KR20200104913A - Fmcw 레이더 센서 - Google Patents

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KR20200104913A
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마르셀 마이어
미햐엘 쇼어
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로베르트 보쉬 게엠베하
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Abstract

본 발명은, 수신된 신호(E)를 발진기 신호(OSC)와 혼합함으로써 중간 주파수 신호(Z1, Zi, Zn)를 생성하는 혼합기(12)와, 측정 기간(T)에 걸쳐 중간 주파수 신호(Z1, Zi, Zn)를 시간(t)의 함수로서 기록하고 이렇게 획득된 시간 신호(S1, Si, Sn)를 푸리에 변환을 통해 스펙트럼(F[Si_c])으로 변환하도록 형성된 평가 유닛(16)이 각각 할당되어 있고, 서로 이격되어 일렬로 배치된 복수의 안테나 요소(10); 그리고 상이한 평가 장치들에 의해 획득된 스펙트럼들이 분리된 채널들에서 추가로 평가되는 각도 측정 장치(32);를 포함하는 FMCW 레이더 센서에 관한 것으로, 상기 FMCW 레이더 센서는, 상이한 안테나 요소들(10)까지의 신호 전파 길이 차의 보상을 통해, 기설정된 우선 방향(θ)으로부터 수신되는 신호(E)에 대해 빔 성형을 실행하도록 형성된 빔 성형 장치(22); - 스펙트럼들의 코히어런트 가산을 통해 합 스펙트럼을 계산하기 위한 합산 장치(26); 및 - 합 스펙트럼을 근거로 우선 방향으로의 객체들의 이격 거리를 결정하기 위한 거리 측정 장치(30);를 특징으로 한다.

Description

FMCW 레이더 센서
본 발명은, 수신된 신호를 발진기 신호와 혼합함으로써 중간 주파수 신호를 생성하는 혼합기와, 측정 기간에 걸쳐 중간 주파수 신호를 시간의 함수로서 기록하고 이렇게 획득된 시간 신호를 푸리에 변환을 통해 스펙트럼으로 변환하도록 형성된 평가 유닛이 각각 할당되어 있고, 서로 이격되어 일렬로 배치된 복수의 안테나 요소; 그리고 상이한 평가 장치들에 의해 획득된 스펙트럼들이 분리된 채널들에서 추가로 평가되는 각도 측정 장치;를 포함하는 FMCW 레이더 센서에 관한 것이다.
공지된 FMCW 레이더 센서들에서 송신 신호의 주파수는 램프(ramp) 형태로 변조된다. 수신부에서는 일반적으로 송신 신호와 수신된 신호를 혼합함으로써 중간 주파수 신호를 획득하며, 이 중간 주파수 신호의 주파수는 현재 송신된 신호와 수신된 신호 간의 주파수 차에 좌우된다. 램프형 변조를 기반으로, 상기 주파수 차는 센서에서부터 객체까지 그리고 다시 센서까지의 레이더 파의 전파 시간에 좌우된다. 푸리에 변환을 통해, 각각의 위치 확인된 객체가 객체의 이격 거리에 좌우되는 주파수에서 피크로서 나타나는, 중간 주파수 신호의 스펙트럼을 획득한다. 도플러 효과로 인해, 피크의 주파수 위치는 객체의 상대 속도에도 좌우된다. 이격 거리에 의존적인 성분과 속도 의존적인 성분을 서로 분리하기 위해, 연이어 복수의 주파수 램프(frequency ramp)를 상이한 기울기로 이동시키는 방법이 공지되어 있다. 이격 거리에 의존적인 주파수 성분만이 램프 기울기에 좌우되기 때문에, 상이한 램프들에서 획득된 주파수 위치들의 비교를 통해 객체의 이격 거리 및 상대 속도가 결정된다.
시간 신호가 기록되는 측정 기간이 제한된 길이만을 가질 수 있는 상황으로 인해, 푸리에 변환 시 신호의 해석을 어렵게 하는 사이드 로브(side lobe)의 형태로 인공물(artifact)이 생성된다. 이와 관련하여, 시간 신호가 푸리에 변환 전에 적합한 윈도우 함수에 의해 "윈도잉"됨으로써, 예컨대 시간 신호가 마찬가지로 시간 의존적인 윈도우 함수와 곱해짐으로써, 상기 사이드 로브를 전반적으로 억제하는 점이 공지되어 있다. 윈도우 함수, 예컨대 소위 해밍 윈도우(hamming window)는, 특히 측정 주기의 시작 및 종료 시, 시간 신호에서의 갑작스런 전이들이 평활화되어 사이드 로브들이 완화되는 효과가 있다.
상기 유형의 레이더 센서들은 이미 자동차용 운전자 보조 시스템 내 센서 관련 컴포넌트들로서 폭넓게 사용되고 있다. 고도의 자율 주행의 방향으로 운전자 보조 시스템들을 개발하는 과정에서, 레이더 센서들의 성능에 대해 점차 더 까다로운 요건들이 대두되고 있다. 예컨대 방위각에서 더 우수한 각도 분해능을 달성하기 위해, 일렬로 배치되는 안테나 요소의 개수를 늘릴 수 있다. 이 경우, 매우 작은 방위각을 갖는 객체에서는, 상이한 안테나 요소들로부터 수신되는, 그리고 이 경우 객체에 대해 실질적으로 동위상인 신호들이 코히어런트 가산됨으로써, 위치 확인 감도도 증가할 수 있으며, 그 결과 보강 중첩을 통해 더 우수한 신호/잡음비가 획득된다.
송신 신호의 램프형 변조가 상대적으로 더 큰 주파수 편이(frequency deviation)로 실행됨으로써, 향상된 거리 분해능이 달성된다. 그렇게 하여, 스펙트럼 내에서는, 상이한 이격 거리에서 위치 확인되는 객체들의 2개의 피크 간의 주파수 간격(frequency separation)이 증가한다. 거리 범위는 그에 상응하게 상대적으로 더 많은 수의 거리 빈(distance bin)으로 분할될 수 있으며, 각각의 객체 피크가 명백히 하나의 특정 거리 빈에 할당되어야 하는 요구는 변함없이 충족된다.
그러나 위치 확인 방향이 안테나 요소들의 열에 대한 법선으로부터 더 큰 각도만큼 차이가 나는 객체들의 경우, 안테나 어레이의 구경이 증가함에 따라 (그리고 그에 상응하게 어레이의 서로 대향하는 단부들 상의 안테나 요소들 간의 이격 간격이 더 커짐에 따라), 동일한 객체에서부터 상이한 안테나 요소들로 수신되는 신호들 간의 분명한 전파 길이차가 발생하며, 그 결과 코히어런트 가산 시 위상차로 인해 상쇄 간섭도 발생할 수 있다. 이 경우, 전파 길이 차로 인해, 주파수 편이의 증가가 피크들의 확장을 야기하며, 그 결과 거리 분해능의 원하는 개선이 더는 완전히 달성되지 않는다.
본 발명의 과제는, 도입부에 언급한 유형의 레이더 센서에서, 특정 우선 방향(preferred direction)에 위치하는 객체들에 대해 위치 확인 감도 및/또는 거리 분해능을 개선하는 것이다.
상기 과제는, 본 발명에 따라,
- 상이한 안테나 요소들까지의 신호 전파 길이 차의 보상을 통해, 기설정된 우선 방향으로부터 수신되는 신호에 대해 빔 성형을 실행하도록 형성된 빔 성형 장치;
- 스펙트럼들의 코히어런트 가산을 통해 합 스펙트럼을 계산하기 위한 합산 장치; 및
- 합 스펙트럼을 근거로 우선 방향으로의 객체들의 이격 거리를 결정하기 위한 거리 측정 장치;를 통해 해결된다.
본 발명은, 기설정된 우선 방향에 대해, 상기 방향을 위한 빔 성형이 최적화되고, 그에 상응하게 선택된 우선 방향에 위치하는 객체들에 대한 코히어런트 가산이 더 높은 위치 확인 감도 및 향상된 거리 분해능을 달성하도록, 전파 길이 차를 보상할 수 있게 해 준다. 특히 전파 길이 차의 보상을 통해, 주파수 편이의 증가가 피크들의 확장을 야기하는 것이 아니라 거리 분해능의 향상으로 이어지는 점이 달성된다.
본 발명의 바람직한 구현예들 및 개선예들은 종속 청구항들에 명시되어 있다.
빔 성형은 여러 가지 방식으로 수행될 수 있다.
일 가능성은, 개별 평가 장치들에서 시간 신호들이 적합하게 선택된 복소값 윈도우 함수(complex-valued window function)에 의해 윈도잉됨으로써, 상기 개별 평가 장치들에서 전파 길이 차의 보상을 수행하는 것이다. 이 경우, 복소값 윈도우 함수의 선택을 통해, 푸리에 변환에 의해 획득되는 스펙트럼이 주파수 축 상에서 조정 가능한 절댓값만큼 변위될 수 있다는 푸리에 변환의 특성이 활용된다. 송신 신호가 상이한 안테나 요소들에 의해 수신된다면, 수신되는 신호를 발진기 신호(송신 신호)와 혼합할 때 일측 안테나 요소에서부터 타측 안테나 요소까지의 전파 시간 차가 객체 거리의 변화를 가장하는 주파수 차를 야기한다. 그러나 윈도우 함수를 통해 스펙트럼 내에서 달성되는 피크의 주파수 이동(frequency shift)도 마찬가지로 객체 거리의 (뚜렷한) 변화로서 해석될 수 있기 때문에(상대 속도가 소멸되지 않는 경우 도플러 효과의 영향은 여기서 고려되지 않아도 됨), 전파 시간 차는 윈도우 함수에 의한 적합한 주파수 이동을 통해 보상되며, 이때 라인 길이들의 조정을 위한 복합한 조치들은 불필요하다.
상기 실시예의 경우, 우선 방향은, 개별 평가 장치들에서 상이한 주파수 이동들을 야기하는 윈도우 함수들이 이용됨으로써, 상황에 따라 가변적이다.
그러나 선택적으로 전파 길이 차의 보상은, 라인 길이들의 조정을 통해, 예컨대 각각의 안테나 요소에 대해 전파 길이 차를 보상하는 신호 지연이 발생하도록, 안테나 요소에서부터 혼합기까지의 라인 길이가 선택됨으로써, 달성될 수 있다. 또한, 발진기 신호가 혼합기로 공급되는 라인들의 경우, 각각의 안테나 요소에 대해 상이한 라인 길이가 선택되는 것을 통해서도 마찬가지로 전파 길이 차가 보상될 수 있다.
마지막에 언급한 실시예들의 경우, 우선 방향은 선택된 라인 길이들을 통해 결정된다. 그러나 원칙적으로 상황에 따라 상이한 라인 경로들 간의 전환이 가능하며, 그럼으로써 이 경우 해당 우선 방향들 간의 전환도 달성된다.
본 발명은 바이스태틱(bistatic) 안테나 컨셉에서뿐만 아니라 모노스태틱(monostatic) 안테나 컨셉에서도 적용될 수 있다. 모노스태틱 안테나 컨셉의 경우, 안테나 요소들 각각이 송신을 위해 이용될 수 있거나(MIMO; Multiple Input Multiple Output), 또는 단 하나의 선택된 안테나 요소만 송신을 위해 사용되고 나머지 안테나 요소들은 수신을 위해서만 이용된다. 모노스태틱 MIMO 솔루션의 경우, 빔 성형이 라인 길이들의 조정을 통해 달성되는 한, 실시예에 따라 송신 경로에서의 빔 성형도 구현될 수 있다.
하기에서는, 일 실시예가 도면에 따라 더 상세하게 설명된다.
도 1은 본 발명에 따른 레이더 센서의 주요 컴포넌트들의 블록선도이다.
도 2는 FMCW 레이더에서 주파수 변조를 나타낸 시간 다이어그램이다.
도 3은 도 1에 따른 레이더 센서의 상이한 안테나 요소들에서 수신되는 시간 신호들에 대한 실례들을 나타낸 그래프이다.
도 4는 도 3에 따른 시간 신호들의 스펙트럼의 그래프이다.
도 5 및 도 6은 본 발명의 여러 실시예에 대한 도 1과 유사한 블록선도들이다.
도 1에 도시된 레이더 센서는, 균일한 이격 간격으로 서로 이격되어 일렬로 배치된 복수(n)의 안테나 요소(10)를 포함하며(ULA; Uniform Linear Array: 균일 선형 어레이), 이들 안테나 요소에는 각각 하나의 혼합기(12)가 할당된다. 일반적으로, 안테나 요소들의 열은 2차원 안테나 어레이의 부분일 수도 있다. 혼합기는 하나의 공통 국부 발진기로부터 동위상 발진기 신호들(OSC)을 수신한다. 안테나 요소들(10)은 본 실시예에서 레이더 신호(E)의 수신을 위해서만 이용된다. 레이더 파를 송신하기 위해, 미도시된 하나 이상의 추가 안테나 요소가 제공되며, 이 안테나 요소에는 혼합기들(12)에 공급되는 것과 동일한 발진기 신호(OSC)가 공급된다.
미도시된 객체로부터 반사된 레이더 에코는 안테나 요소들(10)에 의해 수신되어 혼합기들(12)에서 각각 발진기 신호(OSC)와 혼합되며, 그럼으로써 평가 유닛(16)으로 출력될 중간 주파수 신호(Z1, Zi, Zn)가 각각 생성된다.
각각의 평가 유닛(16)은 시간 신호 모듈(20)을 가진 사전 처리단(18)(pre-processing stage)을 포함하며, 시간 신호 모듈 내에서 중간 주파수 신호가 디지털 처리되어 정해진 측정 기간에 걸쳐 시간의 함수로 기록된다. 이런 방식으로, 윈도우 모듈(22)로 전송될 디지털 시간 신호(S1, Si, Sn)가 생성되며, 윈도우 모듈 내에서 중간 주파수 신호로부터 생성된 시간 신호가 윈도우 함수(V1, Vi, Vn)에 의해 윈도잉된다. 그렇게 하여, 보정된 시간 신호(S1_c, Si_c, Sn_c)가 생성되며, 상기 보정된 시간 신호는 이어서 평가 유닛(16)의 푸리에 변환 모듈(24)에서 푸리에 변환을 통해 스펙트럼(F[S1_c], F[Si_c], F[Sn_c])으로 변환된다. 합산 장치(26)에서는 스펙트럼들이 코히어런트 가산된다(다시 말해 절댓값 제곱이 계산되기 전, 복소 진폭들의 가산). 획득된 합 스펙트럼(주파수의 함수로서의 절댓값 제곱)은 도 1에 그래프로도 도시되어 있으며, 개별 피크(28)를 포함하고, 이 개별 피크의 주파수 위치는 위치 확인된 객체의 이격 거리를 표시한다. 여기서는 간소화를 위해 객체의 상대 속도가 영(0)인 것으로 가정됨에 따라, 도플러 편이가 존재하지 않는다. 합 스펙트럼을 근거로, 거리 측정 장치(30)에서 위치 확인된 객체의 이격 거리가 높은 분해능으로 결정된다.
이와 병행하여, 각도 측정 장치(32)에서는 [안테나 요소들(10)의 열의 배치가 수평인 경우] 객체의 방위각이 결정된다. 이를 위해, 개별 평가 장치들(16)로부터 공급되는 스펙트럼들(F[S1_c], ...)이 분리된 평가 채널들에서 평가됨에 따라, 방위각은, 수신되는 신호들 간의 각도 의존적인 진폭 및 위상 관계들을 근거로 결정될 수 있다. 원칙적으로 각도 측정 장치(32)에서는 개별 스펙트럼들을 근거로 각각 객체의 이격 거리에 대한 값도 결정될 수 있는데, 이 경우 더 열악한 신호/잡음비로 인해 위치 확인 감도 및 거리 측정 정확성이 더 낮아진다.
거리 측정 장치(30)에서 더 높은 위치 확인 정확성 및 높은 거리 분해능이 달성되도록 하기 위해, 영(0)이 아닌 방위각(θ)을 갖는 객체들의 경우, 상이한 안테나 요소들(10)에 의해 수신되는 레이더 파 간의 전파 길이 차(Δ)가 보상되어야 한다. 이런 전파 길이 차는, 도 1에 개략적으로 도시된 것처럼, 안테나 요소들(10)의 열에 대한 법선에 상대적으로 신호(E)의 파면(wave front)이 기울어짐으로써 발생하며, 그로 인해 방위각(θ)에 좌우된다. 또한, 상기 전파 길이 차는 하기 방정식처럼 개별 안테나 요소들(10) 간의 이격 거리(d)에 비례한다.
Figure pct00001
그러므로 전파 길이 차의 보상은, 각각 레이더 방사선(E)의 특정 입사 방향을 표시하는 특정 방위각(θ)에 대해서만 가능하다. 상기 입사 방향은 본원에서 "우선 방향"으로서 지칭되며, 각도(θ)로 지시된다.
여기에 도시된 예에서, 전파 길이 차의 보상, 즉 소위 빔 성형은, 하기에서 더 상세하게 설명되는 것처럼, 윈도우 모듈들(22)에서 특수 윈도우 함수들(Vi)(i = 1, ..., n)을 사용한 계산을 통해 수행된다.
도 2에는, 발진기 신호(OSC)의 주파수(및 그에 따라 송신되는 레이더 파의 주파수(f_r)]를 변조하는 데 이용되는 변조 방식(modulation scheme)의 (간소화된) 예가 도시되어 있다. 주파수(f_r)는 시간(t)의 함수로서 도시되어 있고, 램프 기울기(B/T)를 갖는 변조 램프들(34)의 시퀀스를 가지며, 여기서 B는 주파수 편이이고, T는 변조 램프의 기간이다. 상기 기간(T)은 동시에, 시간 신호가 시간 신호 모듈(20)에서 기록되는 측정 주기의 기간이기도 하다.
각각의 혼합기(12)에서는, 수신된 신호(E)가 발진기 신호(OSC)와 혼합되며, 이 발진기 신호의 주파수는 현재 송신되는 레이더 신호의 주파수와 일치한다. 그와 반대로, 수신되는 신호(E)의 주파수는, 신호가 송출된 시점에 발진기 신호(OSC)의 주파수에 의해 정해진다. 그러므로 주파수 차 -및 그에 따라 관련 중간 주파수 신호(Z1, Zi, Zn)의 주파수[비트 주파수(beat frequency)]- 는 레이더 센서에서부터 객체까지, 그리고 다시 해당 안테나 요소(10)까지의 전체 신호 전파 시간에 비례하고, 램프 기울기(B/T)에 비례하며, 신호 전파 시간 자체는 2배의 객체 거리에 비례한다. 그러나 전파 길이 차(Δ)로 인해, 객체 거리는 2개의 인접한 안테나 요소(10)에 대해 2Δ만큼 서로 차이가 나며, 그럼으로써 관련 중간 주파수 신호들도 도 3에 도시된 것처럼 상응하는 주파수 차를 갖는다.
도 3에는, 시간 신호들(S1, Si, Sn)이 시간(t)의 함수들로서 도시되어 있다. 여기서 수직축에는, (복소) 진폭(A)의 실수부(ReA)만이 표시되어 있다. 여기서는, (도 1에서 가장 좌측에 위치하는 안테나 요소에 대한) 시간 신호(S1)의 주파수가 위에서 기술한 전파 길이 차로 인해 시간 신호(Sn)의 주파수에 비해 증가한 것을 알 수 있다. 윈도우 모듈들(22)에서는 상기 주파수 오프셋이 다시 취소되며, 그럼으로써 이상적인 경우에는 보정된 시간 신호(Sn_c)가 보정된 시간 신호(S1_c)와, 그리고 다른 모든 시간 신호들(Si_c)과도 일치하게 된다. 이를 위해, 각각의 윈도우 모듈(22)에서는 시간 신호가 마찬가지로 시간 의존적인 하기의 윈도우 함수와 곱해진다.
Figure pct00002
상기 식에서, i = 1, ..., n은 안테나 요소의 실행 인덱스(running index)이고, j는 (-1)의 근(root)이며, π는 수학 상수이며, T는 측정 주기의 기간인 동시에 램프 기간이며, b는 우선 방향(θ)에 대한 전파 길이 차가 보상되도록 선택되는 소위 빈 오프셋(bin offset)이며, x는 일정한 위상 변위를 야기하는 간격([0, T])에 기반한 임의의 값이다. x = T/2가 바람직한 것으로서 증명되었다.
윈도우 함수[Vi(t)]는, 그 절댓값이 일정하게 1의 값을 가지며 그 위상은 시간(t) 및 빈 오프셋(b)에 비례하는 복소값 함수이다. "빈 오프셋"이라는 표현은, 스펙트럼들 "F[Si_c](i = 1, ..., n)"이 정의되는 주파수들(f)의 범위가, 도 4에 도시된 것처럼, 각각 빈 폭(W = c/2B)을 가진 복수의(예: 512개) 빈으로 분할된다는 점에서 기인한다.
주지할 사항은, 빈 폭(W)이 길이 치수를 갖는 반면, 도 4의 수평축 상에는 주파수(f)가 독립 변수로서 표시되어 있다는 점이다. 그러나 객체 거리(D)를 갖는 객체의 레이더 에코의 경우, 객체에서 기인하는 피크가 위치하는 주파수(f)는 (간소화하여 도플러 효과를 무시할 경우) 하기 방정식을 통해 정해진다.
Figure pct00003
따라서, 주파수(f)는 객체 거리(D)에 대한 척도로서도 고려될 수 있다. 그러므로 도 4에 도시된 주파수 빈들은 빈 폭(W)을 갖는 거리 빈들과 등가이다.
빈 오프셋(b)은 i번째 안테나 요소와 n번째 안테나 요소 간 전파 길이 차[(n-i)*Δ]와 빈 폭(W) 사이의 비로써, 다시 말해 하기 방정식을 통해 정해진다.
Figure pct00004
상기 조건들하에, 스펙트럼들(F[Si]) 내 피크들 간의 주파수 오프셋은, 전파 길이 차(Δ)와 동일한 객체 거리(D)의 뚜렷한 변량과 등가이다. 그 결과, 보정된 스펙트럼들(F[Si_c])에서 주파수 오프셋이 제거된다. 도 4에서 모든 스펙트럼(F[Si_c])은 동일한 형태를 가지므로 구별될 수 없다. 비교를 위해, 시간 신호(S1)의 푸리에 변환을 통해, 다시 말해 윈도우 함수(V1)를 이용한 윈도잉(windowing) 없이, 획득할 수도 있는 비보정 스펙트럼(F[S1])도 도시되어 있다. 여기서, 스펙트럼 내 상응하는 피크가, 도 3에서도 확인되는 주파수 차와 일치하는, 스펙트럼들(F[Si_c]) 내 피크보다 약간 더 높은 주파수에 놓이는 것을 알 수 있다.
보정된 스펙트럼들(F[Si_c])의 코히어런트 합은 합 스펙트럼(
Figure pct00005
)을 도출한다. 이 합 스펙트럼은 높은 신호/잡음비를 특징으로 하며, 개별 스펙트럼들 간의 주파수 오프셋들이 보정되기 때문에, 주파수 편이(B)의 증가가 합 스펙트럼 내 피크의 처리로 이어지는 것이 아니라, 오히려 거리 분해능의 의도한 증가로 이어진다.
도 5에는, 신호 전파 길이의 감소와 같은 정도로 안테나 요소(10)에서부터 혼합기(12)까지의 신호 경로를 연장시키는 우회 라인들(36)을 통해 전파 길이 차의 보상이 달성되는 한 변형 실시예가 도시되어 있다. 이 경우에도, 평가 장치들(16) 내에 윈도우 모듈들(22)이 제공되어 있기는 하지만, 여기서는 시간 신호들이 단지 사이드 로브들(side lobe)의 억제를 평가하는 실수값(real-valued) 윈도우 함수들(V)에 의해서만 윈도잉된다. 제1 실시예에서 이용되는 복소값 윈도우 함수들(Vi)도 추가로 사이드 로브들의 억제를 위한 실수값 계수(real-valued factor)를 포함할 수 있다.
도 5에는 거리 측정 장치(30)만이 도시되어 있고, 추가로 제공되는 각도 측정 장치는 도시되어 있지 않다.
우회 라인들(36)이 각도 측정의 근거가 되는 신호들 간의 위상 관계들에 간섭하기 때문에, 신호 경로들은 스위치들(38)에 의해 전환될 수 있다. 각도 측정이 수행되어야 하는 작동 모드에서, 스위치들(38)은 도 5에 파선으로 표시된 위치를 취하며, 그럼으로써 모든 신호 경로가 동일한 길이를 갖는다. 우선 방향으로부터의 신호들에 대해 고분해능 거리 측정이 실행되어야 할 때에만 스위치들(38)이 전환되고, 그에 따라 우회 라인들(36)이 활성화된다.
동일한 원리에 따라, 각각의 안테나 요소를 위한 스위치들에 의해, 상이한 우선 방향들을 정의하는 상이한 길이의 복수의 우회 라인 간에도 전환될 수 있다.
도 6에는, 모노스태틱 안테나 컨셉이 실현되어 있는 일 실시예가 도시되어 있다. 발진기 신호(OSC)는 서큘레이터(circulator)(40)를 통해 안테나 요소들(10) 각각에 공급되며, 그럼으로써 각각의 안테나 요소는 송신 안테나로서도 작동하게 된다. 이 경우, 우회 라인들(42)이 신호 경로 내에 제공되며, 이 우회 라인들을 거쳐 발진기 신호(OSC)가 혼합기(12)로 공급된다. 그렇게 하여, 혼합기(12)가 수신하는 발진기 신호는 전파 길이 차로 인해, 혼합기가 서큘레이터(40)를 통해 받는 수신 신호가 지연되는 것과 동일한 정도로 지연된다. 이 경우에도, 전파 길이 차는 상이한 라인 길이들을 통해 보상된다. 이 경우에도, 왜곡되지 않은 위상 관계들을 근거로 각도 측정을 수행하기 위해, 우회 라인들(42)이 스위치들(44)에 의해 브릿지된다.
본 실시예의 경우, 우회 라인들(42)은 발진기 신호를 혼합기(12)로 공급하는 라인 분기(line branch) 내에만 존재하기 때문에, 모든 안테나 요소(10)가 동위상 송신 신호를 수신하며, 그럼으로써 레이더 빔들의 주 방사 방향은 영(0)의 방위각을 갖는 방향이 된다. 서큘레이터(40)에서부터 혼합기(12)까지의 라인 경로 내에 배치된 우회 라인들에 의해서도 이와 동일한 점이 달성된다. 그에 반해, 우회 라인들이 발진기 신호(OSC)가 서큘레이터(40)로 공급되는 라인 경로 내에 배치되거나, 서큘레이터(40)와 안테나 요소(10) 사이의 라인 경로 내에 배치된다면, 송신 신호들 간의 위상 차도 발생하게 되며, 그에 상응하게 레이더 빔을 송신할 때에도 빔 성형이 수행될 수도 있고, 주 방사 방향이 방위각(θ)에서의 우선 방향과 동일할 수도 있다.
도 5에는 파선으로 또 다른 실시예가 추가로 도시되어 있는데, 여기서는 안테나 요소들(10) 중 단 하나에만, 요컨대 가장 좌측에 위치하는 안테나 요소에만 서큘레이터(40)가 할당됨으로써, 상기 안테나 요소는 송신 안테나로서도 이용되는 반면, 나머지 모든 안테나 요소는 단지 수신만 한다.

Claims (6)

  1. FMCW 레이더 센서로서,
    수신된 신호(E)를 발진기 신호(OSC)와 혼합함으로써 중간 주파수 신호(Z1, Zi, Zn)를 생성하는 혼합기(12)와, 측정 기간(T)에 걸쳐 중간 주파수 신호(Z1, Zi, Zn)를 시간(t)의 함수로서 기록하고 이렇게 획득된 시간 신호(S1, Si, Sn)를 푸리에 변환을 통해 스펙트럼(F[Si_c])으로 변환하도록 형성된 평가 유닛(16)이 각각 할당되어 있으며, 서로 이격되어 일렬로 배치된 복수의 안테나 요소(10); 그리고 상이한 평가 장치들에 의해 획득된 스펙트럼들이 분리된 채널들에서 추가로 평가되는 각도 측정 장치(32);를 포함하는, FMCW 레이더 센서에 있어서,
    - 상이한 안테나 요소들(10)까지의 신호 전파 길이 차의 보상을 통해, 기설정된 우선 방향(θ)으로부터 수신되는 신호(E)에 대해 빔 성형을 실행하도록 형성된 빔 성형 장치(22; 36; 42);
    - 스펙트럼들의 코히어런트 가산을 통해 합 스펙트럼을 계산하기 위한 합산 장치(26); 및
    - 합 스펙트럼을 근거로 우선 방향으로의 객체들의 이격 거리를 결정하기 위한 거리 측정 장치(30);를 특징으로 하는, FMCW 레이더 센서.
  2. 제1항에 있어서, 평가 유닛들(16)은, 시간 신호들(Si)이 푸리에 변환 전에 복소값 윈도우 함수(Vi)에 의해 윈도잉됨으로써 전파 시간 차를 보상하도록 형성되는, FMCW 레이더 센서.
  3. 제1항에 있어서, 전파 시간 차의 보상을 위해, 수신되는 신호(E) 및/또는 발진기 신호(OSC)를 위한 신호 경로들 내에 우회 라인들(36; 42)이 제공되는, FMCW 레이더 센서.
  4. 제3항에 있어서, 안테나 요소들 간의 길이 차가 상이한 우회 라인들(36, 38) 간, 그리고 그에 따라 상이한 우선 방향들(θ) 간의 전환을 위한 스위치들(38, 42)을 포함하는, FMCW 레이더 센서.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 안테나 요소들(10)은 발진기 신호와 동기화된 송신 신호를 송신하기 위한 송신 안테나로서도 작동될 수 있는, FMCW 레이더 센서.
  6. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 안테나 요소들(10) 중 적어도 하나는 송신 안테나로서도 작동될 수 있고, 복수의 다른 안테나 요소(10)는 수신 안테나로서만 작동될 수 있는, FMCW 레이더 센서.
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