KR100366134B1

KR100366134B1 - 디지탈신호송신방법및장치와,텔레비전채널신호처리방법및장치

Info

Publication number: KR100366134B1
Application number: KR1019950008835A
Authority: KR
Inventors: 팡웨이리
Original assignee: 에이티 앤드 티 코포레이션
Priority date: 1994-04-12
Filing date: 1995-04-11
Publication date: 2003-04-26
Also published as: EP0677966B1; KR950035390A; US5398073A; EP0677966A2; JPH07298222A; DE69535773D1; CA2144794A1; JP3421163B2; CA2144794C; EP0677966A3

Abstract

HDTV 용 변조 구성은 실례로 리드-솔로몬 코더가 N 〉1 인 N 차원 출력 심볼을 갖는 N 차원 트렐리스 코더에 앞서 있는 형태로 구성되며, 1 차원 잔류 측파대 변조기를 변조하는데 이용된다.

특히, 각각의 N 차원 심볼은 N 개의 1 차원 신호 포인트(특히, 1 차원 VSB 배열의 신호 포인트)의 시퀀스가 된다.

Description

디지탈 신호 송신 방법 및 장치와, 텔레비전 채널 신호 처리 방법 및 장치

발명의 배경

본 발명은 고선명 텔레비전(high definition television)에 관한 것이다. 고선명 텔레비전 또는 HDTV 의 각각의 버전의 표준화에 대한 연방 통신 위원회(FCC)의 승인을 얻어내기 위한 미국내의 여러 산업 및 학원 단체간의 논쟁이 종결됐다. 그러한 논쟁과 경쟁 대신에, FCC 에 추천될 단일 표준에 도달하도록 전자의 경쟁자들이 그들의 기략과 전문적 지식을 공유하는 소위 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance)가 생겨나게 됐다.

최근에, 그랜드 얼라이언스는 FCC 가 HDTV 용 변조 구성으로서 제니쓰 주식회사에 의해 제안되었던 접근 방식을 채택하도록 추천하였다. 그 변조 구성의 기본적인 요소은 잔류 측파대(VSB) 변조기를 구동하는 연쇄 코더(concatenated coder)이다. 연쇄 코더는 특히, 소위 "내부(inner)" 코드에 대하여 특정한 1-차, 4-상태 트렐리스 코더에 앞서 소위 "외부(outer)" 코드로서 특정 리드 솔로몬 코드(Reed Solomon code)를 실행한다. 리드 솔로몬 코드는 소위(208, 188) 코드이다.

1 차원(one dimensional) 트렐리스 코드는 실례로, 1992 년 1 월 vol. IT-28, PP.55-67, IEEE 트랜잭션 정보 이론지에 유. 언저보엑의 "다중레벨/위상 신호를 갖는 채널 코딩"에 설명된 코드이다.

VSB 변조기는 8 심볼, 1 차원 배열(constellation)을 사용하며, 각각의 연속하는 전송 심볼 주기동안 소스 코드화된 HDTV 신호 비트 스트림에 응답하는 연쇄 코더가 송신될 여덟개의 1 차원 VSB 중 특정 하나를 변조기에 확인시킨다.

발명의 개요

외부 리드-솔로몬 코드와 내부 트렐리스 코드를 구비하는 연쇄 코드를 사용하는 그랜드 얼라이언스의 제시된 접근법은 HDTV 에 대해 이전에 제시된 변조 구성 보다 상당히 개선된 실행을 제공한다. 하지만 본 출원인은 수년간 대부분 독자적인 노력을 집중하여, 이제까지 알려지고, (오랜기간동안 우리 노력의 대부분이 집중되었던) 음성대역 모뎀 영역에 이용되었던 특정 트렐리스 코드화 변조 기술이 텔레비전 영역에 유용하게 적용될수 있다는 것을 인식하게 되었다. 이는 특히 HDTV 영역에 최근의 얼라이언스 제안에 의해 이룰수 있는 것보다 상당히 높은 수준의 실행을 제공하도록 유리하게 적용될 수 있었다.

현재의 그랜드 얼라이언스 제안에서와 같이, 본 출원인의 변조 구성은 트렐리스 코더에 앞서 리드-솔로몬 코더로 구성된 연쇄 코드를 사용한다. 하지만, 본 출원인의 안은 그랜드 얼라이언스에 의해 제시된 바와같은 1 차원 트렐리스 코드가 아니라 N 차원 트렐리스 코드(여기서, N 〉1)를 사용한다. 연쇄 코드는 이와같이 N 차원 심볼의 시퀀스를 식별한다. 특히, 음성대역 모뎀 또는 텔레비전 영역에서 알고 있는 모든 종래 기술과는 다르게, 각각의 N 차원 심볼 1차원 신호 포인트 시퀀스로서, 구체적으로는 1 차원 VSB 배열의 신호 포인트로서 송신된다. 이와같이, 우리의 변조 구성은 쉽게 이해될 수 있고 원하는 바에 따른 HDTV 용 VSB 를 사용하는 이점을 간직하며, 한편에 있어서 그랜드 얼라이언스가 이미 제의했던 최상의 변조 구성 보다 개선된 실행을 제공한다. 개선된 실행은 노이즈와 여러 레벨의 전송 비트율에 대한 다른 손실에 대해 증가된 견고성의 여러 레벨의 형태에 있어서 특히 명백해진다.

1 차원 이상의 트렐리스 코드는 신규한 것은 아니다. 또한, 일반적으로 8 차원 심볼과 같은 N 차원 심볼이 소위 QAM 신호 포인트와 같은 네개의 2 차원 신호 포인트인 저급 차수의 신호 포인트 시퀀스를 송신함으로써 통신될 수 있는 것으로 알려져 있다. 하지만, 텔레비전 분야의 통상의 숙련자의 수준과 HDTV 표준 분야에 종사하는 이들의 관점이 본 발명을 적어도 상기 응용에 대해서는 더욱 진보적인 것으로 만들 수 있다.

이후, 상세히 설명될 바와 같이, 우리는 대기상의 방송 또는 케이블 응용 모두에 대해 노이즈 성능(noise performance) 및 비트 레이트간의 다양한 교환(trade off)을 제공하는, 본 발명의 상기 설명된 원리를 구현하는 다수의 특징을 가진 변조 구성을 고안했다.

상세한 설명

제 1 도는 본 발명의 원리를 실현할 텔레비전 송신시를 도시한다. 텔레비전 신호(실례로는, HDTV 신호)는 TV 신호원(11)에 의해 공급된다. TV 신호원(11)은 TV 신호를 압축하여 이를 HDTV 포맷으로 두는 회로와, 소위

"스크램블러(scrambler)"라고 하는 비트 스트림을 랜덤하게 하는 회로와 같은 일정한 표준 모뎀형의 회로를 포함한다.

이와같이 발생된 HDTV 신호는 리드-솔로몬 "외부" 인코더(131)와, 종래 방식으로 텔레비전 채널 또는 수상기에 유도된 소위 " 버스티(bursty)" 에러에 대한 보호를 제공하기 위해 인코더(131)에 의해 발생된 리드-솔로몬 심볼의 시퀀스를 재정렬하는 인터리버(interleaver)(134), 및 N 차원 트렐리스 인코더(136)의 직렬 결합을 포함하는 연쇄 인코더(13)에 인가된다. 인코더(136)의 출력은 N 차원 심볼의 시퀀스를 식별하는 데이타 워드 시퀀스이다. 이러한 목적으로, N 차원 심볼을 식별하는 데이타 워드는 연쇄 인코더(13)내의 N 차원 배열 맵퍼(139)로 인가되며, 각각의 식별 심볼에 대한 그 출력은 N 개의 1 차원 신호 포인트의 시퀀스가 된다. 신호 포인트가 1 차원이므로, 각각의 포인트는 표시된 번호로 간단히 나타나게 되며, 가능한 M 신호 포인트 값들이 있게 된다.

이와같이 발생된 신호 포인트 값은 M 의 변조기, 명확히는 M-VSB 변조기(15)로 인가된다. "M" 은 VSB 신호의 진폭이 상기 언급된 M 신호 포인트 값중 한 값을 취할 수 있음을 나타낸다. 그래서, M 은 변조기에 의해 실행되는 1 차원 신호 "배열"의 "크기"가 된다. M-VSB 변조기(15)는 물론 변조 회로를 포함한다. 또한, 연쇄 인코더(13)에 의해 발생된 연속적 신호 포인트가 변조된 신호에 연속하여 나타나게 되지 않는 방식으로 신호 포인트의 시퀀스를 재배열하는 제 2 인터리버를 포함한다.

이것은 하기 설명될 비터비 디코더(236)의 최적의 실행을 이행하기 위해 바람직하다. M-VSB 변조기(15)는 또한 "부분 응답 채널 프리코딩"이라는 제목으로 1992 년 2 월 3 일 출원되어 1993 년 12 월 7 일 허여된 미국 특허출원 일련번호 제 829,820호로 현재 1994 년 5 월 10 일자로 특허된 미국 특허번호 5,311,547에 설명된 형태의 일차 프리코더를 포함하며, 이에 대하여는 참고적으로 부가된다.

본 발명에 따라서, N 〉1 이 된다. 즉, M-VSB 변조기에 의해 전달될 신호 포인트가 단지 1 차원이기는 하지만, 이들 신호 포인트의 연결이 1 차원 이상의 심볼을 나타내는데 이용된다.

유용하게도, 이러한 접근법은 충분히 이해되며 희망하던 HDTV 용 VSB 및 다른 텔레비전 응용을 이용하는 잇점을 보전하면서, 한편으로는 1 차원 트렐리스 인코딩을 사용하는 종래 기술보다 개선된 실행을 제공한다.

변조기(15)에 의해 발생된 VSB 신호는 대기상의 방송 채널 또는 케이블과 같은 텔레비전 채널로 공급되며, 제 2 의 수상기에 의해 수신된다.

특히, VSB 신호는 M-VSB 복조기(25)로 공급되며, 상기 복조기는 VSB 복조기와, 상기 인용된 특허에 기술된 바와같은 콤 필터(comb filter)를 포함하는 다양한 필터와, 등화기, 및 변조기(15)의 상기 언급된 "제 2" 인터리버의 역 동작을 실행하여 그에 따라 신호 포인트를 그 원래의 순서로 복원하는 디인터리버를 포함한다.

복조기(25)의 출력에 나타나는 1 차원 신호 포인트의 시퀀스는 연쇄 디코더(23), 구체적으로는 비터비 디코더(236)로 공급된다. 비터비 디코더(236)의 출력은 송신기의 인터리버(134) 출력에 제공된 인터리빙된 리드-솔로몬 심볼의 시퀀스가 된다. 이들 심볼은 인터리버(134)의 역 동작을 실행하는 디인터리버(234)에 의해 그들 원래의 순서로 되돌아가며, 리드 솔로몬 디코더(231)에 의해 디코드된다.

리드-솔로몬 디코더(231)의 출력은 텔레비전 신호를 압축 해제하여 디포맷하고 이를 CRT 또는 다른 뷰 스크린상에 나타내는 TV 디스플레이(21)로 공급한다.

여기에는 명백하게 도시되거나 설명되지는 않았지만, 당기술 분야에 숙련된 이들에게는 익히 알려진 바와같이 소위 동기 신호 포인트는 변조기(15)에 의해 신호 포인트 스트림에 주기적으로 삽입되며, 이는 배열 맵퍼(139)로부터 수신된다.

변조기(25)는 이들 동기 신호 포인트를 인식하며, 이에 응답하여 수상기의 몇몇 성분(실례로, 디인터리버(234))에 의해 종래의 방식으로 이용되는 동시 제어신호를 발생하므로써 그들 동작을 송신기의 상응하는 성분(실례로, 인터리버(134))의 것과 동기화 한다.

제 1 도 및 제 2 도 송신기 및 수상기의 여러 성분의 내부 구조는 텔레비전 및/또는 음성대역 전화 통신(모뎀) 기술에 숙련된 사람들에게 알려진 것들과 일반적으로 유사하다.

따라서, 이들에 대해서는 더이상 상세히 기술하지는 않는다.

이렇게 해서 단지 리드 솔로몬 인코더(131)와 트렐리스 인코더(139)에 대한 일부 적절한 실시예의 설명만이 남게 된다.

여러가지 예증적인 실시예에 있어서, 리드 솔로몬 코드는 소위 GF(256)상의 RS(198, 188)이 되며, 여기서 RS 코드 워드가 각각이 8 비트로 구성된 188개의 데이타 심볼 및 10개의 리던던트(redundant) 심볼을 갖는 것을 의미한다. 트렐리스 코드는 이하에 설명된 바와 같이 예시적으로 4 차, 8 상태 트렐리스 코드가 된다. 상기 언급된 VSB 배열 크기 M 을 4 와 동일하게 선택하고, 일반적으로 HDTV 용으로 제안된 상기 언급된 1 차원 코딩 구성에 포함된 시그널링 레이트를 사용하는 것으로, 17.9Mbps 의 (상기 언급된 동기 신호 포인트를 나타내는 비트를 포함하는) 텔레비전 신호 비트 레이트는 초당 10.76 x 10～e～SO6～T～h～W 신호 포인트의 시그널링 레이트에서 지원될 수 있다(이하에 주어지는 모든 다른 예에 있어서, 동일 시그널링 레이트가 이용되며, 물론 이와는 다르게 본 발명은 어떠한 다른 소정의 시그널링 레이트로도 이용될 수 있다). M = 6 및 M = 16이라면, 23.0 및 38.3Mbps 의 비트 레이트가 각각 지지될 수 있다.

다른 실시예들은 8 차, 16 상태 트렐리스 코드를 사용할 수 있으며, 역시 하기에 설명된 바와같이 이전과 동일한 리드 솔로몬 코드를 사용한다 M = 4 및 M = 16 에 대해서, 19.2 및 39.6Mbps 의 비트 레이트가 각각 지원될 수 있다.

송신 환경의 노이즈에 따라, 다소 강력한 리드 솔로몬 코드가 비트 레이트를 에러 정정 능력과 맞바꾸기 위해 이용될 수 있다. 실례로, 4 차, 8 상태 트렐리스 코드 및 M = 6 인 RS(208, 188) 코드는 RS(198, 188)에 의해 제공되는 23.0Mbps 의 높은 비트 레이트와 대조하여 보면 21.9Mbps 의 비트 레이트에서 증가된 노이즈 면역성을 제공한다.

역으로, 4 차, 8 상태 트렐리스 코드 및 M = 16 인 RS(194, 188)는 RS(198, 188)에 의해 제공되는 38.3Mbps 의 낮은 비트 레이트와 대조하여 보면 39.1Mbps 의 비트 레이트에서 감소된 노이즈 면역성을 제공하게 된다.

송신 환경은 또한 M 값의 선택에 있어 중요한 요인이 될 수 있다. M 값이 크면 클수록, 주어진 송신 신호 파워에 대한 배열의 신호 포인트는 점점 더 근접하게 된다. 이와같이, 주어진 노이즈 레벨에 대하여 M 의 보다 큰 값은 보다 나쁜 노이즈 실행으로 변환시킨다. 하지만, 케이블 송신 환경은 통상 대기상의 방송 환경 보다 덜한 노이즈를 가지며, 따라서, 적절한 레벨의 노이즈 실행을 이루면서 보다 큰 M 값을 지원할 수 있다.

특히, M = 16 인 상기 설명된 실시예는 케이블 송신용으로 이용될 수 있지만 무선 송긴 환경에서는 적절한 노이즈 실행을 제공할 수 없음을 예측할 수 있다.

제 3 도는 M = 4 와 M = 6 인 상기 언급된 실시예의 실행을 표시한다. X 축은 캐리어 대 노이즈(C/N) 비이며 (여기서 노이즈는 가우스 노이즈로 가정된다), Y 축은 주어진(C/N) 레벨에 대해 얻어진 블럭 에러율이다. 실선으로 도시된 세개의 곡선은 각각 17.9, 19.2 및 23.0Mbps 의 비트 레이트를 이루는 상기 주어진 세가지 예를 나타내며 식별의 목적으로 이들 비트 레이트로 분류된다. 점선으로서 19.5 로 분류된 곡선은 현재 HDTV 용으로 제안된 1 차원 코딩 구성을 나타내며, 19.5Mbps 의 비트 레이트를 지지하도록 RS(208, 198)의 1 차원, 4 상태 트렐리스 코드 및 8 VSB 변조를 채용한다. 제 3 도에서 볼 수 있는 중요한 것은 본 발명의 19.2Mbps 구성은 대략 동일 비트 레이트에서 19.5Mbps 구성과 거의 동일한 가우스 노이즈 성능을 이룬다는 것이다. 하지만, 본출원인의 구성은 M = 8 인 경우 보다는 M = 4 로서 상기 결과를 얻게 된다. 이것은 상당히 중요한데, 이는 보다 작은 배열 크기(즉, 보다 작은 M 값)가 가우스 노이즈외의 여러가지의 선형 및 비선형 왜곡과 같은 채널 손상에 대해 보다 큰 면역성을 제공하기 때문이다 (이러한 손상은 케이블 환경에서 보다는 대기상의 방송 환경에서 더욱 엄격하다). 보다 작은 배열은 또한 라운딩 에러 및 어떤 실제 실행에서 나타내게 되는 다른 유사 효과에 대한 보다 큰 강인성(robustness)을 제공한다. 부가하여, 배열이 점점더 길어짐에 따라 실례로 균등기 실행에 관련하는 여러가지 요인이 움직이기 시작한다. 이것은 특정 문제로서 배열 크기에 상위의 제한을 두게된다. (적어도) 보다 작은 배열과의 비트 레이트및 노이즈 성능의 비교가능한 레벨을 제공함으로써, 본 발명은 상위 제한이 도달되기전에 종래 기술의 1 차원 트렐리스 인코딩 접근법 보다 높은 비트 레이트가 이루어진다.

제 3 도는 17.9Mbps 의 낮은 비트 레이트를 받아들임으로써 19.5Mbps 구성 보다 나은 레벨을 이룰 수 있으며, 반대로, 23.0Mbps 의 높은 비트 레이트는 노이즈 성능의 희생으로 이루어질 수 있게 된다.

M = 16 인 실시예는 유사한 특성을 나타낸다.

제 4 도 내지 제 6 도는 4 차, 8 상태 트렐리스 코드를 실행하는 세부사항을 도시한다. 이들 도면은 먼저 M = 16 임을 가정하여 설명되고, 이후에 보다 작은 M 값을 갖는 실행이 설명된다.

파라미터 K 는 (합하여, 한 심볼 주기에 상응하는) 연속하는 네개의 시그널링 간격으로 인터리버(134)의 출력으로부터 트렐리스 인코더(136)에 의해 수집된 비트 수가 되며, 예증적으로 K = 15 이고, 네개의 시그널링 간격은 n, n+1, n+2, 및 n+3 이 된다.

어떠한 트렐리스 코드화 변조 구성을 설계하는 첫 단계는 그 배열을 선택하여 분할하는 것이다. 상기 설명된 바와같이, 트렐리스 코드화 변조 구성은 여기서 시간 영역의 네개의 1 차원 16 VSB 배열로 형성된 4 차원 16 VSB 배열을 사용하여 구성된다.

4차원 배열은 2¹⁶의 4 차원 심볼을 가지며, 각각의 4 차원 심볼은 1 차원16 VSB 배열로부터 네개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스가 된다.

4 차원 배열의 분할은 그 구성의 1 차원 배열의 것에 기초한다.

제 6 도는 어떻게 1 차원 16 VSB 배열이 두 서브셋 A 및 B 로 분할되는지를 나타내며, 각각의 서브셋은 여덟개의 1 차원 신호 포인트를 갖게 된다. 다음에 4 차원 배열이 여덟개의 4 차원 서브셋 0, 1, .... 및 7 로 분할된다. 각각의 4 차원 서브셋은 제 5 도에 도시된 바와같이 네개의 1 차원 서브셋의 두 시퀀스로 구성된다. 실례로, 4 차원서브셋 0 은 1 차원 서브셋 시퀀스 (A, A, A, A) 및 (B, B, B, B)로 구성된다. 명백하게, 각각의 1 차원 서브셋 시퀀스는 2¹²의 4 차원 심볼을 가지며 각각의 4 차원 서브셋에는 총 2¹³의 4 차원 심볼이 있다.

일단 4 차원 배열이 선택되어 분할되면, 트렐리스 코드화 변조 구성의 코딩 동작은 다음과 같이 처리된다. 제 4 도를 참조하면, K (=15) 입력 비트중 두 비트가 세 출력 비트 Y2n, Y1n 및 Y0n 를 발생하도록 8 상태 2/3 레이트 트렐리스 인코더로 입력된다. 개념적으로, 이들 세 비트는 4 차원 배열로부터 처음 4 차원 서브셋 Y2n, Y1n 및 Y0n 을 식별하는데 이용된다. 남아 있는 K-2(=13)의 코드화되지 않은 비트는 식별된 4 차원 서브셋으로부터 4 차원 심볼(Pn, Pn+1, Pn+2, Pn+3)을 선택하는데 이용되며, 각각의 Pm 은 1 차원 신호 포인트이다.

실행에서, 4 차원 배열로부터 4 차원 심볼을 선택하는 상기 2 단계 처리는 하기 설명될 바와같이 제 4 도의 4 차원 대 1 차원 배열 맵핑 변환기를 통해 행해진다. 코드화되지 않은 비트 Y3n 과 함께, 트렐리스 인코더로부터의 세 비트 Y2n,Y1n 및 Y0n 은 먼저 1 차원 서브셋 시퀀스 선택기에 의해 또 다른 네비트 Z0n, Z0n+1, Z0n+2 및 Z0n+3 으로 변환된다. 제 5 도는 이 변환을 상세히 보여준다. 네개의 변환된 비트와 남아 있는 K-3(=12)의 코딩되지 않은 입력 비트는 다음에 m = n, n+1, n+2, n+3 에 대해 네개의 그룹 {Z3m, Z2m, Z1m, Z0m}으로 분할된다. 각각의 그룹은 제 6 도에 도시된 바와같이 1 차원 16 VSB 로부터 1 차원 신호 포인트 Pm 을 선택하는데 이용된다.

상기 설명된 4 차원 8 상태 트렐리스-코딩된 16 VSB 구성은 M = 2, 4, 6, 8 및 12 를 갖는 보다 작은 M - VSB 로 쉽게 스케일 될 수 있다. 스케일링은 단지 중요치 않은 두가지의 변화를 갖는데, 그 하나는 네개의 시그널링 간격 시퀀스로 트렐리스 코드화 변조 구성에 의해 수집되는 입력 비트의 수 K 이며, 다른 하나는 제 4 도의 4 차원 대 1 차원 배열 맵핑 변환기의 상위 부분에 대한 변화이며, 여기서, K-3 의 코드화되지 않은 입력 비트가 변환된다. 두 변경은 제 7 도에 상세히 나타나 있다. M = 2, 4, 8 및 16 에 대하여, K-3 의 코드화되지 않은 입력 비트는 변환기를 통해 간단하게 통과한다. M = 6 및 12 에 대해서는, 제 8 도 및 제 9 도에 각각 도시된 바와같이 간단한 분수 비트 인코더가 이용되며, 여기에서는 3 대 4 비트 변환기가 제 10 도에 도시된 표를 이행한다. 이러한 인코더는 분수로서 언급되는데 이는, 개념적으로 그 K-3(= 6 또는 10) 입력 비트를 네개의 시그널링 간격으로 골고루 나누어 결국 간격에 대한 부분 비트가 되기 때문이다.

상기 언급된 스케일링은 텔레비전 송신 시스템에 대한 초기의 "디폴트" 설계에 도달하는데 이용될 수 있을 뿐만 아니라 엄격한 채널 조건의 환경으로 야기되는다양한 "폴백(fall back)" 송신 모드의 방법으로 이용될 수 있다.

제 11 도 내지 제 13 도는 M = 2, 4, 6, 8, 12 및 16 에 대한 8 차, 16 상태 트렐리스 코드화 M-VSB 구성을 설명하며, 여기에서, 도면의 K₁은 여덟 시그널링 간격 n, n+1, ..., 및 n+7 의 시퀀스로 트렐리스 코드화 변조 구성에 의해 수집된 입력 비트수를 나타낸다.

여기서 트렐리스 코드화 변조 구성은 시간 영역에 있어 여덟개의 1차원 M-VSB, 또는 동등하게 두개의 4 차원 M-VSB 배열로 형성된 8 차원 M-VSB 배열을 사용하여 구성된다. 8 차원 배열의 분할은 그 성분의 4 차원 배열의 것에 기초한다. 각각의 성분의 4 차원 배열은 상기와 같이 여덟개의 4 차원 서브셋으로 분할된다. 다음에, 8 차원 배열이 열여섯개의 8 차원 서브셋 0, 1, ... , 및 15 로 분할된다. 각각의 8 차원 서브셋은 제 13 도에 도시된 바와같이 네 쌍의 4 차원 서브셋으로 구성된다. 실례로, 8 차원 서브셋 0 은 4 차원 서브셋 쌍 (0, 0), (2, 2), (4, 4) 및 (6, 6)으로 구성된다.

여기에서의 트렐리스 코드화 변조 구성의 인코딩 동작은 다음과 같이 처리된다. 제 11 도를 참조하면, K₁입력 비트중 세 입력 비트가 16-상태 레이트-3/4 트렐리스 인코더로 입력되어 네개의 출력 비트 V3n, V2n, V1n 및 V0n 을 발생시킨다. 개념적으로, 이들 네 비트는 먼저 8 차원 배열로부터 8 차원 서브셋 V3n, V2n, V1n 및 V0n 을 식별하는데 이용된다.

남아 있는 K₁-3 의 코드화되지 않은 입력 비트는 다음에 식별된 8 차원 서브셋으로부터 8 차원 심볼(Pn, Pn+1,...,Pn+7)을 선택하는데 이용되며, 여기서 각각의 Pm 은 1 차원 신호 포인트이다.

실행에 있어서, 8 차원 배열로부터 8 차원 심볼을 선택하기 위한 상기 두 단계 처리는 하기에 설명될 바와같이 제 11 도 및 제 12 도의 8 차원 대 1 차원 배열 맵핑 변환기를 통해 이행된다.

네개의 코드화되지 않은 입력 비트 V7n, V6n, V5n 및 V4n 과 함께 트렐리스 인코더로부터의 네개의 비트 V3n, V2n, V1n 및 Von 은 먼저 8 차원 대 4 차원 배열 맵핑 변환기에 의해 m=n 및 n+4 에 대한 또다른 여덟 비트 {Y3m, Y2m, Y1m 및 T0m}으로 변환된다. 여덟개의 변환 비트와 남아 있는 K₁-7 의 코드화되지 않은 입력 비트는 다음에 두 그룹으로 균등하게 분할된다. 각각의 그룹은 상기에서와 같이 4 차원 M-VSB 배열로부터 4 차원 심볼(Pn, Pn+1, Pn+2, Pn+3) 또는 (Pn+4, Pn+5, Pn+6, Pn+7)을 선택하는데 이용된다.

다른 M 값에 대한 8 차원 16 상태 트렐리스 코드화 변조의 스케일링은 다시 단지 두개의 미세한 변화를 포함하게 되는데, 그 하나는 여덟 시그널링 간격의 시퀀스를 트렐리스 코드화 변조 구성에 의해 수집된 입력 비트의 수 K₁이며, 다른 하나는 (제 4 도의 것과 일치하는) 제 12 도의 4 차원 대 1 차원 배열 맵핑 변환기의 변화가 된다. 양 변화 역시 제 7 도에 상세히 나타난다.

앞서의 설명은 단지 발명의 원리만을 설명한다.

실례로, M, 트렐리스 코드의 차수 및 상태 수, N 차원 M-VSB 배열의 분할,리드 솔로몬 코드 파라미터, 비트 레이트, 시그널링 레이트 등 모든 파라미터 값은 예시적이다.

더우기, 전달 신호가 예시으로 텔레비전 신호라고는 하지만, 이들은 물론 간단히 비트 스트림이고, 어떤 소스로부터 유도될 수 있으며 실례로, 텍스트 또는 어떤 다른 소스로부터 유도될 수 있다.

제 6 도에 도시된 VSB 배열이 원점 부근에 중점을 둔 신호 포인트를 갖지만, 이들은 필요치 않다. 실례로, 중심을 두지 않은 배열이 실례로 캐리어 재생에 이용될 수 있는(기저대의 dc 성분에 상응하는) VSB 신호의 파일럿 톤을 발생할 수 있다.

또한, 송신기 및 수신기의 여러 성분들이 개별 기능 블럭으로 도시되었지만, 그들중 어떠한 것도 실례로 소프트웨어 제어로 동작하는 단일 프로세서에 의해, 하나 또는 그 이상의 디지탈 신호 처리(DSP) 칩에 의해, 또는 특정 목적의 집적 회로에 의해 제공될 수 있다.

다른 실행의 변화도 가능하다. 실례로, 트렐리스 인코더(136) 및 배열 맵퍼(139)는 트렐리스 인코더 및 관련 배열 맵퍼의 뱅크에 의해 대체될 수 있다. 각각의 트렐리스 인코더는 라운드-로빈 방식으로 인터리버의 연속 출력을 수신할 수 있으며, 각각의 배열 맵퍼는 라운드-로빈 방식(round-robin fashion)의 1 차원 신호 포인트를 M-VSB 변조기(15)로 제공할 수 있다. 이러한 접근법의 이용은 변조기내의 상기 언급된 제 2 인터리버의 그 기능을 제공하게 되며, 이들 대신할 수 있다. 상기 언급된 트렐리스 인코더와 관련 배열 맵퍼의 밴드는 물리적으로 개별 요소를 필요치 않는다. 오히려 그러한 뱅크의 효과는 당기술 분야에 숙련된 사람에게는 명백한 방법으로 단일 트렐리스 인코더 및 배열 맵퍼를 시분할함으로써 이루어질 수 있다.

당기술 분야에 숙련된 사람들이라면 비록 여기에는 도시되거나 설명되지는 않았지만 본 발명의 원리를 구현하는, 본 발명의 정신과 범위내의 많은 장치들을 생각해 낼 수 있을 것이다.

제 1 도는 본 발명의 원리를 실현하는 텔레비전 송신기의 블럭도.

제 2 도는 제 1 도의 송신기에 의해 송신된 신호를 수신하여 처리하도록 적용된 텔레비전 수상기의 블럭도.

제 3 도는 본 발명의 다양한 가우스 노이즈 성능(performance)을 실시예를 종래 기술 및 서로간에 비교하는 그래프도.

제 4 도 내지 제 10 도는 본 발명을 실행하는데 이용될 수 있는 4-차, 8-상태 트렐리스 코드의 세부 실행을 보여주는 도면.

제 11 도 내지 제 13 도는 본 발명을 실행하는데 이용될 수 있는 8-차, 16-상태 트렐리스 코드의 세부 실행을 보여주는 도면.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

11 ; TV 신호원 15 ; M-VSB 변조기

13 ; 연쇄 인코더 23 ; 연쇄 디코더

Claims

텔레비전 채널상으로 디지탈 신호를 송신하는 방법에 있어서,

디지탈 신호를 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 인코딩하는 단계와,

N 〉1 인, N 차원 트렐리스 코드를 사용하여 리드-솔로몬 인코딩된 신호의 함수로서 N 차원 심볼의 시퀀스를 발생하는 단계와,

1 차원 M 의(M-ary) 송신기 배열의 N 개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스로서 각각의 상기 심볼들을 나타내는 단계와,

신호 포인트 표현의 결과 시퀀스를 나타내는 잔류 측파대 변조 신호를 발생하는 단계와,

상기 잔류 측파대 변조 신호를 상기 텔레비전 채널로 공급하는 단계를 포함하는 디지탈 신호 송신 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 케이블 채널이고, M = 16 인 디지탈 신호 송신 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 심볼 발생 단계는 리드 솔로몬 인코딩된 신호를 인터리빙하여 그 결과 인터리빙된 신호를 트렐리스 인코딩하는 단계를 포함하는 디지탈 신호 송신 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 4 차원 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 상태 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M 은 4 및 6 으로 구성된 그룹으로부터 선택되는 디지탈 신호 송신 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 차원 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 방법.
제 7 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M = 4 인 디지탈 신호 송신 방법.
제 7 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 16 상태 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 방법.
텔레비전 채널상으로 디지탈 신호를 송신하는 장치에 있어서,

디지탈 신호를 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 인코딩하는 수단과,

N 〉1 인, N 차원 트렐리스 코드를 사용하여 리드-솔로몬 인코딩된 신호의 함수로서 N 차원 심볼의 시퀀스를 발생하는 수단과,

1 차원 M 의(M-ary) 송신기 배열의 N 개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스로서 각각의 상기 심볼을 나타내는 수단과,

신호 포인트 표현의 결과 시퀀스를 나타내는 잔류 측파대 변조 신호를 발생하며, 상기 잔류 측파대 변조 신호를 상기 텔레비전 채널로 공급하는 수단을 포함하는 디지탈 신호 송신 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 케이블 채널이고, M = 16 인 디지탈 신호 송신 장치.
제 10 항에 있어서, 심볼 발생 수단은 리드 솔로몬 인코딩된 신호를 인터리빙하는 수단과 그 결과 인터리빙된 신호를 트렐리스 인코딩하는 수단을 포함하는 디지탈 신호 송신 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 4 차원트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 장치.
제 13 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 상태 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 장치.
제 13 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M 은 4 및 6 으로 구성된 그룹으로부터 선택되는 디지탈 신호 송신 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 차원 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 장치.
제 16 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M = 4 인 디지탈 신호 송신 장치.
제 16 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 16 상태 트렐리스 코드인 디지탈 신호 송신 장치.
텔레비전 채널 신호 처리 방법으로서, 디지탈 신호를 리드-솔로몬 인코딩하고; N 〉1인, N 차원 트렐리스 코드를 사용하여 리드-솔로몬 인코딩된 신호의 함수로서 N 차원 심볼의 시퀀스를 발생하며; 1 차원 M 의(M-ary) 송신기 배열의 N 개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스로서 각각의 상기 심볼을 나타내고; 신호 포인트 표현의 결과적 시퀀스를 나타내는 잔류 측파대 변조 신호를 발생하여; 상기 잔류 측파대 변조 신호를 텔레비전 채널로 공급함으로써 생성된 상기 텔레비전 채널 신호를 처리하는, 상기 방법은,

상기 텔레비전 채널로부터 상기 텔레비전 채널 신호를 수신하는 단계와,

상기 수신된 텔레비전 채널 신호로부터 상기 디지탈 신호를 복구하는 단계를 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 복구 단계는,

복조된 신호를 발생하도록 상기 수신된 텔레비전 채널 신호를 복조하는 단계와,

상기 N 차원 심볼의 시퀀스를 복구하도록 복조 신호를 처리하는 단계와,

상기 디지탈 신호를 복구하도록 복구된 N 차원 심볼의 시퀀스를 처리하는 단계를 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 20 항에 있어서, 상기 복조 신호 처리 단계는 상기 복조 신호를 비터비 디코딩하는 단계를 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 20 항에 있어서, 상기 복구된 N 차원 심볼의 시퀀스 처리 단계는 리드-솔로몬 디코딩 단계를 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 20 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 케이블 채널이며, M = 16 인 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 20 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 4 차원 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 24 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 상태 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 24 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M 은 4 및 6 으로 구성된 그룹으로부터 선택되는 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 20 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 차원 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 27 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M = 4 인 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
제 27 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 16 상태 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
텔레비진 채널 신호 처리 방법으로서, 디지탈 신호를 리드-솔로몬 인코딩하여; 리드-솔로몬 인코딩된 신호를 인터리빙하고; N 〉1 인, N 차원 트렐리스 코드를 사용하여 리드-솔로몬 인코딩 신호에 응답하여 N 차원 심볼의 시퀀스를 발생하며; 1 차원 M 의(M-ary) 송신기 배열의 N 개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스로서 각각의 상기 심볼을 나타내고; 신호 포인트 표현의 결과적 시퀀스를 나타내는 잔류 측파대 변조 신호를 발생하여; 상기 잔류 측파대 변조 신호를 텔레비젼 채널로 공급함으로써, 생성된 상기 텔레비전 채널 신호를 처리하는, 상기 방법은,

상기 텔레비전 채널로부터 상기 텔레비전 채널 신호를 수신하는 단계와,

복조된 신호를 발생하도록 상기 텔레비전 채널 신호를 복조하는 단계와,

상기 N 차원 심볼의 시퀀스를 복구하도록 상기 복조 신호를 비터비 디코딩하는 단계와,

복구된 N 차원 심볼의 시퀀스를 디인터리빙하는 단계와,

상기 디지탈 신호를 복구하도록 디인터리빙된 심볼을 리드-솔로몬 디코딩하는 단계를 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 방법.
텔레비전 채널 신호 처리 장치로서, 디지탈 신호를 리드-솔로몬 인코딩하고; N 〉1 인, N 차원 트렐리스 코드를 사용하여 리드-솔로몬 인코딩된 신호의 함수로서 N 차원 심볼의 시퀀스를 발생하며; 1 차원 M 의(M-ary) 송신기 배열의 N 개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스로서 각각의 상기 심볼을 나타내고; 신호 포인트 표현의 결과 시퀀스를 나타내는 잔류 측파대 변조 신호를 발생하여; 상기 잔류 측파대 변조 신호를 텔레비전 채널로 공급함으로써, 생성된 상기 텔레비전 채널 신호를 처리하는, 상기 장치는,

상기 텔레비전 채널로부터 상기 텔레비전 채널 신호를 수신하는 수단과,

상기 수신된 텔레비전 채널 신호로부터 상기 디지탈 신호를 복구하는 수단을 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 31 항에 있어서,

상기 복구 수단은,

복조된 신호를 발생하도록 상기 텔레비전 채널 신호를 복조하는 수단과, 상기 N 차원 심볼의 시퀀스를 복구하도록 복조된 신호를 처리하는 단계와,

상기 디지탈 신호를 복구하도록 복구된 N 차원 심볼의 시퀀스를 처리하는 수단을 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 32 항에 있어서, 상기 복조 신호 처리 수단은 상기 복조 신호를 비터비 디코딩하는 수단을 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 33항에 있어서, 상기 복구된 N 차원 심볼의 시퀀스 처리 수단은 리드-솔로몬 디코더를 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 32 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 케이블 채널이며, M = 16 인 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 32 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 4 차원 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 36 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 상태 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 36 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M 은 4 및 6 으로 구성된 그룹으로부터 선택되는 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 32 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 8 차원 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 39 항에 있어서, 상기 텔레비전 채널은 대기상의 방송 채널이며, M = 4 인 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
제 39 항에 있어서, 상기 트렐리스 코드는 16 상태 트렐리스 코드인 텔레비전 채널 신호 처리 장치.
텔레비전 채널 신호 처리 장치로서, 디지탈 신호를 리드-솔로몬 인코딩하여,리드-솔로몬 인코딩된 신호를 인터리빙하고; N 〉1 인, N 차원 트렐리스 코드를 사용하여 리드-솔로몬 인코딩된 신호에 응답하여 N 차원 심볼의 시퀀스를 발생하며; 1 차원 M 의(M-ary) 송신기 배열의 N 개의 1 차원 신호 포인트 시퀀스로서 각각의 상기 심볼을 나타내고; 신호 포인트 표현의 결과 시퀀스를 나타내는 잔류 측파대 변조 신호를 발생하여; 상기 잔류 측파대 변조 신호를 텔레비젼 채널로 공급함으로써, 생성된 상기 텔레비전 채널 신호를 처리하는, 상기 장치는,

상기 텔레비전 채널로부터 상기 텔레비전 채널 신호를 수신하는 수단과,

복조 신호를 발생하도록 상기 텔레비전 채널 신호를 복조하는 수단과,

상기 N 차원 심볼의 시퀀스를 복구하도록 상기 복조 신호를 비터비 디코딩하는 수단과,

복구된 N 차원 심볼의 시퀀스를 디인터리빙하는 수단과,

상기 디지탈 신호를 복구하도록 디인터리빙된 심볼을 리드-솔로몬 디코딩하는 수단을 포함하는 텔레비전 채널 신호 처리 장치.