NO309070B1

NO309070B1 - FremgangsmÕte og anordning til overføring av komprimerte videosignaler ved bruk av gitter (trellis)-QAM koding

Info

Publication number: NO309070B1
Application number: NO922926A
Authority: NO
Inventors: Woo H Paik; Scott A Lery; Chris Heegard
Original assignee: Gen Instrument Corp
Priority date: 1991-07-26
Filing date: 1992-07-23
Publication date: 2000-12-04
Also published as: NO922927D0; TW197544B; CA2074549C; DE69228341T2; IE922389A1; US5233629A; AU2052392A; DE69231480T2; KR970002702B1; CA2074553C; EP0524625B1; EP0525641B1; JPH06181567A; AU662540B2; JP3230767B2; DE69231480D1; KR960016660B1; AU2052292A; CA2074549A1; JP3230766B2

Description

Foreliggende oppfinnelse angår gitterkodet, dvs. såkalt trellis-kodet kvadraturamplitudemodulasjon (QAM) og mer bestemt, en praktisk fremgangsmåte til koding av QAM-sendinger.

Digitale data, for eksempel digitalisert video til bruk ved kringkasting av høyskarpe fjernsynssignaler, (HDTV), kan sendes over terrestriske VHF eller UHF analoge kanaler for overføring til sluttbrukere. Analoge kanaler fører frem forvanskede og omdannede versjoner av sine inngangsbølgefor-mer. Forvanskningen av bølgeformen (vanligvis statistisk) kan være additiv og/eller multiplikativ på grunn av mulig termisk bakgrunnstøy, pulsstøy og fadingfenomener. Omdannel-ser som foregår i kanalen er frekvensforskyvning, ikke-lineær eller harmonisk forvrengning og tidsspredning.

For å overføre digitale data via en analog kanal blir dataene modulert for eksempel ved bruk av pulsamplitudemodulasjon (PAM). Vanligvis benyttes kvadraturamplitudemodulasjon (QAM) for å øke mengden av data som kan sendes over en tilgjengelig kanalbåndbredde. QAM er en form for PAM der en flerhet av biter med informasjon blir sendt sammen i et mønster, ofte betegnet som en "konstellasjon", som kan inneholde for eksempel 16 eller 32 punkter.

Ved pulsamplitudemodulasjon er hvert signal en puls hvis amplitudenivå blir bestemt av et sendt symbol. I 16-punkt QAM benyttes vanligvis symbol ampi i tude r på -3, -1. 1 og 3 i hver kvadraturkanal. I 32-QAM benyttes vanligvis symbol-amplituder på -5, -3, -1, 1, 3 og 5. Båndbreddens virkningsgrad i digitale kommunikasjonssystemer er definert som antall sendte biter pr. sekund pr. enhet av båndbredden, dvs. forholdet mellom datahastighet og båndbredde. Modulasjons-systemer med høy båndbreddevirkningsgrad anvendes på områder som har høye datahastigheter og små krav til fylling av båndbredden. QAM er en modulasjon med høy virkningsgrad for båndbredden.

På den annen side, er modulasjonsløsninger som for eksempel kvadraturfaseskiftnøkling (QPSK), som vanligvis finnes i systemer for satelittoverføringer, godt etablert og forstått. I QPSK fåes et enklere konstellasjonsmønster enn det man har ved QAM. Særlig benytter QPSK-systemer et konstellasjons-mønster med bare fire symboler som vanligvis står 90° fra hverandre i fase, men har samme amplitude. Dermed ligger de fire symboler med like avstander fra hverandre på en sirkel.

QPSK-modulasjon er egnet for systemer med begrenset effekt der båndbreddebegrensningene ikke er av største betydning. QAM-modulasjon på den annen side er fordelaktig i systemer med båndbreddebegrensninger der kravene til effekt ikke byr på noe særlig problem. Av den grunn er QPSK det system som er valgt i satelittoverføringssystemer, mens QAM foretrekkes for terristriske systemer og kabelsystemer. Som en følge av at QPSK er populært, er integrerte kretser som virkeliggjør gitterkodet QPSK-modulasjon lett tilgjengelige og lette å få tak i.

Gitterkodet modulasjon (TCM) er blitt utviklet som en kombinert kode- og modulasjonsteknikk for digitale sendinger over båndbegrensede kanaler. Den muliggjør oppnåelse av betydelig økning av kodingen sammenlignet med vanlig ikke-kodet flernivåmodulasjon som for eksempel QAM uten kompromiss når det gjelder båndbreddens virkningsgrad. TCM-løsninger utnytter overskytende ikke-binær modulasjon i kombinasjon med en endelig-tilstandskoder som styrer valg av modulasjonssig-naler til frembringelse av kodede signalsekvenser. I mottageren blir støyførende signaler dekodet med en mykbesluttende maksimumsannsynlighets sekvensdekoder. Slike løsninger kan gjøre den digitale overføring mer robust mot additiv støy med 3-6 dB eller mer sammenlignet med vanlig ikke-kodet modulasjon. Disse fordeler oppnås uten utvidelse av båndbredden eller reduksjon i den effektive informasjons-hastighet som kreves av andre kjente feilkorreksjonsløs-ninger. Uttrykket "gitter" er benyttet fordi disse løsninger kan beskrives som et tilstands-overgangs (gitter) diagram svarende til gitterdiagrammene for binære konvolverende koder. Forskjellen er at TCM utvider prinsippene for sammenrullende koding til ikke-binær modulasjon med signal-sett av vilkårlig størrelse.

Tilgjengeligheten for komponenter som virkeliggjør gitterkodet QPSK-modulasjon er en fremtredende fordel ved konstruksjon av billige kommunikasjonssystemer til anvendelser, for eksempel satelittoverføringer der QPSK-teknikker er frem-herskende. Imidlertid har disse komponenter ikke vært av særlig hjelp ved oppbygning av andre kodede overføringssys-temer, for eksempel slike der QAM er foretrukket.

Ved anvendelser som er både effektbegrenset og båndbegrenset og krever billige komponenter (særlig billige datadekodere), har vanlige QAM-systemer ikke kunnet gjennomføres på grunn av at de er kompliserte og fordi de koder- og dekoderkretser det er behov for, er forholdsvis kostbare. I virkeligheten er det vanlig å virkeliggjøre QAM-gitterkodere og dekodere på kostbare spesiallagede brikker med integrerte kretser.

En effektbegrenset og båndbegrenset anvendelse der en billig løsning er nødvendig for overføring av digitale data, er ved digital overføring av komprimerte høyskarpe fjernsynssignaler. Systemer for sending av komprimerte HDTV-signaler har krav til datahastighet av en størrelsesorden på 15-20 megabiter pr. sekund (Mbps), krav til båndbreddefylling av størrelsesorden 5-6 MHz (båndbredden for en vanlig National Television System Committee (NTSC) fjernsynskanal) og krav til meget høy datapålitelighet (dvs. en meget liten bitfeilhastighet). Datahastighetskravet skyldes behovet for å skape et høykvalitets komprimert fjernsynsbilde. Båndbreddebe-grensningen er en følge av kravet fra U.S. Federal Communia-tions Commission om at HDTV-signalene skal fylle eksisterende 6 MHz fjernsynssignaler, og må sameksistere med de nåværende NTSC-kringkastingssignaler. Denne kombinasjon av datahastighet og båndbreddefylling krever et modulasjonssystem som har høy virkningsgrad når det gjelder båndbredde. Egentlig må forholdet mellom datahastighet og båndbredde være av størrelsesorden 3 eller 4. Dette betyr at modulasjonssys-temer så som QPSK med en båndbreddevirkningsgrad uten koding på 2, er uegnet. En mer båndbreddeeffektiv modulasjon, som for eksempel QAM, er nødvendig. Som påpekt ovenfor, har imidlertid QAM-systemene vært for kostbare til å kunne utnyttes i stor utstrekning hos mange forbrukere.

Kravet til en stor pålitelighet når det gjelder dataene ved bruk i HDTV, skyldes det faktum at sterkt komprimert kildemateriale (dvs. komprimerte videosignaler) ikke tåler kanalfeil. Det naturlige overskudd i signalet er blitt fjernet for å kunne oppnå en konsis beskrivelse av dataenes egenverdi. For et system som skal sende med 15 Mbps over en periode på 24 timer, med for eksempel mindre enn 1 bitfeil, kreves det for eksempel at bitfeilhastigheten (BER) i systemet skal være mindre enn 1 feil på IO<12> sendte biter.

Kravene til datapålitelighet blir ofte tilfredsstilt i praksis ved bruk av en sammenkjedet kodeløsning som er en dele- og overvinnemulighet for løsing av problemer. I et koderammeverk av denne art anvendes det to koder. En "indre" modulasjonskode renser opp kanalen og fører en beskjeden symbolfeilhastighet til en "ytre" dekoder. Den indre kode er vanligvis en kodet modulasjon som kan bli effektivt dekodet ved bruk av "myke beslutninger" (dvs. fint kvantiserte kanaldata). En kjent løsning er å benytte en sammenrullings-eller gitterkode som den indre kode med en eller annen form for "Viterbi-algoritme" som en gitterdekoder (trellis-dekoder). Den ytre kode er oftest en terrorkorrigerende, "Reed-Solomon"-kode. Reed-Solomon-kodesystemer som arbeider i det datahastighetsområde som kreves for overføring av HDTV-data er lett tilgjengelige og er fremstilt i integrerte kretser fra mange produsenter. Den ytre dekoder fjerner hovedmassen av symbolfeil som har unnsluppet den indre dekoder på en slik måte at den endelige utgangsfeilhastighet blir overordentlig liten.

En mer detaljert forklaring på sammenkjedede kodingsopplegg kan finnes hos G.C. Clark, Jr. og J.B. Cain, "Error-Correc-tion Coding for Digital Communications", Plenum Press, New York, 1981; og S. Lin og D.J. Costello, Jr., "Error Control Coding: Fundamentals and Applications", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1983. Gitterkoding er behandlet inngående av G. Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Transactions on Information Theorv. bind IT-28, nr. 1, s. 55-67, januar 1982; G. Underboeck, "Trellis-Coded Modulation with Redundant Signal Sets -- del I: Introduction, -- del II: State of the Art", IEEE Communications Magazine. bind 25, nr. 2, s. 5-21, februar 1987; og A.R. Caulderbank og N.J.A. Sloane, "New Trellis Codes Based on Lattices and Cosets", IEEE Transactions on Information Theorv. bind IT-33, nr. 2, s. 177-195, mars 1987. Viterbi-algoritmen er forklart av G.D. Forney, Jr., "The Viterbi Algorithm", Proceedlngs of the IEEE, bind 61, nr. 3, mars 1973. Reed-Solomon kodingssystemer er omhandlet av Clark, Jr. et al. og Lin et al. i artiklene som er gjengitt ovenfor.

I Proceedlngs of the IEEE Global Telecommunications Conference, 1-4 desember 1986, sidene 1015-1022, er det beskrevet en fremgangsmåte for formidling av digitale data ved å anvende QAM overføring, omfattende trinnene: å kode et symbol i et N-punkt GAM konstellasjonsmønster ved å behandle en første bit av symbolet med en takt 1/2 binær konvolverende kodingsalgoritme for å gi et tilsvarende to-bit kodeord,

å avbilde nevnte to-bit kodeord med den gjenværende bit eller biter i symbolet for å gi en modulasjonsfunksjon, der: nevnte to-bit kodeord danner de minst signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon, og

nevnte gjenværende bit eller biter danner de mest signifi-kanter biter av nevnte modulasjonsfunksjon,

og det ytterligere trinn å modulere en bærer med modulasjonsfunksjonen for ovrføring på en kommunikasjonskanal.

Det er et formål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe et datamodulasjonssystem med høy virkningsgrad hva angår båndbredde og lave krav til effekt.

Dette formål løses ved en fremgangsmåte for overføring av digitale data ifølge krav 1 og ytterligere fordelaktige utførelsesformer derav ifølge kravene 2-8.

Dette formål løses dessuten ved en anordning for å overføre digitale data ifølge krav 9, og dessuten fordelaktige utførelsesformer derav ifølge kravene 10-13.

Formålet løses også ved en anordning for dekoding av QAM symboldata ifølge krav 14 og ytterligere utførelsesformer derav ifølge kravene 15-22.

I tillegg løses formålet ved en fremgangsmåte for dekoding av QAM symboldata ifølge krav 23 og fordelaktig utførelsesformer derav ifølge kravene 24 og 25.

Feilhastighetsegenskapene ved utgangen fra den indre modulasjonskode i sammenkjedede systemer er I høy grad avhengig av signal/støyforholdet (SNR). Noen koder arbeider bedre og gir en lavere feilhastighet ved en lavere SNR, mens andre arbeider bedre ved en høy SNR. Dette betyr at optimaliseringen av modulasjonskoden for sammenkjedede og ikke-sammenkjedede kodesystemer kan føre til forskjellige løsninger avhengig av det nærmere bestemte SNR-området.

Det ville være fordelaktig å komme frem til et datamodulasjonssystem med høy virkningsgrad for båndbredde og lave kraftbehov. Systemer ifølge oppfinnelsen har den fordel at de gir høy datahastighet med minimal båndbreddefylling og meget høy datapålitelighet. En mottager til bruk sammen med dette system bør være så enkel som mulig for å kunne masseproduseres med lave omkostninger. Optimalt skal systemet kunne bygges opp ved bruk av lett tilgjengelige komponenter med så lite spesialisering eller kundetilpasning som mulig.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer et modulasjonssystem med de nevnte fordeler. Særlig vil fremgangsmåten og anordningen ifølge oppfinnelsen utvide et gitterkodet QPSK-system til et gitterkodet QAM-system uten at man ofrer pålitelighet når det gjelder data.

I henhold til foreliggende oppfinnelse er man kommet frem til en fremgangsmåte til overføring av digitale data ved bruk QAM-overføring. Et N-punkt QAM-konstellasjonsmønster blir delt i fire delsett. Hvert delsett innbefatter N/4 symbolpunkter i konstellasjonsmønsteret. Et eget to-bits kodeord blir tildelt hvert av de fire delsett. Et symbol som skal sendes blir kodet ved behandling av en første bit i symbolet med en 1/2 binær konvolverende kodende hastig-hetsalgoritme for å danne det kodeord på 2 biter som er tildelt det delsett hvori symbolet ligger i konstella-sjonsmønsteret. To-bit kodeordet blir kartlagt med de gjenværende biter i symbolet for å danne en modulasjonsfunksjon. De gjenværende biter korrelerer symbolet med et av de N/4 symbolpunkter som er innbefattet i det delsett som kodeordet gjelder. En bærer blir modulert med modulasjonsfunksjonen for sending over en kommunikasjonskanal.

I en vist utførelse danner to-bit kodeordet de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og bestemmer rekkene i en matrise med koordinater for konstellasjonsmøns-teret. De gjenværende biter danner de mest signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og bestemmer størrelsen på konstellasjonsmønsteret. Med en sammenkjedet løsning blir informasjonsbitene først kodet til symboler ved bruk av for eksempel t-symbolfeilkorreksjonskode som for eksempel en Reed-Solomon-kode. Disse kodede symboler blir så ført til en gitterkoder som frembringer den ønskede modulasjon for en bærer.

Etter at modulasjonsfunksjonen er sendt, blir den gjenoppret-tet ved en mottager. Den gjenopprettede modulasjonsfunksjonen blir beskåret for å gi et sett med metrikker tilsvarende delsettene og for å gi en flerhet av byter som representerer forskjellige tilstandsbestemmelser for et signalpunkt som er angitt med de gjenværende biter. Metrikkene blir benyttet i en algoritme (som for eksempel Viterbi-algoritmen) for dekoding av en 1/2 binær konvolverende hastighetskode for å gjenopprette den første bit. Den gjenopprettede første bit blir kodet med en 1/2 binær sammenrullende hastighetskode-algoritme for å gjenskape kodeordet. En av de til-standsbestemmende byter blir valgt som reaksjon på det gjenskapte kodeord. Den valgte byte blir så satt sammen med den gjenopprettede første bit for å danne en dekodet utgang.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer videre en anordning til koding av digitale data for OAM-overføring. Koderen innbefatter en innretning til spalting av et symbol som skal sendes i en første bit og minst en gjenværende bit. Det finnes innretninger for koding av den første bit med en 1/2 binær konvolverende hastighetskodealgoritme for å danne et to-bit kodeord som angir et av de fire delsett i et N-punkt QAM-konstellasjonsmønster der hvert delsett innbefatter N/4 symbolpunkter i konstellasjonsmønsteret. Kodeordet blir avbildet med de gjenværende biter for å danne en modulasjonsfunksjon. De gjenværende biter korrelerer symbolet med et av de N/4 symbolpunkter som er innbefattet i delsettet kodeordet angir. Det finnes innretninger for modulasjon av en bærer med modulasjonsfunksjonen for sending over en kommunikasjonskanal. En ytre koder kan være beregnet på koding av informasjonsbiter ved hjelp av en feilkorrigerende algoritme til frembringelse av det symbol som blir spaltet av spalteanordningen.

I en vist utførelsesform danner kodeordet de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og angir rekkene i en matrise for koordinatene til konstellasjonsmønsteret. De gjenværende biter danner de mest signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og bestemmer størrelsen på konstella-sjonsmønsteret. Kodeanordningen kan benytte en gitterkode-algoritme.

Dekodeutstyr finnes også ifølge oppfinnelsen. En mottager demodulerer den mottatte bærer for å gjenopprette en n-bit QAM-modulasjonsfunksjon hvori et to-bit kodeord identifiserer en av en flerhet av QAM-konstellasjonsdelsett og den gjenværende (n-2) bitdel representerer et signalpunkt i delsettet. Det finnes midler for beskjæring av den gjenopprettede modulasjonsfunksjon for å danne et sett metrikker svarende til delsettene og for å danne en flerhet av (n-2) bitdelgrupper som representerer en flerhet av tilstandsbestemmelser for det signalpunkt som er angitt av (n-2) bit-delen. Metrikkene blir benyttet i en algoritme til dekoding av en 1/2 binær sammenrullende hastighetskode for å gjenopprette en første bit. Den gjenopprettede første bit blir kodet med en 1/2 binær konvolverende hastighetskode-algoritme for å gjenskape kodeordet. Det finnes innretninger for valg av en av flerheten av (n-2) bitdelgrupper som resultat av det gjenskapte kodeord. Den valgte delgruppe blir satt sammen med den gjenopprettede første bit for å danne en dekodet utgang.

I en illustrert utførelse omfatter kodeordet de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og angir rekkene i en matrise over konstellasjonskoordinater der den valgte delgruppe danner de mest signifikante biter og angir en rad i matrisen. Beskjæringsanordningen kvantiserer den gjenopprettede n-bit modulasjonsfunksjon for hver rekke i matrisen for konstellasjonskoordinatene og tilstandsbestemmelsene omfatter et beste valg for hver av radene der settene med metrikker angir kvaliteten i hvert valg. Metrikkene blir benyttet sammen med en dekoder som benytter em mykbesluttende algoritme for dekoding av konvolveringskodene.

Det finnes også en sammenkjedet dekoder. Den sammenkjedede utførelse har en ytre dekoder for dekoding av utgangen ved hjelp av en symbolfeilkorrigerende algoritme. I en vist utførelse benytter den indre dekodingsalgoritme i den sammenkjedede dekoder Viterbi-algoritmen. Den ytre symbolfeilkorrigerende algoritme kan omfatte en Reed-Solomon-kode. Bæresignalet som blir mottatt av mottageren kan omfatte et høyskarpt fjernsynsbæresignal.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene, der: fig. 1 er en blokkskjerm for et QAM-overføringssystem som

anvender sammenkjedet koding,

fig. 2 er en blokkskjerm for en gitterkoder i henhold til

foreliggende oppfinnelse,

fig. 3 er en blokkskjerm for en gitterkoder ifølge foreliggende oppfinnelse,

fig. 4 er en illustrasjon på et QAM-konstellasjonsmønster som er oppdelt i delsett ifølge foreliggende

oppf innelse,

fig. 5 er et diagram som angir merkingen av delsettene i

konstellasjonsmønsteret på fig. 4,

fig. 6 er et diagram som viser merkingen av konstellasjonspunktene i konstellasjonsmønsteret på fig. 4, og fig. 7 er en graf som viser virkemåten for et sammenkjedet kodeopplegg i henhold til foreliggende oppfinnelse sammenlignet med et tidligere kjent kodet QAM-opplegg.

Fig. 1 viser et sammenkjedet kodesystem for overføring av QAM-data. Digital informasjon som skal sendes blir ført som inngang til en symbolfeilkorrigerende koder 12, som for eksempel en Reed-Solomon-koder, via en inngangsklemme 10. Koderen 12 omformer informasjonen til et kodeord 14 omfattende en flerhet av på hverandre følgende n-bit symboler 16. Selv om en ytre konvolverende koder kunne benyttes som koderen 12, gjør den støtlignende natur for feilene i et overføringssystem, det faktum at bare harde kvantiserte data er tilgjengelige, og ønskeligheten av en høyhastighetskode, Reed-Solomon-koden, hvis symboler er dannet av n-bit segmenter av den binære strøm, til et godt valg for den ytre kode. Siden virkemåten for en Reed-Solomon-kode bare avhenger av antallet av symbolfeil i blokken, blir en slik kode uforstyrret av støtfeil i et n-bit symbol. Egenskapene ved det sammenkjedede system blir imidlertid alvorlig forringet av lange støt med symbolfeil. En innfelling 18 er anordnet ved utgangen fra Reed-Solomon-koderen 12 for å innfelle symbolene (i motsetning til enkeltstående biter) mellom kodeoperasjonene. Formålet med innfellingen er å bryte opp støtene med symbolfeil.

De innfelte symboler blir ført som inngang til en QAM-gitterkoder 20. I henhold til oppfinnelsen innbefatter koderen 20 en QPSK-kode i et gitterkodet OAM-modulasjonssystem, som beskrevet mer i detalj i det følgende.

Utmatningen fra koderen 20 omfatter symboler som representerer koordinater i reelle (I) og imaginære (Q) plan for et QAM-konstellasjonsmønster. Et konstellasjonspunkt 22 er symbolsk vist på fig. 1. Symbolene sendes med en vanlig sender 24 over en kommunikasjonskanal 26. Kommunikasjons-kanalen innfører forskjellige forvrengninger og forsinkelser som forvansker signalet før det blir mottatt av en mottager 28. Som et resultat, vil koordinatverdiene som finnes i de mottatte symboler ikke passe nøyaktig sammen med de sendte koordinatverdier slik at et mottatt punkt 30 vil ende opp i konstellasjonsmønsteret på et annet sted enn det sendte punkt 22. For å bestemme den riktige stilling av det mottatte punkt og dermed komme frem til data slik de virkelig var da de ble sendt, blir de mottatte data (I, Q) innmatet til QAM-gitterkoder 32 som benytter en mykbestemmende konvolverende dekodealgoritme for å gjenopprette den sendte informasjon. En dekoder ifølge foreliggende oppfinnelse er beskrevet mer i detalj i det følgende.

Den dekodede utmatning fra dekoderen 32 innmates til en oppløser 34 som løser opp og reverserer virkningene av innfellingen 18 som er omhandlet ovenfor. De oppløste data innmates til en Reed-Solomon-dekoder 16 for gjenopprettelse av de opprinnelige informasjonsbiter.

I den foreliggende oppfinnelse er en QPSK-kode innbefattet i det gitterkodede QAM-modulasjonssystem for å danne et system med høyere datahastighet og bedre virkningsgrad når det gjelder båndbredden samt en moderat bitfeilhastighet i de nedre SNR-områder for driften. For å oppnå dette resultat blir kodeordene for QPSK-koden og de "ukodede" biter som sammen angir et symbol på en egenartet måte tildelt en QAM-konstellasjon. I tillegg blir det mottatte signal dekodet med en kombinasjon av en mykbesluttende dekoder med teknikker for å bestemme hvilke konstellasjonspunkter de "ukodede" biter henviser til.

Fig. 2 viser en koder ifølge foreliggende oppfinnelse. Databiter (for eksempel fra innfelleren 18 - fig. 1) innmates til en vanlig spaltekrets 42 via en inngangsklemme 40. Et n—1 bitsymbol som skal sendes blir spaltet i en første bit som føres som utgang på linjen 46 til en konvolverende koder 48. De gjenværende n-2 "ukodede" biter kommer som utgang på linjen 24 til en 2n<->QAM avbilder 50. Den konvolverende koder

48 anvender en 1/2, 64-tilstands konvolverende hastighetskode hvori generatorene er 171 og 133 i oktalkobling. 2-bits utmatningen fra koderen 48 og de n-2 ukodede biter (n-bit som

det totale) tilføres 2n<->QAM avbilderen til bruk som merkelapper for avbildning av n-bit symbolet for et bestemt konstellasjonspunkt i en QAM-konstellasjon. De to "kodede" biter som utmates fra konvolveringskoderen 48, er egentlig QPSK-kodeord og benyttes til valg a<y> et delsett i konstellasjonen. De ukodede biter blir benyttet til valg av et spesielt signalpunkt i konstellasjonens delsett fra QAM-konstellasjonen. Av hensyn til QAM-overføringen (koding) må kodeordene fra QPSK-koden og de gjenværende ukodede biter tildeles QAM-konstellasjonen. For dette formål må man beskrive en merkelapp for QAM-konstellasjonspunktene med en modulasjonsfunksjon, M0D(m)ER<2>

Avbildningen som blir beskrevet nedenfor har de følgende ønskelige trekk: (1) følgene av 90° fasetvetydighet for QAM blir påført QPSK-kodeordene, mens de ukodede biter blir upåvirket av tvetydigheten (dvs. at 90" fasetvetydighet kan behandles på samme måte som QPSK-systemet), og (2) de mest signifikante sifre bestemmer konstellasjonens størrelse (dvs. et nestet opplegg for 16/32/64 - QAM).

De merkelapper som er beskrevet av den følgende matrise, skal nå omhandles for 17-QAM (1115 = 1114 = 0) (og OPSK, m$ = 1114 = 1113 = m2 = 0):

for 32-QAM ( ms = 0)adder: for 64-QAM adder: Utmatningene fra QPSK-koderen danner de minst signifikante biter (LSB), m^mg, i modulatorinngangen og velger rekken i matrisen. De mest signifikante biter (MSB) bestemmer konstellasjonens størrelse. Uten ukodede biter, (1115 = 1114 = <m>3 = m2 = °)» frembringes QPSK. Med 2 ukodede biter, 11131112, frembringes 16-QAM. Med 3 ukodede biter, 111411131112, frembringes 32-QAM. Med 4 ukodede biter, 1115111411131112, frembringes 64-QAM. Videre vil virkningen av rotasjonen av QAM-konstellasjonen over 90° være dreining av rekkene i matrisen,

som lar radene være upåvirket. Dette betyr at påføringen av merkelapper og ukodede biter blir upåvirket ved rotasjoner på 0° , 90° , 180° og 270° . Behandlingen av 90° fasetvetydighet ved mottageren (dekoderen) blir utelukkende overlatt til QPSK-koderen. Uansett hvilken fremgangsmåte som benyttes til å fjerne tvetydighten ved QPSK-mottageren, kan den innbefattes direkte i QAM-systemet som benytter denne form for merking. For eksempel kan differensialkoding av QPSK benyttes, hvis QPSK-koden selv er upåvirket av rotasjon.

Merkingen av et 16-QA og 32-QAM konstellasjonsmønster i henhold til oppfinnelsen er vist i skjematisk form på fig. 4. Konstellasjonsmønstrene som er generelt betegnet med 80, tilsvarer 16-QAM og 32-QAM matrisene som er gjengitt ovenfor. Særlig for 16-QAM eksempelet ligger de 16 konstellasjonspunkter i en stiplet rute 90. Konstellasjonspunktene er delt opp i fire delsett som er angitt med henvisningstallene 82, 84, 86, 88 på fig. 5. Hvert delsett inneholder fire konstellasjonspunkter. For delsettet 82 som er vist som en åpen sirkel finnes det således fire punkter 82a, 82b, 82c og 82d i ruten 90. Selve delsettet er angitt med to kodede biter (QPSK-biter) m0, ml som angitt ved 92 på fig. 6. For 16-QAM utførelsen blir det spesielle punkt i hvert delsett angitt med "ukodede" biter m2, m3 som angitt ved 94 på fig. 6. Dermed blir 82c definert som 00 delsettet og 011 punktet i dette delsett. Det gjenværende konstellasjonspunkt, som punktene 84a, 86a og 88a, blir identifisert på tilsvarende måte.

For en 32-bit QAM-utførelse blir de ytterligere 16 punkter som ligger utenfor den stiplede rute 90, også innbefattet. Disse punkter er merket på tilsvarende måte der alle tre biter, m2, m3, m4, som er angitt ved 94 på fig. 6, er benyttet. Det skal påpekes at den merking som her er omhandlet kan utvides til høyere nivåer for QAM.

Et trekk ved merkemåten som benyttes i henhold til oppfinnelsen som angitt på fig. 5, er at Hamming-vekten for hvert QPSK-symbol er lik den euklidiske vekt dividert med en faktor x, der x tilsvarer den (minste avstand)<2> mellom konstellasjonspunktene. I det foreliggende eksempel er konstellasjonspunktene som er vist på fig. 4, fremkommet ved QAM-nivåer på 1, -1, 3, -3, 5, -5 i hver av kvadraturkanalene og derfor er den minste avstand mellom konstellasjonspunktene to, slik at Hamming-vekten blir lik den euklidiske vekt dividert med 4.

Fig. 3 viser en utførelse for en QAM-gitterdekoder i henhold til foreliggende oppfinnelse. De mottatte symboldata kommer som inngang til en beskjæringsanordning 62 via en inngangsklemme 60. Beskjæringsanordningen 62 behandler den gjenopprettede modulasjonsfunksjon for å danne et sett metrikker svarende til de delsett som er angitt med QPSK-kodeordene og for å frembringe en flerhet av (n-2) bitdelgrupper som representerer en flerhet av tilstandsbestemmelser for det signalpunkt som er angitt med de sendte ukodede biter. Særlig kommer fire metrikker som utgang på linjen 66 til en 1/2 64-tilstands Viterbi-hastighetsdekoder 68. Fire sett med (n-2) bit tilstandsbestemmelser er utgang på linjen 64.

Beskjæringsanordningen 62 kan omfatte en lageranordning, som for eksempel et programerbart leselager (PROM) som lagrer en oppslagstabell inneholdende forhåndsberegnede sett med metrikker og tilstandsbestemmelser for forskjellige sett med inngangsverdier (I, 0). (I, Q)-verdiene benyttes til å adressere PROM-lageret for å få utmatning svarende til de lagrede metrikker og bestemmelser. Dette muliggjør en meget hurtig beskjæringsoperasjon. Viterbi-dekoderen benytter en samlet historie for de metrikker som mottas fra beskjæringsanordningen til å dekode QPSK-kodeordene.

Viterbi-dekoderen 68 som er vist på fig. 3, kan være en vanlig 1/2 hastighetsdekoder som er tilgjengelige til bruk ved vanlige QPSK-kodeopplegg. For å virkeliggjøre dekoderen ifølge oppfinnelsen er således en spesialbygget Viterbi-dekoder ikke nødvendig for å dekode gitterkodene.

Det skal nå vises til prosessen med signaldeteksjon når en mykbestemmende QPSK-dekoder er innbefattet i et system som anvender den tidligere beskrevne QAM-modulator. For det første, ved hardbesluttende deteksjon av QPSK eller QAM-signaler blir det mottatte signal

kvantisert, der signalet, x^, tilhører QPSK- eller QAM-konstellasjonen (dvs. i området for MOD(m)) og w k er støyen. Kvantiseringsfunksjonen frembringer et overslag både over signalet, x^, og dataene, m, ifølge uttrykket x^ = MOD(fn). For maksimal sannsynlighetdeteksjon (ML) blir logg-sannsyn-1 ighetsfunksjonen, - log(p(yjt | MOD(m))), blir redusert overe de mulige meldinger, m E (0, 1)^, der p(yk I x^) er den tilstandsbestemte sannsynlighet for mottagning av y^ når det gitt at xjj blir sendt. For tilfeldige meldinger vil ML-deteksjonen redusere sannsynligheten for feil. Den vanligste fremgangsmåte til kvantisering er nærmeste (euklidinske) nabodeteksjon som tilfredsstiller

der II. ||2 er kvadratet av den euklidiske avstand (dvs. summen av kvadratene). I eksempel med additiv gaussisk støy, er nærmeste nabodeteksjon ML.

I kodede QPSK- og QAM-systemer bør mykbesluttende informasjon føres frem til dekoderen for effektiv dekoding av kodeordet. Denne mykbesluttende informasjon blir ofte beskrevet som en symbolmetrikk. Denne metrikk angir kvaliteten på beslut-ningen om at bestemt symbol, x^ = MOD(m), ble sendt når yk ble mottatt. For nærmeste nabodekoding er den valgte metrikk:

I praksis blir selve metrikken kvantisert for å kunne virkeliggjøres. I for eksempel QPSK er for hver mulig melding, m^, mø E (0, 1), den nærmeste nabometrikk Hyjj - M0D(m^, mg)!<2> ML-metrikken for additiv gaussisk støy.

I gitterkodet QAM-modulasjon basert på en mykbesluttende QPSK-kode som kan dekodes, må fire symbolmetrikker tilføres dekoderen så vel som fire harde tilstandsbeslutninger. For nærmeste nabodeteksjon for hvert valg av m^, mg E (0, l)<2>

tilsvarer de harde tilstandsbeslutninger det valg av mN_2,

... , ni2 som gir minimum. Fremgangsmåten med bestemmelse av symbolmetrikkene og de harde tilstandsbeslutninger er kjent som beskjæring. I gitterkodet QAM opptrer de ukodede biter som "parallelle" grener i gitteret, og beregningen av symbolmetrikkene og de harde tilstandsbeslutninger bevirker

beskjæring av alle med unntak av den eneste beste gren fra settet med parallelle kanter.

Det skal påpekes at beskjæringen lett kan beskrives med uttrykk fra QÅM-modulasjonsmatrisen som er gjengitt ovenfor. Beskjæringsoperasjonen innebærer ganske enkelt kvantisering av det mottatte symbol, y^, for hver rekke i matrisen. Den harde tilstandsbeslutning er så det beste valg for hver rekke og metrikken tilsvarer kvaliteten på denne beslutning.

Etter at beskjæringsoperasjonen er fullført, blir den myke beslutningsinformasjon tilført dekoderen for QPSK-koden.

(Under denne tid blir de harde tilstandsbeslutninger lagret i påvente av QPSK-beslutninger.) OPSK-dekoderen som benytter den myke beslutningsinformasjon, dekoder QPSK-informasjonen (dvs. m^, møs). Den gjenværende informasjon (dvs. mjj_^, ..., mgs) blir så beslutet på velkjent måte ved bruk av den dekodede QPSK-informasjon og de tidligere lagrede harde tilstandsbeslutninger.

Man skal merke seg at hvis QPSK-dekoderen er ML (for QPSK-modulasjon), vil beskjærings/QPSK-dekodemetoden som er beskrevet, også være ML. Hvis for eksempel QPSK-koden er en binær konvolveringskode med nærmeste nabo (dvs. Viterbi) dekoding, vil QAM-gitterdekodealgoritmen også være nærmeste nabo (dvs. at den finner det kodeord som er nærmest til den mottatte sekvens).

I utførelsesformen som er vist på fig. 3, blir metrikkene som er utgang fra beskjæreren 62 dekodet med en dekoder 68 for å gjenopprette en enkel bit som tilsvarer den enkle bitutgang på linjen 46 i koderen på fig. 2. Denne bit blir igjen kodet med en 1/2 64-tilstands konvolverende hastighetskoder 70 (som er identisk med koderen 48 på fig. 2) for å gjenskape to-bit QPSK-kodeordet. Det gjenskapte kodeord blir benyttet til å velge en av de fire (n-2) bitdelgrupperutganger fra beskjæreren etter at delgruppene er blitt forsinket av en forsinkelsesbuf fer 72 med en tidsverdi som er lik den forsinkelse dekoderen 68 innfører. Den valgte (n-2) bitdelgruppe blir så satt sammen med den gjenopprettede enkle bit fra dekoderen 68 i en parallell/serieomformer (seriali-serer) 76 for å gi en gitterdekodet utmatning.

Som fremholdt i forbindelse med fig. 1, kan den dekodede utmatning oppvise en beskjeden symbolfeilhastighet som må forbedres ytterligere med en ytre dekoder. Ytterligere behandling av den dekodede utmatning i oppdeleren 34 og en Reed-Solomon-dekoder 36 (fig. 6) blir således benyttet for å gjenopprette de opprinnelige informasjonsbiter.

Et overslag over den utgående bitfeilhastighet med en gitt inngående symbolfeilhastighet for en t-feilkorreksjon av Reed-Solomon-koden kan lett beregnes. En "forlenget" Reed-Solomon-kode over det endelige felt med q = 2^-, har para-metre, (njjg k, t), der blokklengden njjg < q + 1, dimensjonen, k = njjs ~ 2t, og feilkorreksjonsmuligheten er t-feil. For en lagerfri, symbolfeilkanal med inngående symbolfeilhastighet, Pinn» er den utgående symbolfeilhastighet fastlagt ved:

Deretter blir utgangsfeilhastigheten tilnærmet med formelen:

Dessuten, hvis 1-bitsymboler i Reed-Solomon-koden er satt sammen av mindre, n-bitsymoler (for eksempel de dekodede symboler i en gitterkodet QAM-modulasjon) er inngangsfeilhas-tigheten :

der pmoci er n-bit symbol f eilhastigheten. For å garantere en "lagerfri" kanal når kodet modulasjon anvendes, er bruk av innfellling nødvendig.

Fig. 7 viser virkningen av to sammenkjedede systemer der det ene anvender vanlige 2/3 gitterhastighetskoder og dekoding, og det annet benytter en 1/2 QPSK-hastighetsutførelse av gitterkodet QAM i henhold til foreliggende oppfinnelse. Grafen på fig. 7 gjengir Reed-Solomon-blokkfeilhastighet sett i forhold til baerer/støyf orholdet (CNR) i det mottatte signal. En blokkfeil (eller kodeordfeil) oppstår hvis en eller flere m-bitsymboler er feil i blokken. Kurven 100 representerer virkningen av et sammenkjedet Reed-Solomon-gitterkodet 16-QAM system i henhold til oppfinnelsen, der det benyttes en 1/2 64-tilstands hastighetsdekoder. Kurven 104 representerer virkningen i et tilsvarende system som benytter gitterkodet 32-QAM. Kurven 102 gjengir virkningen i en vanlig gitterkodet 16-QAM 2/3 16-tllstands hastighetsdekoder. Kurven 106 representerer virkningen i en vanlig gitterkodet 32-QAM 2/3 16-tilstands hastighetsdekoder.

Kurvene på fig. 7 ble bestemt ved bruk av resultatene fra gitterkodesimulering til å anslå sannsynligheten for at et m-bit Reed-Solomon-symbol skal være feil, PRSsym» med påfølg-ende beregning av sannsynligheten for en Reed-Solomon-blokkfeil i- henhold til foreliggende formel:

der L er Reed-Solomon-blokklengden (antall m-bitsymboler pr. blokk) og t er antallet av Reed-Solomon-symbolfeil som kan korrigeres pr. blokk. 16-QAM systemet benytter 116 8-bit symboler pr. blokk, og 32-QAM systemet benytter 155 8-bit symboler pr. blokk. Begge Reed-Solomon-koder kan korrigere opp til fem 8-bit Reed-Solomon-symboler pr. blokk.

Kurvene på fig. 7 viser at om det er ønskelig eller nødvendig å drive systemet under et bestemt CNR, vil gitterkodeløsning ifølge oppfinnelsen slik den er gjengitt med kurvene 100, 104, helt klart være det riktige valg. Selv ved høyere bærer/støyforhold (CNR) kan til og med gitterkodeløsningen ifølge oppfinnelsen fremdeles være et bedre valg fordi gitterdekodeanordningen kan fremstilles på en mer omkost-ningseffektiv måte ved bruk av en vanlig QPSK Viterbi-dekoderbrikke.

Det skulle nå være klart at foreliggende oppfinnelse danner et praktisk system for digital overføring av energi- og båndbegrensede signaler, som for eksempel komprimerte høyskarpe fjernsynssignaler. Et kodet modulasjonsopplegg basert på koder for QPSK-modulasjon er direkte innbygget i et QAM-basert modulasjonssystem og danner dermed gitterkodet QAM. Dette fører til en lett gjennomfør konstruksjon som både er effektiv når det gjelder båndbredde og datapålitelighet.

Selv om oppfinnelsen er beskrevet i forbindelse med bestemte utførelsesformer, vil fagfolk på området være klar over at mange tilpasninger og modifikasjoner kan gjøres i oppfinnelsen uten at man dermed avviker fra dens ånd og ramme slik den er kommet til uttrykk i kravene.

Claims

1. Fremgangsmåte for å overføre digitale data ved anvendelse av QAM-sending, omfattende trinnene: å kode et symbol i et N-punkt QAM konstellasjonsmønster (80) ved å behandle en første bit i symbolet med en takt 1/2 binær konvolverende kodingsalgoritme for å gi et tilsvarende to-bit kodeord (92), å avbilde nevnte to-bit kodeord med den gjenværende bit eller bitene (94) av symbolet for å gi en modulasjonsfunksjon, der: nevnte to-bit kodeord danner de minst signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon, og nevnte gjenværende bit eller biter danner de mest signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon, og det ytterligere trinn å modulere en bærer med modulasjonsfunksjonen for sending på en kommunikasjonskanal (26), karakterisert ved at modulasjonsfunksjonen definerer to grupper av delsett, innbefattende en første gruppe der fire N/4-punkt delsett defineres ifølge nevnte to-bit kodeord, der hvert N/4-punkt delsett korroleres med et forskjellig to-bit kodeord, og den gjenværende bit eller bitene korrelerer nevnte symboler med ett av nevnte N/4 symbolpunkter som innbefattes i delsettet som defineres av det tilsvarende to-bit kodeordet, og en andre gruppe i hvilken N/4 fire-punkt QPSK delsett defineres ifølge nevnte gjenværende bit eller biter, der punktene i hvert QPSK delsett har felles gjenværende bit eller biter og atskilt 90 grader fra hverandre i nevnte QAM konstellasjon.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte to-bit kodeord definerer kolonnene i en matrise av koordinater for nevnte konstella-sjonsmønster, og nevnte gjenværende biter bestemmer størrelsen av nevnte konstellasjonsmønster.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte digitale data omfatter informasjonsbiter og nevnte symbol tilveiebringes ved kode minst en del av nevnte informasjonsbiter ved å anvende en feilkorrigerende kodingsalgoritme.

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at nevnte konvolverende kodingstrinn anvender en gitter (trellis) kodende algoritme.

5. Fremgangsmåte som angitt i et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved de ytterligere trinn: å motta nevnte bærer på en mottaker (28), å demodulere den mottatte bæreren på nevnte mottaker for å gjenvinne nevnte modulasjonsfunksjon, å beskjære den gjenvunne modulasjonsfunksjon for å tilveiebringe et sett av metrikker (66) som tilsvarer nevnte delsett og å tilveiebringe et flertall av byter som representerer forskjellige betingelsesbeslutninger for et signalpunkt identifisert av de gjenværende biter, å anvende nevnte metrikker i en algoritme for å dekode en takt 1/2 binær konvolveringskode for å gjenvinne nevnte første bit, å kode den gjenvunne første bit ved å anvende en takt 1/2 binær konvolveringskodingsalgoritme for å gjenskape nevnte kodeord, å velge én av nevnte flertall av byter som representerer forskjellige betingelsesmessige bestemmelser som reaksjon på nevnte gjenskapte kodeord, og å kombinere nevnte valgte byte med den gjenvunne første bit for å tilveiebringe en dekodet utmatning.

6. Fremgangsmåte som angitt i krav 5, karakterisert ved at nevnte digitale data omfatter informasjonsbiter, idet nevnte fremgangsmåte omfatter de ytterligere trinn: å kode minst en del av nevnte informasjonsbiter ved å anvende en feilkorrigerende kodingsalgoritme for å tilveiebringe nevnte symbol til å bli sendt, og dessuten å dekode nevnte dekodede utmatning ved å anvende en symbolfeil korrigerende dekodings algoritme.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 5 eller 6, karakterisert ved at nevnte algoritme for dekoding er en Viterbi algoritme.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte takt 1/2 konvolverende kodingsalgoritme anvender en 64-tilstands konvolveringskode.

9. Anordning for å overføre digitale data ved å anvende QAM-sending, omfattende: middel (42) for å beskjære et symbol som skal sendes til en første bit og minst én resterende bit eller biter, middel (48) for å kode et symbol i et N-punkt QAM kon-stellasjonsmønster (80) ved å behandle en første bit av symbolet med en takt 1/2 binær konvolveri.ngskodingsalgoritme for å tilveiebringe et to-bit kodeord (92), middel (50) for å avbilde to-bit kodeordene med den gjenværende bit eller bitene (94) av symbolet for å tilveiebringe en modulasjonsfunksjon, der: nevnte to-bit kodeord danner de minst signifikante biter av nevnte modulasjonsfunksjon, og nevnte gjenværende bit eller biter (94) danner de mest signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon, og dessuten omfattende middel (24) for å modulere en bærer med nevnte modulasjonsfunksjon for sending på en kommunikasjonskanal (26),karakterisert ved at nevnte modulasjonsfunksjon definerer to grupper av delsett, innbefattende en første gruppe i hvilken fire N/4-punkt delsett defineres ifølge nevnte to-bit kodeord, der hvert N/4-punkt delsett er korrelert med et forskjellig 2-bit kodeord, og gjenværende bit eller biter korrelerer nevnte symboler med ett av nevnte N/4 symbolpunkter som inngår i nevnte delsett som defineres av det tilsvarende 2-bit kodeordet, og en andre gruppe i hvilken N/4 fire-punkt QPSK delsett defineres ifølge nevnte gjenværende bit eller biter, der punktene i hvert QPSK delsett har felles gjenværende bit eller biter og er atskilt 90° fra hverandre i nevnte QAM konstellasjon.

10. Anordning som angitt i krav 9, karakterisert ved dessuten å omfatte en ytre kode for å kode informasjonsbiter ved å anvende en feilkorrigerende kodingsalgoritme for å tilveiebringe nevnte symbol.

11. Anordning som angitt i krav 9 eller 10, karakterisert ved at nevnte kodeord definerer kolonnene i en matrise av koordinater for nevnte konstellasjonsmønster, og at nevnte gjenværende biter bestemmer størrelsen av nevnte konstellasjonsmønster.

12. Anordning som angitt i ett av kravene 9-11, k a r a k-terisert ved at nevnte kodingsmiddel (48) anvender en gitter (trellis) kodende algoritme.

13. Anordning som angitt i ett av kravene 9-12, karakterisert ved at nevnte takt 1/2 binær konvolverende kodingsalgoritme anvender en 64-tilstands konvolverende kode.

14. Anordning for å dekode QAM symbol data, omfattende: middel (28) for å demodulere en mottatt bærer for å gjenvinne en N-punkt QAM modulasjonsfunksjon der et to-bit kodeord (92) identifiserer et av et flertall av delsett (82, 84, 86, 88) av en QAM konstellasjon, idet den gjenværende (n-2) bit del (94) representerer et signalpunkt innenfor nevnte ene delsett,karakterisert vedat nevnte konstellasjon omfatter N/4 fire-punkt QPSK delsett, der punktene i hvert QPSK delsett har felles gjenværende (n-2) bit deler, og er atskilt 90° fra hverandre i nevnte konstellasjon, at midler (62) er tilveiebragt for å beskjære den gjenvunne modulasjonsfunksjon for å tilveiebringe et sett av metrikker (66) som svarer til nevnte delsett og å tilveiebringe et flertall av (n-1) bit delgrupper som representerer et flertall av betingelsesmessige bestemmelser for signalpunktet som identifiseres av nevnte (n-2) bit del, at dekoder midler (68) er tilveiebragt for å anvende nevnte metrikker i en algoritme for å dekode en takt 1/2 binær konvolverende kode for å gjenvinne en første bit, at midler (70) er tilveiebragt for å kode den gjenvunne første biten ved å anvende en takt 1/2 binær konvolverende kodingsalgoritme for å gjenskape nevnte kodeord, at midler (74) er tilveiebragt for å velge én av nevnte flertall av (n-2) bit delgrupper som reaksjon på nevnte gjenskapte kodeord, og at midler (76) er tilveiebragt for å kombinere den valgte delgruppen med den gjenvunne første biten for å tilveiebringe en dekodet utmatning.

15. Anordning som angitt i krav 14, karakterisert ved at nevnte kodeord (92) omfatter de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjon og definerer en kolonne i en matrise av konstellasjonskoordinater, med den valgte delgruppen dannende de mest signifikante biter og som definerer en rad i nevnte matrise.

16. Anordning som angitt i krav 14 eller 15, karakterisert ved at nevnte beskjæringsmiddel (62) kvantiserer den gjenvunne N-punkt modulasjonsfunksjon for hver kolonne i en matrise av konstellasjonskoordinater, og nevnte betingelsesmessige bestemmelser omfatter et beste valg for hver av nevnte kolonner med settet av metrikker identifi-serende kvaliteten for hvert valg.

17. Anordning som angitt i ett av kravene 14-16, karakterisert ved at nevnte dekodingsmidler (68) omfatter en dekoder som anvender en myk-beslutningsalgoritme for dekoding av konvolverende koder.

18. Anordning som angitt i ett av kravene 14-17, karakterisert ved dessuten å omfatte: en ytre dekoder (36) for å dekode nevnte utmatning under anvendelse av en symbolfeil korrigerende algoritme, hvorved kombinasjonen av nevnte dekodermidler (68) og nevnte ytre dekoder danner en sammenkjedet dekoder.

19. Anordning som angitt i ett av kravene 14-18, karakterisert ved at nevnte dekodingsalgoritme omfatter Viterbi algoritmen.

20. Anordning som angitt i krav 18 eller 19, karakterisert ved at nevnte symbolfeilkorrigerende algoritme omfatter en Reed-Solomon kode.

21. Anordning som angitt i ett av kravene 14-20, karakterisert ved at nevnte bærer er et HDTV bærer signal.

22. Anordning som angitt i ett av kravene 14-21, karakterisert ved at nevnte takt 1/2 binær konvolverende kodingsalgoritme anvender en 64-tilstands konvolverende kode.

23. Fremgangsmåte for å dekode QAM symbol data, omfattende trinnene: å demodulere en mottatt bærer for å gjenvinne en N-punkt QAM modulasjonsfunksjon der et to-bit kodeord (92) identifiserer ett av et flertall av delsett (82, 84, 86, 88) av en QAM konstellasjon, idet den gjenværende (n-2) bit del (94) representerer et signalpunkt innenfor nevnte ene delsett,karakterisert vedat nevnte konstellasjon omfatter N/4 fire-punkt QPSK delsett, der punktene i hvert QPSK delsett har felles gjenværende (n-2) bit deler, og atskilt 90° fra hverandre i nevnte konstellasjon , at den gjenvunne modulasjonsfunksjon beskjæres for å tilveiebringe et sett av metrikker (66) som tilsvarer nevnte delsett og å tilveiebringe et flertall av (n-2) bit delgrupper som representerer et flertall av betingelsesmessige bestemmelser av signalpunktet identifisert av (n-2) bit delen, at nevnte metrikker anvendes i en algoritme for å dekode en takt 1/2 binær konvolveringskode for å gjenvinne en første bit, at den gjenvunne første biten kodes ved å anvende en takt 1/2 binær konvolverende kodingsalgoritme for å gjenskape nevnte kodeord, at en av nevnte flertall av (n-2) bit delgrupper velges som reaksjon på nevnte gjenskapte kodeord, og at den valgte delgruppen kombineres med den gjenvunne første biten for å tilveiebringe en dekodet utmatning.

24. Fremgangsmåte som angitt i krav 23, karakterisert ved at nevnte kodeord (92) omfatter de minst signifikante bitene i nevnte modulasjonsfunksjon og definerer en kolonne i en matrise av konstellasjonskoordinater, med den valgte delgruppen dannende de mest signifikante bitene og definerende en rad i nevnte matrise.

25. Fremgangsmåte som angitt i krav 23 eller 24, karakterisert ved at nevnte takt 1/2 konvolverende kodingsalgoritme anvender en 64-tilstands konvolverende kode.