CN111630410B - Fmcw雷达传感器 - Google Patents

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Abstract

FMCW雷达传感器，该FMCW雷达传感器具有相隔一定间距地布置成一排的多个天线元件(10)以及具有角度测量装置(32)，所述天线元件分别分配有混频器(12)和分析处理单元(16)，所述混频器通过将接收到的信号(E)与振荡器信号(OSC)混合来产生中频信号(Z1、Zi、Zn)，所述分析处理单元构造用于在测量周期(T)内将中频信号(Z1、Zi、Zn)作为时间(t)的函数进行记录并且将这样获得的时间信号(S1、Si、Sn)通过傅里叶变换转换成频谱(F[Si_c])，在所述角度测量装置中，在独立的通道中进一步分析处理由不同分析处理装置获得的频谱，其特征在于：射束成形装置(22)，其构造用于通过平衡信号关于不同天线元件(10)的行程长度差，对从预给定的优选方向(θ)中所接收的信号(E)进行射束成形，求和装置(26)，用于通过频谱的相干相加来形成总频谱，间距测量装置(30)，用于基于总频谱来确定优选方向上的对象的间距。

Description

FMCW雷达传感器
技术领域
本发明涉及一种FMCW雷达传感器，该FMCW雷达传感器具有间隔开地布置成一排的多个天线元件以及具有角度测量装置，所述天线元件分别分配有混频器和分析处理单元，所述混频器通过将接收到的信号与振荡器信号进行混合来产生中频信号，所述分析处理单元构造用于在测量周期上将中频信号作为时间的函数进行记录并且通过傅里叶变换将这样获得的时间信号转换成频谱，在所述角度测量装置中在分开的通道中进一步分析处理由不同分析处理装置获得的频谱。
背景技术
在已知的FMCW雷达传感器中，对发送信号的频率进行斜坡状地调制。在接收部分中，通过将接收到的信号与发送信号混合来获得中频信号，其频率取决于当前发送的信号与接收到的信号之间的频率差。由于斜坡状的调制，该频率差取决于雷达波从传感器到对象并返回到传感器的传播时间。通过傅立叶变换获得中频信号的频谱，在该频谱中每个所定位的对象呈现为与对象的间距相关的频率处的峰。但是，由于多普勒效应，峰的频率位置也取决于对象的相对速度。为了将间距相关的部分和速度相关的部分彼此分离，已知依次驱动具有不同斜率的多个频率斜坡。由于仅频率的与间距相关的部分取决于斜坡斜率，因此可以通过比较在不同斜坡上获得的频率位置来确定对象的间距和相对速度。
在其上记录时间信号的测量周期只能具有受限的长度——该情况导致在傅里叶变换中产生次最大值形式的伪像，该伪像使得信号的解释变得困难。已知通过以下方式在很大程度上抑制这种次最大值：在傅里叶变换之前，借助合适的窗函数对时间信号进行“加窗”，例如通过将时间信号与同样时间相关的窗函数相乘。窗函数——例如所谓的汉明窗——首先具有以下作用：平滑在测量周期的开始和结束处的时间信号中的突变，并且由此减轻次最大值。
这种类型的雷达传感器已经在很大范围内用作用于机动车的驾驶员辅助***中的传感器部件。在高度自主驾驶的方向上的驾驶员辅助***的进一步发展过程中，对雷达传感器的性能提出越来越高的要求。为了实现例如在方位角中更好的角度分辨率，可以增加布置成一排的天线元件的数量。在对象具有非常小的方位角的情况下，则还可以通过以下方式提高位置敏感度：将由不同天线元件所接收的然后对于对象基本上相位相等的信号相干相加，从而通过相长叠加获得更好的信噪比。
通过以下方式可以实现经改善的间距分辨率：以较大的频率增量来实施发送信号的斜坡状的调制。由此在频谱中以不同间距定位的对象的两个峰之间的频率间距增大。与此相应地，间距空间可以划分为更大数量的间距块(Abstandsbin)，其中，始终满足以下要求：可以将每个对象峰单义地分配给确定的间距块。
然而，对于其位置方向与天线元件的排上的法线偏离较大角度的对象，随着天线阵列的孔径增大(并且与此相应地在阵列的相反的端部处的天线元件之间的更大的间距)得出同一对象的在不同天线元件中接收到的信号之间的显著的行程长度差，从而在相干相加中由于相位差也可能导致相消干涉。然后，由于行程长度差，频率增量的增加导致峰的加宽，从而不再完全实现间距分辨率的所力争达到的改善。
发明内容
本发明的任务是：在开始所提及的类型的雷达传感器中改善位于确定的优选方向上的对象的位置敏感度和/或间距分辨率。
根据本发明，该任务通过以下方式解决：
-射束成形装置，其构造用于通过关于不同的天线元件平衡(Ausgleich)信号的行程长度差对从预给定的优选方向接收到的信号进行射束成形，
-求和装置，其用于通过频谱的相干相加来形成总频谱，
-间距测量装置，其用于基于总频谱来确定优选方向上的对象的间距。
本发明能够实现对于预给定的优选方向如此平衡行程长度差，使得针对该方向对射束成形进行优化，并且与此相应地，位于所选择的优选方向上的对象的相干相加导致更高的位置敏感度和经改善的间距分辨率。特别地，通过行程长度差的平衡，频率增量的增加不会导致峰的加宽，而是导致间距分辨率的改善。
本发明的有利的构型和扩展方案在从属权利要求中说明。
射束成形可以以不同的方式实现。
一种可能性是：通过在那里借助适当选择的复数值的窗函数对时间信号进行加窗来进行各个分析处理装置中的行程长度差的平衡。在此，充分利用傅里叶变换的特性，该特性是：通过复数值窗函数的选择可以实现将通过傅里叶变换获得的频谱在频率轴上移位可调节的量值。如果发送信号由不同的天线元件所接收，则在将接收到的信号与振荡器信号(发送信号)混合时，从一个天线元件到另一天线元件的传输时间差导致伪装对象间距的变化的频率差。然而，由于频谱中的峰的通过窗函数所获得的频率偏移也可以解释为对象间距的(明显的)变化(在此无需考虑未消失的相对速度时的多普勒效应的影响)，因此可以通过借助窗函数的合适的频率偏移来补偿(kompensieren)传播时间差，而无需开销大的措施用以匹配线路长度。
在该实施方式中，通过在各个分析处理装置中使用实现不同频率偏移的窗函数，可以根据情况改变优选方向。
然而，可选地也可以通过线路长度的匹配来实现平衡行程长度差，例如其方式是：针对每个天线元件这样选择从天线元件到混频器的线路长度，使得实现平衡行程长度差的信号延迟。同样地，行程长度差可以通过以下方式来平衡：对于在其上将振荡器信号输送给混频器的线路，为每个天线元件选择不同的线路长度。
在最后提到的实施方式中，优选方向由所选择的线路长度确定。然而，原则上可以根据情况在不同的线路路径之间进行切换，由此然后也可以实现相关的优选方向之间的切换。
本发明不仅可用在双基地天线概念中，而且可用在单基地天线概念中。在单基地天线概念中，天线元件中的每个都可以用于发送(MIMO；多输入多输出，英：Multiple InputMultiple Output)，或者仅将所选择的天线元件用于发送，而其余的天线元件仅用于接收。在单基地MIMO解决方案中，如果通过线路长度的匹配实现射束成形，则根据实施方式也在发送路径中实现射束成形。
附图说明
下面基于附图进一步阐述实施例。
附图示出：
图1示出根据本发明的雷达传感器的基本部件的方框图；
图2示出用于图解FMCW雷达中的频率调制的时序图；
图3示出在根据图1的雷达传感器的不同天线元件中接收到的时间信号的示例；
图4示出根据图3的时间信号的频谱；
图5和6示出本发明的不同实施方式的类似于图1的方框图。
具体实施方式
在图1中示出的雷达传感器具有以均匀的间距布置成一排的多个(n个)天线元件10(ULA；均匀线性阵列，英：Uniform Linear Array)，该天线元件分别分配有混频器12。通常，天线元件的列也可以是二维天线阵列的一部分。混频器从共同的本地振荡器获得相位相等的振荡器信号OSC。在该示例中，天线元件10仅用于接收雷达信号E。为了发送雷达波，设置至少一个另外的天线元件(未示出)，所述至少一个另外的天线元件与混频器12输送相同的振荡器信号OSC。
由对象(未示出)反射的雷达回波由天线元件10接收，并且在混频器12中分别与振荡器信号OSC混合，由此分别产生中频信号Z1、Zi、Zn，将该中频信号输出到分析处理单元16。
每个分析处理单元16包含具有时间信号模块20的预处理阶段18，在该时间信号模块中将中频信号数字化并且在确定的测量周期上将其作为时间的函数进行记录。以这种方式形成数字时间信号S1、Si、Sn，所述数字时间信号被传输给窗口模块22，在该窗口模块中借助窗函数V1、Vi、Vn对由中频信号产生的时间信号进行加窗。由此形成校正的时间信号S1_c、Si_c、Sn_c，所述校正的时间信号然后在分析处理单元16的傅立叶变换模块24中通过傅立叶变换转换为频谱F[S1_c]、F[Si_c]、F[Sn_c]。在求和装置26中，将频谱相干地相加(即在形成量值平方之前复数幅度的相加)。所获得的总频谱(作为频率的函数的量值平方)也在图1中图解地示出，并且包含单个峰28，该峰的频率位置说明所定位的对象的间距。在此，为了简单起见，应假设对象的相对速度为零，从而不存在多普勒频移。基于总频谱，在间距测量装置30中以高分辨率确定所定位对象的间距。
与此并行地，在角度测量装置32中确定对象的方位角(在水平布置天线元件10的排的情况下)。为此，在分开的分析处理通道中分析处理由单个分析处理装置16提供的频谱F[S1_c]，...，从而可以基于所接收的信号之间的角度相关的幅度关系和相位关系来确定方位角。原则上也可以在角度测量装置32中基于各个频谱分别确定对象的间距值，然而，在此由于较差的信噪比，位置敏感度和间距测量的精度较低。
为了在间距确定装置30中实现更高的定位精度和高的间距分辨率，必须在具有与0不同的方位角θ的对象的情况下平衡由不同天线元件10接收的雷达波之间的行程长度差Δ。如在图1中示意性地所示，这些行程长度差由于信号E的波前相对于天线元件10的排上的法线的倾斜而出现并且因此取决于方位角θ。此外，所述行程长度差与各个天线元件10之间的间距d成比例。
Δ＝d sin(θ)
因此，行程长度差的平衡仅可以分别针对确定的方位角θ，该方位角说明雷达辐射E的确定的入射方向。在此，该入射方向标记为“优选方向”，并且通过角度θ来说明。
在此处所示的示例中，行程长度差的平衡(即所谓的射束成形)以计算的方式通过使用窗口模块22中的特殊窗函数Vi(i＝1，...，n)来进行，如将在下面进一步阐述的那样。
在图2中示出调制方案的(简化的)示例，借助该调制方案来调制振荡器信号OSC的频率并且因此也调制所发送的雷达波的频率f_r。频率f_r作为时间t的函数示出，并且具有一系列具有斜坡斜率B/T的调制斜坡34，其中，B是频率增量，T是调制斜坡的持续时间。该持续时间T同时也是测量周期的持续时间，在该测量周期上在时间信号模块20中记录时间信号。
在每个混频器12中，将接收到的信号E与振荡器信号OSC混合，该振荡器信号的频率相应于当前发送的雷达信号的频率。与此相反，接收到的信号E的频率通过振荡器信号OSC在发射信号的时间点处的频率给出。因此频率差以及因此相关中频信号Z1、Zi、Zn的频率(差频)与信号从雷达传感器到对象并返回到相关天线元件10的总传播时间成比例，并且与斜坡斜率B/T成比例，并且信号传播时间就其而言与两倍的对象间距成比例。然而，由于行程长度差Δ，两个相邻天线元件10的对象间距彼此相位差2Δ，从而所属的中频信号也具有相应的频率差，如在图3中所示。
在图3中示出时间信号S1、Si、Sn作为时间t的函数。在此，在纵轴上仅说明(复数)振幅A的实部ReA。可以看出，由于上述行程长度差，与时间信号Sn的频率相比，时间信号S1的频率(对于在图1中位于最左边的天线元件)增大。在窗口模块22中将该频率偏移再次消除，从而在理想情况下，校正后的时间信号Sn_c与校正后的时间信号S1_c以及也与所有其他时间信号Si_c一致。为此，在每个窗口模块22中将时间信号与同样时间相关的窗函数
Vi(t)＝exp(-j*2*π*(1/T)*(t-x)*b) (1)
相乘。其中，i＝1，...，n是天线元件的连续的索引(ein laufender Index)，j是(-1)的根，π是圆周率，T是测量周期的持续时间并且同时是斜坡持续时间，b是所谓的块偏移量(Binversatz)，该块偏移量这样选择，使得平衡优选方向θ上的行程长度差，并且x是区间[0，T]中的任意值，该值实现恒定的相移。x＝T/2证实是有利的。
窗函数Vi(t)涉及复数值函数，其量值具有恒定值1，并且其相位与时间t和块偏移量b成比例。术语“块偏移量”由以下事实引起：将在其上定义频谱F[Si_c](i＝1，...，n)的频率f的范围划分为多个(例如512个)块，所述块分别具有块宽W＝c/2B，如在图4中所示。
应当注意，块宽W具有长度的尺寸，而在图4中的水平轴上，频率f作为自变量来说明。然而，对于具有对象间距D的对象的雷达回波，来源于对象的峰所位于的频率f通过以下表达式(简化地，在忽视多普勒效应的情况下)给出：
f＝(B/T)*2D/c (2)
频率f因此也可以视为对象间距D的度量。因此，在图4中所示的频率块等同于具有块宽W的间距块。
通过第i个天线元件和第n个天线元件之间的行程长度差(n-i)*Δ与块宽W之间的比例来给出块偏移量b，即：
b＝(n-i)*Δ/W＝(n-i)*Δ*2B/c (3)
在这些条件下，频谱F[Si]中的峰之间的频率偏移等同于对象间距D的明显变化，该变化等于行程长度差Δ。因此，在校正的频谱F[Si_c]中消除了频率偏移。在图4中，所有频谱F[Si_c]具有相同的形状，因此是无法区分的。为了比较，还示出未校正的频谱F[S1]，所述未校正的频谱将会通过时间信号S1的傅立叶变换而获得，即在不借助窗函数V1的加窗的情况下。可以看出，频谱中的相应峰位于比频谱F[Si_c]中的峰稍高的频率处，与也可以在图3中看到的频率差一致。
校正后的频谱F[Si_c]的相干总和得出总频谱ΣF[Si_c]。该总频谱的特征在于高信噪比，并且由于校正了单个频谱之间的频率偏移，因此频率偏移B的增大不会导致总频谱中的峰的加宽，而是更确切地说导致所期望的提高的间距分辨率。
图5示出改变的实施例，在该实施例中行程长度差的平衡通过迂回线路(Umwegleitung)36来实现，该迂回线路将从天线元件10到混频器12的信号路径以信号的行程长度减少的程度来延长。尽管在这种情况下在分析处理装置16中也存在窗口模块22，但是在此仅借助实值的窗函数V对时间信号进行加窗，所述实值的窗函数评估旁瓣的抑制。在第一实施例中使用的复数值窗函数Vi也可以附加地包含用于抑制旁瓣的实值因子。
在图5中仅示出间距测量装置30，而未示出附加存在的角度测量装置。
由于迂回线路36干扰角度测量所基于的信号之间的相位关系，因此可以借助开关38来切换信号路径。在将要执行角度测量的运行模式中，开关38占有在图5中虚线标记的位置，从而所有信号路径具有相等的长度。仅当将要对来自优选方向的信号进行高分辨率的间距测量时，才切换开关38并且因此激活迂回线路36。
根据相同的原理，也可以借助每个天线元件的开关在不同长度的多个迂回线路之间切换，其定义不同的优选方向。
图6示出一种实施例，在该实施例中实现单基地天线概念。将振荡器信号OSC通过环形器40输送给天线元件10中的每个，从而每个天线元件也作为发送天线工作。在这种情况下，迂回线路42设置在信号路径中，通过该迂回线路将振荡器信号OSC输送给混频器12。由此，混频器12所获得的振荡器信号以与混频器通过环形器40获得的接收信号由于行程长度差所延迟的相同的程度来延迟。因此，在这种情况下，行程长度差也可以通过不同的线路长度来平衡。在这种情况下，也可以借助开关44跨接迂回线路42，以便基于非伪造的相位关系来执行角度测量。
由于在该实施例中迂回线路42仅处于线路分支中，通过该线路分支将振荡器信号输送给混频器12，因此所有天线元件10获得相位相等的发送信号，从而雷达射束的主辐射方向是具有方位角零的方向。同样也可以借助布置在从环形器40到混频器12的线路路径中的迂回线路来实现。与此相反，如果迂回线路布置在通过其将振荡器信号OSC输送给环形器40的线路路径中或者在环行器40与天线元件10之间的线路路径中，则也会出现发送信号之间的相位差，并且与此相应地在雷达射束的发送中也将进行射束成形，并且主辐射方向将与在方位角θ处的优选方向相同。
在图5中还以点划线示出另一实施例，在该实施例中仅天线元件10中的一个(即位于最左边的天线元件)分配有环形器40，从而该天线元件也用作发送天线，而所有其余天线元件仅接收。

Claims (6)

1.一种FMCW雷达传感器，所述FMCW雷达传感器具有间隔开地布置成一排的多个天线元件(10)、角度测量装置(32)、射束成形装置(22；36；42)、求和装置(26)和间距测量装置(30)，所述天线元件分别分配有混频器(12)和分析处理单元(16)，所述混频器通过将接收到的信号(E)与振荡器信号(OSC)进行混合来产生中频信号(Z1，Zi，Zn)，所述分析处理单元构造用于在一个测量周期(T)上对所述中频信号(Z1，Zi，Zn)作为时间(t)的函数进行记录并且将这样获得的时间信号(S1，Si，Sn)通过傅立叶变换转换成频谱(F[Si_c])，在所述角度测量装置中对由不同的分析处理单元获得的频谱在分开的通道中进行进一步分析处理，其特征在于：
所述射束成形装置(22；36；42)构造用于在所述傅立叶变换之前通过关于不同的天线元件(10)平衡所述信号的行程长度差对从预给定的优选方向(θ)接收的信号(E)进行射束成形，
所述求和装置(26)构造用于通过由不同的分析处理单元获得频谱的相干相加来形成总频谱，
所述间距测量装置(30)构造用于基于所述总频谱来确定所述优选方向上的对象的间距。
2.根据权利要求1所述的雷达传感器，在所述雷达传感器中，所述分析处理单元(16)构造用于通过以下方式平衡所述行程长度差：在所述傅立叶变换之前借助复数值的窗函数(Vi)对所述时间信号(Si)进行加窗。
3.根据权利要求1所述的雷达传感器，在所述雷达传感器中，为了平衡所述行程长度差，在信号路径中对于所接收的信号(E)和/或所述振荡器信号(OSC)设有迂回线路(36；42)。
4.根据权利要求3所述的雷达传感器，所述雷达传感器具有开关(38，42)，所述开关用于在具有逐天线元件不同的长度差的迂回线路(36，38)之间进行切换并且因此在不同的优选方向(θ)之间进行切换。
5.根据以上权利要求中任一项所述的雷达传感器，在所述雷达传感器中，所述天线元件(10)也能够作为发送天线运行，用以发送与所述振荡器信号同步的发送信号。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的雷达传感器，在所述雷达传感器中，所述天线元件(10)中的至少一个也能够作为发送天线运行，而多个其他的天线元件(10)仅能够作为接收天线运行。
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