KR960016660B1

KR960016660B1 - 트렐리스 코드화 큐에이엠(qam)을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR960016660B1
Application number: KR1019920013358A
Authority: KR
Inventors: 에이치. 파익 우; 에이. 레리 스코트; 히가드 크리스
Original assignee: 제너럴 인스트루먼트 코포레이션; 헤롤드 엠. 크리스버그
Priority date: 1991-07-26
Filing date: 1992-07-25
Publication date: 1996-12-19
Also published as: NO922927D0; TW197544B; CA2074549C; DE69228341T2; IE922389A1; US5233629A; AU2052392A; DE69231480T2; KR970002702B1; CA2074553C; EP0524625B1; EP0525641B1; JPH06181567A; AU662540B2; JP3230767B2; DE69231480D1; AU2052292A; CA2074549A1; JP3230766B2; EP0525641A2

Abstract

없음.

Description

트렐리스 코드화 큐에이엠(QAM)을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법 및 그 장치

제1도는 연결 코딩(concatenated coding)을 이용한 QAM 전송시스템의 블럭도.

제2도는 본 발명에 따른 트렐리스 엔코더의 블럭도.

제3도는 본 발명에 따른 트렐리스 디코더의 블럭도.

제4도는 본 발명에 따른 부분 집합으로 분할된 QAM 콘스텔레이션 패턴을 설명하기 위한 도면.

제5도는 제 4 도의 콘스텔레이션 패턴에서 부분집합의 표시를 설명하기 위한 도면.

제6도는 제 4 도의 콘스텔레이션 패턴에서 콘스텔레이션 점의 표시를 설명하기 위한 도면.

제7도는 본 발명에 따른 연결 코딩의 성능을 종래 기술의 코드화 QAM과 비교해서 설명한 그래프이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

12 : 리드 솔로몬 엔코더18 : 인터리버

20 : 트렐리스 (엔)코드24 : 송신기

26 : 챈널28 : 수신기

32 : 트렐리스 디코더34 : 디인터리버

36 : 리드 솔로몬 디코더42 : 파스

48,70 : 나선형 엔코더62 : 프루너

68 : 비터비 디코더72 : 지연버퍼

74 : 선택기76 : 직렬변환기.

[산업상의 이용분야]

본 발명은 트렐리스 코드화 QAM(quadrature amplitude modulation)에 관한 것으로, 특히 QAM 전송을 코딩하기 위한 실제적 방법에 관한 것이다.

[종래의 기술 및 그 문제점]

디지탈 데이터, 예컨대 방송용 고품위 텔레비전(HDTV)신호에 사용되는 디지탈화된 영상은 최종 사용자에게 통신하기 위해 VHF나 UHF 아날로그 채널에 의해 전송될 수 있는 바, 여기서 아날로그 채널은 입력파형의 변조 및 변환된 버전을 전달한다. 통계적으로 파형의 변조는 가능한 배경 열잡음과 임펄스 잡음 및 페이드(fades)로 인해 적응적 또는 중복적으로 된다. 여기서, 채널에 의해 수행된 변환은 주파수 변환, 비선형 또는 하모닉 왜곡, 시간분산이다.

아날로그 채널을 매개로 디지탈 데이터를 통신하기 위해서는 데이터가 예컨대 PAM 형태로 변조되는데, 유용한 채널 밴드폭내에서 전송될 수 있는 데이터의 양을 증가시키는데에는 전형적으로 QAM(quadrature amplitude modulation)이 사용되고, 여기서 QAM은 PAM의 형태로서, 이는 정보의 다수의 비트가 16이나 32포인트를 포함할 수 있는 "콘스텔레이션(constellation)"으로서 언급되는 패턴으로 함께 전송된다.

PAM에서 각 신호는 진폭레벨이 전송된 심볼에 의해 결정되는 펄스이고, 16-QAM에서는 각 상한 채널에서 -3, -1, 1, 3의 심볼 진폭이 전형적으로 사용된다.

디지탈 통신시스템에 있어서 대역폭 효과는 대역폭 단위에 대해 초당 전송된 비트의 수로서 정의되는 바, 즉 대역폭에 대한 데이터비의 비율이다. 여기서, 고대역폭 효과를 갖춘 변조 시스템이 그 데이터비와 같은 밴드폭 점유요구를 갖춘 응용에 채용되고, QAM은 밴드폭 효과변조를 제공한다.

반면, 통상 위성 전송시스템에서 발견할 수 있는 QPSK(quadrature phase shift keying) 등과 같은 변조구성이 잘 확립되어 있음과 더불어 잘 알려져 있는 바, QPSK에 있어서는 QAM에서 제공된 것보다 더욱 간단한 콘스텔레이션 패턴의 결과를 얻는다. 특히, QPSK 시스템은 각각의 다른 위상으로부터 90도 떨어져 전형적으로 위치하면서 동일한 진폭을 갖춘 오직 4개의 심볼을 갖춘 콘스텔레이션 패턴을 이용한다. 따라서, 4개의 심볼을 원에 관해 동일하게 일정한 거리를 유지하게 된다.

QPSK 변조는 대역폭 제한이 크게 고려되지 않는 전력제한시스템이 적합한 반면, QAM 변조는 대역폭 제한시스템에 적합한데, 여기서 전력요구는 큰 문제로 되지 않는다. 따라서, QPSK는 위성 통신시스템에서 선택될 수 있는 시스템이고, QAM은 지상국과 케이블 시스템에 적합한 시스템이다. 그리고, QPSK의 대중화의 결과, 트렐리스 코드화 QPSK 변조를 실현하는 집적 회로가 이미 유용하면서 쉽게 얻을 수 있게 되었다.

트렐리스 코드화 변조(TCM : Trellis coded modulation)는 밴드제한체널을 거쳐 디지탈 전송을 위한 코딩과 변조기술의 결합을 포함하는데, 이는 대역폭 효과와의 절충없이 QAM 등과 같은 통상적인 비코드화 멀티레벨 변조를 거쳐 중요한 코딩 이득의 달성을 허용한다.

TCM 구성은 코드화 신호 시퀀스를 발생시키도록 변조신호의 선택을 주관하는 유한상태 엔코더에 따른 조합에서 여분 비 2진화 변조(redundant nonbinary modulation)를 사용하고, 수신기에서 잡음신호는 소프트-결정 최대 유사 시퀀스 디코더(soft-decision maximum likelihood sequence decoder)에 의해 디코드되는데, 이와 같은 구성은 통상적인 비코드화된 변조와 비교되는 3~6dB 이상에 의한 부가적 잡음에 대한 디지탈전송의 견고성을 개선한다. 이러한 이득은 알려진 다른 에러 정정 구성에 의해 요구되는 효과적 정보비율의 대역폭 확장이나 감소없이 얻어진다. 여기서, "트렐리스(trellis)"라는 용어는 이러한 구성이 2진화 콘볼루쇼널 코드의 트렐리스 다이어그램과 유사한 상태-천이(state-transition)(trellis) 다이어그램에 의해 설명되어질 수 있기 때문에 사용된다. 그 차이는 TCM이 임의 크기의 신호세트에 따른 비 2진화 변조에 대해 콘볼루쇼널 코딩의 원리를 확대한다는 것이다. 또, 트렐리스 코드화 QPSK 변조를 실행하기 위한 구성요소의 유용성은 위성통신등에 응용하기 위한 저가 통신시스템을 설계하는데 상당히 유리하고, 여기서 QPSK 기술이 탁월하다. 그러나, 이러한 구성요소는 QAM이 바람직하게 적용되는 다른 코드화 전송시스템을 실행하는데에는 도움을 주지 못한다.

전력제한과 대역제한 적용 및 저가 구성요소의 요구(특히, 저가데이터 디코더)에 대해 종래의 QAM 시스템은 복잡성과 비교적 고가의 엔코더와 디코더회로로 인해 적절하지 못하다. 실질적으로, 고가의 커스텀집적 회로칩에서 QAM 트렐리스 엔코드와 디코더를 실행하는데 전형적이다. 통신 디지탈 데이터에 대해 필요로 하는 저가해석에 따른 하나의 전력제한 및 대역제한 적용은 압축된 HDTV 신호의 디지탈 통신으로, 압축된 HDTV 신호를 전송하기 위한 시스템은 15~20Mbps(Mbit/s)의 데이터 율을 요구하고, 5~6MHz(통상적인 NTSC 텔레비전 채널의 대역폭)의 대역폭 점유를 요구하며, 매우 높은 데이터 신뢰성을 요구한다(즉, 매우 작은 비트 에러율). 또, 데이터율 요구는 고품질 압축 텔레비전 영상 제공의 필요로부터 야기된다. 여기서, 대역폭 억압은 미합중국 연방통신위원회의 요구로서, HDTV 신호는 존재하는 6MHz 텔레비전 채널을 점유하고, 현재의 방송 NTSC 신호와 함께 존재하여야 한다. 한편, 데이타율과 대역폭 점유의 이러한 조합은 고대역폭 효과를 갖춘 변조시스템을 요구하는데, 실제로 대역폭에 대한 데이터율의 비는 3 또는 4의 차수로 되어야만 한다. 이는 2개의 코딩이 없는 대역폭 효과를 갖춘 QPSK와 같은 변조시스템이 부적합하다는 것을 의미하고, QAM과 같은 대역폭 효과변조가 더욱 요구된다. 그러나, 상기한 바와 같이 QAM 시스템은 너무 고가이어서 대용량 소비자를 위해 충족되고 있다.

상당히 압축된 소스재료(예컨대, 압축영상)로부터 결론지어지는 HDTV 적용에 있어서 매우 높은 데이터 신뢰성에 대한 요구는 채널 에러의 비허용한계인 바, 신호의 자연적인 용장성은 데이터의 순수값이 일치되는 설명을 얻기 위해 제거된다. 예컨대, 24시간동안 1비트에러보다 낮으면서 15Mbps로 전송되는 시스템에 대해 10¹²전송비트의 하나의 에러보다 낮아지게 되는 시스템의 비트에러율(BER)이 요구된다.

데이터 신뢰성요구는 종종 연결 코딩 근접의 사용을 통해 실제적으로 직면하게 되는데, 이는 문제 해결을 위한 근접에 분할되면서 일치된다. 이러한 코딩구조에 있어서, 2개의 코드가 채용되는 바, "내부"변조코드는 채널은 크린업함과 더불어 "외부"디코더에 대해 적절한 심볼에러율을 전달하고, 내부코드는 일반적으로 "소프트 결정(soft decisions)"(예컨대, 미세하게 양자화된 채널 데이터)을 이용하여 효과적으로 디코드될 수 있는 코드변조이다. 알려진 접근은 트렐리스 디코더로서 "비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)"의 소정 형태를 갖춘 내부코드로서 콘볼루쇼널이나 트렐리스 코드를 사용한다. 또, 외부코드는 대부분 티-에러-정정(t-error-correction), "리드-솔로몬(Reed-Solomon)"코드이다.

통신 HDTV 데이터에 대해 요구되는 데이터율 영역에서 동작하는 이러한 리드-솔로몬 코딩 시스템은 대단히 유용함과 더불어 다양한 매매인의 집적 회로에서 실행된다. 외부 디코더는 최종 출력에러율이 극도로 작은 방법으로, 내부디코더를 회피한 심볼 에러의 방대한 대다수를 제거한다. 여기서 연결 코딩구조의 더욱 상세한 설명은 G.C. Clark, JR.and J.B. Cain, "Error-Correction Coding for Digital Communications", Plenum Press, New York, 1981 : and S. Lin and D.J. Costello, Jr., "Error Control Coding : Fundamentals and Applications", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1983.에서 찾을 수 있고, 트렐리스 코딩은 G. Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/PhaseSignals", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, No.1, pp. 55-67, January 1982 ; G. Ungerboeck, "Trellis-Coded Modulationwith Redundant Signal Sets-Part I : Introduction,-Part II : State of the Art", IEEE Communications Magazine, Vol. 25. No.2, pp. 5-21, February 1987 ; 와, A.R. Caulderbank 및 N.J.A. Sloane, "New Trellis Codes Based on Lattices and Cosets", IEEE Transactions on Informations Theory, Vol. IT-33, No.2, pp. 177-195, March 1987.에서 광범위하게 설명되어 있으며, 비터비 알고리즘은 G.D. Forney, Jr., "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the IEEE, Vol. 61, No.3, March 1973.에 설명되어 있다. 그리고, 리드-솔로몬 코딩 시스템은 Clark, Jr. et al과 Lin et al을 인용한 항목에 설명되어 있다.

내부의 출력에서의 에러율 수행과 연결된 코드화 시스템에서의 변조코드는 신호대 잡음비(SNR)에 상당히 의존하게 되는데, 어떤 코드는 잘 수행되어 낮은 SNR에서 더 낮은 에러율을 제공하는 반면, 어떠한 것은 높은 SNR에서 더 잘 수행된다. 이는 연결 및 비연결 코딩 시스템에 대한 변조코드의 최적화가 다른 해를 이끌어 낼 수 있으면서, 특정 SNR 영역에 의존하게 되는 것을 의미한다.

이는 높은 밴드폭 효과와 낮은 전력요구를 갖춘 데이터 변조를 제공하는데 유용한 바, 이와 같은 시스템은 최소 밴드폭 점유 및 매우 높은 데이터 신뢰성을 구비하면서 높은 데이터율을 제공한다. 이러한 시스템에 사용하기 위한 수신기의 복잡성은 대단위 제조에서 낮은 가격을 제공하도록 최소화될 수 있다. 최적적으로, 본 시스템은 가능한 한 작은 소비화에 따른 구성요소를 미리 가능한 것을 이용하여 수행할 수 있다.

본 발명은 상기한 이점을 갖춘 변조시스템을 제공하고, 특히 본 발명에 따른 방법 및 장치는 데이터 신뢰성을 회생하지 않고서 트렐리스 코드화 QAM 시스템에 대한 트렐리스 코드화 QPSK 시스템을 확대한다.

[발명의 구성 및 작용]

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방법은, N-비트 QAM 콘스텔레이션 패턴을 상기 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트에 포함되는 각 서브세트로 분할되고, 상기 4개의 서브세트 각각에 대해 다른 2-비트 코드단어가 할당되며, 상기 콘스텔레이션 패턴에 속하는 상기 심볼에서의 서브세트에 할당된 2-비트 코드단어를 제공하도록 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 심볼의 제 1 비트를 처리함으로써 전송되는 심볼을 엔코딩한다. 또, 변조함수를 제공하기 위해 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함된 N/4 심볼 포인트중 하나와 관련되는 상기 심볼의 잔여 비트에 따라 상기 2-비트 코드단어를 맵핑하고, 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수에 따른 캐리어를 변조함으로써 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법을 제공할 수 있게 된다.

본 실시예에 있어서, 2-비트 코드단어는 상기 변조함수의 최하위 비트를 형성함과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표의 매트릭스의 열을 정의하고, 상기 잔여 비트는 상기 변조함수의 최상위 비트를 형성함과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 크기를 결정한다.

연결된 접근에 있어서, 정보비트는 리드-솔로몬 코드와 같은 T-심볼에러 정정 코드를 이용하는 심볼로 먼저 엔코드되고, 이와 같이 엔코드된 심볼은 캐리어에 대해 원하는 변조를 발생시키는 트렐리스 엔코더에 대해 패스된다.

변조함수가 전송된 후 수신기에서 복구되고, 복구된 변조함수는 서브세트에 대응하는 거리세트를 제공함과 더불어 잔여 비트에 의해 정의된 신호 포인트의 다른 조건적 결정을 표현하는 다수의 비트를 제공하도록 프루닝된다. 거리는 제 1 비트를 복구하도록 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 코드를 디코딩하기 위해 알고리즘(비터비 알고리즘과 같은)에 이용된다. 복구된 제 1 비트는 코드단어를 발생시키기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘을 사용하여 엔코드된다. 조건적 결정 바이트의 하나는 발생된 코드단어에 응답하여 선택된다. 이때, 선택된 바이트는 디코드된 출력을 제공하기 위해 복구된 제 1 비트와 결합된다.

또한 본 발명은, 전송되는 심볼을 제 1 비트와 적어도 하나의 잔여 비트로 파싱하는 수단과, N-비트 QAM 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트를 포함하는 4개의 서브세트중 하나로 정의되는 2-비트 코드단어를 제공하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 제 1 비트를 엔코딩하기 위한 수단, 변조함수를 제공하기 위해 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함되는 N/4 심볼 포인트중 하나를 갖춘 상기 심볼과 관련되는 상기 잔여 비트에 따라 상기 코드단어를 맵핑하기 위한 수단 및, 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수에 따라 캐리어를 변조하기 위한 수단을 구비하여 구성된다.

또한, 상기 심볼을 제공하기 위해 에러 정정 엔코딩 알고리즘을 이용하여 정보비트를 엔코딩하기 위한 외부 엔코더가 제공된다.

실시예에 있어서, 상기 코드단어는 상기 변조함수의 최하위 비트를 형성함과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표의 매트릭스의 열을 정의하고, 상기 잔여 비트는 상기 변조함수의 최상위 비트를 형성함과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 크기를 결정하고, 상기 엔코딩 수단이 트렐리스 코드화 알고리즘을 이용한다.

또한 본 발명은, 2-비트 코드단어가 다수의 QAM 콘스텔레이션 서브세트중 하나로 정의됨과 더불어 잔여 (N-2)비트부가 상기 하나의 서브세트내의 신호 포인트를 나타내는 N-비트 QAM 변조함수를 복구하기 위해 수신된 캐리어를 복조하기 위한 수단과, 상기 서브세트에 대응하는 길이의 하나의 세트를 제공함과 더불어 (N-2)비트부에 의해 정의된 신호 포인트의 다수의 조건적 결정을 나타내는 다수의 (N-2)비트 서브그룹을 제공하기 위해 복구된 변조함수를 프루닝하기 위한 수단, 제 1 비트를 복구하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 코드를 디코딩하기 위한 알고리즘에서의 상기 거리를 이용하기 위한 디코더수단, 상기 코드단어를 재생하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘을 이용하여 복구된 제 1 비트를 엔코딩하기 위한 수단, 상기 재생된 코드단어에 응답하여 상기 다수의 (N-2)비트 서브그룹중 하나를 선택하기 위한 수단 및, 디코드된 출력을 제공하기 위해 선택된 서브그룹과 복구된 제 1 비트를 결합하는 수단으로 이루어진 디코딩장치를 제공한다.

실시예에 있어서, 상기 코드단어가 상기 변조함수의 최하위 비트로 구성되면서 콘스텔레이션 좌표의 매트릭스의 열을 정의하고, 선택된 서브그룹이 최상위 비트로 구성된다.

또, 상기 프루닝수단이 콘스텔레이션 좌표의 매트릭스의 각 열에 대해 복구된 N-비트 변조함수를 양자화하고, 상기 조건적 결정이 각 선택의 질을 정의하는 거리의 세트에 따른 상기 각 열에 대해 최선의 선택으로 이루어진다.

그리고, 거리는 상기 디코딩수단이 콘볼루쇼널 코드를 디코딩하기 위한 소프트 결정 알고리즘을 사용하는 디코더로 구성된다.

또한 본 발명은, 연결 디코더가 제공되고, 이러한 실시예에 있어서, 심볼 에러 정정 알고리즘을 이용하여 상기 출력을 디코딩하기 위한 외부 디코더가 제공된다. 실시예에 있어서, 내부 디코딩 알고리즘은 비터비 알고리즘으로 이루어진 연결 디코더를 이용한다.

그리고, 상기 심볼 에러 정정 알고리즘이 리드-솔로몬 코드로 이루어지고, 수신기에 의해 수신된 캐리어 신호는 HDTV 캐리어신호로 구성될 수 있다.

(실시예)

이하, 예시도면을 참조하여 본 발명에 따른 1실시예를 상세히 설명한다.

제 1 도는 QAM 데이터 통신용 연쇄 코딩시스템을 나타낸 도면이다. 전송된 디지탈 정보는 입력단자(10)를 매개해서 리드-솔로몬 엔코더(reed-Solomon encorder)등과 같은 심벌 에러교정 코더(symbol error correcting coder ; 12)에 입력되는데, 이 엔코더(12)는 입력되는 디지탈 정보를 복수개의 연속적인 n-비트 심벌(16)로 이루어진 코드단어(codeword ; 14)로 변환시킨다. 엔코더(12)용으로 외부 연결형(concatenated) 코드가 사용될 수 있지만, 전송시스템내에서의 에러의 버스트성(burstynature)과 하드 양자화(hard quantized) 데이터만이 유용하다는 사실 및 고속 코드의 요망에 의해 리드-솔로몬 코드가 외부코드(outer code)용으로 선택되었는데, 이 리드-솔로몬 코드의 심벌은 2진 스트림(binarystream)의 n-비트 세그먼트로 이루어진다. 리드-솔로몬 코드의 성능은 블럭에서의 심벌에러의 갯수에만 의존하기 때문에, 이러한 코드는 n-비트 심벌내의 버스트 에러(burst error)에 의해 동요되지 않는다. 그러나, 나선형 시스템의 성능은 심벌 에러의 기다란 버스트에 의해 심하게 손상받는다. 따라서, 인터리버(interleaver ; 18)가 리드-솔로몬 엔코더(18)의 출력에 구비되어 코딩 동작사이에서(개별 비트와 대비되도록) 심벌을 인터리브한다. 이러한 인터리브의 의도는 심벌에러의 버스트를 깨드리기 위한 것이다.

이렇게 인터리브된 심벌은 QAM 트렐리스 코더(trellis coder ; 20)에 입력되는 바, 본 발명에 의하면 이 코더(20)는 상세히 후술되는 바와 같이 QPSK 코드를 트렐리스 코드된 QAM 변조시스템으로 통합하게 된다.

코더(20)의 출력은 QAM 콘스텔레이션 패턴(constellation pattern)의 실수(I) 및 허수(Q) 평면에 있는 콘스텔레이션을 나타내는 심벌로 이루어지는데, 이러한 콘스텔레이션(constellation point ; 22)을 제 1 도에 기호적으로 나타냈다. 심벌은 종래의 송신기(24)에 의해 통신채널(26)을 매개해서 전송되는데, 통신채널이 수신기(28)에 의해 수신되기 전에 신호를 오염시키는 여러가지의 왜곡과 지연을 도입하게 된다. 그에 따라, 수신된 심벌로 구체화되는 콘스텔레이션값은 송신된 콘스텔레이션값과 정확하게 상관되지 않게 된다. 즉, 수신된 콘스텔레이션 점(30)은 콘스텔레이션 상에서 실제로 송신된 콘스텔레이션 점(22)과는 다른 위치에서 형성되게 된다. 수신된 콘스텔레이션 점에 대한 올바른 위치를 결정하여 실제로 송신된 데이터를 얻기 위해서는 수신된 데이터를 QAM 트렐리스 디코더(32)에 입력되는데, 이 디코더(32)는 소트트-결정 나선형(soft-decision convolutional) 디코딩 알고리즘을 이용하여 송신된 정보를 복구한다. 본 발명에 따른 디코더는 상세히 후술될 것이다.

상기 디코더(32)로부터 디코드된 출력은 디인터리버(deinterleaver ; 34)에 입력되는데, 이 디인터리버(34)는 상술한 인터리버(18)의 효과를 역으로 행하게 된다. 이렇게 디인터리브된 데이터는 리드-솔로몬 디코더(36)에 입력되어 이 디코더(36)에 의해 원래 정보 비트로 복구된다.

본 발명에서는 QPSK 코드가 낮은 SNR 동작영역에서 적절한 비트 에러비율을 갖는 높은 데이터속도의 대역폭 효과 시스템을 제공하는 트렐리스 코드된 QAM 변조시스템으로 통합되게 된다. 이러한 결과를 달성하기 위해서는 심벌을 함께 정의하는 QPSK 코드 및 언코드(uncode)된 비트의 코드단어가 QAM 콘스텔레이션에 균일하게 할당되게 된다. 또, 수신된 신호는 코드되지 않은 콘스텔레이션 점을 결정하는 기능을 갖춘 소프트-결정 디코더의 조합에 의해 디코드된다.

제 2 도는 본 발명에 따른 엔코더를 나타낸 도면이다. [제 1 도의 인터리버(18)로부터의]데이터 비트는 입력단자(40)를 매개해서 종래의 파싱(parsing) 회로(42)에 입력된다. 전송된 (N-1)비트 심벌은 라인(46)상에서 종래의 엔코더(48)로 출력되는 제 1 비트로 파스(parse)된다. 나머지 (N-2)의 언코드된 비트는 라인(44)상에서 2^N-QAM 맵퍼(papper ; 50)로 출력된다. 종래의 엔코더(48)는 1/2의 비율 및 64-상태의 나선형코드를 채용하고 있는데, 이 엔코더내에서 생성자(generator)는 8진수로 171과 133이다. 엔코더(48)로부터의 2비트 출력과 (N-2)의 엔코드된 비트(총 N비트)는 N-비트 심벌을 QAM 좌표상의 특정 콘스텔레이션 점으로 맵(map)하는 라벨(label)로서 사용하기 위해 2^N-QAM 맵퍼(mapper)에 제공된다. 나선형 엔코더(48)로 부터의 코드된 2비트 출력은 통상 QPSK 코드단어로서, 콘스텔레이션 서브세트를 선택하는데 이용되게 된다. 코드되지 않은 비트는 QAM 콘스텔레이션으로부터의 콘스텔레이션 서브세트내의 특정 신호점(signal point)를 선택하는데 이용되게 된다.

QAM 전송(엔코딩)을 위해서는 QPSK 코드의 코드단어와, 잔여의 코드되지 않은 비트가 QAM 콘스텔레이션에 할당되어야 하는 바, 이를 위해서는 복조 함수[MOD(m)εR²]에 의해 QAM 콘스텔레이션의 라벨링(labeling)을 설명해야 한다.

MOD : {0, 1}^N→R²

후술되는 맵핑은 다음의 소망하는 형태를 갖는다. 즉, (1) 코드되지 않은 비트는 모호성에 무관하지만, QAM의 90°위상 모호성의 결과는 QPSK 코드단어상에 부과되게 된다(즉, 90°위상 모호성은 QPSK 시스템과 마찬가지로 처리될 수 있다). 또, (2) 최상위 디지트는 콘스텔레이션 크기를 제어한다(즉, 16/32/64-QAM에 대한 내포된 방식).

다음에 묘사된 라벨링에 대해 생각하자.

16-QAM(m₅=m₄=0 ; QPSK, m₅=m₄=m₃=m₂=0)에 대해 :

MOD(m₅m₄m₃m₂m₁m₀) m₁m₀

32-QAM(m₅=0)에 대해 :

MOD(m₅m₄m₃m₂m₁m₀) m₁m₀

64-QAM에 대해 :

MOD(m₅m₄m₃m₂m₁m₀) m₁m₀

QPSK의 출력은 복조기 입력의 최하위 비트(MSB ; m₁m₀)를 형성하여 매트릭스의 열(column)을 선택하고, 최상위 비트(MSB)는 콘스텔레이션 크기를 결정한다. 코드되지 않은 비트가 없는 경우(m₅=m₄=m₃=m₂=0)에는 QPSK가 발생되고, 코드되지 않은 비트가 2개인 경우(m₃m₂)에는 16-QAM이 발생되며, 코드되지 않은 비트가 3개인 경우(m₄m₃m₂)에는 32-QAM이 발생되고, 코드되지 않은 비트가 4개인 경우(m₅m₄m₃m₂)에는 64-QAM이 발생되게 된다. 또, QAM 콘스텔레이션을 90°씩 회전시키면, 매트릭스의 행(row)은 무관하지만, 매트릭스의 열은 다음과 같이 회전되는 효과가 있다.

00→01→11→10→00

이것은 코드되지 않은 비트의 라벨링이 0°, 90°, 180°, 270°의 회전에 의해 영향받지 않는다는 것을 의미하는 것이다. 수신기(디코더)에서의 90°위상 모호성은 QPSK 엔코더로만 이동된다. QPSK 수신기에서의 모호성을 해결하는데 사용되는 방법이 무엇이던지간에 이러한 라벨링을 이용하는 QAM 시스템으로 직접 통합될 수 있다. 예컨대, QPSK 코드가 회전적으로 무관한 경우에 QPSK의 차동 엔코딩은 이용될 수 있다.

제 4 도는 본 발명에 따른 16-QAM 및 32-QAM 콘스텔레이션 패턴의 라벨링을 나타낸 도면이다. 콘스텔레이션 패턴(80)은 상술한 16-QAM 및 32-QAM에 대응한다. 특히, 16-QAM에 대해서는 16개의 콘스텔레이션 점이 점선블럭내에 제공되어 있다. 이들 콘스텔레이션 점은 제 5 도에 나타낸 바와 같이 토큰(token ; 82,84,86,88)에 의해 표시된 4개의 서브세트로 구분되어 있는데, 각각의 서브세트는 4개의 콘스텔레이션 점을 포함하고 있다. 따라서, 서브세트(82)에 대해서는 4개의 점(82a,82b,82c,82d)이 블럭(90)내에 제공되어 있다. 서브세트 자체는 제 6 도의 92로 나타낸 바와 같이 코드된 2비트(QPSK ; m₀,m₁)에 의해 정의된다. 16비트-QAM을 실현하기 위해서는 각 서브세트내의 특정한 점이 제 6 도에서 94로 나타낸 바와 같이 코드되지 않은 비트(m₂,m₃)에 의해 식별되게 된다. 따라서, 82c는 서브세트 00와 이 서브세트내의 점 001로 정의된다. 점(84a,86a,88a)와 같은 각각의 잔여 콘스텔레이션 점도 마찬가지로 식별되게 된다.

32비트-QAM을 실현하기 위해서는 점선 블럭(90)의 외부에 있는 부가적인 16개의 점도 포함되는데, 이들 점은 제 6 도에 나타낸 94로 지칭된 3개의 비트(m₂,m₃,m₄) 모두를 사용하여 마찬가지로 라벨되게 된다. 레벨링의 설명은 QAM의 더 높은 레벨로 신장될 수 있다는 것이 인식될 수 있다.

제 5 도에 나타낸 바와 같이 본 발명에 따라 사용된 라벨링의 특징은, 각 QPSK 심벌의 해밍 가중치(Hamming weight)가 콘스텔레이션 점간의(최소거리)²에 대응하는 인자(x)에 의해 나누어진 유클리드 가중치(Euclidian weight)와 동일하다는 것이다. 본 실시예에서는 제 4 도에 나타낸 콘스텔레이션 점이 각각의 쿼드러춰 챈널내에서의 1, -1, 3, -3, 5, -5의 QAM 레벨에서 제공되므로, 콘스텔레이션 점간의 최소거리가 2로 되어 해밍 가중치는 4로 나누어진 유클리드 가중치와 같아지게 된다.

제 3 도는 본 발명에 따른 QAM 트렐리스 디코더의 실시예를 나타낸 도면으로, 수신된 심벌 데이터는 입력 단자(60)를 매개해서 프루너(pruner ; 62)에 입력되는데, 이 프루너(62)는 복구된 변조함수를 처리하여 QPSK 코드단어에 의해 정의되는 서브세트에 대응하는 거리(metrics)의 집합을 제공하고, 전송된 코드되지 않은 비트에 의해 식별되는 신호의 복수개의 조건 결정을 나타내는 복수개의 (N-1)비트의 서브그룹(sub-group)을 제공한다. 특히, 4개의 거리는 라인(66)상에서 1/2 비율 64-상태 비터비 디코더(rate 1/2 64-state Viterbi decoder ; 68)로 출력되고, (N-2)비트 조건 결정의 4개의 집합은 라인(64)상으로 출력된다.

프루너(62)는 미리 계산된 거리의 집합과 입력치의 다른 집합에 대한 조건 결정을 포함하는 룩-업테이블(loop-up table)을 저장하는 프로그램가능한 읽기전용 메모리(PROM)와 같은 메모리장치로 이루어질 수 있다. 입력치는 PROM을 어드레스 지정하여 대응하는 저장된 거리와 결정치를 출력하는데 사용되므로, 초고속 프루닝 동작이 가능하게된다. 비터비 디코더는 프루너로부터 수신된 거리의 누적된 내용을 이용하여 QPSK 코드단어를 디코드한다.

제 3 도에 도시된 비터비 디코더(68)는 통상 저가 QPSK 코딩구조를 갖추는데 사용하기에 유용한 통상적인 1/2 비율 디코더로 될 수 있다. 따라서, 본 발명의 디코더를 실행하기 위해 커스텀 비터비 디코더가 트렐리스 코드를 디코드하는데 요구되지 않는다.

소프트-결정 QPSK 디코더가 시스템과 일체화될 경우 신호검출의 처리를 고려하여 이전에 설명한 QAM 변조기를 채용한다. 먼저, QPSK나 QAM 신호의 하드-결정검출에 있어서 수신된 신호

Y_k=X_k+W_k

가 양자화되고, 여기서 QPSK나 QAM 콘스텔레이션(예컨대, MOD(m)의 범위에서)에서 신호는 잡음이다. 양자화 함수는=MOD(m)의 관계에 따라 신호 X_k와 데이터 m의 추정을 발생시킨다. 또, 최대 유사검출(ML), 로그-유사함수-log(PCY_k(MOD(m))는 가능한 메세지 mε{0, 1}^N을 거쳐 최소화되고, 여기서 P(Y_k|X_k)는 X_k가 전송되어 주어진 수신 Y_k의 조건적 확률이다. 랜덤 메시지에 대해 ML 검출은 에러의 확률을 최소화한다. 양자화의 가장 일반적인 방법은

를 만족하는 최근(nearest)(Euclidean) 인접검출로서, 여기서 ∥·∥²는 유클리딘 거리자승(예컨대, 자승의 합)이다. 부가적 가우시안 잡음의 경우에 있어서, 최근 인접검출은 ML이다.

코드화 QPSK와 QAM 시스템에 있어서, 소프트 결정 정보를 코드단어의 효과적 디코딩을 위해 디코더에 제공된다. 이러한 소프트-결정 정보를 심볼 거리로서 설명되는 바, 특정 심볼=MOD(m)을 결정의 품질을 나타내는 이러한 거리는 Y_k가 수신될 경우 보내진다. 최근 인접 인코딩에 대해, 선택거리는 거리

(Y_k; m)=∥Y_k-MOD(m)∥²

이다.

실질적으로, 거리 자체는 실행목적을 위해 양자화된다. 예컨대, QPSK에 있어서 각 가능한 메세지 m₁,m₀ε{0, 1}²에 대해 최근 인접거리 ∥Y_k-MOD(m₁,m₀)∥²는 부가적인 가우시안 잡음에 대한 ML거리이다.

소프트-결정 디코드가능한 QPSK 코드에 기초한 트렐리스 코드된 QAM 복조에서는, 4개의 심벌 거리가 4개의 조건적 하드 결정(conditiona hard decision)과 마찬가지로 디코더에 공급되어야 한다. 가장 근접한 검출을 위해, m₁,m₀ε{0, 1}²의 각 선택은

metric(Y_k; m₁,m₀)=∥Y_k-MOD(m_N-1, …, m₂,m₁,m₀)∥²;

이고, 조건 하드 결정은 최소치를 얻는 m_N-1,…,m₂의 선택에 대응한다. 심벌 거리와 조건적 하드 결정을 결정하는 처리는 프루닝(pruning)으로서 알려져 있다. 트렐리스 코드된 QAM에서는 코드화되지 않은 비트가 트렐리스의 병렬 가지(parallel branch)로서 나타나고, 심벌 거리와 조건 하드 결정의 계산을 행하여 병렬 엣지의 집합으로부터 단일 최선 가지(single best branch)를 프룬(prune)한다.

프루닝은 상술한 QAM 복조 매트릭스의 용어로서 용이하게 표현된다. 프루닝 동작은 간단하게 매트릭스의 각 열에 대한 수신된 심벌(Y_k)을 양자화 하는 것을 포함한다. 조건 하드 결정은 그 결정의 질에 대응하는 각 열과 거리에 대한 최선의 선택이다.

일단 프루닝 동작이 완료되면, 소프트 결정 정보가 QPSK 코드의 디코더에 제공되게 된다(이 시간동안, 조건 하드 결정은 QPSK 결정을 기다리는 동안 저장되게 된다). 소프트 결정 정보를 이용하는 QPSK 디코더는 QPSK 정보(즉, m₁,m₀s)를 디코드하게 되는데, 그때 잔여정보(즉, m_N-1,…,m₂s)는 디코드된 QPSK 정보 및 이전에 저장된 조건 하드 결정을 이용하는 잘 알려진 정보에 의해 결정되게 된다.

QPSK 디코더가 ML(QPSK 변조에 대해)이라면, 그때 상술한 프루닝/QPSK 디코딩 방법도 또한 ML이다. 예컨대, QPSK 코드가 가장 가까이 근접한(즉, 비터비) 디코딩에 따른 2진 나선형 코드라면, 그때 QAM 트렐리스 디코딩 알고리즘도 또한 가장 가까이 근접하게 된다(즉, 수신된 시퀀스에서 가장 근접한 코드단어를 찾게 된다).

제 3 도에 나타내어진 실시예에 있어서, 프루너(pruner ; 62)로부터 출력되는 거리는 디코더(68)에 의해 디코드되어 제 2 도의 엔코더에서 선로(46)상의 단일 비트출력에 대응하는 단일비트를 복원하게 된다. 이 비트는 1/2 비율 64상태 나선형 엔코더[70 ; 제 2 도에서의 엔코더(48)와 동일]에 의해 다시 엔코드되어 2비트 QPSK 코드단어를 재창출하게 된다. 부분 그룹(subgroup)이 디코더(68)에 의해 유기되는 지연과 같은 지연시간 동안 지연버퍼(72)에 의해 지연된 후에, 상기 재창출된 코드단어는 프루너로부터 출력되는 4개의 (N-2)비트 부분 그룹중 하나를 선택하기 위해 사용되게 된다. 그후, 선택된 (N-2)비트 그룹은 직렬 변환기(76)에서 디코더(68)로부터의 복원된 단일 비트와 결합되어 트렐리스 디코드 출력을 산출하게 된다.

제 1 도와 관련해서 알 수 있는 바와 같이, 디코드된 출력은 외부 디코더에 의해 더 개선되어야만 하는 그다지 크지 않은 심벌 에러율을 표시하게 된다. 따라서, 원래의 정보비트를 복원하기 위해 디코드된 출력을 디인터리버(34) 및 리드 솔로몬 외부 디코더(36 ; 제 1 도)에 의해 더 처리하게 된다.

에러정정시에는 주어진 입력심벌 에러율을 가지고 출력비트의 에러율을 추정하여 리드 솔로몬 코드를 용이하게 계산할 수 있게 된다. q=2¹인 유한 평면에 있어서 연장된 리드 솔로몬 코드는 파라미터(n_RSk.t)를 갖게 되는데, 여기서 블럭길이 n_RS≤q+1이고, 디멘전 k=n_RS-2t이며, 에러정정능력은 t-에러이다. 심벌 에러 챈널이 입력심벌 에러율 P_in을 지니고 있기 때문에, 출력심벌 에러율은 다음과 같이 표현된다 :

P_out≤(1/n_RS)(1-P_inn_RS-i)P_in ¹min(i+t,n_RS)

이때, 출력비트 에러율은 다음 식에 의해 근사화된다.

R_b≒P_out2^1-1/ (2¹-1)

또한, 리드 솔로몬 코드의 1비트 심벌이 더 적은 n비트 심벌(예컨대, 트렐리스 코드화 QAM 변조의 디코드 출력)로 되어 있다면, 그때 입력 에러율은 :

P_in≒1-(1-P_mod)^1/n

여기서, P_mod는 n비트 심벌 에러율이다. 코드화 변조가 적용될 때 "메모리가 없는(memoryless)" 챈널을 보증하기 위해서는, 인터리빙의 사용이 요구된다.

제 7 도는 2개의 연결 시스템(concatenated system), 즉 종래의 2/3 비율 트렐리스 코드 및 디코딩을 적용한 시스템과 본 발명에 따른 트렐리스 코드화 QAM의 1/2 비율 QPSK 기구를 사용한 시스템의 성능을 나타낸 그래프로서, 이 제 7 도의 그래프는 수신된 신호에서의 CNR(carrier-to-noise ratio)에 대한 리드 솔로몬 블럭 에러율을 플로트한 것이다. 블럭 에러(또는 코드단어 에러)는 블럭내에서 하나 이상의 m-비트 심벌에러가 존재하는 경우에 발생한다. 커브 100은 본 발명에 따른 1/2 비율 64상태 디코더를 사용한 연결 리드 솔로몬 트렐리스 코드화 16-QAM 시스템의 성능을 나타낸 것이고, 커브 104는 트렐리스 코드화 32-QAM을 사용한 같은 시스템의 성능을 나타낸 것이다. 그리고, 커브 102는 종래의 트렐리스 코드화 16-QAM 2/3 비율 16상태 디코더의 성능을 나타낸 것이고, 커브 106은 종래의 트렐리스 코드화 32-QAM 2/3 비율 16상태 디코더의 성능을 나타낸 것이다.

제 7 도의 커브는 m-비트 리드 솔로몬 심벌에서 에러가 발생할 확률 P_RSsym을 추정하는 트렐리스 코딩 시뮬레이션을 이용함으로써 결정되고, 리드 솔로몬 블럭 에러의 발생확률은 다음 식에 따라 계산된다 :

P_block=P¹ _RSsym(I-P_RSsym)^L-1

여기서, L은 리드 솔로몬 블럭 길이(블럭당 m-비트 심벌의 수)이고, t는 블럭당 정정될 수 있는 리드 솔로몬 심벌 에러의 수이다. 16-QAM 시스템은 블럭당 8-비트 심벌 116을 사용하고, 32-QAM 시스템은 블럭당 8-비트 심벌 155를 사용한다. 양 리드 솔로몬 코드는 블럭당 8-비트 리드 솔로몬 심벌을 5번까지 정장할 수 있다.

제 7 도는 시스템을 기준(CNR) 이하에서 동작시키는 것이 요구되거나 동작시킬 필요가 있는 경우의 커브를 나타낸 것으로, 이때 커브 100, 104에 의해 나타내어진 본 발명의 트렐리스 코딩 어프로치는 정정선택을 명백하게 한다. 그러나, CNRs 이상이더라도, 트렐리스 디코더 장치가 종래의 QPSK 비터비(Viterbi) 디코더 칩을 이용한 매우 효과적인 방법으로 산출할 수 있기 때문에, 본 발명의 트렐리스 코딩 기술은 여전히 더 좋은 선택을 할 수 있게 된다.

[발명의 효과]

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 압축된 HDTV 신호와 같이 전력 및 밴드가 제한된 신호의 디지탈 전송을 위한 실용적인 시스템을 제공한다. QPSK 변조용 코드에 기초한 코드화 변조구성은 트렐리스 코드화 QAM을 형성하는 QAM에 기초를 둔 변조시스템내에 직접 혼합되어 있는데, 이것은 밴드폭내에서의 효율과 데이터 신뢰성이 있는 용이하게 실현할 수 있는 구조를 제공한다.

한편, 본 발명은 상술한 특정 실시예에 한정되지 않고, 이 분야에서 통상의 지식을 가진 사람들에 의해 발명의 요지를 이탈하지 않는 범위내에서 여러가지로 변형 실시될 수 있는 것이다.

Claims

N-비트 QAM 콘스텔레이션 패턴을 4개의 서브세트로 분할하고, 각 서브세트가 상기 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트를 포함하는 단계와 ; 상기 4개의 서브세트 각각에 대해 다른 2-비트 코드단어를 할당하는 단계 ; 상기 콘스텔레이션 패턴에 존재하는 상기 심볼에서의 서브세트에 할당된 2-비트 코드단어를 제공하도록 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 심볼의 제 1 비트를 처리함으로써 전송되는 심볼을 엔코딩하는 단계 ; 변조함수를 제공하기 위해 상기 심볼의 잔여 비트와 함께 상기 2-비트 코드단어를 맵핑하고, 상기 2-비트 코드단어가 상기 변조함수의 최하위 비트를 형성함과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표의 매트릭스의 열을 정의하며, 상기 잔여 비트가 상기 변조함수의 최상위 비트를 형성하면서 상기 심볼을 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함된 N/4 심볼 포인트중 하나와 관련시킴과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 크기를 결정하는 단계 및 ; 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수에 따른 캐리어를 변조하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 디지탈 데이터가 정보 비트로 이루어지고, 상기 심볼이 에러 정정 엔코딩 알고리즘을 이용하여 상기 정보 비트의 적어도 일부를 엔코딩함으로써 제공되는 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법.
제 2 항에 있어서, 상기 콘볼루쇼널 엔코딩 단계가 트렐리스 코드화 알고리즘을 사용하는 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법.
전송되는 심볼을 제 1 비트와 적어도 하나의 잔여 비트로 파싱하는 수단과 ; N-비트 QAM 콘스텔레이션 패턴의 심볼 포인트의 4개의 서브세트중 하나로 정의되는 2-비트 코드단어를 제공하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 제 1 비트를 엔코딩하고, 각 서브세트가 상기 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트를 포함하는 수단 ; 변조함수를 제공하기 위해 상기 잔여비트와 함께 상기 코드단어를 맵핑하고, 상기 코드단어가 상기 변조함수의 최하위 비트를 형성함과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표의 매트릭스의 열을 정의하며, 상기 잔여 비트가 상기 심볼을 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함된 N/4 심볼 포인트중 하나와 관련시킴과 더불어 상기 콘스텔레이션 패턴의 크기를 결정하는 수단 및 ; 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수에 따라 캐리어를 변조하기 위한 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 엔코딩하기 위한 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 심볼을 제공하기 위해 에러 정정 엔코딩 알고리즘을 이용하여 정보비트를 엔코딩하기 위한 외부 엔코더를 더 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 엔코딩하기 위한 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 엔코딩 수단이 트렐리스 코드화 알고리즘을 이용하는 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 엔코딩하기 위한 장치.
2-비트 코드단어가 다수의 QAM 콘스텔레이션 서브세트중 하나로 정의됨과 더불어 잔여 (N-2)비트부가 상기 하나의 서브세트내의 신호 포인트를 나타내는 N-비트 QAM 변조함수를 복구하기 위해 수신된 캐리어를 복조하기 위한 수단과 ; 상기 서브세트에 대응하는 길이의 하나의 세트를 제공함과 더불어 (N-2)비트부에 의해 정의된 신호포인트의 다수의 조건적 결정을 나타내는 다수의 (N-2)비트 서브그룹을 제공하기 위해 복구된 변조함수를 프루닝하기 위한 수단 ; 제 1 비트를 복구하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 코드를 디코딩하기 위한 알고리즘에서의 상기 거리를 이용하기 위한 디코더수단 ; 상기 코드단어를 재생하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘을 이용하여 복구된 제 1 비트를 엔코딩하기 위한 수단 ; 상기 재생된 코드단어에 응답하여 상기 다수의 (N-2)비트 서브그룹중 하나를 선택하기 위한 수단 및 ; 디코드된 출력을 제공하기 위해 선택된 서브그룹과 복구된 제 1 비트를 결합하는 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 QAM 심볼 데이터를 디코딩하기 위한 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 코드단어가 상기 변조함수의 최하위 비트로 구성되면서 콘스텔레이션 좌표의 매트릭스의 열을 정의하고, 선택된 서브그룹의 최상위 비트로 구성되면서 상기 매트릭스의 행을 정의하도록 된 것을 특징으로 하는 QAM 심볼 데이터를 디코딩하기 위한 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 프루닝 수단이 콘스텔레이션 좌표의 매트릭스의 각 열에 대해 복구된 N-비트 변조함수를 양자화하고, 상기 조건적 결정이 각 선택의 질을 정의하는 거리의 세트에 따른 상기 각 열에 대해 최선의 선택으로 이루어진 것을 특징으로 하는 QAM 심볼 데이터를 디코딩하기 위한 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 디코딩수단이 콘볼루쇼널 코드를 디코딩하기 위한 소프트 결정 알고리즘을 사용하는 디코더로 구성된 것을 특징으로 하는 QAM 심볼 데이터를 디코딩하기 위한 장치.
제 7 항에 있어서, 심볼 에러 정정 알고리즘을 이용하여 상기 출력을 디코딩하기 위한 외부 디코더를 더 구비하고, 상기 외부 디코더수단과 외부 디코더의 조합이 연결 디코더를 형성하도록 된 것을 특징으로 하는 QAM 심볼 데이터를 디코딩하기 위한 장치.
제11항에 있어서, 상기 디코딩 알고리즘이 비터비 알고리즘으로 이루어진 것을 특징으로 하는 연결 디코더.
제12항에 있어서, 상기 심볼 에러 정정 알고리즘이 리드-솔로몬 코드로 이루어진 것을 특징으로 하는 연결 디코더.
제11항에 있어서, 상기 캐리어가 HDTV 캐리어신호인 것을 특징으로 하는 연결 디코더.
전송용 심볼을 제공하기 위해 에러정정 엔코딩 알고리즘을 이용하여 정보비트를 엔코딩하기 위한 외부 엔코더와 ; 상기 심볼을 제 1 비트와 적어도 하나의 잔여 비트로 파싱하기 위한 수단 ; N 비트 QAM 콘스텔레이션 패턴에서 심볼 포인트의 4개의 서브세트중 중 하나를 정의하는 2비트 코드단어를 정의하기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루소넝 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 제 1 비트를 엔코딩하고, 각 서브세트가 상기 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트를 포함하는 내부 엔코더 ; 변조함수를 제공하기 위해 상기 잔여 비트와 함께 상기 코드단어를 맵핑하고, 상기 잔여 비트는 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함된 N/4 심볼 포인트중 하나를 갖춘 상기 심볼과 관련되는 수단 및 ; 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수에 따라 캐리어를 변조하기 위한 수단을 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 QAM 전송을 위한 디지탈 정보비트를 엔코딩하기 위한 장치.
N 비트 QAM 콘스텔레이션 패턴을 4개의 서브세트로 분할하고, 각 서브세트가 상기 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트를 포함하는 단계와 ; 상기 4개의 서브세트의 각각에 대해 다른 2비트 코드단어를 할당하는 단계 ; 전송용 심볼을 제공하기 위해 에러정정 외부 엔코딩 알고리즘을 이용하여 상기 정보 비트를 엔코딩하는 단계 ; 상기 콘스텔레이션 패턴에 존재하는 상기 심볼에서의 서브세트에 할당된 2비트 코드단어를 제공하도록 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘을 이용하여 상기 심볼의 제 1 비트를 엔코딩하는 단계 ; 변조함수를 제공하기 위해 상기 심볼의 잔여 비트에 따라 상기 2비트 코드단어를 맵핑하고, 상기 잔여비트가 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함된 N/4 심볼 포인트중 하나를 갖춘 상기 심볼과 관련되는 단계 및 ; 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수에 따른 캐리어를 변조하기 위한 단계를 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 QAM 전송을 이용하여 디지탈 정보비트를 통신하기 위한 방법.
N-비트 QAM 콘스텔레이션 패턴을 4개의 서브세트로 분할하고, 각 서브세트가 상기 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심볼 포인트를 포함하는 단계와 ; 상기 4개의 서브세트의 각각에 대해 다른 2비트 코드단어를 할당하는 단계 ; 상기 콘스텔레이션 패턴에 존재하는 상기 심볼에서의 서브세트에 할당된 2비트 코드단어를 제공하도록 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 심볼의 제 1 비트를 처리함으로써 전송되는 심볼을 엔코딩하는 단계 ; 변조함수를 제공하기 위해 상기 심볼의 잔여비트에 따라 상기 2비트 코드단어를 맵핑하고, 상기 잔여비트가 상기 코드단어에 의해 정의된 서브세트에 포함된 N/4 심볼 포인트중 하나를 갖춘 상기 심볼과 관련되는 단계 ; 통신채널로 전송하기 위해 상기 변조함수를 따른 캐리어를 변조하기 위한 단계 ; 수신기에서 상기 캐리어를 수신하는 단계 ; 상기 변조함수를 복구하기 위해 상기 수신기에서 수신된 캐리어를 복조하는 단계, 상기 서브세트에 대응하는 거리의 세트를 제공함과 더불어 잔여비트에 의해 정의된 신호 포인트의 다른 조건적 결정을 표현하는 다수의 바이트를 제공하기 위해 복구된 변조함수를 프루닝하는 단계 ; 상기 제 1 비트를 복구하도록 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 코드를 디코딩하기 위한 알고리즘에서 상기 거리를 사용하는 단계 ; 상기 코드단어를 재생시키기 위해 1/2 비율 2진화 콘볼루쇼널 엔코딩 알고리즘을 이용하여 복구된 제 1 비트를 엔코딩하는 단계 ; 상기 재생된 코드단어에 응답하여 다른 조건적 결정을 표현하는 상기 다수의 바이트중 하나를 선택하는 단계 및 ; 디코드된 출력을 제공하기 위해 상기 선택된 바이트와 복구된 제 1 비트를 결합하는 단계를 더 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법.
제17항에 있어서, 상기 디지탈 데이터가 정보비트로 이루어지고 ; 상기 방법이, 전송되는 상기 심볼을 제공하기 위해 에러 정정 엔코딩 알고리즘을 이용하여 상기 정보비트의 적어도 일부분을 엔코딩하는 단계와, 심볼 에러 정정 디코딩 알고리즘을 이용하여 상기 디코드된 출력을 더욱 디코딩하는 단계를 더 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법.
제17항에 있어서, 상기 디코딩을 위한 알고리즘이 비터비 알고리즘인 것을 특징으로 하는 QAM을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법.