JP2017173227A - レーダ装置及びレーダ方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】時分割多重ＭＩＭＯレーダにおいて、送信アンテナの切替タイミングを考慮した位相補正を不要とすること。【解決手段】レーダ装置１０は、複数のレーダ信号を出力するレーダ送信信号生成部１０１と、１つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナ１０８を順次切り替える切替制御部１０５と、切り替えられた送信アンテナ１０８を用いて１つのレーダ信号周期毎に１つのレーダ信号を送信する送信無線部１０７と、を具備する。切り替えられた送信アンテナ１０８が所定期間内において複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する。【選択図】図１

Description

本開示は、レーダ装置及びレーダ方法に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。
例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。
広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。
第１の構成は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する。第１の構成では、高分解能を得るためには多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。
第２の構成は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる。第２の構成では、送信ブランチでの送信ビームの走査間隔を間引いた場合、受信ブランチにおいて到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、第１の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、レーダ装置として、受信ブランチに加え、送信ブランチにも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダと呼ぶこともある）が提案されている。
ＭＩＭＯレーダは、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナから送信する。ＭＩＭＯレーダは、周辺物体（ターゲット）で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。これにより、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができる。また、ＭＩＭＯレーダは、送受信アンテナの間隔を適切に配置することで、アンテナ開口を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。
例えば、特許文献１には、送信アンテナを切り替える時分割多重を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスを送出する送信アンテナを所定の周期Ｔで逐次的に切り替えながら、送信パルスを出力する。そして、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を、複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に空間的なＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。
特開２００８−３０４４１７号公報
しかしながら、時分割多重ＭＩＭＯレーダでは、送信アンテナの切替に起因した位相差が発生するので、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、空間的なＦＦＴ処理を行う前に、受信信号に対して、送信アンテナの切り替えタイミングを考慮した位相補正を行う必要がある。
本開示の一態様は、時分割多重ＭＩＭＯレーダにおいて、送信アンテナの切替タイミングを考慮した位相補正を不要とすることができるレーダ装置及びレーダ方法を提供する。
本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数のレーダ信号を出力するレーダ信号生成部と、１つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナを順次切り替える切替制御部と、前記切り替えられた送信アンテナを用いて前記１つのレーダ信号送信周期毎に前記１つのレーダ信号を送信する送信無線部と、を具備し、前記切り替えられた送信アンテナが所定期間内において前記複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、前記所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する構成を採る。
本開示の一態様に係るレーダ方法は、複数のレーダ信号を出力し、１つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナを順次切り替え、前記切り替えられた送信アンテナを用いて前記１つのレーダ信号送信周期毎に前記１つのレーダ信号を送信し、前記切り替えられた送信アンテナが所定期間内において前記複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、前記所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する。
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一態様によれば、時分割多重ＭＩＭＯレーダにおいて、送信アンテナの切替タイミングを考慮した位相補正を不要とすることができる。
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図 本開示の実施の形態１に係る送信アンテナの切替動作の一例を示す図 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 本開示の実施の形態１に係る送信アンテナの切替動作の一例を示す図 本開示の実施の形態１に係る受信信号の位相の変化を示す図 本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の他の構成を示すブロック図 本開示の実施の形態２に係る送信アンテナの切替動作の一例を示す図 本開示の実施の形態３に係る送信アンテナの切替動作の一例を示す図
［本開示の一態様をするに至った経緯］
時分割多重ＭＩＭＯレーダにおいて、レーダ送信信号に対する反射波信号の周波数成分ｆであり、期間ΔＴ毎に送信アンテナが切り替わる場合、各送信アンテナから送信されるレーダ送信信号（送信パルス）に対する反射波信号の位相は2πｆΔＴ変化する。
このため、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、同一タイミングで送信パルスを送信するために、反射波信号に含まれる位相と逆向きとなる位相回転-2πｆΔＴnを与える位相補正処理を行う。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、この位相補正処理を全ての周波数ビンに対して行う必要がある。
このため、周波数ビン数Nbin、送信アンテナ数Nt、受信アンテナ数Naの場合、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、位相補正処理において（Nt-1）×（Na）×（Nbin）回の複素乗算を行う必要がある。例えば、周波数ビン数Nbin=512であり、送信アンテナ数Nt=2であり、受信アンテナ数Na=4である場合、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、合計で2048回（＝1×4×512）の複素乗算を行う必要がある。
そこで、本開示に係る一態様は、時分割多重ＭＩＭＯレーダにおいて、送信アンテナの切替のタイミングを考慮した位相補正処理を不要とし、演算量の低減を図る。
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
以下では、レーダ装置は、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから時分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（つまり、時分割多重ＭＩＭＯレーダ）について説明する。
［実施の形態１］
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、基準信号発生器３００と、を有する。
レーダ送信部１００は、基準信号発生器３００から入力されるリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０８−１〜１０８−Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。
レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号発生器３００から入力されるリファレンス信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。すなわち、レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、少なくともターゲットの有無検出、方向推定を行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）又は人を含む。
基準信号発生器３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号発生器３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信切替部１０６と、送信無線部１０７−１〜１０７−Ｎｔと、送信アンテナ１０８−１〜１０８−Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Ｎｔ個の送信アンテナ１０８を有し、各送信アンテナ１０８は、それぞれ個別の送信無線部１０７に接続されている。
レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号発生器３００から入力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、y(n, M)=I(n, M)+j Q(n, M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、nは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(n、M)及びQ(n、M)は、第Ｍ番目のレーダ送信周期における離散時刻nにおけるレーダ送信信号y(n、M)の同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分）を表す。
レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。
具体的には、符号生成部１０２は、第M番目のレーダ送信周期において符号長Lの符号系列の符号an(M)(n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号an(M)には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Barker符号、Ｍ系列符号、Gold符号が挙げられる。
変調部１０３は、符号生成部１０２から入力される符号an(M)に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から入力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信切替部１０６へ出力する。
図２は、レーダ送信信号生成部１０１により生成されるレーダ送信信号を示す。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Tw内にはパルス符号が含まれ、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つのパルス符号にはL個のサブパルスが含まれ、サブパルスあたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部１０３におけるサンプリングレートは、（No×L）/Twである。また、無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。
切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信切替部１０６の切替動作、及び、レーダ受信部２００の出力切替部２１１の切替動作を制御する。なお、切替制御部１０５におけるレーダ受信部２００の出力切替部２１１に対する制御についてはレーダ受信部２００の動作説明において後述する。以下では、切替制御部１０５による、レーダ送信部１００の送信切替部１０６に対する制御について説明する。
切替制御部は、複数の送信アンテナ１０８の中から、レーダ送信周期Tr毎のレーダ送信信号の送信に使用される送信アンテナ１０８を切り替える。切替制御部１０５は、レーダ送信周期Tr毎に、レーダ送信信号の送信に使用する送信アンテナ１０８（すなわち送信無線部１０７）を切り替える制御信号（以下、切替制御信号と呼ぶ）を、送信切替部１０６に出力する。
送信切替部１０６は、切替制御信号に基づいて、複数の送信無線部１０７−１〜１０７−Ｎｔのうちの一つを選択する。そして、送信切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるレーダ送信信号を、選択した送信無線部１０７へ入力する。
送信切替部１０６によって選択された送信無線部１０７は、切替制御部１０５で選択された送信アンテナ１０８を用いてレーダ送信信号を送信する。すなわち、送信無線部１０７は、送信切替部１０６から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して、送信アンテナ１０８へ出力する。
送信アンテナ１０８は、送信無線部１０７から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。
図３は、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作の一例を示す。
図３では、切替制御部１０５は、レーダ送信周期Tr（第１レーダ送信周期）毎に、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８までを順に切り替え、その後、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８までを逆順で切り替える、つまり、アンテナ切替周期（Np×Tr）毎にアンテナの切り替えを繰り返す指示を示す切替制御信号を、送信切替部１０６に出力する。
送信切替部１０６は、切替制御信号の指示に従い、アンテナ切替周期において、レーダ送信周期Tr毎に、第１の送信無線部１０７から第Ntの送信無線部１０７の順に切り替え、その後、第Ntの送信無線部１０７から第１の送信無線部１０７の順に切り替える。これにより、アンテナ切替周期（Np×Tr）毎に、レーダ送信部１００は、各送信アンテナ１０８からレーダ送信信号を２回送信する。
切替制御部１０５は、アンテナ切替周期（Np×Tr）（ただし、Np:所定回数。ここではNp=2Nt）での送信無線部１０７の切替動作を繰り返す制御を行う。
なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図１）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａと、方向推定部２１４と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、ターゲット（物体）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。Na個の受信アンテナ２０２で受信された各信号は、Na個の受信無線部２０３にそれぞれ入力される。また、Na個の受信無線部２０３からの出力信号は、Na個の信号処理部２０７にそれぞれ入力される。以下、第ｚ（z=１,…,Na）番目の受信アンテナ２０２に対応する第ｚ番目のアンテナ系統処理部２０１の処理について説明する。
受信無線部２０３は、増幅部２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号発生器３００から入力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。これにより、レーダ受信部２００は、レーダ送信部１００が送信するレーダ送信信号との同期を確保する。
具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から入力される受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。
信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、加算部２１２−１〜２１２−Ｎｔと、ドップラ解析部２１３−１〜２１３−Ｎｔと、を有する。
信号処理部２０７は、送信アンテナ１０８の個数分の系統数に等しいＮｔ個の加算部２１２及びドップラ解析部２１３を含む。
ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
以下の説明では、I信号Iz(k, M)及びQ信号Qz(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号xz(k, M)＝Iz(k, M)+j Qz(k, M)と表す（z=1,…,Na）。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Tｒが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。
相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から入力される離散サンプル値Iz(k, M)及びQz(k, M)を含む離散サンプル値xz(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号a(M)n（ただし、z=1,…,Na、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値xz(k, M)と、パルス符号a(M)nとのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値ACz(k, M)は、次式に基づき算出される。
Figure 2017173227
上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。
相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
なお、相関演算部２１０は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１０の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１０は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図５に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。
これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１２、ドップラ解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づいてNt個の加算部２１２のうちの一つを選択し、相関演算部２１０のレーダ送信周期Tr毎の出力を、選択した加算部２１２に出力する。一方、出力切替部２１１において、選択されなかった加算部２１２には、信号成分が何も含まれない無信号が入力された状態となる。
以下、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]での切替制御信号をNtビットの[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]で表す。ここで、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]において、出力切替部２１１は、第NDビットbitND(M)が１である場合に第ND番目の加算部２１２を選択し、第NDビットbitND(M)が０である場合に第ND番目の加算部２１２を選択しない。ここで、ND=1,…,Ntである。また、ここでは、Np=2Ntである。
例えば、Nt=2の場合、Np=4であり、Ntビットの切替制御信号は次式で与えられる。
[bit1(1), bit2(1)]=[1,0]
[bit1(2), bit2(2)]=[0,1]
[bit1(3), bit2(3)]=[0,1]
[bit1(4), bit2(4)]=[1,0]
また、Nt=4の場合、Np=8であり、Ntビットの切替制御信号は次式で与えられる。
[bit1(1), bit2(1), bit3(1), bit4(1)]=[1,0,0,0]
[bit1(2), bit2(2), bit3(2), bit4(2)]=[0,1,0,0]
[bit1(3), bit2(3), bit3(3), bit4(3)]=[0,0,1,0]
[bit1(4), bit2(4), bit3(4), bit4(4)]=[0,0,0,1]
[bit1(5), bit2(5), bit3(5), bit4(5)]=[0,0,0,1]
[bit1(6), bit2(6), bit3(6), bit4(6)]=[0,0,1,0]
[bit1(7), bit2(7), bit3(7), bit4(7)]=[0,1,0,0]
[bit1(8), bit2(8), bit3(8), bit4(8)]=[1,0,0,0]
このように、Nt個の加算部２１２のうち、出力切替部２１１から無信号となる入力の加算を除いた加算処理を行う加算部２１２は、第M番目のレーダ送信周期Trの離散時刻k毎に切り替わる。また、アンテナ切替周期（Np×Tr）において、出力切替部２１１は、各加算部２１２を２回ずつ選択する。
Nt個の加算部２１２は、相関演算部２１０から出力される相関演算値ACz(k, M)に対し、出力切替部２１１による切替制御後の各入力を用いて、所定回数（Np回）のレーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）、つまり、アンテナ切替周期（Tr×Np）に渡って、相関演算値ACz(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。第ND（ND=1,…,Nt）番目の加算部２１２における、アンテナ切替周期（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。
Figure 2017173227
ここで、CIz ND(k, m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶ）を表し、Npは１以上の整数値であり、ｍは加算部２１２における加算回数Np毎に１増加する加算部２１２の出力の序数を示す１以上の整数である。つまり、ｍが２の場合は、加算部２１２における２回目の相関加算値の出力を意味する。ここで、z=1,…,Na、ND=1,…,Ntである。
第ND番目の加算部２１２は、相関演算部２１０の出力のうち、bitND(M)=1であるレーダ送信周期Tr[M]に対応する相関演算値に対して加算処理を行う。具体的には、上記Ntビットの[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]の切替制御信号の例では、各加算部２１２は、相関演算部２１０の出力のうち、アンテナ切替周期毎に出力切替部２１１からの無信号となる入力の加算を除くと２回の加算処理を行う。このようにして、Nt個の加算部２１２は、相関演算値ACz(k, Np(m-1)+1)〜ACz（k, Np×m）を所定のレーダ送信周期Trに対応する相関演算値として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算した相関加算値CIz ND（k, m）を離散時刻ｋ毎にそれぞれ算出する。
なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算回数Npの加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う必要がある。つまり、加算回数Npは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これは、ターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数の変動量が大きい。このため、高い相関を有する時間期間が短くなるため、加算回数Npは小さい値となり、加算部２１２での加算による利得向上効果が小さくなるためである。
ドップラ解析部２１３は、対応する加算部２１２の出力に対してドップラ解析を行う。具体的には、ドップラ解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた第ND番目の加算部２１２のNc個の出力であるCIz (ND)(k, Nc(w-1)+1)〜CIz (ND)（k，Nc×w）を所定のレーダ送信周期Trに対応する加算結果として、離散時刻ｋのタイミングを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラ解析部２１３は、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラ周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tr×Np）ΔΦを補正した後に、コヒーレント積分を行う。
Figure 2017173227
ここで、FT_CIz ND(k, fs, w)は、第z番目のアンテナ系統処理部２０１の第ND番目のドップラ解析部２１３における第ｗ番目の出力であり、第ND番目の加算部２１２の出力に対する、離散時刻ｋでのドップラ周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、ND=1〜Ntであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k＝１，…,（Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数であり、ΔΦは位相回転単位である。
これにより、各アンテナ系統処理部２０１は、離散時刻ｋ毎の2Nf個のドップラ周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CIz ND(k, -Nf+1,w),…, FT_CIz ND(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Tｒの複数回Np×Ncの期間（Tr×Np×Nc）毎に得る。なお、ｊは虚数単位であり、z=1,…,Ntである。
ΔΦ＝1/Ncとした場合、上述したドップラ解析部２１３の処理は、サンプリング間隔Tm＝（Tr×Np）、サンプリング周波数ｆm=1/Tmで加算部２１２の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。
また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラ解析部２１３では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を削減できる。なお、Nf>Ncでは、q＞Ncとなる領域においてCIz (ND)（k、Nc(w-1)+q）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を削減できる。
また、ドップラ解析部２１３において、ＦＦＴ処理の代わりに、上式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラ解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCIz (ND)(k, Nc(w-1)+q+1)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πfsTrNpqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q＝0〜Nc−１である。
なお、以下の説明では、第１〜第Naのアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力FT_CI1 ND(k, fs, w), FT_CI2 ND(k, fs, w),…, FT_CINa ND(k, fs, w)を、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。ただし、ND=1〜Ntである。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Naであり、ND=1,…,Ntである。
Figure 2017173227
Figure 2017173227
以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
方向推定部２１４は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａから出力されるドップラ解析部２１３のｗ番目の仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対してアレー補正値h_cal[b]を用いてアンテナ系統処理部２０１間の位相偏差及び振幅偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）は次式で表される。なお、ｂ＝1,…,(Nt×Na)である。
Figure 2017173227
アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）は、Na×Nr個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）の各要素をh1（k, fs, w）,…,hNa×Nr（k, fs, w）と表記して、方向推定処理の説明に用いる。
方位推定部２１４は、方向推定評価関数値ＰH（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。
なお、方向推定評価関数値ＰH（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば参考非特許文献に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
（参考非特許文献）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure 2017173227
Figure 2017173227
ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、aH(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。
また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
また、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
Figure 2017173227
また、ドップラ周波数情報（fsΔΦ）は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換するには、次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部１０７から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。
Figure 2017173227
以上のように、レーダ送信部１００は、切替制御信号（例えば、[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]）に基づいて、レーダ送信周期毎に、レーダ送信信号を送信する送信アンテナ１０８を切り替える。図６は、図３と同様、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８（送信無線部１０７）の切替動作を示す。
具体的には、レーダ送信部１００は、レーダ送信周期Tr毎に、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の順に切り替えてレーダ送信信号を送信し、その後、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８までを逆順で切り替えてレーダ送信信号を送信する。つまり、レーダ送信部１００は、アンテナ切替周期毎に、所定の順番に送信アンテナ１０８を切り替えてレーダ送信信号を送信する。
これにより、各送信アンテナ１０８のレーダ送信信号は、アンテナ切替周期（Np×Tr）毎に、２回送信される。また、複数の送信アンテナ１０８の各々において、アンテナ切替周期（Np×Tr）内に送信される２つのレーダ送信信号の送信タイミングは、（Np-1）Tr/2のタイミングである位相基準に対して対称である。ここで、位相基準（Np-1）Tr/2は、アンテナ切替周期（Np×Tr）のうち、複数の送信アンテナ１０８から送信される最も早いレーダ送信信号の送信タイミング（図６では第１の送信アンテナ１０８の１回目の送信タイミング）と、複数の送信アンテナ１０８から送信される最も遅いレーダ送信信号の送信タイミング（図６では第１の送信アンテナ１０８の２回目の送信タイミング）との中間のタイミングである。
例えば、図６では、第１の送信アンテナ１０８の送信信号は、位相基準の前後に(Nt-1+(1/2))Tr離れたタイミングで送信される。同様に、第２の送信アンテナ１０８の送信信号は、位相基準の前後に(Nt-2+(1/2))Tr離れたタイミングで送信される。また、第Ntの送信アンテナ１０８の送信信号は、位相基準の前後にTr/2離れたタイミングで送信される。つまり、各送信アンテナ１０８において、２回の送信タイミングの各々と位相基準との時間差（送信時間差）は同一である。
レーダ受信部２００は、加算部２１２において送信アンテナ１０８毎に２回の相関演算値の加算処理を行う。図７は、レーダ受信部２００での加算処理における位相の変化の一例を示す。なお、図７は、説明の簡略化のため、複数の送信アンテナ１０８の一例として、２本の送信アンテナTX ANT1、TX ANT2を用いる。レーダ送信部１００は、TX ANT1、TX ANT2、TX ANT1、TX ANT2の順に切り替えて、レーダ送信信号を順に送信する。
図７では、送信アンテナ１０８の切替に起因して、レーダ受信部２００の受信信号（反射波信号）に含まれる位相は、送信アンテナ１０８の切替毎に位相差Φ（=2πfdTr）（ただし、反射波に含まれるドップラー周波数偏移成分ｆｄ、送信アンテナ１０８の切り替わるタイミングTr）ずつ変化する。
レーダ受信部２００は、TX ANT1、TX ANT2、TX ANT1、TX ANT2の順に送信されたレーダ送信信号に対する相関演算値の加算処理を行う。図７に示すように、TX ANT1に対応する加算部２１２がTX ANT1の２つの受信信号を加算した相関加算値の位相と、TX ANT2に対応する加算部２１２がTX ANT2の２つの受信信号を加算した相関加算値の位相と、は位相基準で揃い、同一となる。
これは、上述したように、各送信アンテナ１０８（TX ANT1、TX ANT2）でレーダ送信信号が送信される２回の送信タイミングが位相基準に対して対称であるためである。これにより、レーダ受信部２００は、反射波にドップラ周波数偏移が含まれても、加算処理を行うことで、送信アンテナ１０８の切替タイミングが異なることに起因するドップラ周波数偏移による位相の変化を吸収することができる。
よって、本実施の形態では、レーダ受信部２００では、送信アンテナ１０８の切替タイミングに起因して発生する位相差に対する位相補正処理、つまり、同一タイミングで送信パルスを送信するための位相補正処理が不要である。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０（時分割多重ＭＩＭＯレーダ）は、送信アンテナ１０８の切替のタイミングを考慮した位相補正処理を不要とし、演算量の低減を図ることができる。
なお、本実施の形態では、レーダ装置１０の構成は、図１に示す構成に限定されない。例えば、図８に示すレーダ送信部１００において、送信切替部１０６ａは、送信無線部１０７ａからのレーダ送信信号を、複数の送信アンテナ１０８の何れか一つに択一的に切り替える。この場合でも、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
［実施の形態２］
本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。
実施の形態１では、切替制御部１０５は、レーダ送信周期Tr毎に送信アンテナ１０８を切り替える切替制御を行う場合について説明した。しかし、切替制御部１０５の切替制御は、これに限定されず、複数のレーダ送信周期Tr毎に送信アンテナ１０８を切り替える切替制御を行ってもよい。
そこで、本実施の形態では、複数のレーダ送信周期Tr毎に送信アンテナ１０８を切り替える場合におけるレーダ装置１０の動作について説明する。
図９は、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作の一例を示す。
図９では、切替制御部１０５は、Nb回の第１レーダ送信周期Tr（つまり、第２レーダ送信周期（Tr×Nb））毎に、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８までを順に切り替え、その後、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８までを逆順で切り替える指示を示す切替制御信号を、送信切替部１０６に出力する。
送信切替部１０６は、切替制御信号の指示に従い、第２レーダ送信周期（Tr×Nb）毎に、第１の送信無線部１０７から第Ntの送信無線部１０７の順に切り替え、その後、第Ntの送信無線部１０７から第１の送信無線部１０７の順に切り替える。これにより、アンテナ切替周期（Np×Tr）毎に、レーダ送信部１００は、各送信アンテナ１０８からレーダ送信信号を、（Nb×2）回送信する。
また、各アンテナ系統処理部２０１の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づいてNt個の加算部２１２のうちの一つを選択し、相関演算部２１０のNb回の第１レーダ送信周期Tr（第２レーダ送信周期（Tr×Nb））毎の出力を、選択した加算部２１２に出力する。一方、出力切替部２１１において、選択されなかった加算部２１２へは、信号成分が何も含まれない無信号が入力された状態となる。
以下、第Ｍ番目の第１レーダ送信周期Tr[M]での切替制御信号をNtビットの[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]で表す。Mはレーダ送信周期の序数を表す。
ここで、第Ｍ番目の第１レーダ送信周期Tr[M]において、出力切替部２１１は、第NDビットbitND(M)が１である場合に第ND番目の加算部２１２を選択し、第NDビットbitND(M)が０である場合に第ND番目の加算部２１２を選択しない。ここで、ND=1,…,Ntである。また、ここでは、Np=Nb×2Ntである。
例えば、Nt=2、Nb=2の場合、Np=8であり、Ntビットの切替制御信号は次式で与えられる。
[bit1(1), bit2(1)]=[1,0]
[bit1(2), bit2(2)]=[1,0]
[bit1(3), bit2(3)]=[0,1]
[bit1(4), bit2(4)]=[0,1]
[bit1(5), bit2(5)]=[0,1]
[bit1(6), bit2(6)]=[0,1]
[bit1(7), bit2(7)]=[1,0]
[bit1(8), bit2(8)]=[1,0]
また、Nt=4、Nb=2の場合、Np=16であり、Ntビットの切替制御信号は次式で与えられる。
[bit1(1), bit2(1), bit3(1), bit4(1)] =[1,0,0,0]
[bit1(2), bit2(2), bit3(2), bit4(2)] =[1,0,0,0]
[bit1(3), bit2(3), bit3(3), bit4(3)] =[0,1,0,0]
[bit1(4), bit2(4), bit3(4), bit4(4)] =[0,1,0,0]
[bit1(5), bit2(5), bit3(5), bit4(5)] =[0,0,1,0]
[bit1(6), bit2(6), bit3(6), bit4(6)] =[0,0,1,0]
[bit1(7), bit2(7), bit3(7), bit4(7)] =[0,0,0,1]
[bit1(8), bit2(8), bit3(8), bit4(8)] =[0,0,0,1]
[bit1(9), bit2(9), bit3(9), bit4(9)] =[0,0,0,1]
[bit1(10), bit2(10), bit3(10), bit4(10)]=[0,0,0,1]
[bit1(11), bit2(11), bit3(11), bit4(11)]=[0,0,1,0]
[bit1(12), bit2(12), bit3(12), bit4(12)]=[0,0,1,0]
[bit1(13), bit2(13), bit3(13), bit4(13)]=[0,1,0,0]
[bit1(14), bit2(14), bit3(14), bit4(14)]=[0,1,0,0]
[bit1(15), bit2(15), bit3(15), bit4(15)]=[1,0,0,0]
[bit1(16), bit2(16), bit3(16), bit4(16)]=[1,0,0,0]
このように、Nt個の加算部２１２のうち、出力切替部２１１から無信号となる入力の加算を除いた加算処理を行う加算部２１２は、Nb回のレーダ送信周期Tr毎に切り替わる。また、アンテナ切替周期（Np×Tr）毎に、出力切替部２１１は、各加算部２１２を（Nb×2）回、選択する。
Nt個の加算部２１２は、相関演算部２１０から出力される相関演算値ACz(k, M)に対し、出力切替部２１１による切替制御後の各入力を所定回数（Np回）のレーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）、つまり、アンテナ切替周期（Tr×Np）に渡って、相関演算値ACz(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。ｚ番目の信号処理部２０７における第ND番目の加算部２１２における、アンテナ切替周期（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。ここで、ｚ＝1,…,Na、ND=1,…,Ntである。
Figure 2017173227
すなわち、第ND番目の加算部２１２は、相関演算部２１０の出力のうち、bitND(M)=1である第１レーダ送信周期Tr[M]に対応する相関演算値に対して加算処理を行うことになる。具体的には、上記Ntビットの[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]の切替制御信号の例では、各加算部２１２は、相関演算部２１０の出力のうち、アンテナ切替周期毎に２×Nb回の加算処理を行う。
以上のように、レーダ送信部１００は、切替制御信号（例えば、[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]）に基づいて、第２レーダ送信周期毎に、レーダ送信信号を送信する送信アンテナ１０８を切り替える。
すなわち、レーダ送信部１００は、複数（Nb回）のレーダ送信周期Tr（第２レーダ送信周期（Tr×Nb））毎に、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の順に切り替えてレーダ送信信号を送信し、その後、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８までを逆順で切り替えてレーダ送信信号を送信する。つまり、１つのアンテナ切替周期において、所定の順番に送信アンテナ１０８を、第２レーダ送信周期（Tr×Nb））毎に切り替えてレーダ送信信号を送信する。
これにより、各送信アンテナ１０８のレーダ送信信号は、アンテナ切替周期（Np×Tr）において、Nb×２回（偶数回）ずつ送信される。また、複数の送信アンテナ１０８の各々において、Nb×２回のレーダ送信信号の送信タイミングは、（Np-1）Tr/2のタイミングである位相基準に対して対称である。つまり、各送信アンテナ１０８のレーダ送信信号は、位相基準（（Np-1）Tr/2）の前後にNb回ずつ対称的に送信される。すなわち、各送信アンテナ１０８において、位相基準に対して対称関係を有する２つの送信タイミングの各々と位相基準との時間差（送信時間差）は同一である。
これにより、レーダ受信部２００において、各送信アンテナ１０８に対応する２×Nb個の受信信号を加算した場合の相関加算値の位相は位相基準で揃い、同一となる。これにより、レーダ受信部２００は、反射波にドップラ周波数偏移が含まれても、加算処理を行うことで、受信信号における送信アンテナ１０８の切替タイミングが異なることに起因するドップラ周波数偏移による位相の変化を吸収することができる。
よって、本実施の形態では、実施の形態１と同様、レーダ受信部２００では、送信アンテナ１０８の切替タイミングに起因して発生する位相差に対する位相補正処理、つまり、同一タイミングで送信パルスを送信するための位相補正処理が不要である。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０（時分割多重ＭＩＭＯレーダ）は、送信アンテナ１０８の切替のタイミングを考慮した位相補正処理を不要とし、演算量の低減を図ることができる。
また、本実施の形態では、レーダ装置１０は、複数（Nb回）の第１レーダ送信周期（第２レーダ送信周期）において、同一の送信アンテナ１０８からレーダ送信信号を連続して送信する。
例えば、符号生成部１０２から生成されるパルス符号として、相補符号（例えば、Golay符号）を用いる場合、レーダ装置１０は、Nbの値として２の倍数を設定すればよい。こうすることで、レーダ装置１０は、送信する相補符号の低サイドローブ特性を維持し、演算量の低減を図ることができる。
例えば、相補符号（例えば、ゴーレイ（Golay）符号系列）の場合、符号生成部１０２は、第１レーダ送信周期毎に交互に相補ペアとなる符号Pn、Qnをそれぞれ生成する。すなわち、レーダ装置１０は、第M番目の第１レーダ送信周期Tｒ[M]において、パルス圧縮符号an(M)として符号Pnを送信し、続く第（M＋１）番目のレーダ送信周期Tr[M+1]において、パルス圧縮符号an（M＋１）として、符号Qnを送信する。これ以後（Tr[M+2]以降）のレーダ送信周期では、レーダ装置１０は、２つの第１レーダ送信周期毎に、同様の符号の送信を順次行う。
また、スパノ符号は４個あるいは８個の符号送信周期毎にドップラ周波数偏移に起因する位相変化を低減する符号の並びを有する符号を設計している。このことから、符号生成部１０２から生成される符号として、スパノ符号（Spano符号）を用いる場合、レーダ装置１０は、Nbの値として４又は８の倍数を設定すればよい。こうすることで、レーダ装置１０は、移動するターゲット（物標）から反射される受信信号にドップラ周波数偏移が含まれる場合でも送信するスパノ符号の低サイドローブ特性を維持し、演算量の低減を図ることができる。
符号長Ｌのスパノ符号（Spano符号）は、２Ｌ個の符号系列を用いて構成される。このため、レーダ装置１０が異なる複数NLの符号系列を送信する場合、符号生成部１０２は、第１レーダ送信周期毎に異なる符号系列を順次生成する。すなわち、レーダ装置１０は、第M番目の第１レーダ送信周期Tｒ[M]において、パルス圧縮符号an（M）として第１番目の符号を送信し、続く第（M＋１）番目のレーダ送信周期Tr[M+1]においてパルス圧縮符号an（M＋１）として、第２番目の符号を送信し、これ以後（M+２L）の第１レーダ送信周期Trまで、第NL番目の符号まで送信する。更に、レーダ装置１０は、NL回の第１レーダ送信周期Tr毎に、同様にしてNL個の符号の送信を順次行う。
また、符号生成部１０２は、送信アンテナ１０８毎に異なるスパノ符号（Spano符号）系列を順次送信してもよい。
なお、ＭＩＭＯレーダにおいてパルス符号として相補符号又はスパノ符号を用いる場合、送信アンテナ切替方法によっては、相補符号及びスパノ符号を用いてもサイドローブを十分に抑圧することが困難となる場合もある。これに対して、レーダ装置１０は、複数の第１レーダ送信周期毎に、送信アンテナ１０８を切り替えてレーダ送信信号を送信してもよい。すなわち、レーダ装置１０は、例えば、Nb回の第１レーダ送信周期毎に、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８の順に、送信アンテナ１０８を切り替えてレーダ送信信号を送信してもよい。換言すると、レーダ装置１０は、各送信アンテナ１０８においてNb回連続してレーダ送信信号を送信する。こうすることで、レーダ装置１０は、パルス符号として相補符号又はスパノ符号を用いる場合でも、相補符号又はスパノ符号を構成する符号系列を連続して送信することができるので、相補符号及びスパノ符号が有する低サイドローブ特性を維持することができる。これにより、ＭＩＭＯレーダでもサイドローブを十分に抑圧することができる。
［実施の形態３］
本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。
本実施の形態では、切替制御部１０５は、送信アンテナ１０８を周期的に切り替える切替制御を行う場合について説明する。
図１０は、本実施の形態に係る送信アンテナ１０８の切替動作の一例を示す。
図１０では、切替制御部１０５は、第１レーダ送信周期Tr毎に、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８までを順に切り替え、その後、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８までを逆順で切り替える指示を示す切替制御信号を送信切替部１０６に出力する。次いで、切替制御部１０５は、同様にして、第１レーダ送信周期Tr毎に、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８までを順に切り替え、その後、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８までを逆順で切り替える指示を示す切替制御信号を送信切替部１０６に出力する。
つまり、切替制御部１０５は、アンテナ切替周期（Np×Tr）において、アンテナ切替サブ周期（2Nt×Tr）での第Nt〜第1の送信アンテナ１０８及び第１〜第Ntの送信アンテナ１０８の切替動作をα回繰り返す（ただし、αは整数。図１０ではα=2）。つまり、ここでは、Np=2αNtである。なお、αの値は３以上であってもよい。
送信切替部１０６は、切替制御信号の指示に従い、第１レーダ送信周期Tr毎に、第Ntの送信無線部１０７から第１の送信無線部１０７の順に切り替え、その後、第１の送信無線部１０７から第Ntの送信無線部１０７の順に切り替える。また、送信切替部１０６は、上記アンテナ切替サブ周期をα回繰り返す。これにより、アンテナ切替周期（Np×Tr）において、レーダ送信部１００は、各送信アンテナ１０８からレーダ送信信号を2α回ずつ送信する。
また、各アンテナ系統処理部２０１の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づいてNt個の加算部２１２のうちの一つを選択し、相関演算部２１０の第１レーダ送信周期Tr毎の出力を、選択した加算部２１２に出力する。一方、出力切替部２１１において、選択されなかった加算部２１２には、信号成分が何も含まれない無信号が入力された状態となる。以下、第Ｍ番目の第１レーダ送信周期Tr[M]での切替制御信号をNtビットの[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]で表す。ここで、第Ｍ番目の第１レーダ送信周期Tr[M]において、出力切替部２１１は、第NDビットbitNo(M)が１である場合に第ND番目の加算部２１２を選択し、第NDビットbitND(M)が０である場合に第ND番目の加算部２１２を選択しない。なお、第１レーダ送信周期Tr毎について記載したが、第２レーダ送信周期（Tr×Nb）毎であってもよい。
例えば、Nt=2、α=2の場合、Np=8であり、Ntビットの切替制御信号は次式で与えられる。
[bit1(1), bit2(1)]=[0,1]
[bit1(2), bit2(2)]=[1,0]
[bit1(3), bit2(3)]=[1,0]
[bit1(4), bit2(4)]=[0,1]
[bit1(5), bit2(5)]=[0,1]
[bit1(6), bit2(6)]=[1,0]
[bit1(7), bit2(7)]=[1,0]
[bit1(8), bit2(8)]=[0,1]
また、Nt=4、α=2の場合、Np=16であり、Ntビットの切替制御信号は次式で与えられる。
[bit1(1), bit2(1), bit3(1), bit4(1)] =[0,0,0,1]
[bit1(2), bit2(2), bit3(2), bit4(2)] =[0,0,1,0]
[bit1(3), bit2(3), bit3(3), bit4(3)] =[0,1,0,0]
[bit1(4), bit2(4), bit3(4), bit4(4)] =[1,0,0,0]
[bit1(5), bit2(5), bit3(5), bit4(5)] =[1,0,0,0]
[bit1(6), bit2(6), bit3(6), bit4(6)] =[0,1,0,0]
[bit1(7), bit2(7), bit3(7), bit4(7)] =[0,0,1,0]
[bit1(8), bit2(8), bit3(8), bit4(8)] =[0,0,0,1]
[bit1(9), bit2(9), bit3(9), bit4(9)] =[0,0,0,1]
[bit1(10), bit2(10), bit3(10), bit4(10)]=[0,0,1,0]
[bit1(11), bit2(11), bit3(11), bit4(11)]=[0,1,0,0]
[bit1(12), bit2(12), bit3(12), bit4(12)]=[1,0,0,0]
[bit1(13), bit2(13), bit3(13), bit4(13)]=[1,0,0,0]
[bit1(14), bit2(14), bit3(14), bit4(14)]=[0,1,0,0]
[bit1(15), bit2(15), bit3(15), bit4(15)]=[0,0,1,0]
[bit1(16), bit2(16), bit3(16), bit4(16)]=[0,0,0,1]
このように、Nt個の加算部２１２のうち、出力切替部２１１から無信号となる入力の加算を除いた加算処理を行う加算部２１２は、第１レーダ送信周期Tr毎に切り替わる。また、各アンテナ切替周期（Np×Tr）において、出力切替部２１１は、各加算部２１２を2α回選択する。
Nt個の加算部２１２は、相関演算部２１０から出力される相関演算値ACz(k, M)に対し、出力切替部２１１による切替制御後の各入力を所定回数（Np回）の第１レーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）、つまり、アンテナ切替周期（Tr×Np）に渡って、相関演算値ACz(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。ｚ番目の信号処理部２０７における第ND番目の加算部２１２における、アンテナ切替周期（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。ここで、ｚ＝1,…,Na、ND=1,…,Ntである。
Figure 2017173227
すなわち、第ND番目の加算部２１２は、相関演算部２１０の出力のうち、bitND(M)=1であるレーダ送信周期Tr[M]に対応する相関演算値に対して加算処理を行うことになる。具体的には、上記Ntビットの[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]の切替制御信号の例では、各加算部２１２は、相関演算部２１０の出力のうち、アンテナ切替周期毎に２α回（図１０では４回）の加算処理を行う。
以上のように、レーダ送信部１００は、切替制御信号（例えば、[bit1(M), bit2(M),…, bitNt(M)]）に基づいて、アンテナ切替周期毎に、レーダ送信信号を送信する送信アンテナ１０８を周期的に切り替える。
すなわち、レーダ送信部１００は、第１レーダ送信周期Tr毎に、第Ntの送信アンテナ１０８から第１の送信アンテナ１０８の順に切り替え、その後、第１の送信アンテナ１０８から第Ntの送信アンテナ１０８までを逆順で切り替えるアンテナ切替サブ周期をα回繰り返す。
これにより、各送信アンテナ１０８のレーダ送信信号は、アンテナ切替周期（Np×Tr）毎に、２α（偶数回）送信される。また、複数の送信アンテナ１０８の各々において、２α回のレーダ送信信号の送信タイミングは、（Np-1）Tr/2のタイミングである位相基準に対して対称である。つまり、各送信アンテナ１０８のレーダ送信信号は、位相基準（（Np-1）Tr/2）の前後に、α回、対称的に送信される。すなわち、各送信アンテナ１０８において、位相基準に対して対称関係を有する２つの送信タイミングの各々と位相基準との時間差（送信時間差）は同一である。
これにより、レーダ受信部２００において、各送信アンテナ１０８に対応する２×Nb個の受信信号を加算した相関加算値の位相は位相基準で揃い、同一となる。これにより、レーダ受信部２００は、たとえ反射波にドップラ周波数偏移が含まれても、加算処理を行うことで、受信信号における送信アンテナ１０８の切替タイミングが異なることに起因するドップラ周波数偏移による位相の変化を吸収することができる。
よって、本実施の形態では、実施の形態１と同様、レーダ受信部２００では、送信アンテナ１０８の切替タイミングに起因して発生する位相差に対する位相補正処理、つまり、同一タイミングで送信パルスを送信するための位相補正処理が不要である。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０（時分割多重ＭＩＭＯレーダ）は、送信アンテナ１０８の切替のタイミングを考慮した位相補正処理を不要とし、演算量の低減を図ることができる。
また、図１０に示す各送信アンテナ１０８の２α（=４）回の送信タイミングは、送信アンテナ１０８間で平均化される。
例えば、図１０に示す位相基準よりも前の各送信アンテナ１０８の２回の送信タイミングに着目する。１回目の送信タイミングでは、第Nt〜第１の送信アンテナ１０８の順に、位相基準からの送信時間差が大きいのに対して、２回目の送信タイミングでは、第Nt〜第１の送信アンテナ１０８の順に、位相基準からの送信時間差が小さい。
同様に、図１０に示す位相基準よりも後の各送信アンテナ１０８の３回目の送信タイミングに着目する。２回目の送信タイミングでは、第Nt〜第１の送信アンテナ１０８の順に、位相基準からの送信時間差が小さいのに対して、４回目の送信タイミングでは、第Nt〜第１の送信アンテナ１０８の順に、位相基準からの送信時間差が大きい。
つまり、図１０では、送信タイミングと位相基準との送信時間差の平均が、送信アンテナ１０８間で同程度となる。このように、本実施の形態では、レーダ装置１０（切替制御部１０５）は、２α（偶数回）のレーダ送信信号の各送信タイミングと位相基準との送信時間差の合計が複数の送信アンテナ１０８間で平均化されるように、複数の送信アンテナ１０８を切り替える。
送信アンテナ１０８の切替タイミングに起因して振幅値の偏移が生じる。具体的には、切替タイミングの時間差が大きいほど、振幅値の偏移がより大きくなる。これに対して、本実施の形態では、各送信アンテナ１０８における送信タイミングの時間差が送信アンテナ１０８間で平均化されるので、送信アンテナ１０８の切替タイミングに起因する振幅値の偏移も平均化される。よって、本実施の形態では、さらに、送信アンテナ１０８毎の加算結果の振幅値の偏差を小さくすることができ、レーダ装置１０は、方向推定精度を向上することができる。
以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。
なお、上記実施の形態、及び、各バリエーションに係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。
［他の実施の形態］
（１）Nt個の送信アンテナ１０８に付したアンテナ番号１〜Ntは、各送信アンテナ１０８を区別するために使用しており、物理的なアンテナ配置の位置関係を示すものではない。図３、図６、図９、図１０に示した送信アンテナ１０８の切替順序は一例であって、限定されるものではない。
また、上記実施の形態において、送信アンテナ１０８を切り替えるために用いられるパラメータは一例であって、これらに限定されるものではない。
（２）各実施の形態において、レーダ装置１０は、高速ドップラで生じた送信アンテナ１０８間の受信振幅差を補正してもよい。こうすることで、到来方向推定精度はさらに向上する。
例えば、振幅補正には、ドップラ周波数ビン数Nbin、送信アンテナ１０８の数Nt、受信アンテナ２０２の数Naの場合、（Nt-1）×（Na）×（Nbin）回の実数乗算が必要となる。例えば、ドップラ周波数ビン数Nb=512であり、送信アンテナ１０８の数Ntx=2であり、受信アンテナ２０２の数Na=4の場合、レーダ装置１０では、合計で2048回（＝1×4×512）の実数乗算が必要となる。ただし、一般的なレーダ装置は、振幅補正（2048回）に加え、位相補正についても同数の実数乗算（上記例の場合2048回）が必要であった。よって、上記実施の形態によれば、レーダ装置１０での演算量（振幅補正の2048回）は、一般的なレーダ装置（振幅補正及び位相補正の合計4096回）と比較して1/2の削減効果となる。
（３）図１及び図８に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
（４）レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には、入力端子および出力端子を有する集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、複数のレーダ信号を出力するレーダ信号生成部と、１つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナを順次切り替える切替制御部と、切り替えられた送信アンテナを用いて１つのレーダ信号送信周期毎に１つのレーダ信号を送信する送信無線部と、を具備し、切り替えられた送信アンテナが所定期間内において複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する。
本開示のレーダ装置において、レーダ信号が、相補符号を用いて生成される場合、切替制御部は、偶数となる複数のレーダ信号送信周期毎に、複数の送信アンテナを切り替える。
本開示のレーダ装置において、レーダ信号が、スパノ符号を用いて生成される場合、切替制御部は、４あるいは８の倍数となる複数のレーダ信号送信周期毎に、複数の送信アンテナを切り替える。
本開示のレーダ装置において、複数の送信アンテナのそれぞれにおける複数の送信タイミングと基準タイミングとの時間差の平均値は、同じ値である。
本開示のレーダ装置において、切替制御部は、Ｎｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信アンテナのうち、レーダ信号送信周期毎に、第１の送信アンテナから第Ｎｔの送信アンテナまでを順に切り替え、その後、第Ｎｔの送信アンテナから第１の送信アンテナまでを逆順で切り替える。
本開示のレーダ装置において、切替制御部は、Ｎｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信アンテナのうち、Ｎｂ（Ｎｂは２以上の整数）回のレーダ信号送信周期毎に、第１の送信アンテナから第Ｎｔの送信アンテナまでを順に切り替え、その後、第Ｎｔの送信アンテナから第１の送信アンテナまでを逆順で切り替える。
本開示のレーダ装置において、切替制御部は、Ｎｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信アンテナのうち、レーダ信号送信周期毎に、第Ｎｔの送信アンテナから第１の送信アンテナまでを順に切り替え、その後、第１の送信アンテナから第Ｎｔの送信アンテナまでを逆順で切り替える切替動作を、所定期間内で複数回繰り返す。
本開示のレーダ方法は、複数のレーダ信号を出力し、１つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナを順次切り替え、切り替えられた送信アンテナを用いて１つのレーダ信号送信周期毎に１つのレーダ信号を送信し、切り替えられた送信アンテナが所定期間内において複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０ レーダ装置
１００ レーダ送信部
２００ レーダ受信部
３００ 基準信号発生器
１０１，１０１ａ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 切替制御部
１０６，１０６ａ 送信切替部
１０７，１０７ａ 送信無線部
１０８ 送信アンテナ
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７ 信号処理部
２０８，２０９ ＡＤ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 出力切替部
２１２ 加算部
２１３ ドップラ解析部
２１４ 方向推定部

Claims (8)

  1. 複数のレーダ信号を出力するレーダ信号生成部と、
    １つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナを順次切り替える切替制御部と、
    前記切り替えられた送信アンテナを用いて前記１つのレーダ信号送信周期毎に前記１つのレーダ信号を送信する送信無線部と、
    を具備し、
    前記切り替えられた送信アンテナが所定期間内において前記複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、前記所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する、
    レーダ装置。
  2. 前記レーダ信号が、相補符号を用いて生成される場合、
    前記切替制御部は、偶数となる複数の前記レーダ信号送信周期毎に、前記複数の送信アンテナを切り替える、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 前記レーダ信号が、スパノ符号を用いて生成される場合、
    前記切替制御部は、４あるいは８の倍数となる複数の前記レーダ信号送信周期毎に、前記複数の送信アンテナを切り替える、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  4. 前記複数の送信アンテナのそれぞれにおける前記複数の送信タイミングと前記基準タイミングとの時間差の平均値は、同じ値である、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  5. 前記切替制御部は、Ｎｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信アンテナのうち、前記レーダ信号送信周期毎に、第１の送信アンテナから第Ｎｔの送信アンテナまでを順に切り替え、その後、前記第Ｎｔの送信アンテナから前記第１の送信アンテナまでを逆順で切り替える、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  6. 前記切替制御部は、Ｎｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信アンテナのうち、Ｎｂ（Ｎｂは２以上の整数）回の前記レーダ信号送信周期毎に、第１の送信アンテナから第Ｎｔの送信アンテナまでを順に切り替え、その後、前記第Ｎｔの送信アンテナから前記第１の送信アンテナまでを逆順で切り替える、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  7. 前記切替制御部は、Ｎｔ（Ｎｔは２以上の整数）個の送信アンテナのうち、前記レーダ信号送信周期毎に、第Ｎｔの送信アンテナから第１の送信アンテナまでを順に切り替え、その後、前記第１の送信アンテナから前記第Ｎｔの送信アンテナまでを逆順で切り替える切替動作を、前記所定期間内で複数回繰り返す、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  8. 複数のレーダ信号を出力し、
    １つ以上のレーダ信号送信周期毎に、所定の順番に従って、複数の送信アンテナを順次切り替え、
    前記切り替えられた送信アンテナを用いて前記１つのレーダ信号送信周期毎に前記１つのレーダ信号を送信し、
    前記切り替えられた送信アンテナが所定期間内において前記複数のレーダ信号のそれぞれを送信する複数の送信タイミングは、それぞれ、前記所定期間内における基準タイミングに対して同じ時間差を有する、
    レーダ方法。
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