器，可估测一频道表观速度；
一步长映射单元，用于映射该估测表观速度至该适应性等化器所使用的至少一参数，以更新由该适应性等化器所使用的至少一滤波分接点系数，其中该速度估测器包含：
一分接点系数撷取器，可从该等化器分接点更新单元所产生的该滤波器分接点系数撷取至少一等化器滤波器分接点系数；
一角度计算器，可产生所撷取等化器滤波器分接点系数之一相位；
一分接延迟线，以一N延迟值的向量及该撷取等化器滤波器分接点系数的相位为基础而产生N延迟样本；
一相位差函数产生器，可以该N延迟样本及该撷取等化器滤波器分接点系数的相位为基础而产生N相位差函数值；
一平均滤波器，可平均该相位差函数值大小来产生具有多个组成之一平均相位差向量；
一正规化单元，可正规化该平均相位差向量的组成，以产生一具有多个组成的正规化相位差函数向量；
一延迟计算器，可比较该正规化相位差函数向量的各组成及一门槛，以在该门槛产生一延迟；及
一速度映射单元，可映射该门槛处的延迟至速度估测。
2.根据权利要求1所述的步长估测器，其特征在于，该速度估测器以频道脉冲响应的Doppler频谱为基础来量测该表观速度。3.根据权利要求1所述的步长估测器，其特征在于，进一步包含一信噪比平均器，可产生一共同引导频道信噪比估测，其中该步长映射单元使用该表观速度估测及共同引导频道信噪比估测来产生该至少一参数。
4.根据权利要求1所述的步长估测器，其特征在于，该至少一参数包含一步长参数μ。
5.根据权利要求4所述的步长估测器，其特征在于，该至少一参数进一步包含一滤波器分接点漏泄因子参数α。
6.根据权利要求5所述的步长估测器，其特征在于，该等化器分接点更新单元以演算法 w → n + 1 = α · w → n + μ · e → n 为基础来产生滤波器分接点系数，其中向量
Figure FSB00000056319900022
表示该适应性等化器所使用的滤波系数目前值，
Figure FSB00000056319900023
表示新值，而向量
Figure FSB00000056319900024
表示该等化器分接点更新单元所产生的误差信号。
7.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，若该门槛大于该正规化相位差函数向量中的最小值，则该门槛处的延迟系使用线性内插来执行。
8.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，若该门槛小于正规化相位差函数向量中的最小值，则该门槛处的延迟系使用线性外插来执行。
9.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该滤波器分接点系数系以一具有L组成的向量信号形式由该等化器分接点更新单元产生，其中L等于分接点数。
10.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该第一收发器为一各种速度移动的无线传送/接收单元。
11.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该第二收发器为一各种速度移动的无线传送/接收单元。
12.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该表观速度以该第一收发器的移动为基础。
13.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该表观速度以该第二收发器的移动为基础。
14.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该表观速度以该第一及第二收发器至少之一操作环境为基础。
15.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该表观速度系以因发生于该第一及第二收发器至少其一的振荡器误差所造成改变为基础。
16.根据权利要求6所述的步长估测器，其特征在于，该表观速度系以该第一收发器的移动、该第二收发器的移动、该第一及第二收发器操作环境中物体的移动及于该第一及第二收发器至少其一发生的振荡器误差中至少其中之一为基础。
17.一种控制被并入一第一收发器中且具有一等化器分接点更新单元的适应性等化器的步长的方法，其中该适应性等化器所使用的至少一滤波器分接点系数系以于该第一收发器及一第二收发器间所建立之一频道表观速度为基础来更新，该方法包含：
通过以下所述来估测该频道的表观速度：
从该等化器分接点更新单元产生的该滤波器分接点系数撷取至少一等化器滤波器分接点系数；
产生该撷取等化器滤波器分接点系数之一相位；
以一N延迟值的向量及该撷取等化器滤波器分接点系数的相位为基础产生N延迟样本；
以该N延迟样本及该撷取等化器滤波器分接点系数的相位为基础产生N相位差函数值；
将该相位差函数值大小进行平均以产生一具有多个组成的平均相位差向量；
正规化该平均相位差向量的组成来产生一具有多个组成的正规化相位差函数向量；
比较该正规化相位差函数向量各组成及一门槛，以在该门槛处产生一延迟；
映射该门槛处的延迟至速度估测；及
映射该估测表观速度至该适应性等化器所使用的至少一参数来更新该滤波分接点系数。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该表观速度以频道脉冲响应的Doppler频谱为基础来量测。
19.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该方法进一步包含：
产生一共同引导频道信噪比估测；及
使用该表观速度估测及该共同引导频道信噪比估测来产生至少一参数。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，该至少一参数包含一步长参数μ。21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，该至少一参数进一步包含一滤波器分接点漏泄因子参数α。
22.根据权利要求21所述的方法，该方法进一步包含：以演算法 w → n + 1 = α · w → n + μ · e → n 为基础来产生滤波器分接点系数，其中向量
Figure FSB00000056319900042
表示该适应性等化器所使用的滤波系数目前值，
Figure FSB00000056319900043
表示新值，而向量
Figure FSB00000056319900044
表示误差信号。
23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，若该门槛大于该正规化相位差函数向量中的最小值，则该门槛处的延迟系使用线性内插来执行。
24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，若该门槛小于正规化相位差函数向量中的最小值，则该门槛处的延迟系使用线性外插来执行。
25.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该滤波器分接点系数系以一具有L组成的向量信号形式产生，其中L等于分接点数。
26.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该第一收发器为一各种速度移动的无线传送/接收单元。
27.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该第二收发器为一各种速度移动的无线传送/接收单元。
28.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该表观速度以该第一收发器的移动为基础。
29.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该表观速度以该第二收发器的移动为基础。
30.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该表观速度以该第一及第二收发器至少之一操作环境为基础。
31.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该表观速度系以因发生于该第一及第二收发器至少其一的振荡器误差所造成改变为基础。
32.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，该表观速度系以该第一收发器的移动、该第二收发器的移动、该第一及第二收发器操作环境中物体的移动及于该第一及第二收发器至少其一发生的振荡器误差中至少其中之一为基础。
CN2005800378156A 2004-11-08 2005-10-20 适应性等化器步长估测方法及装置 Expired - Fee Related CN101288228B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US62586904P 2004-11-08 2004-11-08
US60/625,869 2004-11-08
US11/238,469 2005-09-29
US11/238,469 US7496138B2 (en) 2004-11-08 2005-09-29 Method and apparatus for estimating the step-size of an adaptive equalizer
PCT/US2005/037602 WO2006052404A2 (en) 2004-11-08 2005-10-20 Method and apparatus for estimating the step-size of an adaptive equalizer

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101288228A CN101288228A (zh) 2008-10-15
CN101288228B true CN101288228B (zh) 2010-10-06

Family

ID=36316330

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2005800378156A Expired - Fee Related CN101288228B (zh) 2004-11-08 2005-10-20 适应性等化器步长估测方法及装置

Country Status (10)

Country Link
US (2) US7496138B2 (zh)
EP (2) EP1810402A4 (zh)
JP (1) JP2008519557A (zh)
KR (2) KR20070094973A (zh)
CN (1) CN101288228B (zh)
CA (1) CA2586703A1 (zh)
MX (1) MX2007005532A (zh)
NO (1) NO20072745L (zh)
TW (3) TWI296461B (zh)
WO (1) WO2006052404A2 (zh)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060114836A1 (en) 2004-08-20 2006-06-01 Sofie Pollin Method for operating a combined multimedia -telecom system
US20070261082A1 (en) * 2003-08-22 2007-11-08 Interuniversitair Microelektronica Centrum (Imec) Method for operating a multi-media wireless system in a multi-user environment
US8228952B2 (en) * 2003-08-22 2012-07-24 Imec Method for operating a telecom system
WO2005099205A1 (en) * 2004-03-08 2005-10-20 Thomson Licensing Method and apparatus for robust automatic frequency control in cdma systems with constant pilot signals
US7532667B2 (en) * 2004-11-05 2009-05-12 Interdigital Technology Corporation Pilot-directed and pilot/data-directed equalizers
JP4945955B2 (ja) * 2005-08-19 2012-06-06 ソニー株式会社 タップ係数設計方法及びタップ係数設計装置
US7746970B2 (en) * 2005-11-15 2010-06-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for filtering noisy estimates to reduce estimation errors
EP2041883B1 (en) * 2006-07-03 2011-12-21 ST-Ericsson SA Adaptive filter for channel estimation with adaptive step-size
KR100822817B1 (ko) * 2006-10-31 2008-04-18 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 스킴에서 타이밍 동기화를 수행하기 위한 수신기및 방법
GB0703275D0 (en) * 2007-02-20 2007-03-28 Skype Ltd Method of estimating noise levels in a communication system
US8170087B2 (en) * 2007-05-10 2012-05-01 Texas Instruments Incorporated Correlation coprocessor
CN101785225B (zh) * 2007-08-17 2013-08-07 日本电气株式会社 Ofdm中的信道估计的方法和设备
US20090129281A1 (en) * 2007-11-21 2009-05-21 Interuniversitair Microelektronica Centrum (Imec) Quality-energy scalability technique for tracking systems
US8843181B2 (en) * 2009-05-27 2014-09-23 Qualcomm Incorporated Sensor uses in communication systems
CN102447689B (zh) * 2010-09-30 2015-05-20 腾讯科技（深圳）有限公司 一种消息的更新提示方法以及网络客户端
US8890580B2 (en) 2010-10-11 2014-11-18 Rambus Inc. Methods and circuits for reducing clock jitter
JP5496418B2 (ja) * 2011-05-10 2014-05-21 三菱電機株式会社 適応等化器、音響エコーキャンセラ装置および能動騒音制御装置
JP2013135328A (ja) * 2011-12-26 2013-07-08 Tokai Rika Co Ltd デジタル受信装置
US9559875B2 (en) * 2012-05-09 2017-01-31 Northrop Grumman Systems Corporation Blind equalization in a single carrier wideband channel
US9380519B2 (en) 2013-03-13 2016-06-28 Qualcomm Incorporated Using motion to improve local wireless network connectivity
US9380520B2 (en) 2013-03-13 2016-06-28 Qualcomm Incorporated Using motion to improve local wireless network connectivity
US9020085B1 (en) * 2013-03-14 2015-04-28 Pmc-Sierra Us, Inc. Method and apparatus for sampling point optimization
US9479360B2 (en) 2014-06-27 2016-10-25 Samsung Electronics Co., Ltd Receiver apparatus and reception method in wireless communication system
JP6488818B2 (ja) * 2015-03-27 2019-03-27 アイシン精機株式会社 車高調整装置
US9838072B1 (en) * 2015-06-24 2017-12-05 Marvell International Ltd. Systems and methods to mitigate electro-magnetic interference in single twisted-pair-based communication systems
US9882709B2 (en) * 2016-05-10 2018-01-30 Macom Connectivity Solutions, Llc Timing recovery with adaptive channel response estimation
CN108462481B (zh) * 2018-03-05 2022-10-21 成都优艾维智能科技有限责任公司 一种μ律函数下基于参数调整的比例LMP滤波方法
CN110113033B (zh) * 2019-04-08 2023-03-24 长春理工大学光电信息学院 脉冲数据压缩采样方法
CN113093534B (zh) * 2021-03-12 2022-05-27 华中科技大学 用于光学参数控制的自适应步长调节最值锁定方法和***
CN117471499B (zh) * 2023-12-26 2024-03-26 中国人民解放军国防科技大学 一种卫星导航时域自适应高精度抗干扰方法及装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6389084B1 (en) * 1998-08-07 2002-05-14 Lucent Technologies Inc. Apparatus and method for equalizing a signal independent of the impact of doppler frequency
CN1482747A (zh) * 2002-06-18 2004-03-17 ӡ�����Ƽ��ɷ����޹�˾ 使用最大可能数列评估于无线接收的等化器装置与方法
CN1496013A (zh) * 2002-06-18 2004-05-12 ӡ�����Ƽ��ɷ����޹�˾ 信号体决策等化器最佳等化方法与装置
CN1533192A (zh) * 2003-03-19 2004-09-29 �����ɷ� 动态通道长度估测方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3038790B2 (ja) * 1990-04-27 2000-05-08 日本電気株式会社 等化器
JPH04208707A (ja) * 1990-11-21 1992-07-30 Mitsubishi Electric Corp 適応等化器
JP2770626B2 (ja) * 1991-11-29 1998-07-02 日本電気株式会社 適応受信機
US5818876A (en) * 1993-02-01 1998-10-06 Motorola, Inc. Method and apparatus of adaptive maximum likelihood sequence estimation using a variable convergence step size
JPH09294095A (ja) * 1996-04-26 1997-11-11 Oki Electric Ind Co Ltd 適応等化器
US6456648B1 (en) * 2001-10-01 2002-09-24 Interdigital Technology Corporation Code tracking loop with automatic power normalization
US6865588B2 (en) * 2002-01-03 2005-03-08 Intel Corporation Adaptive filtering with tap leakage using error filtering
US6738608B2 (en) * 2002-02-12 2004-05-18 Qualcomm Incorporated Frequency-timing control loop for wireless communication systems
US20050129105A1 (en) * 2003-12-11 2005-06-16 Aris Papasakellariou Determination of the adaption coefficient for adaptive equalizers in communication systems based on the estimated signal-to-noise ratio and the mobile speed

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6389084B1 (en) * 1998-08-07 2002-05-14 Lucent Technologies Inc. Apparatus and method for equalizing a signal independent of the impact of doppler frequency
CN1482747A (zh) * 2002-06-18 2004-03-17 ӡ�����Ƽ��ɷ����޹�˾ 使用最大可能数列评估于无线接收的等化器装置与方法
CN1496013A (zh) * 2002-06-18 2004-05-12 ӡ�����Ƽ��ɷ����޹�˾ 信号体决策等化器最佳等化方法与装置
CN1533192A (zh) * 2003-03-19 2004-09-29 �����ɷ� 动态通道长度估测方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR100912055B1 (ko) 2009-08-12
EP1810402A2 (en) 2007-07-25
US7724817B2 (en) 2010-05-25
NO20072745L (no) 2007-08-02
KR20070094973A (ko) 2007-09-27
TW200627786A (en) 2006-08-01
WO2006052404A3 (en) 2007-02-22
US20090129458A1 (en) 2009-05-21
US7496138B2 (en) 2009-02-24
CN101288228A (zh) 2008-10-15
CA2586703A1 (en) 2006-05-18
MX2007005532A (es) 2007-07-13
EP2602963A1 (en) 2013-06-12
KR20070085943A (ko) 2007-08-27
EP1810402A4 (en) 2011-09-28
TW200717998A (en) 2007-05-01
TW200943693A (en) 2009-10-16
JP2008519557A (ja) 2008-06-05
WO2006052404A2 (en) 2006-05-18
TWI296461B (en) 2008-05-01
US20060098766A1 (en) 2006-05-11
TWI433449B (zh) 2014-04-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101288228B (zh) 适应性等化器步长估测方法及装置
US5727032A (en) Method and device for estimating transmitted signals in a receiver in digital signal transmission operations
US7746970B2 (en) Method and apparatus for filtering noisy estimates to reduce estimation errors
US7054396B2 (en) Method and apparatus for multipath signal compensation in spread-spectrum communications systems
CN1778083B (zh) 确定均衡器系数的方法和设备
JP4409395B2 (ja) 伝搬路推定方法及び推定装置
KR100875693B1 (ko) 디지털 타이밍 조절을 위한 최적의 보간기 방법 및 장치
CN101359926B (zh) 接收机、信道估计方法与装置
KR20040005339A (ko) 이동통신시스템의 적응형 채널 추정장치 및 방법
KR100969781B1 (ko) 통신 시스템에서 가중치 계수 결정 방법 및 장치
AU728259B2 (en) Adaptive compensation of doppler shift in a mobile communication system
CN101252559A (zh) 一种训练序列时变步长最小均方方法
AU724387B2 (en) Compensation of doppler shift in a mobile communication system
US7194027B2 (en) Channel equalizing and carrier recovery system for home phoneline networking alliance receiver and method thereof
CN1845538B (zh) 一种时域信道同步***
AU5037399A (en) Compensation of doppler shift in a mobile communication system
CN100365951C (zh) 无线通信中的信道估计方法及***
JP2010529796A (ja) ルックアップテーブルによる共分散の効率的な算出
WO2003049309A1 (en) Time recovery circuit and method
JP2003008675A (ja) 最大ドップラー周波数推定装置および無線通信装置
Song et al. Multi-model based channel estimation for doubly selective wireless fading channels
CN101001222A (zh) 一种高速移动环境特征参数自适应估计方法
JP2002261852A (ja) 同期検波回路
EP1718020A2 (en) Measurement of equalizer span alignment with respect to channel condition
GB2406758A (en) Updating filter coefficients for multi-path equalisation

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20101006

Termination date: 20141020

EXPY Termination of patent right or utility model