KR20160071386A - 동적 단일 광다이오드 픽셀 회로 및 그 동작 방법 - Google Patents

동적 단일 광다이오드 픽셀 회로 및 그 동작 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 픽셀 회로와 그 동작 방법으로서, - 단일 광다이오드(PD)를 포함하고 출력(4)을 구비하는 프런트-엔드 회로(1)로서, 상기 프런트-엔드 회로(1)는 상기 단일 광다이오드(PD)가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호를 상기 출력에 전달하도록 구성된, 상기 프런트-엔드 회로(1); - 상기 출력(4)에 전달된 상기 광수용체 신호의 변화를 검출하도록 구성된 과도상태 검출기 회로(2); 및 - 상기 과도상태 검출기 회로(2)가 상기 광수용체 신호의 변화를 검출할 때, 상기 출력(4)에 전달된 상기 광수용체 신호를 측정하도록 구성된 노출 측정 회로(3)를 포함하는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로와 그 동작 방법에 관한 것이다. 본 발명은 또한 복수의 픽셀 회로를 포함하는 이미지 센서에 관한 것이다.

Description

동적 단일 광다이오드 픽셀 회로 및 그 동작 방법{DYNAMIC, SINGLE PHOTODIODE PIXEL CIRCUIT AND OPERATING METHOD THEREOF}
본 발명은 이미지 센서를 위한 픽셀 회로에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은, 픽셀 회로와 그 동작 방법으로서, 과도상태 검출기 회로(transient detector circuit)가 광수용체 신호(photoreceptor signal)의 변화를 검출할 때, 노출 측정 회로(exposure measurement circuit)가, 단일 광수용체가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호로부터 광 노출 세기를 측정하도록 구성된, 상기 픽셀 회로와 그 동작 방법에 관한 것이다.
종래의 이미지 센서는 미리 결정된 프레임 율(frame rate)로 시간-양자화된 시각적 정보를 취득한다. 각 프레임은 마지막 프레임이 취득되기 때문에 모든 픽셀로부터 오는 정보가 변화되었는지 여부에 상관없이 모든 픽셀로부터 오는 정보를 운반한다. 이 접근법은, 장면(scene)의 동적 내용에 따라, 레코드된 이미지 데이터에 더 많거나 더 적은 높은 정도의 리던던시(redundancy)를 명백히 초래한다. 이 문제는 현대 이미지 센서가 점점 더 높은 공간적 및 시간적 해상도로 발전함에 따라 악화된다. 데이터를 후처리하는데 요구되는 하드웨어는 복잡성과 비용을 증가시키고, 전송 대역폭 요구량을 증가시켜 데이터 저장 용량이 급증하고 전력 소비가 상승하여, 고속을 요구하는 산업적 비전 시스템(vision system)으로부터, 배터리로-동작되는 모바일 소비자 디바이스에 이르는 모든 종류의 비전 애플리케이션에 심각한 한계를 야기한다.
비디오 데이터에서 시간적 리던던시를 처리하는 하나의 접근법은 프레임 차동 인코딩(frame difference encoding)이다. 이런 가장 간단한 비디오 압축 형태는 초기 키-프레임(key-frame) 이후 프레임마다 한정된 세기 변화 스레스홀드값을 초과하는 픽셀 값만을 전송하는 것을 포함한다. 알려진 프레임 차동 이미저(frame differencing imager)는 이미지 데이터의 전체 프레임을 취득하고 처리하는 것에 의존하여서, 시간적 리던던시를 시종 일관 억압할 수 없어 실시간으로 압축된 비디오 출력을 제공할 수 없었다. 나아가, 처리 및 차동 양자화가 픽셀-레벨에서 수행되는 경우에도, 모든 프레임-기반 이미징 디바이스에서와 같이 장면의 동적 상태를 취득하는 시간적 해상도는 여전히 달성가능한 프레임 율로 제한되고, 이 프레임 율로 시간-양자화된다.
데이터 리던던시의 악영향은 제1 장소에서 리던던트 데이터를 레코드하지 않고 센서 출력 레벨에서 데이터 볼륨을 직접 감소시키는 것에 의해 가장 효과적으로 회피된다. 즉각적인 이익은 데이터 전송과 후처리에서 대역폭, 메모리 및 연산 전력 요구조건이 감소하여, 시스템 전력, 복잡성 및 비용이 감소한다는 것이다. 나아가, 종래의 CMOS 또는 CCD 이미지 센서에서 프레임에-기반하는 클록 동작 원리는 장면의 동적 상태가 픽셀 시야를 판독 출력하는 프레임 율로 양자화되기 때문에 시간적 해상도를 제한하고 동적 범위를 불량하게 한다.
본 발명에 의해 해결되는 문제는 (레코드가능하고 처리가능한 광 세기의) 넓은 동적 범위에 걸쳐 높은 시간적 해상도와 세기 해상도로 관찰된 동적 장면의 전체 시각적 정보를 연속적으로 취득하여 최소 필요한 양의 데이터 볼륨을 생성하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다. 따라서, 생성된 데이터는, 모든 픽셀의 이미지 정보를 포함하는 프레임의 연속으로 구성되지 않고, 개별 픽셀의 시야에서 광 세기의 실제 변화가 픽셀 그 자체에 의해 검출된 경우에만 레코드되고 전송된 개별 픽셀의 변화와 세기(즉, 그레이 레벨) 정보의 (비동기적) 스트림으로 구성된다.
본 방법은, 동일하거나 또는 심지어 더 높은 정보 내용을 포함하는 데이터를 갖는, 종래의 이미지 센서에서는 일반적인 화상 정보에서도 시간적 리던던시를 완전히 억압하여 생성되는 데이터를 상당히 감소시킬 수 있다. 전술된 방법뿐만 아니라 요구되는 비동기 데이터 판독출력 메커니즘을 구현하는 이미지 센서를 위한 화상 소자는 아날로그 전자 회로에 기초하여 실현될 수 있다. 다수의 화상 소자를 갖는 이미지 센서는 일반적으로 예를 들어 CMOS 기술에서 집적된 시스템-온-칩(system-on-chip)으로 실현되고 제조된다.
이러한 센서를 구현하여 종래의 이미지 데이터를 취득하는 전술된 단점을 회피하면, 고속으로 수행되는 산업적 비전(예를 들어, 고속 객체 인식, 움직임 검출과 분석, 객체 추적 등), 자동차(예를 들어, 충돌 경고와 회피를 위한 실시간 3D 스테레오 비전, 지능적인 백미러 등), 감시와 보안(장면 감시) 또는 로봇 공학(자율 네비게이션, SLAM)과 생체 의학 및 과학적인 이미징 애플리케이션을 포함하는 광범위한 인공 비전 애플리케이션에 유리할 수 있다. 센서 동작이 사람의 망막의 동작 원리에서 영감을 얻은 것이어서, 하나의 유리한 예시적인 애플리케이션은 이러한 센서에 의해 전달되는 데이터에 기초하여 임플란트가능한 보철 디바이스로 맹인 환자의 퇴화된 망막을 치료하는 것이다.
전술된 전체 시간적 리던던시를 억압하는 해법은 개별-픽셀이 (즉, 클록 신호, 셔터 신호 또는 리셋 신호와 같은 외부 타이밍 제어와 독립적으로) 이벤트에-따라 그리고 (즉, 장면의 변화가 검출된 경우에만) 조건적으로 이미지 정보를 전-처리(pre-processing)하고 취득하는 것에 기초한다. 아래에 설명된 바와 같이, 이미지 데이터의 취득 제어는 픽셀-레벨로 전송되고, 매우 높은 시간적 해상도에서 (예를 들어, 완전히 비동기적으로) 수행될 수 있다.
광학적 과도상태 센서 또는 동적 비전 센서(dynamic vision sensor: DVS)의 경우에, 자율적으로 동작하는 개별 픽셀에 의해 수신된 광 세기의 변화는 특허 US 7,728,269에서 설명된 전자 회로, 즉 "과도상태 검출기"에 의해 검출된다.
미국 특허 출원 US 2010/0182468 A1은 과도상태 검출기 회로, 즉 광 노출 세기 변화 검출기 회로와 조건적 노출 측정 회로를 결합시킨 것을 개시한다. 과도상태 검출기 회로는 특정 크기의 휘도 변화가 픽셀의 시야에서 검출된 경우에만 - 및 검출된 직후에 - 새로운 노출 척도의 측정을 개별적으로 및 비동기적으로 개시한다. 이러한 픽셀은 외부 타이밍 신호에 의존하지 않고, 통신할 새로운 그레이스케일 값을 가질 때에만 (비동기적으로 그리고 조정된(arbitrated)) 출력 채널에 독립적으로 액세스 요청을 수행한다. 그 결과, 시각적으로 자극되지 않은 픽셀은 출력을 생성하지 않는다. 나아가, 비동기적으로 동작하면 프레임에-기반한 취득과 스캔 판독출력의 시간 양자화를 회피할 수 있다.
각 픽셀에 대해, 과도상태 검출기 회로는 제1 광다이오드로부터 획득된 광수용체 전압을 모니터링하며 스레스홀드값을 초과하는 상대적인 전압 변화를 검출한다. 스레스홀드값을 초과하는 전압 변화가 검출될 때, 과도상태 검출기 회로는 절대적 세기 측정, 즉 절대적 그레이 레벨 측정을 시작하는 커맨드를 동일한 픽셀의 노출 측정 회로에 출력한다. 노출 측정 회로는 제1 광다이오드에 인접하게 놓인, 픽셀의 제2 광다이오드를 사용하여, 시간 지속시간으로부터 순시 광전류로 광다이오드 접합 커패시턴스를 방전하는 척도를 획득한다.
그러나, US 2010/0182468 A1에 개시된 픽셀 회로는, 픽셀 소자에 많은 면적을 소비하여 높은 해상도를 달성할 수 없어서 최적이 아니다. 나아가, 직접 광전류 적분을 통해 시간에-기반한 노출을 측정하면, 대응하는 광전류가 작은 것으로 인해 특히 낮은 픽셀 조도 레벨(illuminance level)에서 새로운 노출 값을 측정하는데 엄청나게 긴 측정 시간을 종종 야기한다. 마지막으로, 변화를 검출하고 노출을 측정하는데 2개의 별도의 광다이오드를 사용하는 것에 의해, 이미지 데이터 취득 공정이 공간적으로 발산하고 움직임 방향에 종속되어, 이미징 품질에 감소를 야기한다.
본 발명은 더 큰 어레이 사이즈 또는 더 작은 센서 칩 크기를 허용하는 더 작은 면적 요구조건을 갖는 픽셀 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다. 본 발명은 또한 개별 측정 공정을 가속시켜 시간적 해상도를 증가시키는 것을 목적으로 한다. 나아가, 본 발명은 2개의 별도의 광다이오드를 사용하는 것에 의해 야기된, 변화 검출과 노출 측정 사이의 공간적 발산을 회피하여, 측정 정확도를 개선시켜 이미지 품질을 개선시키는 것을 목적으로 한다.
이런 점에서, 본 발명은, 픽셀 회로로서,
- 단일 광다이오드를 포함하고 출력을 구비하는 프런트-엔드 회로(font-end circuit)로서, 상기 프런트-엔드 회로는 상기 단일 광다이오드가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호를 상기 출력에 전달하도록 구성된, 상기 프런트-엔드 회로;
- 상기 출력에 전달된 상기 광수용체 신호에서 변화를 검출하도록 구성된 과도상태 검출기 회로;
- 상기 과도상태 검출기 회로가 상기 광수용체 신호의 변화를 검출할 때, 상기 출력에 전달된 상기 광수용체 신호를 측정하도록 구성된 노출 측정 회로를 포함하는 픽셀 회로에 관한 것이다.
노출 변화가 광다이오드에서 검출되고 노출 측정이 다른 광다이오드에서 이루어지는 종래 기술의 회로와는 달리, 본 발명의 제안된 픽셀 회로는 픽셀마다 단 하나의 광다이오드만을 요구한다. 따라서, 상기 픽셀 소자의 면적 소비는 상당히 감소되어, 더 큰 어레이 사이즈 또는 더 작은 센서 칩 크기를 허용할 수 있다. 해상도도 또한 증가될 수 있다. 또한, 변화 검출과 노출 측정 사이에 공간적 발산이 회피되어, 측정 정확도를 개선시켜 이미지 품질을 개선시킬 수 있다. 매우 유리하게는, 그레이 레벨 측정의 지속시간이 아래에 설명된 바와 같이 상당히 감소되어, 이미지 데이터 취득 공정의 시간적 해상도를 상당히 개선할 수 있다.
상기 픽셀 회로의 다른 바람직한 비-제한적인 측면은, 다음과 같이 개별적인 특징에 있거나 또는 이들 특징의 기술적으로 실현가능한 조합에 있다:
- 상기 노출 측정 회로는,
- 상기 프런트-엔드 회로의 출력에 연결되고 상기 광수용체 신호를 수신하는 입력,
- 제1 스위치에 의해 상기 입력에 연결된 커패시터로서, 상기 제1 스위치는 상기 입력으로부터 상기 커패시터를 분리하도록 구성된, 상기 커패시터, 및
- 상기 커패시터와 병렬로 연결되고, 제2 스위치에 직렬로 연결된 소스 전류(source current)로서, 상기 제2 스위치는 상기 커패시터의 방전을 제어하도록 구성된, 상기 소스 전류를 포함하고;
- 상기 노출 측정 회로는 상기 커패시터의 단자 중 하나의 단자에 연결된 신호 입력과, 기준 전압에 연결된 기준 입력을 구비하는 전압 비교기를 포함하고;
- 상기 전압 비교기는,
- 상기 커패시터의 단자 중 하나의 단자에 연결된 신호 입력, 및
- 기준 스위치에 연결된 기준 입력을 포함하고, 상기 기준 스위치는 상기 기준 입력을 적어도 2개의 기준 전압에 선택적으로 연결하도록 구성되고;
- 상기 과도상태 검출기 회로는 팔로워 버퍼(follower buffer)에 의해 분리된 용량성 피드백을 갖는 2개의 싱글 엔드형(single-ended) 반전 공통-소스 스테이지를 구비하는 증폭기로서, 상기 광수용체 신호에 의해 제1 커패시터가 충전되는, 상기 증폭기, 및 다른 커패시터 상의 전압이 스레스홀드값을 초과하는지 여부를 검출하도록 배열된 적어도 하나의 스레스홀드값 검출기를 포함하고;
- 상기 프런트-엔드 회로는 상기 단일 다이오드에 연결된 광수용체 회로를 포함하고, 상기 광수용체 회로는,
- 상기 단일 광다이오드가 광에 노출된 것으로부터 획득된 상기 광수용체 신호를 전달하는 출력,
- 드레인과 게이트를 구비하는 제1 광수용체 트랜지스터로서, 상기 제1 광수용체 트랜지스터의 상기 게이트는 상기 출력에 연결된, 상기 제1 광수용체 트랜지스터, 및
- 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 추가적인 광수용체 트랜지스터로서, 상기 추가적인 광수용체 트랜지스터의 소스는 상기 단일 광다이오드에 연결된, 상기 추가적인 광수용체 트랜지스터를 포함하고,
상기 제1 광수용체 트랜지스터와 상기 추가적인 광수용체 트랜지스터는 공통 소스를 구비하고;
- 상기 추가적인 광수용체 트랜지스터의 게이트는 바이어스 전압에 의해 바이어스되거나 또는 상기 제1 광수용체 트랜지스터와 상기 추가적인 광수용체 트랜지스터의 공통 소스에 연결되고;
- 상기 프런트-엔드 회로는 상기 프런트-엔드 회로의 출력에 전달되는 상기 광수용체 신호를 증폭하는 이득 스테이지를 더 포함하고, 상기 이득 스테이지는,
- 광수용체 회로의 상기 출력에 연결된 입력,
- 출력,
- 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 제1 이득 트랜지스터로서, 상기 제1 이득 트랜지스터의 게이트는 상기 이득 스테이지의 입력에 연결되고, 상기 제1 이득 트랜지스터의 소스는 바이어스 전압에 연결되고, 상기 제1 이득 트랜지스터의 드레인은 상기 이득 스테이지의 출력에 연결된, 상기 제1 이득 트랜지스터, 및
- 직렬로 연결된 복수의 이득 트랜지스터로서, 상기 시리즈의 각 이득 트랜지스터는 드레인, 소스 및 게이트를 구비하고, 상기 직렬로 연결된 각 이득 트랜지스터는 그 자신의 게이트에 연결된 그 자신의 드레인을 구비하고, 직렬로 연결된 연결된 상기 복수의 이득 트랜지스터 중 하나의 트랜지스터는 상기 제1 이득 트랜지스터의 드레인에 연결된 그 자신의 드레인을 구비하는, 상기 복수의 이득 트랜지스터를 포함한다.
본 발명은 또한 본 발명의 가능한 실시예에 따라 복수의 픽셀 회로를 포함하는 이미지 센서에 관한 것이다.
본 발명은 또한 본 발명의 가능한 실시예 중 하나의 실시예에 따른 픽셀 회로를 동작시키는 방법으로서, 광다이오드가 광에 노출되는 것을 상기 노출 측정 회로가 측정하는 사이클은 상기 과도상태 검출기 회로가 상기 광다이오드에 입사하는 광의 세기로부터 획득된 상기 광수용체 신호의 변화를 검출할 때 개시되는, 상기 방법에 관한 것이다.
상기 픽셀 회로의 다른 바람직한 비-제한적인 측면은 다음과 같이 개별적인 특징에 있거나 또는 이들 특징의 기술적으로 실현가능한 조합에 있다:
- 광다이오드가 광에 노출되는 것을 상기 노출 측정 회로가 측정하는 사이클은 상기 광다이오드에 입사하는 광의 세기로부터 획득된 상기 광수용체 신호의 검출과는 독립적으로 외부에서 인가되는 제어 신호를 통해 개시될 수도 있고;
- 상기 광다이오드가 광에 노출되는 것은 상기 노출 측정 회로의 방전 커패시터를 가로지르는 전압이 적어도 하나의 기준 전압에 도달하는 시간을 결정하는 것에 의해 측정되고;
- 제1 기준 전압과 제2 기준 전압이 있고, 상기 제1 기준 전압은 상기 제2 기준 전압보다 더 높고, 상기 광다이오드가 광에 노출되는 것은,
- 상기 노출 측정 회로의 방전 커패시터를 가로지르는 전압이 상기 제1 기준 전압에 도달하는 시간에 대응하는 제1 지속시간, 및
- 상기 노출 측정 회로의 상기 방전 커패시터를 가로지르는 전압이 상기 제2 기준 전압에 도달하는 시간에 대응하는 제2 지속시간
을 결정하고 비교하는 것에 의해 측정되고;
- 상기 노출을 측정하는 사이클 전에, 상기 노출 측정 회로의 커패시터는 상기 광수용체 신호에 대응하는 전압에 의해 충전되고;
- 상기 노출 측정 회로는,
- 상기 프런트-엔드 회로의 출력에 연결되고 상기 광수용체 신호를 수신하는 입력,
- 제1 스위치에 의해 상기 입력에 연결된 커패시터로서, 상기 제1 스위치는 상기 입력으로부터 상기 커패시터를 분리시키도록 구성된, 상기 커패시터, 및
- 상기 커패시터에 병렬로 연결되고, 제2 스위치와 직렬로 연결된 소스 전류로서, 상기 제2 스위치는 상기 커패시터의 방전을 제어하도록 구성된, 상기 소스 전류를 포함하고,
그리고 상기 노출을 측정하는 사이클은 적어도 다음 단계:
- 제1 스위치를 개방하여 상기 측정 노출 회로의 입력으로부터 상기 측정 커패시터를 분리하는 단계,
- 상기 제2 스위치를 폐쇄하여 상기 커패시터의 방전을 허용하는 단계,
- 적어도 하나의 기준 전압(Vref, Vref,h, Vref,l)에 도달하기 까지의 상기 방전 커패시터(Cs)에 대한 상기 노출의 시간을 결정하는 단계, 및
- 상기 커패시터의 결정된 방전 시간으로부터 상기 광 다이오드가 광에 노출되는 것을 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 측면, 목적 및 잇점은 첨부된 도면을 참조하여 비-제한적인 예로 주어진 본 발명의 바람직한 실시예의 이하 상세한 설명을 판독하면 보다 더 명백해질 것이다:
- 도 1은 본 발명의 가능한 실시예에 따른 픽셀 회로의 블록도,
- 도 2 및 도 3은 광수용체 신호의 변화를 검출하는 과도상태 검출기 회로의 예시적인 실시예의 간략화된 다이아그램을 도시하는 도면;
- 도 4 및 도 5는 광수용체 신호를 측정하는 노출 측정 회로의 예시적인 실시예의 간략화된 다이아그램;
- 도 6 및 도 7은 광수용체 회로의 예시적인 실시예의 간략화된 다이아그램;
- 도 8은 과도상태 검출기 회로와 노출 측정 회로에 의해 사용되기 전에 광수용체 신호의 변화를 증폭하는 이득 스테이지의 간략화된 다이아그램;
- 도 9는 본 발명에 따른 복수의 픽셀 회로를 포함하는 이미지 센서를 도시하는 도면.
- 도 10은 픽셀-외부 아날로그-디지털 변환기에 연결된 본 발명의 가능한 실시예에 따른 픽셀 회로의 대안적인 블록도.
모든 도면에서, 동일한 참조 부호는 동일한 소자를 말한다.
가능한 실시예에 따른 픽셀 회로의 간략화된 다이아그램이 도 1에 도시된다. 픽셀 회로는 프런트-엔드 회로(1), 과도상태 검출기 회로(2), 및 노출 측정 회로(3)를 포함한다. 프런트-엔드 회로(1)는 단일 광다이오드(PD)를 포함하고 출력(4)을 구비한다. 광다이오드(PD)는 입사하는 광을, 이 광을 상기 단일 광다이오드(PD)에 노출시키는 것에 의해 결정된 광전류(Iph)로 변환한다. 프런트-엔드 회로(1)는 광수용체 회로(5)와, 상기 단일 광다이오드(PD)가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호를 생성하는 이득 스테이지(6)를 더 포함한다. 광수용체 신호는 과도상태 검출기 회로(2)와 노출 측정 회로(3)에 모두 사용되기 위하여 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에 전달된다.
과도상태 검출기 회로(2)는 프런트-엔드 회로 출력(4)에 전달된 광수용체 신호의 변화를 검출하도록 구성된다. 과도상태 검출기 회로(2)는 광수용체 신호의 변화를 연속적으로 모니터링하고, 광수용체 신호의 증분(fractional increase) 또는 감분이 조절가능한 스레스홀드값을 초과하는 것을 식별하는 신호로 응답한다.
노출 측정 회로(3)는 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에 전달되는 광수용체 신호를 측정하도록 구성된다. 노출을 측정하는 사이클은 과도상태 검출기 회로(2)가 광수용체 신호의 변화를 검출한 경우 개시되지만, 이 노출을 측정하는 사이클은 변화를 검출하는 것과는 독립적으로 외부에서 인가되는 제어 신호를 통해 개시될 수도 있다.
과도상태 검출기 회로
US 7,728,269는 본 발명의 일부 실시예에 사용될 수 있는 과도상태 검출기 회로를 개시한다. 이러한 과도상태 검출기 회로의 원리는 아래에 설명된다.
광수용체 신호의 변화를 검출하는 과도상태 검출기 회로(2)의 간략화된 다이아그램이 도 2에 도시된다. 과도상태 검출기 회로(2)의 입력(20)에서 입력 신호(Vfront)는 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에서 광수용체 신호(Vfront)이다. 과도상태 검출기 회로(2)는 제1 커패시터(C1)를 포함한다. 상기 제1 커패시터(C1)의 단자들 중 하나의 단자는 과도상태 검출기 회로(2)의 입력(20)에 연결되고, 즉 이 하나의 단자는 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에 연결된다. 제1 커패시터(C1)의 다른 단자는 증폭기(A1), 제2 커패시터(C2) 및 리셋 스위치(SRS)에 연결되고, 상기 증폭기(A1), 제2 커패시터(C2) 및 리셋 스위치(SRS)는 병렬로 배열되고, 일 단부에서 제1 커패시터(C1)에 연결되고, 타 단부에서 공통 노드(Diff)에 연결된다. 커패시턴스와 이득은 자가 타이밍(self-timed), 자가 밸런싱(self-balancing) 스위칭-커패시터 증폭기를 한정하도록 선택된다. 2개의 전압 비교기(7, 8)는 공통 노드(Diff)에서 전압(VDiff)의 상향 변화와 하향 변화를 각각 검출한다. 전압 비교기(7, 8)는, 그 입력에서 공통 노드(Diff)를 구비하고, 그 출력은 논리 회로(9)에 연결된다.
광수용체 신호의 변화는 용량성으로 결합된 반전 증폭기(A1)에 의해 증폭되고, 노드(Diff)에서 한정된 전압 레벨(리셋 이벤트 후 동작점)과의 편차로 나타난다. 공통 노드(Diff)에서 신호가 특정 조절가능한 스레스홀드값 레벨과 교차하는 경우, 이 이벤트는 논리 회로(9)에 신호를 송신하는 2개의 전압 비교기(7, 8) 중 하나의 전압 비교기에 의해 검출되고, 요청 신호(변화 검출 방향에 따라 Vreq,rel+ 또는 Vreq,rel-)가 논리 회로(9)에 의해 활성화된다.
요청 신호(Vreq,rel+ 또는 Vreq,rel-)를 수신하고, 연관된 픽셀 데이터(아래 참조)를 검출하면, 외부 데이터 수신기(미도시)는 수신확인 신호(Vack,rel)를 되송신하고 이 수신확인 신호는 논리 블록(9)에 의해 리셋 신호(RST)로 변화된다. 리셋 신호(RST)는 리셋 스위치(SRS)를 제어하고, 이러한 활성화는 리셋 스위치(SRS)를 폐쇄한다. 따라서, 증폭기(A1)의 입력 노드는 그 출력으로 단락(short-circuited)되고, 증폭기(A1)의 동작점은 리셋된다. 이후 요청 신호는 비활성화되고, 이 회로는 새로운 변화 이벤트를 검출할 준비를 한다.
요청 신호(Vreq,rel+ 또는 Vreq,rel-)는 또한 노출 측정 회로(3)에 송신되어 절대적 노출 측정을 개시하는 제어 신호(Vres,abs)를 생성하는데 사용되고, 이에 의해 이 측정은, 과도상태 회로 검출기(2)에 의해 신호되는 픽셀 조도의 변화 이전의 검출에 조건적이게 된다. 대안적으로, 전체 (1차원 또는 2차원) 픽셀 어레이는 외부에서 인가되는 제어 신호에 의해 모든 픽셀에서 동시에 노출 측정을 실행하도록 개시될 수 있다.
요청 신호(Vreq,rel+ 및 Vreq,rel-)는 데이터 패킷의 전송을 개시하고 제어하는 버스 아비터(bus arbiter)(미도시)에 송신된다. 이런 방식으로 광다이오드 조명의 변화가 검출되고, 그 결과, 각 픽셀의 어레이 어드레스는 비동기 데이터 버스(미도시)를 통해 낮은 레이턴시로 전송되어, 이에 의해 변화가 검출된 공간 좌표와 (고유하게) 시간 좌표를 신호한다. 각 이벤트에서 변화 방향(증가 또는 감소)은 2개의 비교기 중 어느 비교기가 이벤트를 검출하는지에 의해 결정된다.
도 3은 단일 용량성으로 결합된 반전 증폭기 대신에 2-스테이지 증폭기를 사용하여 최대 시간적 콘트라스트 감도를 달성할 수 있는 과도상태 검출기 회로(2)의 개선을 도시한다. 이러한 구조는 C. Posch, D. Matolin과 R. Wohlgenannt의 논문 "A Two-Stage Capacitive-Feedback Differencing Amplifier for Temporal Contrast IR Sensors"(Analog Integrated Circuits and Signal Processing Journal, vol. 64, no. 1, pp. 45-54, 2010)에 개시되어 있다.
서브-스레스홀드값 구역에서 동작하고 팔로워 버퍼(ASF)에 의해 분리된 용량성 피드백을 갖는 싱글 엔드형 반전 공통-소스 스테이지의 2-스테이지 토폴로지에 의해 (아래에 설명된 바와 같이) 단위 면적당 증폭기 이득이 상당히 증가하고 전하 주입 잡음이 감소하여, 과도상태 검출기 회로의 시간적 콘트라스트 감도를 개선시킬 수 있다.
제1 스테이지는 단자 중 하나의 단자에 의해 과도상태 검출기 회로(2)의 입력(20)에 연결된 제1 커패시터(C1)를 구비한다,
제1 커패시터(C1)의 다른 단자는 제1 증폭기(A1), 제2 커패시터(C2) 및 제1 리셋 스위치(SRS1)에 연결되고, 상기 제1 증폭기(A1), 제2 커패시터(C2) 및 제1 리셋 스위치(SRS)는 병렬로 배열되고, 일 단부에서 제1 커패시터(C1)에 연결되고, 타 단부에서 제1 노드(Diff1)에 연결된다. 이에 따라 제2 커패시터(C2)는 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에서 광수용체 신호에 의해 충전된다.
팔로워 버퍼(ASF)는 2개의 스테이지를 분리시킨다. 이 팔로워 버퍼는 일 단부에서 제1 스테이지의 제1 노드(Diff1)에 연결되고, 타 단부에서 제2 스테이지에 속하는 제3 커패시터(C3)의 단자에 연결된다. 제3 커패시터(C3)의 다른 단자는 제2 증폭기(A2), 제4 커패시터(C4) 및 제2 리셋 스위치(SRS2)에 연결되고, 상기 제2 증폭기(A2), 제4 커패시터(C4) 및 제2 리셋 스위치(SRS2)는 병렬로 배열되고, 일 단부에서 제3 커패시터(C3)에 연결되고, 타 단부에서 제2 노드(Diff2)에 연결된다. 2개의 전압 비교기(7, 8)는 제2 노드(Diff2)를 통해 제2 스테이지에 연결된다. 2개의 전압 비교기(7, 8)는 제4 커패시터(C4) 상의 전압이 스레스홀드값 값을 초과하는 여부를 검출하도록 배열된 스레스홀드값 검출기이고, 만약 초과하는 경우, 신호가 제어 논리(9)에 송신되고, 요청 신호(변화 검출 방향에 따라 Vreq,rel+ 또는 Vreq,rel-)가 전술된 바와 같이 논리 회로(9)에 의해 활성화된다.
유사한 이득을 구비하는 두 증폭기 스테이지에서, 제1 리셋 스위치(SRS1)를 통해 제1 스테이지에 전하를 주입하는 것이 제2 리셋 스위치(SRS2)를 통해 제2 스테이지에 전하를 주입하는 것보다 제2 노드(Diff2)에서 증폭된 신호에 더 큰 영향을 미친다. 제1 리셋 스위치(SRS1)를 통해 전하를 주입하는 효과를 제거하기 위하여, 제1 스테이지로부터 충분히 후에 제2 스테이지가 턴온되는 것을 보장하는 것만으로 충분하다. 이것은 제1 리셋 스위치(SRS1)에 대해 제2 리셋 스위치(SRS2)의 스위칭을 적절히 지연시키는 것에 의해 달성된다.
리셋 제어 회로(RCC)가 제공되고, 이 리셋 제어 회로는, 논리 회로(9)로부터 리셋 신호(RST)를 수신하고, 제1 리셋 스위치(SRS1)를 제어하는 제1 리셋 신호(RST1)와, 제2 리셋 스위치(SRS2)를 제어하는 제2 리셋 신호(RST2)를 출력한다. 제1 리셋 신호와 제2 리셋 신호는 제1 리셋 스위치(SRS1)를 통해 전하를 주입하는 것을 제거하기 위하여 제어될 수 있다.
노출 측정
광다이오드가 광에 노출되는 것을 노출 측정 회로(3)가 측정하는 사이클은 과도상태 검출기 회로(2)가 광다이오드(PD)에 입사하는 광의 세기로부터 획득된 광수용체 신호의 변화를 검출하는 것에 의해 통상적으로 개시된다. 광다이오드(PD)가 광에 노출되는 것은 노출 측정 회로(3)의 방전 커패시터(Cs)를 가로지르는 전압이 적어도 기준 전압에 도달하는 시간을 결정하는 것에 의해 측정된다. 노출을 측정하는 사이클 전에, 노출 측정 회로(3)의 측정 커패시터(Cs)는 광수용체 신호에 대응하는 전압에 의해 충전된다.
노출 측정 회로 - 제1 실시예
도 4는 본 발명의 가능한 실시예에 따라 광수용체 신호를 측정하는 노출 측정 회로(3)의 일례의 간략화된 다이아그램을 도시한다. 노출 측정 회로(3)는, 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에 연결되고 광수용체 신호를 수신하는 입력(30)을 포함한다. 측정 커패시터(CS)는 제1 스위치(SS)에 의해 입력(30)에 연결된다. 단위-이득 버퍼(13)는 입력(30)에 제공될 수 있다. 제1 스위치(SS)는 입력(30)으로부터 측정 커패시터(Cs)를 연결하거나 분리하도록 구성되고, 이를 위해 측정 제어 신호(VEM)에 의해 제어된다. 광수용체 신호의 변화가 검출될 때 과도상태 검출기 회로(2)의 제어 논리(9)에 의해 송신된 제어 신호(Vres,abs)로부터 논리 블록(12)에 의해 측정 제어 신호(VEM)가 획득된다.
측정 커패시터(Cs)와 제1 스위치(SS)는 공통 노드(S)를 통해 연결된다. 측정 커패시터(Cs)의 다른 단자는 접지된다. 전류 소스(10)는 측정 커패시터(Cs)와 병렬로 연결되고, 제2 스위치(S2)와 직렬로 배열된다. 제2 스위치(S2)는 또한 측정 제어 신호(VEM)에 의해 제어되고, 측정 커패시터(Cs)의 방전을 제어하도록 구성된다. 제2 스위치(S2)가 통과 상태가 아닐 때(개방 상태), 전류 소스(10)의 분기는 개방되고, 따라서 측정 커패시터(CS)는 방전될 수 없다. 제2 스위치(S2)가 통과 상태일 때(폐쇄된 상태), 전류 소스(10)의 분기는 폐쇄되고, 따라서 측정 커패시터(CS)는 이 분기를 통해 방전될 수 있다. 제2 스위치(S2)는 접지에 연결되거나, 또는 제2 스위치는 임의의 전류 싱크(current sink)에 연결될 수 있다. 제1 스위치와 제2 스위치는 MOS 트랜지스터로 구현될 수 있다. 예시를 위하여, 제1 스위치(SS)와 제2 스위치(S2)는 모두 동시에 개방 상태에 도시되지만, 동작시 이들 스위치 중 단 하나의 스위치만이 개방되고, 다른 스위치는 폐쇄되는 것으로 이해된다. 이는 도 5의 스위치에도 적용된다.
노출 측정 회로(3)는, 측정 커패시터(Cs)의 단자들 중 하나의 단자에 연결된 신호 입력과, 기준 전압(Vref)에 연결된 기준 입력을 구비하는 전압 비교기(11)를 포함한다. 측정 비교기(11)에 연결된 측정 커패시터(Cs)의 단자는 공통 노드(S)이고, 이 공통 노드는 제1 스위치(SS)와 전류 소스(10)에 연결된다. 전압 비교기(11)의 출력은 논리 회로(12)에 공급된다. 논리 회로(12)는, 노출을 측정하는 사이클의 상태를 제어하고, 픽셀 신호와 그리하여 노출 측정 결과를 어드레스 인코더와 버스 아비터(미도시)로 (비동기적으로) 전송하는 역할을 한다.
노출을 측정하기 위하여, 측정 커패시터(Cs)와 전류 소스(10)가 연결된 공통 노드(S)에서 순시 전압(Vs)이 사용된다. 순시 전압(Vs)은 다음 수식으로 근사화될 수 있고;
Figure pct00001
여기서, Iph는 프런트-엔드 회로(1)의 광다이오드(PD)의 광전류의 세기이고, k1 및 k2는 상수 계수이다. 전압(VS)의 순시 값은 순시 광전류(Iph)와 로그 함수적으로(logarithmically) 관련되어 있어서, 전압(VS)을 측정하는 것에 의해 순시 광전류(Iph)를 재구성하여, 광다이오드(PD)의 광 노출 레벨을 획득할 수 있다.
상수 k1 및 k2는 불균일한 제조 공정 파라미터에 의해 변할 수 있는 개별 디바이스 파라미터에 의존할 뿐만 아니라 회로 구현의 상세구성에 의존한다. 그 결과, k1 및 k2는 어레이에 걸쳐 개별 픽셀 회로들에 대해 동일하지 않을 수 있다(소위 고정된 패턴 잡음(fixed pattern noise: FPN)을 초래할 수 있다). 바람직하게는, k1 및 k2 는 각 픽셀에 대해 개별적으로 결정되고, 노출을 측정한 결과에 대한 영향은 교정에 의해 제거된다. 이러한 교정은 예를 들어 픽셀 어레이의 균질한 광학적 자극에 기초하거나 또는 균일한 전기 신호 자극에 기초할 수 있다.
노출을 측정하는 사이클의 개시 전에, 제1 스위치(Ss)는 폐쇄되어, 이에 의해 공통 노드(S)는 노출 측정 회로(3)의 입력(30)에 연결된다. 공통 노드(S)에서의 전압(Vs)은 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에서의 전압(Vfront)을 추종(follow)한다. 측정 커패시터(Cs)의 단자들 사이의 전압은 또한 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에서의 전압(Vfront)을 추종하여, 그 결과 광다이오드(PD)가 광에 노출된 것에 의존한다.
과도상태 검출기 회로(2)가 상대적인 조명 변화가 검출된 후, 노출 측정 회로(3)는 측정 제어 신호(Vres,abs)를 수신하고 노출을 측정하는 사이클을 개시한다.
제어 신호(Vres,abs)의 활성화시, 제1 스위치(Ss)는 측정 제어 신호(VEM)에 의해 개방되어, 이에 의해 노출 측정 회로(3)의 입력(30)으로부터 측정 커패시터(Cs)를 분리시킨다. 이 순간에, 측정 커패시터(Cs)는 제1 스위치(SS)를 개방하기 전에 공통 노드 전압(VS)의 순시 값에 따라 충전된다. 제2 스위치(S2)는 동일한 측정 제어 신호(VEM)에 의해 동시에 폐쇄되거나, 또는 제2 스위치(S2)를 제어하는 다른 신호에 의해 잠시 후 폐쇄될 수 있다.
기준 전압(Vref)은 전압 비교기(11)의 기준 입력에 인가되고, 이 기준 전압(Vref)은 모든 경우에 관계 Vref < VS 가 보장되도록 선택된다. 전압 비교기(11)의 신호 입력은 VS에 연결된다. 제2 스위치(S2)를 폐쇄한 것으로 인해, 측정 커패시터(Cs)는 전류 소스(10)에 의해 제어된 상수 전류(Idec)에 의해 방전된다. 그리하여 측정 비교기(11)의 신호 입력에서 전압(VS)은 감소하고, 여기서 감소 율은 측정 커패시터(Cs)의 커패시턴스에, 및 전류 소스(10)에 의해 부과되는 상수 전류(Idec)의 세기에 의존한다.
측정 비교기(11)의 신호 입력에서 전압(VS)이 기준 전압(Vref)에 도달될 때, 측정 비교기(11)가 스위칭되는데, 즉 이 측정 비교기는 그 출력을 토글(toggle)시켜, 측정-종료 신호(Vreq,abs)가 논리 블록(12)에 의해 활성화된다. 제어 신호(Vres,abs)와 측정-종료 신호(Vreq,abs)의 활성 에지들 사이의 시간은 다음 수식 관계, 즉
Figure pct00002
에 따라 이 시간 동안 평균 절대적 픽셀 노출 측정을 인코딩하고, 여기서 Idec는 전류 소스(10)에 의해 부과되는 상수 전류의 세기를 나타내고, Cs는 측정 커패시터(Cs)의 커패시턴스이고, Iph는 광다이오드(PD)의 광전류의 세기이고, T는 전압(Vs)이 기준 전압(Vref)에 도달하는데 필요한 시간(또는 다시 말해 제어 신호(Vres,abs)와 측정-종료 신호(Vreq,abs)의 활성 에지들 사이의 시간)이다. 이 관계로부터 그리고 다음 수식, 즉
Figure pct00003
에 의해,
광다이오드(PD)의 광전류의 세기(Iph)와 그리하여 픽셀 광 노출이 결정될 수 있다.
변화 검출 이벤트로부터 획득된 요청 신호(Vreq,rel+ 및 Vreq,rel-)와 유사하게, 노출 측정 요청 신호(Vreq,abs)는 버스 아비터(미도시)로 송신되고, 이 버스 아비터는 데이터 패킷의 전송을 개시하고 제어한다. 이런 방식으로, 각 픽셀의 어레이 어드레스는 (비동기) 데이터 버스(미도시)를 통해 낮은 레이턴시로 전송되어, 측정-종료의 공간 좌표와 - 고유하게 - 시간 좌표를 신호하여, 순시 픽셀 그레이 레벨 값을 효과적으로 전송한다.
대안적으로, 제어 논리 회로(12)는 제어 신호(Vres,abs)와 노출 측정 요청 신호(Vreq,abs)의 활성화 사이의 시간을 직접 디지털화하는 디지털 카운터 디바이스를 포함할 수 있다. 이 경우에, 상기 전송된 데이터 패킷은, 픽셀 어레이 어드레스에 더하여, 카운터에 의해 디지털화된 측정된 그레이 레벨을 포함할 수 있다.
제어 논리 회로(12)에 의해 제어 측정 제어 신호(VEM)가 비활성화될 때, 제1 스위치(SS)는 폐쇄되고, 제2 스위치(S2)는 개방되어, 공통 노드(S)에서 전압(Vs)은 광전류 신호를 추적하는 것을 재개할 수 있다. 신호(VEM)의 비활성화는, 외부 수신확인 신호(Vack,abs)를 수신할 때, 제어 논리 회로(12)에 의해 수행된다. 새로운 노출을 측정하는 사이클은 과도상태 검출기 회로(2) 또는 외부 신호에 의해 개시되자마자 시작될 수 있다.
제1 스위치(Ss)를 개방하는 동안 커패시터(Cs)에 전하를 주입하는 것이 일어나 신호 전압(Vs)에 영향을 미치는 것으로 이해된다. 이 전하 주입을 최소화하기 위하여, 측정 커패시터는 충분히 높은 커패시턴스(Cs)를 구비하여야 하고, 더미 스위치(dummy switch)와 밸런싱된 트랜지스터 스위치 또는 바텀-플레이트(bottom-plate) 트랜지스터 스위치와 같은 보상 기술이 사용될 수 있다.
노출 측정 회로 - 제2 실시예
도 5는 본 발명의 다른 가능한 실시예에 따라 광수용체 신호를 측정하는 노출 측정 회로(3)의 일례의 간략화된 다이아그램을 도시한다. 이 실시예는, 측정 비교기(11)의 기준 입력이 기준 전압(Vref)에 직접 연결되는 것이 아니라 기준 스위치(Sref)에 연결된 것을 제외하고는, 도 4에 도시되고 전술된 실시예와 유사하다. 기준 스위치(Sref)는 측정 비교기(11)의 기준 입력을 제1 기준 전압(Vref,h) 또는 제2 기준 전압(Vref,l)에 연결하도록 동작가능하다. 제1 기준 전압(Vref,h)은 제2 기준 전압(Vref,l)보다 더 높다. 기준 스위치(Sref)는 논리 블록(12)에 의해 제어된다.
도 3에 도시된 실시예에서와 같이, 제어 신호(Vres,abs)의 수신시 논리 블록(12)에 의해 측정 제어 신호(VEM)가 활성화되는 것에 의해 제1 스위치(Ss)가 개방되어, 이에 의해 노출 측정 입력(30)으로부터 측정 커패시터(Cs)가 분리된다. 제어 신호(Vres,abs)가 활성화되는 것에 의해 논리 블록(12)이 또한 초기 상태(Z0)로 리셋되고, 논리 블록(12)을 통해, 기준 스위치(Sref)를 제어하여 제1 기준 전압(Vref,h)이 전압 비교기(11)의 기준 입력에 인가되도록 선택된다.
이전에 설명된 바와 같이, 제2 스위치(S2)는 폐쇄되고 측정 비교기(11)의 신호 입력에서 전압(VS)이 감소하고, 여기서 감소 율은 측정 커패시터(Cs)의 커패시턴스에, 및 전류 소스(10)에 의해 부과되는 상수 전류(Idec)의 세기에 의존한다. 전압(VS)이 제1 기준 전압(Vref,h)에 도달하면, 측정 비교기(11)는 스위칭되는데, 즉 이 측정 비교기는 그 출력을 토글시켜, 제1 측정-종료 신호(Vreq,absh)가 활성화된다. 논리 블록(12)은 다른 상태(Z1)로 변하고 기준 스위치(Sref)는 스위칭되어, 제2 기준 전압(Vref,l)이 전압 비교기(11)의 기준 입력에 인가되도록 선택된다. 측정 커패시터(Cs)의 방전은 계속되고, 시간(Tref) 후에 전압(Vs)은 제2 기준 전압(Vref,l)의 레벨에 도달하여, 제2 측정-종료 신호(Vreq,absl)가 활성화된다. 제2 측정-종료 신호(Vreq,absl)가 활성화되는 것에 의해, 논리 회로(12)는 아이들 상태(idle state)(Z2)로 변하고, 제1 스위치(SS)는 폐쇄되고, 제2 스위치(S2)는 개방되어, 전압(Vs)은 광전류 신호를 추적하는 것을 재개할 수 있다. 새로운 노출을 측정하는 사이클은 과도상태 검출기 회로(2) 또는 외부 신호에 의해 개시되자마자 시작될 수 있다.
광다이오드(PD)의 광 노출은, 방전 커패시터(CS)를 가로지르는 전압이 제1 기준 전압과 제2 기준 전압에 도달하는 시간에 대응하는 지속시간을 결정하고 비교하는 것에 의해 측정된다. 측정 사이클 동안, 상이한 값들 사이의 관계는 다음 수식과 같다:
Figure pct00004
제1 기준 전압(Vref,h)과 제2 기준 전압(Vref,l)은 어레이의 각 픽셀에 제공되는 외부 전압이다. 따라서, 전압 차이(Vref,h - Vref,l)는 어레이의 모든 픽셀에 대해 동일하다. 이전과 같이, 감소하는 전압(Vs)이 제1 기준 전압(Vref,h)에 도달하는 지속시간을 T라 하면, 다음 관계가 여전히 성립된다:
Figure pct00005
따라서,
Figure pct00006
전류 소스(10)에서 부과되는 전류(Idec)와 측정 커패시터의 커패시턴스(Cs)의 정확한 값들이 상쇄되어서, 추론될 수 있는 광전류(Iph)의 세기를 결정하는데 영향을 미치지 않는 것으로 이해된다. 세기(Idec)와 커패시턴스(Cs)는 픽셀마다 상이할 수 있고, 제조 공정 파라미터 변동에 의해 영향을 받기 쉬우므로, 이러한 값과 독립적으로, 광전류(Iph)의 세기를 결정하는데 보다 신뢰성이 있게 된다.
노출 측정 회로의 제1 실시예와 유사하게, 두 신호(Vreq,absh 및 Vreq,absl)는 버스 아비터(미도시)로 송신되고 이 버스 아비터는 데이터 패킷의 전송을 개시하고 제어한다. 이런 방식으로, 각 픽셀의 어레이 어드레스는 (비동기) 데이터 버스(미도시)를 통해 낮은 레이턴시로 전송되어, (노출 측정의 시작과 종료를 각각 나타내는) 제1 임계 전압과 제2 임계 전압과 교차점의 공간 좌표와 (고유하게) 시간 좌표를 신호하여, 순시 픽셀 그레이 레벨 값을 효과적으로 전송한다.
다시 노출 측정 회로의 제1 실시예와 유사하게, 제어 논리(12)는 신호(Vreq,absh)와 신호(Vreq,absl)(의 활성화) 사이의 시간을 직접 디지털화하는 디지털 카운터 디바이스를 포함할 수 있다. 이 경우에, 신호(Vreq,absl)만이 버스 아비터(미도시)로 송신되고 이 버스 아비터는 상기 디지털화의 결과와 함께 데이터 패킷의 전송을 개시하고 제어한다. 그리하여, 전송된 데이터 패킷은, 픽셀 어레이 어드레스에 더하여, 카운터에 의해 디지털화된 측정된 그레이 레벨을 포함할 수 있다.
대안적인 노출 측정 회로
도 10에 도시된 대안적인 실시예에서, 노출 측정 회로(3)는, 제어 신호(Vres,abs)의 과도상태 검출기 회로(2)에 의해 활성화되는 시간에 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)을 샘플링하는 샘플앤홀드 회로(sample-and-hold circuit)(100)로 구성된다. 샘플앤홀드 회로(100)의 출력(101)은 픽셀-외부 전압 아날로그-디지털 변환기(ADC)(102)에 연결된다. 픽셀 어레이마다 하나의 ADC(102)가 배열되거나 또는 픽셀 열마다 하나의 ADC(102)는 배열될 수 있다. ADC(102)의 출력(103)은 데이터 버스(미도시)에 연결된다.
이전의 실시예와 유사하게, 샘플앤홀드 회로(100)의 활성화는 과도상태 검출기 회로(2)로부터 오는 제어 신호(Vres,abs)에 의해 제어된다. 능동 제어 신호(Vres,abs)가 수신될 때, 프런트-엔드 회로의 출력(4)에서 순시 전압 레벨의 샘플 동작이 완료된 후, 샘플링된 전압은 아날로그-디지털 변환을 위해 출력(101)을 통해 ADC에 송신된다. 아날로그-디지털 변환을 완료한 후, 픽셀 어레이 어드레스와 함께 변환 결과는 버스 아비터(미도시)로 전송되고 이 버스 아비터는 데이터 패킷의 전송을 개시하고 제어한다. 이런 방식으로, 각 픽셀의 어레이 어드레스와 그 순시 그레이 레벨은 (비동기) 데이터 버스(미도시)를 통해 낮은 레이턴시로 전송된다.
광수용체 회로 - 종래 기술의 실시예
프런트-엔드 회로(1)의 광수용체 회로(5)는 예를 들어 도 6에 도시된 US 특허 7,728,269에 설명된 것일 수 있다. 이 회로는 단일 광다이오드(PD)가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호를 전달하는 출력(50)을 포함하고, 상기 광수용체 신호는 프런트 전압(Vfront)에 의해 구성된다. 이 회로는 드레인과 게이트를 구비하는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)를 더 포함하고, 상기 제1 광수용체(Mp1)의 게이트는 상기 출력(50)에 연결된다. 제2 광수용체 트랜지스터(Mp2)는 광다이오드(PD)에 연결된 게이트를 구비하고, 그 소스는 접지되는 반면(즉, 낮은 공급 전압에 연결되는 반면), 그 드레인은 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)의 소스에 연결되고, 이 제3 광수용체 트랜지스터의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,cas)에 의해 바이어스된다. 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)의 드레인은 출력(50)에 연결되고, 그리하여 또한 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 게이트에 연결된다. 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)의 드레인은 또한 제4 광수용체 트랜지스터(Mp4)의 드레인에 연결되고, 제4 광수용체 트랜지스터의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,pr)에 의해 바이어스되고, 제4 광수용체 트랜지스터의 소스는 높은 공급 전압(Vdd)에 연결된다. 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1), 제2 광수용체 트랜지스터(Mp2) 및 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)는 N-형 MOSFET인 반면, 제4 광수용체 트랜지스터(Mp4)는 P-형 MOSFET이다.
출력 전압(Vfront)은 광전류(Iph)와 로그 함수 관계를 도시한다:
Figure pct00007
여기서,
- nMp1은 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 서브-스레스홀드값 기울기 계수이고,
- Vt는 열 전압(thermal voltage)이고,
- LMp1은 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 채널 길이이고,
- WMp1은 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 채널 폭이고,
- I0,Mp1은 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 서브-스레스홀드값 포화 전류이고,
- VD는 광다이오드(PD) 양단의 역 전압이다.
광전류(Iph)가 제1 값(Iph1)으로부터 제2 값(Iph2)으로 변하면 출력 전압(Vfront)이 다음 수식에 따라 ΔVfront만큼 변한다:
Figure pct00008
출력(50)을, 트랜지스터(Mp2, Mp3 및 Mp4)로 구성된 증폭기의 입력으로 피드백하는 것으로 인해, 광수용체 소자의 대역폭은 비-피드백 로그 함수 광수용체 회로에 비해 상당히 증가된다. 절반 전력점(half power point)에 대응하는 3-dB 주파수는 대략 다음 수식으로 계산된다:
Figure pct00009
여기서,
- CMp1,a는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 소스와, 제2, 제3 및 제4 광수용체 트랜지스터(Mp2, Mp3 및 Mp4)로 구성된 증폭기의 출력(이는 광수용체 회로(5)의 출력(50)이기도 하다) 사이의 커패시턴스이고,
- CD는 광다이오드(PD)의 접합 커패시턴스이고,
- Vt는 열 전압이고,
- ν는 제2, 제3 및 제4 광수용체 트랜지스터(Mp2, Mp3 및 Mp4)로 구성된 증폭기의 작은 신호 이득이다.
커패시턴스(CMp1,a)는, 그 채널 폭에 비례하는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 게이트-소스 오버랩 커패시턴스에 주로 의존하는 것으로 이해된다. 작은 신호 이득(ν)이 통상 큰 값인 경우, 피드백 없는 구성에 비해 회로의 3dB 주파수는 더 이상 광다이오드(PD)의 커패시턴스에 의해 지배되지 않고, 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 훨씬 더 작은 게이트-소스 오버랩 커패시턴스에 의해 지배된다.
개선된 광수용체 회로
도 7은 이득과 대역폭에 대해 상당한 개선을 나타내는 다른 회로를 도시한다. 개선된 회로는 또한 대역폭을 개선시키기 위해 피드백을 갖는 로그 함수의 연속적인-시간의 광수용체 회로이지만, 도 6의 광수용체 회로에 비해, 추가적인 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)가 광다이오드(PD)와 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1) 사이에 배열된다.
따라서, 도 7의 개선된 광수용체 회로(5)는, 상기 단일 광다이오드가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호를 전달하는 출력(50)을 포함하고, 상기 광수용체 신호는 전압(Vfront)으로 구성된다. 이 회로는 드레인과 게이트를 구비하는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)를 포함하고, 상기 제1 광수용체(Mp1)의 게이트는 상기 출력(50)에 연결된다. 이 회로는 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)를 더 포함하고, 상기 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 소스는 단일 광다이오드(PD)에 연결되고, 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,d)에 의해 바이어스된다. 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)와 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)는 공통 소스를 구비한다.
다른 광수용체 트랜지스터는 증폭기를 구성하는 도 6의 회로와 유사한 방식으로 배열된다. 제2 광수용체 트랜지스터(Mp2)는 광다이오드(PD)에 연결된 게이트와, 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 드레인을 구비한다. 그 소스는 접지된 반면(즉, 낮은 공급 전압에 연결된 반면), 그 드레인은 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)의 소스에 연결되고, 제3 광소용기 트랜지스터의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,cas)에 의해 바이어스된다. 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)의 드레인은 출력(50)에 연결되고, 또한 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 게이트에도 연결된다. 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)의 드레인은 또한 제4 광수용체 트랜지스터(Mp4)의 드레인에 연결되고, 제4 광수용체 트랜지스터의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,pr)에 의해 바이어스되고, 그 소스는 높은 공급 전압(Vdd)에 연결된다. 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1), 제2 광수용체 트랜지스터(Mp2) 및 제3 광수용체 트랜지스터(Mp3)는 N-형 MOSFET인 반면, 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)와 제4 광수용체 트랜지스터(Mp4)는 P-형 MOSFET이다.
이득 증가에 있어서, 도 6의 회로의 출력 전압(Vfront)은 여전히 광전류 세기(Iph)에 로그 함수적으로 의존한다:
Figure pct00010
여기서,
- nMp5는 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 서브-스레스홀드값 기울기 계수이고,
- LMp5는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 채널 길이이고,
- WMp5는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 채널 폭이고,
- I0,Mp5는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 서브-스레스홀드값 포화 전류이고,
- Vbias,d는 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 게이트에 인가되는 바이어스 전압이다.
광전류(Iph)가 제1 값(Iph1)으로부터 제2 값(Iph2)으로 변하면, 출력 전압(Vfront)이 다음 수식에 따라 ΔVfront만큼 변한다:
Figure pct00011
nMp1
Figure pct00012
nMp5이라고 가정하면, 이 수식은 다음 수식으로 간략화될 수 있다:
Figure pct00013
따라서, 이 이득은 도 6의 광수용체 회로에 비해 배가된다.
광전류(Iph)의 세기의 특정 변화(ΔIph)에 응답하여 결과적인 전압 변화가 배가된 이득만큼 증가되기 때문에, 도 7의 광수용체 회로에 의해 달성되는 증가된 이득에 의해, 광전류(Iph)의 더 작은 전류 세기 변화(ΔIph)를 검출할 수 있다. 나아가, 결과적인 전압 변화가 과도상태 검출기 회로(3)의 스위칭-커패시터 차동 증폭기와 같은 후속 증폭기(following amplifier)의 입력 전에 증가되므로, 이러한 후속 증폭기의 이득은 동일한 전체 시간적 콘트라스트(즉, 상대적 변화) 감도를 달성하면서 더 작아질 수 있어서, CMOS 디바이스 사이즈, 특히 스위칭된-커패시터 증폭기의 커패시터 사이즈를 상당히 감소시킬 수 있다.
대역폭에 있어서, 절반 전력점에 대응하는 3-dB 주파수는 대략 다음 수식으로 계산된다:
Figure pct00014
여기서, CMp5,DS는 제5 트랜지스터(Mp5)의 드레인-소스 결합 커패시턴스이다. 일반적으로, 이 커패시턴스는, 도 6의 회로에서 3-dB 주파수를 결정하는데 사용되는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 게이트-소스 오버랩 커패시턴스(CMp1)보다 상당히 더 작다. 그리하여 이 대역폭은 비율(CMp5,DS/CMp1)만큼 증가된다.
광수용체 회로(5)의 증가된 대역폭으로 인해, 과도상태 검출기 회로(2)의 응답 지연은 상당히 감소되고, 픽셀 회로와 그리하여 센서 디바이스의 시간적 해상도가 개선된다.
대안적으로, 제5 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,d)에 의해 구동되는 대신 그 소스에 연결될 수 있다. 그러나, 이러한 구성에서 전압 이득은 여전히 배가되지만, 대역폭의 증가는 없다.
이득 스테이지
도 8은 종래의 팔로워 버퍼 대신에 광수용체 회로(5)의 출력에서 신호(Vfront)를 증폭하는 전치-증폭기 이득 스테이지(6)의 일례의 간략화된 다이아그램을 도시한다.
전치-증폭기 이득 스테이지(6)는, 광수용체 회로(5)의 출력에 연결되고 광수용체 신호(Vfront)를 수신하는 입력과, 과도상태 검출기 회로(2)의 입력과 노출 측정 회로(3)의 입력에 모두 연결되고, 증폭된 광수용체 신호(Vamp)를 전달하는 출력을 포함한다. 전치-증폭기 이득 스테이지(6)는 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)를 포함한다. 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 게이트는 이득 스테이지의 입력에 연결되는데, 즉 광수용체 회로(5)의 출력에 연결된다. 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 소스는 기준 바이어스 전압(Vbias,ref)에 연결되고, 상기 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 드레인은 이득 스테이지의 출력에 연결된다. 제1 이득 트랜지스터(Mg1)는 N-채널 유형 MOS 트랜지스터이다.
전치-증폭기 이득 스테이지(6)는 또한 직렬로 연결된 복수의 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)를 더 포함하고, 이들 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk) 각각은 드레인, 소스 및 게이트를 구비하고, 직렬로 연결된 이들 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)(다이오드-연결된 트랜지스터) 각각은 그 게이트에 연결된 드레인을 구비한다. 직렬로 연결된 이득 트랜지스터들 중 하나의 이득 트랜지스터는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 드레인에 연결된 드레인을 구비하고 Mg2로 언급된다. 따라서, 이 이득 트랜지스터(Mg2)는 이득 스테이지(6)의 출력에 연결된 게이트를 구비한다. 직렬로 연결된 이득 트랜지스터들은 P-채널 유형 MOS 트랜지스터이다.
설명된 이득 스테이지(6)는 공통-소스 증폭기이고, 제1 이득 트랜지스터(Mg1)는 N-MOS 입력 트랜지스터이고, 다이오드-연결된 P-MOS 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)의 시리즈는 부하이다. 다이오드-연결된 부하를 갖는 이러한 구조는 크기에 크게 의존하지 않는 이득을 구비하여, 크기-관련된 미스매치 영향이 감소되어, 픽셀 어레이의 고정된-패턴 잡음(FPN) 성능을 개선시킨다.
직렬로 연결된 적어도 2개의 다이오드-연결된 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)가 있는데, 즉 k=3이다. 바람직하게는, 더 많은 다이오드-연결된 이득 트랜지스터들이 직렬로 배열된다. 바람직한 실시예에서, 3개 또는 4개의 다이오드-연결된 이득 트랜지스터들이 직렬로 연결된다. 직렬로 배열되는 이러한 다이오드-연결된 이득 트랜지스터의 최대 개수는 입력 전압 스윙(voltage swing)에 의해, 즉 입력 전압(Vfront)의 예상된 상부 레벨에 의해 결정되어서, 다이오드-연결된 트랜지스터(Mg2 내지 Mgk)의 시리즈에 걸친 게이트-소스 전압은 결과적인 출력 전압(Vamp)에 의해 제한되지 않는다.
이득 스테이지 회로(6)가 서브-스레스홀드값 구역에서 동작되고, 직렬로 연결된 다이오드-연결된 이득 트랜지스터(Mg2 내지 Mgk)에 대한 크기가 동일하다고 가정하면, 출력 전압(Vamp)은 다음 수식으로 계산된다:
Figure pct00015
여기서,
- VDD는 높은 공급 전압이고,
- nMg1 및 nMg2는 이득 트랜지스터(Mg1 및 Mg2)들 각각의 서브-스레스홀드값 기울기 계수이고,
- Vt는 열 전압이고,
- LMg1 및 LMg2는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)와 제2 이득 트랜지스터(Mg2) 각각의 채널 길이이고,
- WMg1 및 WMg2는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)와 제2 이득 트랜지스터(Mg2) 각각의 채널 폭이고,
- I0,Mg1 및 I0,Mg2는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)와 제2 이득 트랜지스터(Mg2) 각각의 서브-스레스홀드값 포화 전류이다.
입력 전압의 변화(ΔVfront)는 다음 수식의 출력 전압의 변화(ΔVamp)를 초래한다:
Figure pct00016
이득 스테이지(6)에 의해 제공되는 이득에 의해, 광전류(Iph)의 세기의 특정 변화(ΔIph)에 응답하여, 결과적인 전압 변화가 (k-1)배 이득만큼 증가되기 때문에 광전류(Iph)의 더 작은 전류 세기 변화(ΔIph)를 검출할 수 있다. 나아가, 결과적인 전압 변화가 과도상태 검출기 회로(3)의 스위칭된-커패시터 차동 증폭기와 같은 후속 증폭기의 입력 전에 증가되기 때문에, 이러한 후속 증폭기의 이득은 동일한 전체 콘트라스트 감도를 달성하면서 더 작아질 수 있어서, CMOS 디바이스 사이즈, 특히 스위칭된-커패시터 증폭기의 커패시터 사이즈를 상당히 감소시킬 수 있다.
도 6 또는 도 7에 도시된 바와 같이 광수용체 회로(5)의 출력(50)에 연결된 도 8에 따른 이득 스테이지(6)를 사용하여, 광전류에-의존하는 대역폭 제한이 달성될 수 있다. 이득 스테이지는 그 대역폭을 자가 조절하는 것에 의해 자동적으로 광전류를-제어하여 잡음을 감소시킨다. 절반 전력점에 대응하는 3 dB 주파수는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)를 통해 흐르는 전류(IMg1)에 비례한다:
Figure pct00017
여기서, 제1 이득 트랜지스터(Mg1)를 통한 전류(IMg1)는 전압 차이(Vfront - Vbias,ref)에 좌우된다. 제1 이득 트랜지스터(Mg1)가 서브-스레스홀드값 구역에서 동작되는 것에 의해, 3 dB 주파수는 다음 수식에 비례한다:
Figure pct00018
도 6 및 도 7에서와 같이 광수용체 회로(5)의 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)와 이득 스테이지(6)의 제1 이득 트랜지스터(Mg1)가 동일한 사이즈의 트랜지스터인 경우, 그리고 바이어스 기준 전압(Vbias,ref)이 광다이오드(PD) 양단의 역 전압(VD)과 동일한 경우, 이에 따라 3 dB 주파수는 광전류(Iph)에 비례하게 된다:
Figure pct00019
광다이오드(PD) 양단의 역 전압(VD)이 광전류(Iph)에 대략 독립적이므로, 바이어스 기준 전압(Vbias,ref)은 도 6 또는 도 7의 광수용체 회로와 같은 광수용체 회로에서 커버된 광다이오드를 갖는 더미 회로를 사용하여 어레이에 있는 모든 픽셀에 대해 전체적으로 획득될 수 있고, 여기서 이러한 광수용체 회로의 출력 전압은 바이어스 기준 전압(Vbias,ref)으로 사용된다.
이득 스테이지 회로(6)는 종래의 소스 팔로워를 대체하여, 후속 회로, 즉 과도상태 검출기 회로(2)와 노출 측정 회로(3)로부터 민감한 프런트-엔드 회로(1)를 효과적으로 분리할 수 있고, 광전류에-의존하는 대역폭 제어와 추가적인 신호 증폭을 달성할 수 있다.
도 9는 전술된 바와 같이 본 발명의 가능한 실시예에 따른 복수의 픽셀 회로(91)를 포함하는 이미지 센서(90)를 도시한다. 도시된 픽셀 회로(91)는 어레이로 배열된다.

Claims (15)

  1. 픽셀 회로로서,
    - 단일 광다이오드(PD)를 포함하고 출력(4)을 구비하는 프런트-엔드 회로(front-end circuit)(1)로서, 상기 프런트-엔드 회로(1)는 상기 단일 광다이오드(PD)가 광에 노출된 것으로부터 획득된 광수용체 신호(photoreceptor signal)를 상기 출력에 전달하도록 구성된, 상기 프런트-엔드 회로(1);
    - 상기 출력(4)에 전달된 상기 광수용체 신호의 변화를 검출하도록 구성된 과도상태 검출기 회로(transient detector circuit)(2); 및
    - 상기 과도상태 검출기 회로(2)가 상기 광수용체 신호의 변화를 검출할 때, 상기 출력(4)에 전달된 상기 광수용체 신호를 측정하도록 구성된 노출 측정 회로(3)를 포함하는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 노출 측정 회로(3)는,
    - 상기 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에 연결되고 상기 광수용체 신호를 수신하는 입력(30),
    - 제1 스위치(Ss)에 의해 상기 입력에 연결된 커패시터(Cs)로서, 상기 제1 스위치(Ss)는 상기 입력으로부터 상기 커패시터(Cs)를 분리하도록 구성된, 상기 커패시터(Cs), 및
    - 상기 커패시터(Cs)에 병렬로 연결되고 제2 스위치(S2)에 직렬로 연결된 소스 전류(source current)(10)를 포함하고, 상기 제2 스위치(S2)는 상기 커패시터(Cs)의 방전을 제어하도록 구성된 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 노출 측정 회로(3)는 상기 커패시터(Cs)의 단자 중 하나의 단자에 연결된 신호 입력과, 기준 전압(Vref)에 연결된 기준 입력을 구비하는 전압 비교기(11)를 포함하는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  4. 청구항 2에 있어서, 상기 전압 비교기(11)는,
    - 상기 커패시터(Cs)의 단자 중 하나의 단자에 연결된 신호 입력과,
    - 기준 스위치(Sref)에 연결된 기준 입력을 구비하고, 상기 기준 스위치는 상기 기준 입력을 적어도 2개의 기준 전압(Vref,h, Vref,l)에 선택적으로 연결하도록 구성된 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  5. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서, 상기 과도상태 검출기 회로(2)는,
    - 팔로워 버퍼(follower buffer)에 의해 분리된 용량성 피드백을 갖는 2개의 싱글 엔드형(single-ended) 반전 공통-소스 스테이지를 구비하는 증폭기로서, 상기 광수용체 신호에 의해 커패시터(C2)가 충전되는, 상기 증폭기, 및
    - 다른 커패시터(C4) 상의 전압이 스레스홀드값을 초과하는 여부를 검출하도록 배열된 적어도 하나의 스레스홀드값 검출기(7, 8)를 포함하는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  6. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서, 상기 프런트-엔드 회로(1)는 상기 단일 다이오드(PD)에 연결된 광수용체 회로(5)를 포함하고, 상기 광수용체 회로(5)는,
    - 상기 단일 광다이오드(PD)가 광에 노출된 것으로부터 획득된 상기 광수용체 신호를 전달하는 출력(50),
    - 드레인과 게이트를 구비하는 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)로서, 상기 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1)의 게이트는 상기 출력(50)에 연결되는, 상기 제1 광수용체 트랜지스터(Mp1), 및
    - 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 추가적인 광수용체 트랜지스터(Mp5)를 포함하고, 상기 추가적인 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 소스는 상기 단일 광다이오드(PD)에 연결되고,
    상기 제1 광수용체 트랜지스터와 추가적인 광수용체 트랜지스터는 공통 소스를 구비하는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  7. 청구항 5에 있어서, 추가적인 광수용체 트랜지스터(Mp5)의 게이트는 바이어스 전압(Vbias,d)에 의해 바이어스되거나 또는 상기 제1 광수용체 트랜지스터와 추가적인 광수용체 트랜지스터의 공통 소스에 연결되는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  8. 청구항 1 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 있어서, 상기 프런트-엔드 회로(1)는 상기 프런트-엔드 회로(1)의 출력(4)에 전달된 상기 광수용체 신호를 증폭하는 이득 스테이지(6)를 더 포함하고, 상기 이득 스테이지(6)는,
    - 광수용체 회로(5)의 출력에 연결된 입력,
    - 출력,
    - 드레인, 소스 및 게이트를 구비하는 제1 이득 트랜지스터(Mg1)로서, 상기 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 게이트는 상기 이득 스테이지의 입력에 연결되고, 상기 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 소스는 바이어스 전압(Vbias,ref)에 연결되고, 상기 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 드레인은 상기 이득 스테이지(6)의 출력에 연결된, 상기 제1 이득 트랜지스터(Mg1), 및
    - 직렬로 연결된 복수의 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)를 포함하고, 상기 직렬로 연결된 각 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)는 드레인, 소스 및 게이트를 구비하고, 상기 직렬로 연결된 각 이득 트랜지스터(Mg2, Mgk)는 그 자신의 게이트에 연결된 그 자신의 드레인을 구비하고, 직렬로 연결된 상기 복수의 이득 트랜지스터 중 하나의 이득 트랜지스터(Mg2)는 상기 제1 이득 트랜지스터(Mg1)의 드레인에 연결된 그 자신의 드레인을 구비하는 것을 특징으로 하는 픽셀 회로.
  9. 청구항 1 내지 청구항 8 중 어느 한 항에 따른 복수의 픽셀 회로를 포함하는 이미지 센서.
  10. 청구항 1 내지 청구항 8 중 어느 한 항에 따른 픽셀 회로를 동작시키는 방법으로서,
    광다이오드(PD)가 광에 노출되는 것을 상기 노출 측정 회로(3)가 측정하는 사이클은, 상기 과도상태 검출기 회로(2)가 상기 광다이오드(PD)에 입사하는 광의 세기로부터 획득된 광수용체 신호의 변화를 검출하는 것에 의해 개시되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 청구항 1 내지 청구항 8 중 어느 한 항에 따른 픽셀 회로를 동작시키는 방법으로서,
    광다이오드(PD)가 광에 노출되는 것을 상기 노출 측정 회로(3)가 측정하는 사이클은, 상기 광다이오드(PD)에 입사하는 광의 세기로부터 획득된 상기 광수용체 신호를 임의 검출하는 것과는 독립적인, 외부에서 인가되는 제어 신호를 통해서도 개시될 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 청구항 10 또는 청구항 11에 있어서, 상기 광다이오드(PD)가 광에 노출되는 것은, 상기 노출 측정 회로(3)의 방전 커패시터(Cs)를 가로지르는 전압이 적어도 하나의 기준 전압(Vref, Vref,h, Vref,l)에 도달하는 시간을 결정하는 것에 의해 측정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 청구항 12에 있어서, 제1 기준 전압(Vref,h)과 제2 기준 전압(Vref,l)이 있고, 상기 제1 기준 전압(Vref,h)은 상기 제2 기준 전압(Vref,l)보다 더 높고, 상기 광다이오드(PD)가 광에 노출되는 것은.
    - 상기 노출 측정 회로(3)의 방전 커패시터(Cs)를 가로지르는 전압이 상기 제1 기준 전압(Vref,h)에 도달하는 시간에 대응하는 제1 지속시간, 및
    - 상기 노출 측정 회로(3)의 상기 방전 커패시터(Cs)를 가로지르는 전압이 상기 제2 기준 전압(Vref,l)에 도달하는 시간에 대응하는 제2 지속시간
    을 결정하고 비교하는 것에 의해 측정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 청구항 12 또는 청구항 13에 있어서, 상기 노출을 측정하는 사이클 전에, 상기 노출 측정 회로(3)의 상기 커패시터(Cs)는 상기 광수용체 신호에 대응하는 전압에 의해 충전되는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 청구항 10 내지 청구항 14 중 어느 한 항에 있어서, 상기 노출 측정 회로(3)는,
    - 상기 프런트-엔드 회로(1)의 출력에 연결되고 상기 광수용체 신호를 수신하는 입력,
    - 제1 스위치(Ss)에 의해 상기 입력에 연결된 커패시터(Cs)로서, 상기 제1 스위치는 상기 입력으로부터 상기 커패시터(Cs)를 분리시키도록 구성된, 상기 커패시터(Cs),
    - 상기 커패시터(Cs)에 병렬로 연결되고, 제2 스위치(S2)와 직렬로 연결된 소스 전류(10)를 포함하고, 상기 제2 스위치(S2)는 상기 커패시터(Cs)의 방전을 제어하도록 구성되고,
    상기 노출을 측정하는 사이클은, 적어도 다음 단계:
    - 제1 스위치(Ss)를 개방하여 상기 측정 노출 회로(3)의 입력으로부터 상기 측정 커패시터(Cs)를 분리하는 단계,
    - 상기 제2 스위치(S2)를 폐쇄하여 상기 커패시터(CS)의 방전을 허용하는 단계,
    - 적어도 하나의 기준 전압(Vref, Vref,h, Vref,l)에 도달하기 까지의 상기 방전 커패시터(Cs)에 대한 상기 노출의 시간을 결정하는 단계, 및
    - 상기 커패시터(Cs)의 결정된 방전 시간으로부터 상기 광다이오드(PD)가 광에 노출되는 것을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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