KR20140117596A - 무선 전력 전송 시스템 - Google Patents

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헌터 우
카일리 실리
아론 길크리스트
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유타 스테이트 유니버시티
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Abstract

시스템은 스위칭부, LCL 동조 회로, 및 일차 수신기 패드와 함께 LCL 부하 공진 컨버터를 포함하는 유도 전력 전송 시스템의 제1 스테이지를 포함한다. 상기 IPT 시스템은 이차 수신기 패드, 이차 공진 회로, 이차 정류 회로, 및 이차 디커플링 컨버터를 포함하는 제2 스테이지를 포함한다. 상기 이차 수신기 패드는 상기 이차 공진 회로에 연결한다. 상기 공진 회로는 상기 이차 정류 회로에 연결한다. 상기 이차 정류 회로는 상기 이차 디커플링 컨버터에 연결한다. 상기 제2 스테이지는 부하에 연결한다. 상기 부하는 에너지 저장 요소를 포함한다. 상기 제2 스테이지 및 부하는 차량에 설치되고, 상기 제1 스테이지는 고정된 위치에 설치된다. 상기 차량이 상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드를 배치할 때, 상기 일차 수신기 패드는 갭을 가로질러 상기 이차 수신기 패드에 전력을 무선으로 전송한다.

Description

무선 전력 전송 시스템{WIRELESS POWER TRANSFER SYSTEM}
본 발명은 무선 전력 전송 시스템의 제어, 보다 구체적으로는 차량 충전을 위한 유도 전력 전송(IPT; Inductive Power Transfer) 시스템에 관한 것이다.
유도 전력 전송을 위한 시스템은 유도 전력 전송(IPT) 시스템의 제1 스테이지(first stage)를 포함한다. 제1 스테이지는 스위칭부, LCL 동조 회로, 일차 수신기 패드, 및 일차 제어 장치와 함께 LCL 부하 공진 컨버터를 포함한다. 스위칭부는 스위칭부의 스위칭 주기 동안 양극성(positive polarity) 및 음극성(negative polarity)에서 DC 전압을 인가한다. 일차 수신기 패드는 LCD 동조 회로에 부하로서 연결되고, 일차 제어 장치는 스위칭부에서의 스위칭을 제어한다.
상기 시스템은 IPT 시스템의 제2 스테이지(second stage)를 포함하고, 상기 제2 스테이지는 이차 수신기 패드, 이차 공진 회로, 이차 정류 회로, 이차 디커플링 컨버터, 및 이차 디커플링 제어 장치를 포함한다. 이차 수신기 패드는 이차 공진 회로에 연결하고, 이차 공진 회로는 이차 정류 회로에 연결한다. 이차 정류 회로는 이차 디커플링 컨버터에 연결하고, 이차 디커플링 제어 장치는 이차 디커플링 컨버터에서의 스위칭을 제어한다. 상기 시스템은 IPT 시스템에 연결되는 부하를 포함한다. 상기 부하는 제2 스테이지의 출력에 연결하고, 상기 부하는 적어도 하나의 에너지 저장 요소를 포함한다. 제2 스테이지 및 부하는 차량에 설치되고, 제1 스테이지는 고정된 위치에 설치된다. 차량이 일차 수신기 패드에 대하여 이차 수신기 패드를 배치할 때, 일차 수신기 패드는 갭을 가로질러 이차 수신기 패드에 무선으로 전력을 전송한다.
일 실시예에서, 제1 스테이지의 스위칭부는 H 브릿지 스위칭 컨버터를 포함한다. 다른 실시예에서, H 브릿지 스위칭 컨버터는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT)를 포함한다. 다른 실시예에서, 일차 제어 장치는 스위칭부의 전도각(σ)을 제어한다. 다른 실시예에서, 일차 제어 장치는 대칭 전압 상쇄(SVC) 제어, 비대칭 전압 상쇄(AVC) 제어, 및/또는 비대칭 작동 주기(ADC) 제어를 사용하여 스위칭부를 제어한다. 다른 실시예에서, 듀얼 사이드 제어 알고리즘(dual side control algorithm)은 IPT 시스템의 효율을 극대화한다. 듀얼 사이드 제어 알고리즘은 제1 스테이지의 전도각을 제어하는 기준(reference) 및 효율을 극대화하기 위해 제2 스테이지의 작동 주기를 제어하는 기준을 조정한다.
일 실시예에서, 상기 시스템은 제1 스테이지에 제1 무선 통신 모듈을 포함하고, 제2 스테이지에 제2 무선 통신 모듈을 포함한다. 차량이 제1 스테이지의 무선 범위 내에 있을 때, 제1 무선 통신 모듈 및 제2 무선 통신 모듈은 무선으로 통신을 한다. 다른 실시예에서, 상기 시스템은 제1 스테이지에 정류부를 포함한다. 정류부는 교류(AC) 전력원(power source) 및 제1 스테이지의 스위칭부에 연결하고, 정류부는 AC 전력원으로부터 AC 전압을 정류한다. 정류부는 제1 스테이지의 스위칭부에 대한 DC 전압을 포함한다. 다른 실시예에서, 정류부는 제1 스테이지의 스위칭부에 의해 도출된 전류의 고조파 및 역률(power factor)을 보정하는 능동 역률 보정 스위치 전력 컨버터를 포함한다.
다른 실시예에서, 에너지 저장 요소는 차량에 설치되는 배터리를 포함한다. 상기 배터리는 차량의 전기 구동 시스템에 전력을 제공한다. 제2 섹션의 이차 디커플링 컨버터는 배터리에 충전을 위한 전력을 제공하고, 및/또는 전기 구동 시스템에 전력을 제공한다. 다른 실시예에서, 상기 시스템은 두 개 이상의 제1 전력단(power stage)을 포함한다. 각각의 제1 전력단은 차량이 정차하는 위치에 설치되고, 이차 수신기 패드가 차량이 위치하는 제1 스테이지의 일차 수신기 패드와 정렬되는 동안, 제1 전력단은 제2 스테이지에 전력을 무선으로 전송한다. 다른 실시예에서, 상기 시스템은 하나 이상의 정렬 센서를 포함하고, 상기 정렬 센서들은 이차 수신기 패드가 일차 수신기 패드와 정렬될 때를 표시하기 위해 일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드에 대하여 배치된다.
일 실시예에서, 일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드는, 일차 수신기 패드 또는 이차 수신기 패드에 직면해 있는 실질적인 평면(planar surface), 일차 수신기 패드 또는 이차 수신기 패드의 중심으로부터 반경 방향으로 연장하도록 배치되고, 평면에 실질적으로 평행하게 배치된 여러 개의 선형 자기 요소(linear magnetic element), 및 실질적인 평면과 실질적으로 평행이 되도록 복수의 선형 자기 요소에 원형 패턴으로 감긴 컨덕터를 포함한다. 상기 컨덕터는 여러 층(layer)으로 감기고, 각각의 층은 인접한 층 옆에 배치된다. 각 층은 실질적인 평면에 대해 수직인 방향으로 패드의 중심으로부터 반경 방향으로 연장하고, 각 컨덕터는 복수의 더 작은 컨덕터를 포함한다.
다른 실시예에서, 제2단은 90% 이상의 IPT 시스템의 효율로 5킬로와트(kW) 내지 200kW의 범위에서 부하에 전력을 전달한다. 다른 실시예에서, 제2단의 이차 디커플링 컨버터는 부스트 컨버터(boost converter)이고, 부스트 컨버터는 이차 공진 회로로부터의 입력 전압을 부하의 더 높은 출력 전압으로 전압을 올린다. 다른 실시예에서, 차량은 이차 수신기 패드가 일차 수신기 패드 위에 있고, 이차 수신기 패드의 중심이 일차 수신기 패드의 중심과 실질적으로 정렬되도록 일차 수신기 패드에 대하여 이차 수신기 패드를 정렬시킨다. 일차 수신기 패드의 중심과 이차 수신기 패드의 중심을 실질적으로 정렬시키는 것은 오정렬(misalignment) 제한 내에서의 오정렬의 양을 포함한다.
유도 전력 전송을 위한 다른 시스템은 IPT 시스템의 제1 스테이지를 포함한다. 제1 스테이지는 정류부, H 브릿지 스위칭부, LCL 동조 회로, 일차 수신기 패드, 및 일차 제어 장치를 포함한다. 정류부는 AC 전압을 정류하고, H 브릿지 스위칭부에 DC 전압을 제공한다. H 브릿지 스위칭부는 LCL 동조 회로에 DC 전압을 연결하고, H 브릿지 스위칭부는 H 브릿지 스위칭부의 스위칭 주기 동안 양극성 및 음극성에서 DC 전압을 인가한다. 일차 수신기 패드는 LCL 동조 회로에 부하로서 연결되고, 일차 제어 장치는 H 브릿지 스위칭부에서의 스위칭을 제어한다.
상기 시스템은 IPT 시스템의 제2 스테이지를 포함한다. 제2 스테이지는 이차 수신기 패드, 이차 공진 회로, 이차 정류부, 이차 부스트 컨버터, 및 이차 디커플링 제어 장치를 포함한다. 이차 수신기 패드는 이차 공진 회로에 연결하고, 이차 공진 회로는 이차 정류뷰에 연결한다. 이차 정류부는 이차 부스트 컨버터에 연결하고, 이차 디커플링 제어 장치는 이차 부스트 컨버터에서의 스위칭을 제어한다. 상기 시스템은 IPT 시스템에 연결되는 부하를 포함한다. 상기 부하는 제2 스테이지의 출력에 연결하고, 상기 부하는 차량의 전기 구동 시스템 및 배터리를 포함한다. 제2 스테이지 및 부하는 차량에 설치되고, 제1 스테이지는 고정된 위치에 설치된다. 차량이 일차 수신기 패드에 대하여 이차 수신기 패드를 배치할 때, 일차 수신기 패드는 이차 수신기 패드에 전력을 무선으로 전송하고, 이차 부스트 컨버터는 배터리를 충전하기 위해 전력을 제공하고, 및/또는 차량의 전기 구동 시스템에 전력을 공급한다.
무선 전력 전송을 위한 방법은, IPT 시스템의 제1 스테이지의 스위칭부를 통해, 제1 스테이지의 LCL 동조 회로에 DC 전압을 인가 및 차단하는 단계를 포함한다. LCL 동조 회로는 제1 스테이지의 일차 수신기 패드에 연결한다. DC 전압의 인가 단계는 스위칭부의 스위칭 주기 동안 양극성 및 음극성 모두에서 인가하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 이차 수신기 패드가 일차 수신기 패드에 대하여 정렬될 때, 제1 스테이지의 일차 수신기 패드로부터 IPT 시스템의 제2 스테이지의 이차 수신기 패드로 갭을 가로질러 전력을 무선으로 전송하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 제2 스테이지의 이차 수신기 패드로부터 제2 스테이지의 이차 공진 회로로 전력을 전송하는 단계, 제2 스테이지의 이차 정류 회로로 제2 스테이지의 이차 공진 회로로부터의 전력을 정류하는 단계, 및 제2 스테이지의 이차 정류 회로로부터 제2 스테이지의 이차 디커플링 컨버터로 전력을 전송하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 제2 스테이지의 이차 디커플링 컨버터로부터 부하로 전력을 전송하는 단계를 포함한다. 제2 스테이지 및 부하는 차량에 설치되고, 차량이 일차 수신기 패드에 대하여 이차 수신기 패드를 배치할 때, 일차 수신기 패드는 이차 수신기 패드에 전력을 무선으로 전송한다.
일 실시예에서, 상기 방법은 일차 제어 장치를 사용하여 제1 스테이지의 스위칭부의 전도각을 제어하는 단계, 및 이차 디커플링 제어 장치를 사용하여 제2 스테이지의 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 제어하는 단계를 포함한다. 다른 실시예에서, 상기 방법은 IPT 시스템의 효율을 극대화하기 위해 듀얼 사이드 제어 알고리즘을 사용하는 단계를 포함한다. 상기 듀얼 사이드 제어 알고리즘은 제1 스테이지의 전도각을 제어하기 위해 사용되는 기준을 조정하고, 제2 스테이지의 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 제어하기 위해 사용되는 기준을 조정한다. 다른 실시예에서, 상기 방법은 일차 수신기 패드에 대하여 이차 수신기 패드의 위치를 감지하는 단계, 일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드 위치 정보를 통신하는 단계, 및 일차 수신기 패드에 대하여 이차 수신기 패드를 정렬하기 위해 일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드 위치 정보를 사용하는 단계를 포함한다.
특징, 장점 또는 유사한 언어에 대한 본 명세서 전반에 걸친 참조가 본 발명으로 실현될 수 있는 모든 특징 및 장점이 본 발명의 모든 일 실시예이어야 하고, 본 발명의 모든 일 실시예에 존재한다는 것을 의미하는 것은 아니다. 오히려, 특징 및 장점을 언급하는 언어는 일 실시예와 관련되어 기술된 특정 특징, 장점 또는 특성이 본 발명의 적어도 일 실시예에 포함된다는 의미로 이해된다. 따라서, 본 명세서 전반에 걸친, 특징 및 장점 및 유사 언어에 대한 논의가 동일한 실시예를 언급할 수 있지만, 반드시 언급하는 것은 아니다.
또한, 본 발명의 기재된 특징, 장점, 및 특성은 하나 이상의 실시예에서 모든 적합한 방식으로 조합될 것이다. 당업자는 본 발명이 특정 실시예의 하나 이상의 특정 특징이나 장점 없이 실시될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 다른 경우에, 추가적인 특징 및 장점이 본 발명의 모든 실시예에 존재하지 않을 수 있는 특정 실시예에서 인식될 수도 있다.
본 발명의 이들 특징 및 장점은 다음의 설명 및 첨부된 청구 범위로부터 보다 충분히 명백해질 것이며, 또는 이하에서 기재되는 본 발명의 실시에 의해 습득될 수 있다.
본 발명의 장점들을 쉽게 이해할 수 있도록, 첨부 도면에 도시되는 특정 실시예들을 참조하여 간단하게 전술한 본 발명을 보다 구체적으로 설명할 것이다. 이들 도면은 본 발명의 일반적인 실시예들만을 도시하기 때문에, 그 범위를 한정하는 것으로 간주되지는 않는다는 것을 이해하면, 첨부 도면의 사용을 통해 추가적인 특이성 및 세부 사항으로 본 발명을 기재하고 설명할 것이다.
도 1은 유도 전력 전송(IPT) 시스템의 효율을 극대화하기 위한 시스템의 일 실시예를 도시하는 개략적 블록도이다.
도 2는 IPT 시스템의 효율을 극대화하기 위한 장치의 일 실시예를 도시하는 개략적 블록도이다.
도 3은 최대 효율 장치를 포함하는 예시적 유도 전력 전송 충전 시스템의 블록도를 도시한다.
도 4는 수직 및 수평 오정렬에 대한 오정렬 조건들을 도시한다. h= 0 트렌드(trend)는 제로 수평 옵셋 하에서의 수직 오정렬의 프로필을 나타낸다. v= 200 트렌드는 200 mm의 높이 분리 하에서의 수평 오정렬의 프로필을 나타낸다.
도 5는 예시적 LCL 부하 공진 컨버터를 도시한다.
도 6은 H 브릿지에 대한 스위치의 선택에 대한 손실의 비교를 도시한다.
도 7은 IRG7PH42UPBF에 대한 상이한 온도에 대한 H 브릿지에서의 손실을 도시한다.
도 8은 예시적 스위치 방열판(heatsink) 열 설계(thermal design)를 도시한다.
도 9는 예시적인 단순화된 IGBT 게이트 구동 회로를 도시한다.
도 10은 분할 인덕터 설계로 예시적 LCL 컨버터를 도시한다. 도 11은 예시적 조정 가능한 인덕터를 도시한다.
도 12는 E55 코어를 사용하는 LCL 컨버터에 대한 AC 인덕터 설계의 예시적 플럭스 밀도를 도시한다.
도 13은 예시적 회로 패드 구조 및 치수(상면도)를 도시한다.
도 14는 예시적 IPT 패드에 대한 수직 높이 vs. 커플링 계수를 도시한다.
도 15는 상이한 수직 높이에 대한 예시적 IPT 패드의 보상되지 않은 전력을 도시한다.
도 16은 예시적 페라이트 아암(arm) 지지체 구조의 구성 및 치수를 도시한다.
도 17은 예시적 도브테일 홈(dove tail groove)의 치수를 도시한다.
도 18은 전도각 vs. 일차 트랙 전류(track current)를 도시한다.
도 19는 예시적 이차 디커플링 픽업(이차 회로)의 등가 효율 모델 회로도를 도시한다(또한, 도 23 참조).
도 20은 예시적 일차 LCL 컨버터의 등가 효율 모델 회로도를 도시한다(또한, 도 5 참조).
도 21은 최적 효율에 대한 예시적 제어 장치 블록도를 도시한다.
도 22는 수학식 21을 사용한 커플링 계수 평가를 도시한다. 블루 추적은 k= 2kmin (M= 60 μH)에 대한 것이고, 레드 추적은 k= 1.14kmin (M=34.2 μH)에 대한 것이다.
도 23은 이차 공진 회로, 이차 정류 회로, 및 이차 디커플링 회로를 사용하는 예시적 평행 픽업 또는 이차 회로를 도시한다.
도 24는 Ldc vs. DC 전력 출력을 도시한다.
도 25는 Ldc vs. DC 평균 값에 대하여 표준화된 AC 전류 피크 대 피크 진폭을 도시한다.
도 26은 예시적 디커플링 회로의 스위칭 주파수 vs. 이차 디커플링 픽업 효율을 도시한다.
도 27은 예시적 디커플링 회로의 근궤적(root locus) 및 보드 플롯(bode plot)을 도시한다.
도 28은 k= 1.14kmin(v=246 mm, h=0)에서의 예시적 시스템의 효율을 도시한다. 라인은 분석적으로 계산된 결과들을 나타내고, 마커들은 실험으로 측정된 결과들을 나타낸다. 최대 Q2v 부하 조건의 비율과 일치할 때, 데이터는 상이한 부하 조건들에 대해 측정된다.
도 29는 k= 2.0kmin(v= 172 mm, h= 0)에서의 예시적 시스템의 효율을 도시한다. 라인은 분석적으로 계산된 결과들을 나타내고, 마커들은 실험으로 측정된 결과들을 나타낸다. 최대 Q2v 부하 조건의 비율과 일치할 때, 데이터는 상이한 부하 조건들에 대해 측정된다.
도 30은 출력 전압이 달라지는 것이 허용되는 경우의 실제 전체 시스템 효율 측정을 도시한다. DC 출력이 300 V일 때, 5kW 전송이 발생한다.
도 31은 최악의 조건 하에서 작동하는 예시적 5 kW 시스템에 대한 자기장 측정 결과들을 도시한다. 200 mm의 수직 높이 및 150 mm의 수평 오정렬에서 최고의 전계 강도가 발견되었다.
도 32는 1500 mm 키의 여성 신체 상의4 개의 측정 지점에서의 신체 평균 측정을 도시한다. 255 mm의 수직 높이 및 제로 수평 오정렬에서 최고의 전계 강도가 발견되었다.
도 33은 k= 1.14kmin(v=246 mm, h= 0)에서의 예시적 시스템의 효율을 도시한다. 라인은 분석적으로 계산된 결과들을 나타내고, 마커들은 실험으로 측정된 결과들을 나타낸다. 최대 Q2v 부하 조건의 비율과 일치할 때, 데이터는 상이한 부하 조건들에 대해 측정된다.
도 34는 k= 2.0kmin(v= 172 mm, h= 0)에서의 예시적 시스템의 효율을 도시한다. 라인은 분석적으로 계산된 결과들을 나타내고, 마커들은 실험으로 측정된 결과들을 나타낸다. 최대 Q2v 부하 조건의 비율과 일치할 때, 데이터는 상이한 부하 조건들에 대해 측정된다.
도 35는 Q2v= 0.2Q2vm 및 k= 2kmin에 대한 파형들(ib, i1, 및 i2)에 대한 전류 값을 도시한다.
도 36은 광범위한 작동 조건 하에서의 예시적 시스템의 효율 측정을 도시한다. v= 172는 제로 수평 오정렬을 갖는 172 mm의 수직 높이에 대한 것이다. v= 200, h= 140은 200m의 수직 높이 및 140 mm의 수평 오정렬에 대한 것이다.
도 37은 다음의 변수들을 갖는 예시적 작동 IPT 시스템의 파형을 도시한다: v= 172 mm, h= 0 mm에서 (a) P= 2kW, (b) P= 5kW. 거꾸로 역순으로 추적, ib(도 5), i1(도 5), i2(도 23), 및 Vs (도 23)(작동 주기의 역).
도 38은 다음의 변수들을 갖는 예시적 작동 IPT 시스템의 파형을 도시한다: v= 246 mm, h= 0 mm에서 (a) P= 2kW, (b) P= 5kW. 거꾸로 역순으로 추적, ib(도 5), i1(도 5), i2(도 23), 및 Vs (도 23)(작동 주기의 역).
도 39는 본 발명에 따른 듀얼 사이드 제어를 위한 방법의 일 실시예를 도시하는 개략적 흐름도이다.
도 40은 본 발명에 따른 듀얼 사이드 제어를 위한 방법의 다른 실시예를 도시하는 개략적 흐름도이다.
본 명세서 전반에 걸쳐 언급된 "일 실시예", "실시예" 또는 유사한 언어는 실시예와 관련하여 기재된 특정한 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시 예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서 전반에 걸쳐 나타나는 구문 "일 실시예에서", "실시예에서", 및 유사한 언어는 모두 동일한 실시예를 언급할 수 있지만, 반드시 동일한 실시예를 언급하는 것은 아니다.
또한, 기재된 본 발명의 특징, 구조, 또는 특성은 하나 이상의 실시예에서 모든 적합한 방식으로 결합될 수 있다. 다음의 설명에서는 본 발명의 실시예들에 대한 충분한 이해를 제공하기 위해, 프로그래밍의 예, 소프트웨어 모듈, 사용자 선택, 네트워크 거래 서비스, 데이터베이스 쿼리(query), 데이터베이스 구조, 하드웨어 모듈, 하드웨어 회로, 하드웨어 칩 등과 같은 다수의 특정 세부 사항들이 제공된다. 그러나, 당업자는 본 발명이 하나 이상의 특정 세부 사항을 사용하지 않고, 또는 다른 방법, 부품, 재료 등을 사용하여 실시될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 다른 경우, 주지된 구조, 재료, 또는 작동이 본 발명의 양태를 모호하게 하는 것을 방지하기 위해 상세히 도시되거나 기재된다.
본 명세서에 포함된 개략적 흐름도는 일반적으로 로컬 흐름도로서 제시된다. 그런 것으로서, 도시된 순서 및 표지된 단계들은 제시되 방법의 일 실시예를 가리킨다. 다른 단계 및 방법은 도시된 방법의 하나 이상의 단계 또는 그의 일부에 대한 기능, 로직, 또는 효과에서 동일하다는 것을 생각할 수 있다. 또한, 상기 방법의 논리적인 단계를 설명하기 위해 사용하고 제공되는 포맷 및 기호는 상기 방법의 범위를 제한하지 않는 것으로 이해된다. 다양한 화살표 유형 및 선의 유형이 흐름도에서 사용될 수 있지만, 이들은 해당 방법의 범위를 제한하지 않는 것으로 이해된다. 실제로, 일부 화살표 또는 다른 커넥터는 상기 방법의 논리적 흐름만을 표시하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 화살표는 도시된 방법의 열거된 단계들 사이에서 지정되지 않은 기간의 기간을 기다리거나 모니터링하는 단계를 표시할 수 있다. 또한, 특정 방법이 발생하는 순서는 도시된 해당 단계들의 순서를 엄격하게 준수할 수도, 준수하지 않을 수도 있다.
Ⅰ. 일차 AC-DC 역률 스테이지(power factor stage)
도 3은 예시적 유도 전력 전송(IPT) 충전 시스템(300)의 블록도를 도시한다. 도 3의 IPT 시스템(300)은 후술하는 바와 같이, IPT 시스템(104)에 최대 효율 장치(102)를 포함할 수 있는 시스템(100)의 일 실시예이다. 본 명세서에 기재되는 IPT 시스템(300)은, 공공 전력망(utility power grid)과 같은 전압원(304)으로부터 공급되는 일차 교류(AC)-직류(DC) 역률 스테이지와 같은 역률 스테이지(302)를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 일차 AC-DC 컨버터 스테이지는 그리드 레벨(grid-level)의 전압을 일차 동조 공진 컨버터를 위한, DC 버스 전압과 같은, DC 전압(305)으로 변환하도록 구성될 수 있다. 효율을 감소시키고 추가적인 복잡성을 필요로 할 수 있는 무선 유도 전력 전송 시스템에서 나타나는 진폭 변조 신호를 방지하기 위해, 큰 파장(ripple) 시스템에서는 매우 낮은 출력 파장을 갖는 DC 출력 전압이 바람직하다.
일부 실시예에서, AC-DC 컨버터에서의 능동 역률 보정(PFC)은 그리드 전압 및 전류가 위상에서 밀접하게 있다는 것을 보장하도록 지원할 수 있다. PFC는 전체 그리드 전류 요건을 감소시킬 수 있으며, 일반적으로 그리드 고조파(grid harmonic)를 감소시킨다. 일반적으로, 그리드 전력 공급 회사는 부속 산업용 장비에 대해 특정 고조파 요건을 갖는다. 또한, 그리드 전력 공급 회사는 종종 낮은 역률을 나타내는 산업용 장비의 전력에 대해 추가 요금을 청구한다.
본 명세서에 기재된 IPT 시스템(300)에서는, 하나 이상의 적합한 스테이지가 PFC를 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 상업 제품(COTS) AC-DC 고 효율 역률 보정 컨버터가 사용될 수 있다. 그리드 전압원(304)은, 예를 들어 단상의 240 VAC, 3상의 208 VAC, 또는 3상의 480 VAC를 포함하여 광범위한 전압 입력일 수 있다. 다른 실시예에서는, 이러한 스테이지를 위해 400 VDC 출력이 사용될 수 있으며, 일반적으로 400 VDC는 단상의 240 VAC 그리드 입력의 공칭 그리드 입력에 대해 효율적인 출력이다. (5kW IPT 시스템에 적합한) 30A의 전류를 갖는 단상의 240 VAC 그리드 전압은 미국, 심지어 산업용 3상 전압을 지원하지 않는 지역에서도 일상적으로 사용되며, IPT 시스템(300)과 함께 사용될 수 있다.
IPT 시스템(300)에 대해, 컨버터(104)는, LCL 부하 공진 컨버터(306)로부터 피드백 신호를 수신할 수 있고, LCL 부하 공진 컨버터(306)로 제어 신호를 전송할 수 있는 일차 제어 장치(308)에 의해 제어되는 LCL 부하 공진 컨버터(306)를 포함한다. 일차 제어 장치(308)는 위치 감지(310)를 위한 정렬 센서로부터 정보를 수신할 수 있고, 무선 통신(312)을 통해 통신할 수 있다. LCL 부하 공진 컨버터(306)는 에어 갭 위의 이차 수신기 패드(316)에 결합되는 일차 수신기 패드(314)에 결합된다. 이차 수신기 패드(316)는, 피드백 신호를 수신할 수 있고 이차 회로(318)로 제어 신호를 전송할 수 있는, 이차 디커플링 제어 장치(320)에 의해 제어되는 이차 회로(318)로서 도시되는 병렬 디커플링 픽업에 연결된다. 또한, 이차 디커플링 제어 장치(320)는 제어를 위해 위치 감지(324)를 위한 정렬 센서와 통신할 수 있으며, 무선으로 통신할 수 있다(322).
이차 회로(318)는 배터리(326)와 같은 부하(112)에 연결할 수 있고, 배터리(326)를 충전할 수 있다. 배터리(326)는, 모터 제어 장치(도시되지 않음)와 같은 다른 부하에 전력을 제공할 수 있다. 제2 스테이지(108) 및 부하(112)는 차량(328)에 설치될 수 있다.
Ⅱ. 일차 동조 공진 컨버터
본 명세서에 기재된 IPT 시스템(300)은 일차 동조 공진 컨버터를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 도 13에 도시된 LCL 부하 공진 컨버터(306)가 사용될 수 있다. LCL 부하 공진 컨버터(306)는 스위칭부 및 LCL 동조부를 포함할 수 있다. 이 컨버터는 다음과 같은 장점을 포함할 수 있다:
●인버터 브릿지는 일반적으로 부하(112) 및 공진 탱크에서의 손실에 의해 요구되는 실제 전력만을 공급해야 한다. 높은 트랙 전류는 공진 탱크에서 자체 순환하도록 강요된다. 예를 들어, Q1>1 및 ib<i1(도 13 참조)인 대부분의 실제 어플리케이션에서, 스위치는 낮은 전도 손실을 가지며, 높은 컨버터 효율이 달성될 수 있다.
●출력 전류는 일반적으로, 출력 전류를 IPT 어플리케이션에 이상적일 수 있는 정전류원으로 만드는, 부하와 무관하다. 일차 수신기 패드 전류 i1은 일반적으로 하나의 제어 변수에만 의존하기 때문에, 전력 출력, 또는 수학식 1의 보상되지 않은 전력(SU)이 직접적으로 제어된다.
LCD 부하 공진 컨버터를 설계하기 위해, 일 실시예에서, 각 지점(branch)의 리액턴스는, 엠. 보라지 등의 "일정-전류 전원 공급장치로서의 LCL-T 공진 컨버터의 분석 및 설계", 2005년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 52권 페이지 1547-1554 (M. Borage et al, "Analysis and design of an LCL-T resonant converter as a constant-current power supply," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 52, pp. 1547-1554, 2005)의 수학식 1에 의해 동조된다:
Figure pct00001
여기서, C1s는 원하는 작동 값까지 픽업의 리액턴스를 감소시키는 직렬 동조 커패시터이다. 이 시스템에 대해, 하나의 제어 변수(σ)로 트랙 전류(i1) 를 직접 제어하기 위해 위상 변위 제어(phase shift control) 또는 대칭 전압 상쇄(symmetric voltage cancellation)(SVC)가 사용된다. SVC는 본 명세서에 참고로 인용된, 에이치. 에이치. 우 등의 "유도 전력 전송 시스템에서의 LCL 컨버터를 위한 대칭 전압 상쇄 제어의 설계", 2011년 IEEE IEMDC 페이지 866-871 (H. H. Wu et al, "Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems," in IEEE International Electric Machines & Drives Conference ("IEMDC"), 2011, 2011, pp. 866-871)에서 보다 상세히 설명된다. SVC 하에서의 트랙 전류를 결정하기 위해, 기본 모드 분석을 가정하면, 다음의 수학식 2가 사용될 수 있다:
Figure pct00002
σ가 180°로 설정될 때, 얻을 수 있는 최대 트랙 전류가 결정될 수 있다. LCL 컨버터에 대해, 표 Ⅰ의 규격들이 설계 수식에 따라 계산될 수 있다. 완전히 동조된 병렬 공진 탱크의 반영된 임피던스는 수학식 3에 의해 주어진다:
Figure pct00003
일정한 반영된 용량 리액턴스는 트랙 인덕터와 직렬이고, 설계에서 이에 대해 직접적으로 보상하기 위한 하나의 방법(에이치. 에이치. 우 등의 "유도 전력 전송 시스템에서의 LCL 컨버터를 위한 대칭 전압 상쇄 제어의 설계", 2011년 IEEE IEMDC 페이지 866-871 (H. H. Wu et al, "Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems," in IEEE International Electric Machines & Drives Conference ("IEMDC"), 2011, 2011, pp. 866-871) 참조)은 그의 직렬 동조 커패시터로 이차 픽업 인덕턴스를 단락시키는 것이다. 이는 자기학의 상호 인덕턴스에 따라 대상 수직 높이 범위에 대한 인덕턴스의 새로운 일차 작동 범위를 제공한다.
시스템에서의 커플링 변화에 따라, Zr 및 등가(equivalent) L1 모두에서 변화의 복잡한 현상이 발생한다. 이는 브릿지 전류(ib)를 그의 공칭 이상으로 증가시킨다. 또한, ib는, 이차 측의 부하 조건에 의존하는 M2에 반비례한다. 따라서, ib는 다음의 수학식 4와 같다:
Figure pct00004
상기 시스템은 100%(kmax=200% kmin) 이상까지 그 커플링을 변화될 수 있기 때문에, 일부 실시예에서, 최대 ib는 최소 ib의 적어도 2배가 되도록 설계될 수 있다. 일차 자기-인덕턴스(self-inductance)에서의 변화에 따라, 브릿지 전류 인덕터는 커플링 범위에 의해 결정되는 관련 최대 전류를 위해 크기를 조정해야 한다. 표 Ⅰ에 도시된 시스템 설계 매개 변수는 2배의 커플링 변화를 처리할 수 있는 시스템에 대한 예시적 매개 변수들이다. 상기 시스템은 최소 커플링의 약 3배 또는 약 4배 이상의 변화와 같은 커플링의 더 큰 범위를 수용하도록 수정될 수 있다.
일부 실시예에서, 5kW 출력이 가능한 무선 유도 전력 전송 시스템이 설계되고, 작동의 전체 코니컬 볼륨(conical volume)에 걸쳐 전체 부하 하에서 >90%의 전체 시스템 효율 및 165 mm 내지 265 mm의 에어 갭을 보여주는 단계가 구현될 수 있다. LCL 컨버터에 대해, 표 1은 기재된 매개 변수 각각에 대한 예시 값 및 선택 값을 보여준다. 또한, 하드(hard) 스위칭 어플리케이션을 위해 표준 IGBT 스위치 기술의 능력 내에 있도록 20 kHz의 주파수가 선택된다.
LCL 컨버터에 대한 설계 매개 변수
매개 변수 값 매개 변수 값
Vdc 400 V C1s 680.73 nF
X1 9 Ω L1(도 4) 177-188 μH
i1_max 40 A L1_short 161-172 μH
Lb 71.62 μH 스위치 IRG7PH42UPBF
C1 884.19 nF 다이오드 RHRG75120
ω 1.257 x 105 rad/s (f=20 kHz)
A. 스위칭부의 스위치 및 다이오드 선택
일차 컨버터에 대한 토폴로지 및 제어 전략이 선택된 후, 다음으로 반도체 장치가 선택될 수 있다. 본 명세서에 기재된 기능들을 수행할 수 있는 모든 적합한 반도체 장치가 사용될 수 있다. 예시적 반도체 장치는 인터내셔널 정류기 IGBT IRG7PH42UPBF 분리 장치, 다른 분리 또는 모듈 기반 절연 게이트 쌍극성 트랜지스터(IGBT), 다른 분리 또는 모듈 기반 금속 산화물 전계 효과 트랜지스터(MOSFET), 또는 탄화 규소(SiC) 또는 질화 갈륨(GaN)형 반도체 장치를 포함하는 유사 기술을 포함한다.
바람직한 반도체 장치를 평가하기 위해, 전력 IGBT 및 MOSFET 반도체의 범위가 비교에 포함될 수 있다. 하나의 설계 기준에 따르면, 이들 장치는 400 VDC의 H 브릿지 환경에서 하드 스위칭될 때 신뢰성이 있는 것으로 간주되도록 하기 위해 적어도 800 V의 항복 전압을 필요로 한다. 또한, 패드 높이가 100%의 커플링 계수 변화에 따라 달라질 수 있는 경우, 최적의 작동의 지점이 타당한 결과를 초래하지 않을 수도 있기 때문에, 성능을 비교하기 위해 광범위한 커플링 조건에 걸쳐서 시스템의 성능이 시뮬레이션될 수 있다. 도 6은 커플링 조건의 전체 범위에 걸쳐서, 선택된 전력 장치의 손실을 보여준다. 매우 빠른 외부 다이오드(페어차일드 RHRG75120)와 결합된 인터내셔널 정류기 IGBT IRG7PH42UPBF 는 대부분의 다른 장치, 특히 전력 MOSFET에 비해 양호한 성능을 갖는 다는 것을 알 수 있다. 전력 MOSFET는 MOSFET 패키지의 내부 몸체 다이오드로 인해 종종 엄청난 다이오드 역 회복 손실을 겪는다. 이는 전도각이 큰 경우, 더 낮은 커플링 계수에서 특히 사실일 수 있다.
두 개의 극한 온도에서의 IRG7PH42UPBF IGBT에 대한 작동 특성이 도 7에 도시된다. 손실은 H 브릿지의 더 약한 커플링에서 훨씬 더 크다는 것을 알 수 있다. 또한, 손실은 약한 온도 의존성 프로필을 갖는다. 여기에서, 방열판과 같은 시스템의 열 제어 시스템은 100℃의 온도 및 최악의 경우의 커플링에 대응하는 그래프의 최대 전력 손실 지점을 수용해야 한다.
모든 적합한 열 설계(thermal design)가 온도를 제어하기 위해 사용될 수 있다. 이러한 설계는, 적합하게 크기 조정된 열 제어 시스템 및/또는, 예를 들어 알루미늄 방열판과 같은 방열판 속으로 스위치 및/또는 다이오드로부터의 모든 열을 실질적으로 제거하는 데 집중해야 한다. 방열판은 강제 대류 공기 냉각과 같은 모든 적합한 방법으로 냉각될 수 있다. 일차 전자 기기들에 대해, 일부 실시예에서는, 스위치 하우징의 전체 상단이 기판 아래의 방열판에 열적으로 일치될 수 있도록 스위치가 배선판의 하단에 구성될 수 있다. 전기 절연을 위해, 스위치 상단은 우선, 알루미나 열 분산기 와이퍼(alumina heat spreader wifer)(예를 들어, TO-225 풋프린트 제품)와 같은 열 분산기에 일치될 수 있다. 와이퍼는 이때 방열판에 일치될 수 있다. 각 일치된 조인트는 낮은 열 저항 조인트를 위해, 세라믹 부하 열 페이스트(thermal paste), 또는 기능적 대안을 포함할 수 있다. 일차 상의 알루미늄 방열판을 사용하는 실시예에서, 알루미늄 방열판은 일반적으로 높은 열 용량, 특히 높은 표면적의 방열판 압출을 갖는다(예시적인 부품 번호는 M&M 금속 또는 등가물로부터 이용 가능한 MM60167을 포함한다).
이차 회로(318)에 대해, 일 실시예에서, 적합한 알루미늄 방열판은 적당한 용량 및 표면적 압출을 포함할 수 있다(예시적인 부품 번호는 M&M 금속 또는 등가물로부터 이용 가능한 MM60167을 포함한다). 일차 및 이차 전자 기기 어셈블리는 모두 방열판 핀 채널의 하류로 향하는 공기 냉각을 포함할 수 있다. 적합한 팬(fan)은 12 볼트 DC의 높은 용량, 저 전력, 5와트 미만을 소비하는 저 소음 설계의 팬을 포함한다. Sofasco의 모델 번호 D7025V12 또는 등가물이 적합할 수 있다.
도 8은 일차 전자 기기들에 대한 예시적 열 구성을 도시한다(이차 구성은 동일하거나 유사할 수 있다). 열 분석은 전술한 예시적 설계가 적절하게 전자 부품의 온도를 제어한다는 것을 보여준다. 전자 부품의 온도를 제어하는 다른 적합한 설계가 또한 사용될 수 있다. 스위치 및 외부 다이오드 당 23와트의 평균 전력 소모에서, 방열판에서의 온도 구배는 약 0.8℃ 미만이고, 방열판의 평균 온도는 약 38℃가 될 것으로 예측된다. 스위치의 케이스 온도는 약 45℃ 미만이고, 접합 온도는 약 85℃ 미만이 될 것으로 예측된다. 이들 온도는 부품들에 대한 좋은 전자 기기 성능 및 긴 수명을 촉진하는 경향이 있다. 일차 및 이차 배선판 상의 모든 다른 전자 부품의 전력 소모는 배선판 설계에서 높게 설계된 낮은 구리 추적 영역을 유지하고 있다. 적외선 열 카메라로 측정했을 때, 모든 다른 부품들의 온도는 약 60℃를 초과하지 않는다.
아이템 1402 높은 소모 부품의 예(스위치 또는 다이오드)
아이템 1404 알루미늄 열 분산기 와이퍼
아이템 1406 공기 냉각 팬
아이템 1408 알루미늄 방열판
B. 스위칭부의 스위치 게이트 구동 회로
일부 실시예에서, 풀브릿지(full-bridge) 스위칭 구성에서 (인터내셔널 정류기 IRG7PH42UPBFIGBT와 같은) 스위치 및 (페어차일드 RHRG75120 다이오드와 같은) 다이오드 쌍은 각각, 도 9에 도시된 바와 같이, 인피니온(Infineon) 1ED020112-F 게이트 드라이버와 같은 게이트 드라이버에 의해 구동된다. 상기 게이트 드라이버는 내부적으로 완전히 분리될 수 있으며, 크리페이지(creepage) 및 클리어런스 제약(clearance constraint)을 수용하기 위해 배선판 레이아웃에서 적당하게 분리될 수도 있다. 게이트 드라이브 설계는 불포화(desaturation) 감지 및 밀러 클램프(miller clamp) 제어를 포함할 수 있다. 또한, 빠른 제너 클램프(zener clamp) 및 다이오드(도시되지 않음)는 일반적인 조건 하에서 드라이버의 신뢰성 및 안전성을 향상시키기 위해 각각의 게이트 드라이버의 입력 및 출력에서 사용될 수 있다.
일부 실시예에서는, 풀브릿지 스위치 구성을 구동하는 중요한 부품이 적당한 배선판 레이아웃이라는 것을 유의해야 한다. 일부 실시예에서, 풀브릿지 토폴로지의 동일한 레그(leg) 사이 및 각 레그 사이의 스트레이 인덕턴스(stray inductance)는 스위치 입력을 바운스하지 않고 스위칭을 유지하는 회로 기판 레이아웃 설계를 통해 감소된다. 상기 적당한 회로 기판 설계는 확실하고 효율적인 스위칭 파형을 생성하기 위해 스트레이 인덕턴스를 완화한다.
C. LCL 동조 회로의 브릿지 인덕턴스
일부 실시예에서, 본 명세서에서 개발되고 특징지어진 회로 설계의 양태는 Lb 인덕터가 도 10에 도시된 바와 같은 풀브릿지 스위칭 출력의 양측에 각각 Lb/2의 값을 갖는 두 개의 인덕터로 분할 배치되어 구현되는 것일 수 있다. 이는 각 인턱터에 더 작은 페라이트 질량을 허용하고, 민감한 측정 IC에 의해 보여지는 스위칭 고조파를 감소시키기 위해 수행될 수 있다. 도 10의 병렬 탱크 커패시턴스(C1)를 가로지르는 측정은 시스템의 실시간 특성화의 중요한 부분일 수 있다. C1을 가로지르는 RMS 전압은, 안전성 이유를 위해, 일반적인 제어 회로에서 분리될 필요가 있을 수 있다. 일부 실시예에서, 분리된 전압 측정은 비용이 많이 들고 복잡할 수 있다; 신호의 주파수 및 대역폭이 이러한 회로의 비용 및 복잡성을 주로 결정할 수 있다. 고조파를 감소시켜서 신호 대역폭을 감소시킴으로써, 분리된 전압 측정 비용 및 복잡성은 크게 감소될 수 있다.
또한, 이들 각각의 인덕터는 도 11에 도시된 기계적으로 동조 가능한 인덕터 설계와 같이, 조정 가능한 인덕터 설계를 가지도록 구성될 수 있다. 도 11에서, 아이템 1은 페라이트 E 조각을 위한 플라스틱 위치 결정 보빈(bobbin)을 포함한다. 아이템 2는 단일 축의 기계 스테이지다. 두 개의 절반이 존재하는 아이템 3은 페라이트 E55 코어, 예를 들어 페록스큐브(ferroxcube)이다. 아이템 4는 E 조각들 중 하나에 스테이지의 이동 부분을 연결하는 브래킷(bracket)이다. 아이템 5는 어셈블리의 모든 부품들을 위치 결정하기 위한 어셈블리 브래킷이다. 인덕턴스는 리츠 와이어(litz wire)가 코일화될 수 있는 페라이트 E 형상의 코어 배치의 두 개의 절반 사이에 공기 갭을 조작하는 기계 스테이지(또는 다른 유사 병진 액츄에이터)(아이템 2)을 사용하여 조정될 수 있다. 조정 나사의 인치 당 80 스레드(thread)가 회전하여 잠김으로써 리액턴스가 원하는 값의 약 1% 이내까지 정확하게 조절될 수 있기 때문에, 이는 시스템의 생산 단계 동안 LCL 공진 탱크(LCL 동조 회로)의 빠르고 쉬운 동조를 허용한다. 유도 무선 전력 전송 시스템에 대한, 본 명세서에 개시된 것과 같은 미세하게 동조할 수 있는 기계적으로 조정되는 인덕터의 어플리케이션은 새로운 것이다.
손실 및 플럭스 밀도에 대한 AC 인덕터(Lb) 설계 프로세스는 기자력(magnetomotive force)의 균형의 기본 원리를 사용하는 단계를 포함할 수 있다. 이 원리를 사용하면, 회전수, 에어 갭, 및 자속 밀도가 선택될 수 있다. 도 12는 (도시되지는 않지만 인용되는) 상이한 에어 갭 및 회전수에 대한 페라이트에서의 자속 밀도 및 전력 손실을 보여준다. 작은 스텝 점프는 회전에서의 증가분이고, 큰 점프는 1 mm의 에어 갭 증가분이다. 따라서, 두 개의 인덕터를 사용함으로써, 플럭스 밀도는 매우 낮게 유지될 수 있으며, 설계는 쉽게 달성될 수 있다. 또한, RMS 플럭스 밀도는 사용되는 3C90 재료의 절대 포화 밀도인 0.2T(~0.28T 피크이기 때문에) 이하로부터 멀리 유지되어야 한다.
D. LCL 동조 회로의 용량 네트워크
일부 실시예에서, (도 10에 도시된 바와 같이) LCL 컨버터에 도시된 용량 네트워크는 직렬 보상 커패시터(C1s) 및 병렬 탱크 커패시터(C1)를 포함할 수 있다. 이러한 시스템에 대한 커패시턴스를 결정하기 위해, 다음의 방법이 사용될 수 있다:
1. 원하는 작동 각 주파수 ω = 2*π*f를 결정한다. 여기서 f는 헤르츠 주파수이다.
2. 일차에 대한 입력 DC 전압(Vdc1), 원하는 출력 전압(Vdc2), 및 원하는 출력 전류(Idc2)를 결정한다. 출력 전력(Pout)=Vdc2*Idc2.
3. 주어진 패드 세트에 대해, 일차 수신기 패드(314)와 이차 수신기 패드(316) 사이의 커플링 계수(k) 범위 및 공칭 에어 갭을 결정한다.
Figure pct00005
에서, (L1)s는 주어진 높이에서 단락되는 이차 수신기 패드(316)에 의한 일차 수신기 패드 인덕턴스이고, (L1)0는 주어진 높이에서의 이차 수신기 패드 개방 회로에 의한 일차 수신기 패드 인덕턴스이다. 따라서, k0는 공칭 에어 갭에서 설정된 패드에 의한 커플링 계수(k)이다.
4. σ=180°일 때의 최대 일차 RMS AC 전압(Vac1),
Figure pct00006
을 결정한다. 또한, IPT 모델링을 사용하여 필요한 최대 RMS AC 트랙 전류(I1max)를 결정한다. 따라서, 원하는 일차 리액턴스는
Figure pct00007
이다.
5. 일차 위의 공칭 높이에서, 일차 수신기 패드(314)가 개방 회로(L20) 및 관련 리액턴스(X20)일 때 이차 수신기 패드 인덕턴스를 결정한다. X20=ω*L20이고, 여기서 ω는 시스템의 각 주파수이다.
6. 최대 높이(즉, kmin)에서의 개방 회로 전압(Voc), Voc=I1max*X20*kmin(일차 및 이차 수신 패드 리액턴스는 서로 매우 가깝다고 가정) 을 결정하고, 그로 부터 원하는 이차 리액턴스(X2_des),
Figure pct00008
를 결정한다.
7. (도 23에 도시된) 주어진 이차 공진 회로에 대해, 다음의 수식
Figure pct00009
및
Figure pct00010
을 사용하여 필요한 이차 직렬 보상 커패시턴스(C2s) 및 이차 병렬 탱크 커패시턴스(C2)를 결정한다.
8. 이차 직렬 보상 커패시턴스(C2s)에 의해 직렬로 단락된 이차 코일 및 최대 높이에서 이차로 공칭 일차 수신기 패드 인덕턴스(L10) 및 리액턴스(X10)를 결정한다.
9. (도 10에 도시된) 주어진 일차 LCL 동조 회로에 대해, 다음의 식
Figure pct00011
및
Figure pct00012
을 사용하여 필요한 일차 직렬 보상 커패시턴스(C1s) 및 일차 병렬 탱크 커패시턴스(C1)를 결정한다.
10. 따라서, 일차 브릿지 인덕턴스(Lb),
Figure pct00013
를 결정할 수 있다. 브릿지 인덕턴스가 인버터의 양쪽 레그 사이에서 분할되면, 관련 인덕턴스는 각 인덕터에 대해 절반이 된다.
E. 코일 인터랙션(coil interaction)
일부 실시예에서, 도 10에 도시된 바와 같은 L1은 이차 회로(318)에 전력을 전송하기 위해 사용되는 자기 패드 설계이다. 공진 무선 IPT 컨버터에서, 일차 자기 패드는 상호 인덕턴스 및 자기 인덕턴스의 일부 양으로 느슨하게 결합된 변압기의 주요한 절반으로서의 역할을 한다. 자기 인덕턴스는 회로를 동조하기 위해 (Ⅱ.D에 도시된 바와 같이) 사용될 수 있다. 따라서, 시스템은 일반적으로 공진 전력 전송에서 효율을 유지하기 위해 자기 인덕턴스에서의 이 변화에 상당히 내성이 있어야 한다.
Ⅲ. 자기학
본 명세서에 기재된 IPT 시스템은 자기 시스템(magnetic system)을 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 모든 적합한 자기 시스템이 사용될 수 있다. 이러한 시스템은 에어 갭 위에 자기장을 생성하고 수신할 수 있다. 본 명세서에 기재된 바와 같은 시스템에서 원형 패드 토폴로지가 사용될 수 있다. 예를 들어, 엠. 버드히아 등의 "집중 유도 전력 전송 시스템을 위한 원형 자기 구조의 설계 및 최적화", 2011년 전력 전자공학에서의 IEEE 저널, 페이지 1-1 (M. Budhia et al, "Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. pp. 1-1, 2011); 에프. 나카오 등의 "유도 충전기를 위한 강자성 코어 결합기", 2002년 전력 변환 회의 회보 2권 페이지 850-854 (F. Nakao et al, "Ferrite core couplers for inductive chargers," in Proceedings of the Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002. , 2002, pp. 850-854 vol.2); 에이치. 에이치. 우 등의 "전기 자동차를 위한 유도 충전에 관한 검토", 2011년 IEEE IEMDC 페이지 143-147 (H. H. Wu et al, "A review on inductive charging for electric vehicles," in IEEE International Electric Machines & Drives Conference ("IEMDC"), 2011, 2011, pp. 143-147); 에이치. 에이치. 우 등의 "AC 처리 픽업을 이용한 1kW 유도 충전 시스템" 2011년 제 6 차 ICIEA 페이지 1999-2004 (H. H. Wu et al., "A 1 kW inductive charging system using AC processing pickups," in 6th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications ("ICIEA"), 2011 2011, pp. 1999-2004); 에이치. 창-유 등의 "유도 전력 전송 시스템을 위한 LCL 픽업 순환 전류 제어기" 2010년 IEEE ECCE 페이지 640-646 (H. Chang-Yu et al, "LCL pick-up circulating current controller for inductive power transfer systems," in IEEE Energy Conversion Congress and Exposition ("ECCE"), 2010, 2010, pp. 640-646)을 참조한다.
원형 설계 이외에, 그 전체가 본 명세서에 참조로 인용되는, 2011년 10월 7일에 출원된 미국 가출원 특허 제61/544,957호에 기재된 패드 설계와 같은 다른 패드 설계가 사용될 수 있다. 다른 패드 설계는, 엠. 버드히아 등의 "전기 자동차 충전 시스템을 위한 신규 IPT 자기 결합기", 2010년 IEEE 산업 전자공학회에서의 36차 연례 회의 페이지 2487-2492 (M. Budhia et al, "A new IPT magnetic coupler for electric vehicle charging systems," in 36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society, IECON 2010, 2010, pp. 2487-2492); 엠. 버드히아 등의 "무접촉 전기 자동차 충전을 위한 편측 플럭스 결합기의 개발 및 평가", 2011년 IEEE ECCE 페이지 614-621 (M. Budhia et al, "Development and evaluation of single sided flux couplers for contactless electric vehicle charging," in IEEE Energy Conversion Congress and Expo ("ECCE"), 2011, 2011, pp. 614-621); 엠. 치지라 등의 "무접촉 전기 자동차 전력 전송 시스템을 위한 신규 코어 구조를 가진 소형 경량 변압기", 2011년 IEEE ECCE 페이지 260-266 (M. Chigira et al, "Small-Size Light-Weight Transformer with New Core Structure for Contactless Electric Vehicle Power Transfer System," in IEEE Energy Conversion Congress and Expo ("ECCE"), 2011, 2011, pp. 260-266); 에이치. 진 등의 "온라인 전기 자동차를 위한 신규 유도 전력 전송 시스템의 평가", 2011년 26차 연례 IEEE APEC 페이지 1975-1979) (H. Jin et al, "Characterization of novel Inductive Power Transfer Systems for On-Line Electric Vehicles," in Twenty-Sixth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition ("APEC"), 2011, 2011, pp. 1975-1979); 와이. 나가츠카 등의 "전기 자동차를 위한 소형 무접촉 전력 전송 시스템", 2010년 IPEC 페이지 807-813 (Y. Nagatsuka et al, "Compact contactless power transfer system for electric vehicles," in International Power Electronics Conference ("IPEC"), 2010 2010, pp. 807-813)에 기재된 것과 같은 편광 패드 설계를 포함한다.
일차 회로 및 이차 회로는 동일한 패드 또는 상이한 패드를 사용할 수 있다. 일부 실시예에서, 동일한 패드 설계가 일차 회로(예를 들어, 도 10의 L1) 및 이차 회로(예를 들어, 도 23의 L2) 모두에 사용될 수 있다.
차량용 어플리케이션에서, 차량의 폭은 패드의 폭을 제한할 수 있다. 또한, 자기장 안전 기준을 충족시키고, 용이한 설치를 위해, 패드의 크기는 차량의 폭보다 훨씬 작은 것이 바람직하다. 패드 크기는 사용되는 어플리케이션(예를 들어, 차량용, 산업용 등)의 제약에 따라 직경이 달라질 수 있다. 패드 직경은 150 mm 내지 305 mm, 305 mm 내지 610 mm, 또는 610 mm 내지 1500 mm와 같이, 약 150 mm에서부터 1500 mm까지 포함할 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서는, 도 13 및 도 16에 도시된 바와 같은 치수를 갖는 813 mm 직경의 원형 패드 설계(32인치)가 사용될 수 있다.
페라이트 바(ferrite bar)의 길이, 페라이트 바의 위치, 및 내부 및 외부 코일 반경은 엠. 버드히아 등의 "집중 유도 전력 전송 시스템을 위한 원형 자기 구조의 설계 및 최적화", 2011년 전력 전자공학에서의 IEEE 저널 페이지 1-1 (M. Budhia et al, "Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. pp. 1-1, 2011)에 개요가 서술된 설계 최적화를 수행할 수 있다. 수신기 패드 및 송신기 패드는 구조가 상이하거나 동일할 수 있다.
예를 들어, 일부 실시예에서, 각각의 긴 페라이트 레그는 약 101 x 25 x 25 mm의 치수를 갖는 3개의 선형 Ⅰ 코어(OR49925IC)로 구성될 수 있다. 권선(winding)은, 일 실시예에서, 약 1300 가닥의 AWG36 리츠 와이어로 구성된다. 사용되는 페라이트 바의 부피는 자속 밀도 포화 목적을 위해 과대 평가되고, 더 큰 전력 컨버터가 사용되면 이 패드는 20 kHz에서 최대 10 kW의 전력을 전송할 수 있다. 각 패드의 중량은 약 20.4 kg(45 lbs)이다.
페라이트 레그의 개수 및 코일의 위치 및 면적을 선택하기 위한 설계 원리는 원형 패드 설계 최적화에서 결정된다. 엠. 버드히아 등의 "집중 유도 전력 전송 시스템을 위한 원형 자기 구조의 설계 및 최적화", 2011년 전력 전자공학에서의 IEEE 저널 페이지 1-1 (M. Budhia et al, "Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. PP, pp. 1-1, 2011).
코일 커버리지 영역(coil coverage area)은 일반적으로 페라이트 레그의 중간에 설치되고, 상기 영역은, 일 실시예에서, 레그 길이의 약 40%이어야 한다. 회전수는 특정 어플리케이션에 필요한 앰프 회전(amp tern)에 대한 설계자에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 본 명세서에 개시된 설계 예는 일차 수신기 패드(314) 및 이차 수신기 패드(316) 각각에 12번 회전의 리츠 와이어를 사용한다.
예시적 패드가 어떻게 상이한 수직 높이 하에서 거동하는 지를 모델링하기 위해, 높이vs. 커플링 계수가 도 14에 도시된다. 또한, 높이의 변화에 따라 달성될 수 있는, 가능한 최고의 보상되지 않은 전력(SU)을 예측하기 위해, 커플링 계수 데이터 및 40A의 일차 트랙 전류(track current)가 사용된다. 일반적으로, 1 kW 이상의 보상되지 않은 전력은, Q2를 5로 가정하는 공진 컨버터에서 5kW 전력 전송을 보증하기에 충분하다. 이는 도 14의 예시적 패드에 대해 달성할 수 있는 최고의 작동 지점이 약 260 mm(10.3인치)임을 보여준다. 보상되지 않은 전력은 커플링 계수의 제곱에 비례한다. 도 15를 참조한다.
패드 구조 설계는, 두 부분의 크램 쉘(clam shell)과 같은 구성에서, 약 18 페라이트 아암과 같이, 약 3 내지 100 페라이트 아암에 맞는 모든 플라스틱 구조를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서는, Magnetics Inc에서 구매할 수 있는 부품 번호 0R49925IC와 같은, 약 3 개의 페라이트 바가 18개의 페라이트 아암 각각에 들어간다. 자기 성능에 영향을 미치지 않는 모든 적합한 재료가 설계를 조립하기 위해 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 크램 쉘 반쪽은 약 0.375인치 두께이고, 페라이트 아암을 받아들이기 위해 절단되는 채널은 도 16에 도시된 바와 같이 각각의 반쪽에 0.150인치 깊이이다. 그러나, 이들 매개 변수는 특정 IPT 어플리케이션에 필요한 패드의 전체 직경 및 시스템 용량에 따라 다양한 두께 및 깊이로 조정될 수 있다.
일부 실시예에서, 페라이트 바의 치수에 대한 피트(fit)는 바를 견고하고 단단하게 유지하도록 지원할 수 있는 약간의 클리어런스 피트에 대한 공칭이다. 적합한 접착제 및/또는 잠금 장치(fastener)가 페라이트 바 및/또는 리츠 와이어를 고정하기 위해 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 바를 어셈블리하거나 디어셈블리하는 과정에서 도구 액세스 및 지원을 허용하기 위해 채널의 코너는 도 17에 도시된 바와 같이 반경(radius)이 된다. 두 개의 크램쉘 절반들 중 하나의 상부에, 도브테일 홈이 포함되고, 리츠 와이어의 위치 결정을 위해 원하는 나선형 풋 프린트(foot print)를 트래버스한다. 일 실시예에 대한 홈의 치수가 도 17에 도시된다. 유도 무선 전력 전송 시스템에서 리츠 와이어 위치 결정에 대한 캡처 도브테일 홈의 어플리케이션은 새로운 것이고 장점을 제공한다. 도시된 실시예에 대해, 어셈블리 배치에서, 리츠 와이어는, 위치에 제대로 적용되기 때문에, 용이해진다. 또한, 리츠 와이어는 매우 정확하게 배치될 수 있다(예를 들어 +/- 0.05 mm 또는 +/- 0.025 mm). 정확한 위치 결정은 제조된 패드의 자기 성능(magnetic performance)이 분석적으로 모델링된 자기 성능과 부합하도록 지원한다. 정확한 위치 결정 때문에, 리츠 와이어 길이의 예상 또한 정확하다. 따라서, 코일 인덕턴스, 코일 저항, 및 다른 코일 전기 매개 변수는 시스템의 성능 및 효율을 개선하는 타이트한 공차가 유지된다.
일 실시예에서, 나선형 풋프린트는 도 17의 홈의 약 12번 균일하게 커지는 반경 회전을 포함한다. 약 7.0인치의 반경으로 시작되어 약 10.7인치의 반경으로 끝날 수 있다. 그러나, 회전 반경 및 회전수는 시스템 요구 및 대상 어플리케이션에 따라 조정될 수 있다.
예시 시스템에 대해, 선택된 페라이트 물질에 대한 일반적인 코어 손실은 100℃, 및 100 kHz, 200 mT의 필드에서 약 696 mW/cm3 이다. 페라이트는 망간 아연 재료 및 등가 재료일 수 있으며, 형상은 다양한 페라이트 제조업체에서 조달될 수 있다.
일부 실시예에서, 나선형 홈에 배치되는 리츠 와이어는 설명한 각 패드 어셈블리로 이동하는 트위스트 페어 리드선을 위해 충분한 길이를 포함한다. 도브테일 홈에서 와이어는 나일론 서빙 및 개별 가닥에 적용되는 에나멜만을 갖는다.
플라스틱 패드까지의 리드부에 대해, 트위스트 쌍의 각 부분은 2개의 Kybar 열 수축 절연층(FIT-225 또는 등가물)으로 래핑될 수 있다. 트위스트 페어는 이후, 할라 브레이드 튜브 오버랩 방지(Halar braided tube overwrap protection)의 층으로 래핑될 수 있다. 적합한 리츠 와이어는 규격 1300/38S80DN (HM 와이어) 또는 등가물 당 트위스트/브레이드된 38개의 게이지 구리선의 1300 가닥을 포함하는 리츠 와이어를 포함할 수 있다.
Ⅳ. 일차 제어 장치
본 명세서에 기재된 IPT 시스템은 관련 하드웨어 및 소프트웨어 모두를 갖는 일차 제어 장치(308)를 포함할 수 있다.
A. 하드웨어
공진 스위치 파형을 제어하기 위해 모든 적합한 일차 제어 장치가 사용될 수 있다. 일부 실시예에서는, Xilinx Spartan 3AN FPGA를 사용하는 FPGA(field programmable gate array) 개발 보드가 일차 트랙 전류 제어 장치를 개발하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 표준 802.15.4 무선 프로토콜 계층과 같은 무선 프로토콜 계층 위에 사용자의 어플리케이션 통신 프로토콜을 수용하기 위해 개발 보드에 사용자의 무선 통신 카드가 추가될 수 있다. FPGA 개발 플랫폼은 일반적으로 초기 IPT 시스템에서 극단적인 유연성을 고려한다. 또한, 보다 비용 효율적인 해결 방법들이 존재하고, 훨씬 더 높은 데이터 처리 속도에서 전체 시스템에 대해 훨씬 미세한 제어를 허용할 수 있다. 제어 장치에 대한 하나의 이러한 대안적 실시예는 프리스케일 MC56F84xx 또는 직렬 DSC와 같은 DSC(digital signal controller) 또는 DSP(digital signal processor)의 사용이다.
B. 소프트웨어
1. 개요
FPGA를 사용하는 실시예에서는, 내부 펌웨어 개발이 하드웨어 설계 언어(HDL)로 수행될 수 있다. DSC 또는 DSP를 사용하는 실시예에서는, 내부 펌웨어 개발이 C 또는 C++와 같은 소프트웨어 코딩 언어로 수행될 수 있다. 이러한 펌웨어는 서브 섹션, 예를 들어 6개의 상이한 서브 섹션으로 나뉠 수 있다. 서브 섹션은 예를 들어, 프로세서 서브 섹션, 통신 서브 섹션, 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 서브섹션, LED 표시 서브 섹션, 스위치 제어 서브 섹션, 및 스위치 고장 및 준비 필터 서브 섹션을 포함할 수 있다.
이들 펌웨어 서브 섹션 이외에도, 추가 소프트웨어가 어플리케이션 계층으로서 프로세서 서브 섹션에 추가될 수 있고, C 또는 C++ 언어와 같은 모든 적합한 언어로 수행될 수 있다. 수동 제어 및 데이터 로깅과 같은 인터랙션은 무선 인터페이스를 통해 PC 상의 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)와 같은 모든 적합한 사용자 인터페이스에 의해 독립적으로 처리될 수 있다. 수동 제어 및 인터랙션은 선택적이지만 시스템의 풍부한 데이터 분석을 생성하는 과정을 지원한다.
a. 프로세서
프로세서 서브 섹션은 약 30 MHz-100 MHz로부터의 클록 주파수(clock frequency)에서 실행하는 32비트 프로세서와 같은 프로세서를 포함할 수 있고, 데이터 및 프로그램 메모리를 필요로 할 수 있다. 다른 적합한 프로세서는 64 비트일 수 있으며, 또는 상이한 클록 속도를 가질 수 있으며, 또는 단일 또는 다중 코어를 가질 수 있다. 일차 클록은 외부 위상 동기 루프(PLL)에 의해 조정될 수 있지만, 일부 실시예에서는 주파수의 중요한 특성으로 인해, HDL 블록은 클록 타이밍 검증을 수행하고, 타이밍이 공지된 기준 클록 신호에 대하여 완전히 검증될 수 있을 때까지, 프로세서(및 모든 다른 서브 섹션)를 리셋(따라서, 전력 전송을 방지하는 단계)으로 유지할 수 있다. 프로세서 서브 섹션은, 일 실시예에서, 소프트웨어의 어플리케이션 계층을 완전히 담당할 수 있다. 프로세서 서브 섹션은 LCL 컨버터를 통해 전류 및 전압 측정을 받아들이고, 위상각, 따라서 (Ⅳ.B.1.e에서 설명한 바와 같이) 일차 트랙 전류를 직접 결정한다. 또한, 프로세서는 통신을 제어하고, 보고를 하고, 원하는 경우 오퍼레이터에 의해 지시되는 수동 제어 명령을 구현하도록 구성될 수 있다.
b. 통신
통신 서브 섹션은, 일부 실시예에서, 높은 레벨의 데이터 전송을 무선 통신 칩에 의해 요구되는 낮은 레벨의 비트 인코딩으로 바꾸도록 구성될 수 있다. 통신 서브 섹션은, 일 실시예에서, 모든 무선 데이터의 적당한 송신 및 수신을 보장할 수 있다.
c. 아날로그-디지털 컨버터(ADC)
ADC 서브 섹션은 외부 ADC 집적 회로와 자동적으로 통신하고, 데이터를 필터링하고, 프로세서 서브 섹션에 중요한 측정 매개 변수들을 주기적으로 보고하도록 구성된다.
d. LED 표시
발광 다이오드(LED) 표시 서브 섹션은 시각적 상태 보고를 처리함으로써 프로세서 부하를 감소시키도록 구성된다. LED 표시 서브 섹션은 각 서브 섹션의 상태를 자동적으로 판독하고, 일 실시예에서는, 전력 레벨 상태 정보뿐만 아니라 발생할 수 있는 문제들을 시각적으로 보고한다. LED 표시 서브 섹션은 FPGA 개발 보드 상에서 RGB 컬러 LED의 세트를 직접 제어할 수 있다.
e. 스위치 제어
스위치 제어 서브 섹션은, 일 실시예에서, 각각의 풀브릿지 스위치 상에서 파형 제어를 보정하기 위해 프로세서로부터 원하는 위상을 바꾸도록 구성된다. 이 서브 섹션은, (직접적인 저 지연 제어 해상도를 허용하는) 100 MHz - 500 MH에서와 같이, 다른 서브 섹션보다 빠른 클록 실행을 요구한다. 이 서브 섹션은 별도의 클록 상에서 실행하기 때문에, HDL은 모든 잠재적인 준안전성 문제가 시스템에 손상을 입히는 것을 방지하도록 클록 도메인 사이에서의 비동기 문제를 처리할 수 있다.
대칭 전압 상쇄(SVC) 또는 위상 변위(PS) 제어는 LCL 컨버터를 사용할 때의 그 넓은 수용성 때문에 스위치 제어를 위한 방법으로 사용될 수 있다. 전도각이 0-180도 범위에서 달라질 때의 일차 전류에서의 변화가 도 18에 도시된다. 도 18은 일차 트랙 전류가 0A에서 최대 40 A까지 완전히 제어될 수 있다는 것을 보여준다. 다른 실시예들은, 그 전체가 본 명세서에 참조로 인용되는, 2012년 10월 23일에 출원된 미국 특허 출원 제13/642,925호에 기재된 바와 같은 비대칭 전압 상쇄(AVC)의 사용을 포함한다.
f. 스위치 고장 및 준비 필터
스위치 고장 및 준비 필터 서브 섹션은 게이트 드라이브 회로에서 허위 고장 신호 및 준비 신호를 주로 필터링하도록 구성된다. 스위칭 인버터의 전기적 소음 환경으로 인해, 고 전력 회로로부터의 디지털 신호 보고는 종종 발생하는 허위 신호들을 바운스(bounce)할 수 있다. 이 서브 섹션은 측정값이 정확하다는 것을 보장하도록 입력 신호들을 디지털 방식으로 필터링하여 디바운스(debounce)한다.
2. 듀얼 사이드 제어 및 최적 효율
도 1은 IPT 시스템의 효율을 극대화하기 위한 시스템(100)의 일 실시예를 도시하는 개략적 블록도이다. 시스템(100)은 IPT 시스템(104) 내에 최대 효율 장치(102)를 포함한다. 또한, IPT 시스템(104)은 제1 스테이지(106), 제2 스테이지(108), 및 제1 스테이지(106)과 제2 스테이지(108) 사이의 무선 전력 전송(110)을 포함한다. 시스템(100)은 부하(112) 및 전압원(114)을 포함한다. 시스템(100)의 요소들은 후술된다.
시스템(100)은 IPT 시스템의 최소한의 전압 및 전류를 측정하고, IPT 시스템(104)의 최대 효율을 알아내기 위해 반복하고 나서, 더 높은 효율을 달성하기 위해 제1 스테이지(106) 및 제2 스테이지(108)의 매개 변수들을 조정하는 최대 효율 장치(102)를 포함한다. 최대 효율 장치(102)는 도 2의 장치(200)와 관련해서뿐만 아니라 이후의 설명에서 보다 상세히 설명된다.
시스템(100)은 IPT 시스템(104)을 포함한다. IPT 시스템(104)은 제1 스테이지(106)에서 제2 스테이지(108)으로 전력을 무선으로 전송(110)한다. IPT 시스템(104)은 차량, 전자 장치의 배터리, 또는 무선 전력 전송의 혜택을 누릴 수 있는 다른 장치에 전력을 공급할 수 있다. IPT 시스템(104)은 다양한 토폴로지를 포함할 수 있으며, 효율이 측정될 수 있고 더 높은 효율을 달성하기 위해 매개 변수들이 조작될 수 있는 모든 구성을 포함한다. 일 실시예에서, 제1 스테이지(106)은 무선으로 에너지를 전송하고, 제2 스테이지(108)은 전송된 에너지를 무선으로 수신하고 출력 버스(bus)를 통해 하나 이상의 부하(112)로의 에너지 전송을 제어한다.
제1 스테이지(106)은 전압원(114)으로부터 전력을 수신한다. 일 실시예에서, 전압원(114)은 DC 전압원이고, 제1 스테이지(106)은 입력으로서 DC 전압을 수신한다. 다른 실시예에서, 전압원(114)은 AC 전압원이다. 제1 스테이지는, 일 실시예에서, 입력으로서 AC 전압을 사용한다. 다른 실시예에서, 제1 스테이지(106)은 제1 스테이지(106)에서 다른 스테이지로 DC 전압을 제공하기 위해 AC 전압을 정류하는 정류단(rectifier stage)을 포함한다. 전압원(114)은 공공 전력망(utility power grid), 발전기, 배터리, 연료 전지, 또는 당업자들에게 공지된 다른 전력원에서 올 수 있다.
제1 스테이지(106)은, 다양한 실시예에서, 무선으로 전력을 전송하기에 적합한 하나 이상의 스위칭 전력 컨버터 또는 인버터를 포함한다. 예를 들어, 제1 스테이지(106)은 공진 인버터, 공진 컨버터, 또는 IPT 시스템(104)에서의 무선 전력 전송에 유용한 다른 토폴로지를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 제1 스테이지(106)은 공진 네트워크에 연결된 방형파(square wave) 인버터를 포함한다. 예를 들어, 방형파 인버터는 도 5와 관련하여 전술한 H 브릿지 인버터일 수 있다. 다른 실시예에서, 제1 스테이지(106)은 풀브릿지(full-bridge), 하프브릿지(half-bridge), 푸시-풀(push-pull) 또는 공진 네트워크를 여기시키는 다른 유형의 스위칭 전압 컨버터를 포함할 수 있다. 공진 네트워크는 커패시터(capacitor), 인덕터(inductor), 또는 당업계에 공지된 다른 구성 성분들의 조합을 포함할 수 있다. 제1 스테이지(106)은 인버터 또는 컨버터, 그 다음에 공진 네트워크(RN), 그 다음에 부하를 포함할 수 있다. 컨버터/RN/부하는, 전압원-RN-전압 싱크(voltage sink), 전압원-RN-전류 싱크, 전류원-RN-전압 싱크, 또는 전류원-RN-전류 싱크와 같이 다양한 조합이 될 수 있다.
공진 네트워크는 일반적으로 인덕터 및 커패시터와 같은 두 개 이상의 무효 성분(reactive component)을 포함한다. 무효 성분은 컨버터/인버터의 유형 및 부하의 유형에 따라 다양한 직렬 및 병렬 구성일 수 있다. 공진 네트워크는 2-요소 유형, 3-요소 유형, 또는 다른 고차의 구성일 수 있다. 당업자는 IPT 시스템(104)에서 전력을 무선으로 전송하기에 적합한 다른 구성들을 인식할 것이다.
일 실시예에서, 제1 스테이지(106)은 LCL 부하 공진 컨버터를 포함한다. LCL 부하 공진 컨버터는 도 5와 관련하여 전술한 토폴로지를 포함할 수 있다. 또한, 일 실시예에서, 제1 스테이지는 LCL 부하 공진 컨버터에 대한 부하의 역할을 하는 일차 수신기 패드(314)를 포함한다. 일 실시예에서, 일차 수신기 패드(314)는 도 13 내지 도 17과 관련하여 전술한 바와 같다.
시스템(100)은 부하(112)에 전력을 제공하는 제2 스테이지(108)를 포함한다. 일 실시예에서, 제2 스테이지(108)은 이차 공진 회로, 이차 정류 회로, 및 이차 디커플링 회로를 포함한다. 이차 공진 네트워크는 도 13 내지 도 17과 관련하여 설명한 바와 같은 이차 수신기 패드(316)를 포함할 수 있다. 또한, 이차 공진 네트워크는 인덕터 및 커패시터와 같은 다른 무효 성분들을 포함할 수 있다. 무효 성분은 다양한 직렬 및 병렬 구성일 수 있다. 일 실시예에서, 이차 공진 회로는 도 23과 관련하여 설명한 바와 같이 구성될 수 있다.
제2 스테이지(108)는, 일 실시예에서, 이차 정류 회로를 포함한다. 이차 정류 회로는 이차 공진 회로로부터의 AC 전압을 정류한다. 이차 정류 회로는 풀브릿지 정류기, 하프브릿지 정류기, 또는 당업자들에게 공지된 다른 정류 회로일 수 있다. 제2 스테이지(108)은 이차 디커플링 회로를 포함한다. 이차 디커플링 회로는 이차 정류 회로 및 이차 공진 네트워크로부터 부하(112)를 디커플링하는 것을 지원한다. 일 실시예에서, 이차 디커플링 회로는 이차 디커플링 컨버터이다. 이차 디커플링 컨버터는 부스트 컨버터(boost converter), 벅 컨버터(buck converter), 또는 다른 토폴로지와 같은 스위칭 전력 컨버터일 수 있다. 이차 디커플링 컨버터는 이차 정류 회로로부터의 DC 전압을 부하(112)에 유용한 다른 형태로 변환할 수 있다. 예를 들어, 부하(112)가 DC 전압을 필요로 하는 경우, 이차 디커플링 컨버터는 DC 컨버터에 대한 DC일 수 있다.
일 실시예에서, 부하(112)는 에너지 저장 요소를 포함한다. 에너지 저장 요소는 배터리, 커패시터, 또는 에너지를 저장할 수 있는 다른 요소일 수 있다. 또한, 부하(112)는 에너지 저장 요소 이외에 추가 부하를 포함할 수 있다. 예를 들어, 부하(112)는 전동 차량 구동 시스템일 수 있다. 배터리는 전동 차량 구동 시스템에 전력을 제공할 수 있다. 일 실시예에서, 제2 스테이지(108) 및 부하(112)는 차량 내에 있다. 예를 들어, 차량이 제1 스테이지(106)의 일차 수신기 패드(314)와 제2 스테이지(108)의 이차 수신기 패드(316)를 정렬시킬 때, 제1 스테이지(106)는 제2 스테이지(108)에 전력을 무선으로 전송할 수 있다. IPT 시스템(104)은 제2 스테이지(108) 및 부하(112)를 구비한 차량이 이동하고 정차하는 위치들에 복수의 제1 스테이지(106)를 포함할 수 있다.
도 2는 IPT 시스템(104)의 효율을 극대화하기 위한 장치(200)의 일 실시예를 도시하는 개략적 블록도이다. 장치(200)는 후술되는 측정 모듈(202), 최대 효율 모듈(204), 및 조정 모듈(206)을 포함하는 최대 효율 장치(102)의 일 실시예를 포함한다.
장치(200)는 IPT 시스템(104)의 전압 및 전류를 측정하는 측정 모듈(202)을 포함한다. 전압은 출력 전압 및/또는 입력 전압일 수 있다. 예를 들어, 측정 모듈(202)은 부하(112)를 제공하는 제2 스테이지(108)의 출력 버스 상의 출력 전압을 측정할 수 있다. 다른 실시예에서, 측정 모듈(202)은 예를 들어, 전압원(114)이 제1 스테이지(106)에 연결되는 입력에서 IPT 시스템(104)에 대한 입력 전압을 측정한다. 또한, 측정 모듈(202)은 전류를 측정한다. 예를 들어, 측정 모듈(202)은 출력 전류 및/또는 입력 전류를 측정할 수 있다. 측정 모듈(202)은, 일 실시예에서, 제2 스테이지(108)의 출력 버스에서 출력 전류를 측정한다. 다른 실시예에서, 측정 모듈(202)은, 전압원(114)으로부터 제1 스테이지(106)으로의 전류와 같은, IPT 시스템(104)의 입력에서 측정되는 입력 전류를 측정한다.
다른 실시예에서, 측정 모듈(202)은 제1 스테이지(106) 또는 제2 스테이지(108) 내부의 전압 및/또는 전류를 측정한다. 예를 들어, 측정 모듈(202)은 제1 스테이지(106)의 컨버터단과 정류단 사이에서의 전압 및/또는 전류를 측정할 수 있다. 전압 및 전류의 측정은 부하(112)로 전송되는 전력의 양, 부하(112)의 정상 상태 저항, IPT 시스템(104)에 대한 입력 전력 등을 결정하는 과정에서 유용할 수 있다. 측정된 전압 및 전류는 IPT 시스템(104)의 효율을 평가하는 과정 및 최대 효율까지 반복하는 과정에서 유용할 수 있다. 측정된 전압 및/또는 전류는 효율을 계산하는 과정에서 사용되는 식들에 사용될 수 있다.
장치(200)는 IPT 시스템(104)에 대한 최대 효율을 결정하는 최대 효율 모듈(204)을 포함한다. 일 실시예에서, 최대 효율 모듈(204)은 제1 스테이지(106) 및 제2 스테이지(108)에 대한 최대 효율을 결정한다. 최대 효율 모듈(204)은 IPT 시스템(104)의 최대 효율까지 반복하는 측정 모듈(202)의 측정과 함께 IPT 시스템(104)의 매개 변수를 사용한다. 최대 효율 모듈(204)에 의해 결정되는 최대 효율은 특정 부하(112), IPT 시스템(104)에 의해 생성되는 특정 전력량, IPT 시스템(104)에 입력되는 전력량 등을 기반으로 할 수 있다. 또한, 최대 효율 모듈(204)은 최대 효율을 결정하기 위해 IPT 시스템(104) 내에서 이용 가능한 다른 측정을 사용할 수 있다.
최대 효율 모듈(204)은, 일 실시예에서, 하나 이상의 변수를 사용하여 반복함으로써 최대 효율을 결정한다. 예를 들어, 최대 효율 모듈(204)은 최대 효율을 결정하기 위해 특정 범위에 걸쳐서 하나 이상의 변수를 변경할 수 있다. 최대 효율 모듈(204)이 사용할 수 있는 변수들 중 일부는 제1 스테이지(106)의 전도각, 제2 스테이지(108)의 작동 주기, IPT 시스템(104)이 가로질러 무선으로 전력을 전송하는 갭의 크기, 일차 수신기 패드(314) 및 이차 수신기 패드(316)의 오정렬, 하나 이상의 부하(112)에 전송되는 전력, 및 품질 인자이다. 당업자는 최대 효율 모듈(204)이 IPT 시스템(104)의 최대 효율을 결정하기 위해 변경할 수 있는 다른 변수들을 알 것이다.
일 실시예에서, 최대 효율 모듈(204)은 IPT 시스템(104)의 제1 스테이지(106) 및 제2 스테이지(108) 내의 다양한 요소들의 모델을 사용하여 최대 효율을 결정한다. 최대 효율 모듈(204)은 IPT 시스템(104) 내의 다양한 요소들의 작동을 계산하는 수식들을 포함할 수 있다. IPT 시스템(104)의 특정 토폴로지에 대한 수식들이 아래에 포함되지만, 당업자는 제1 스테이지(106)에서 제2 스테이지(108)로 무선으로 전력을 전송하는 IPT 시스템(104)에 적합한 다른 토폴로지에 적용할 수 있는 다른 수식들을 알 것이다.
장치(200)는 최대 효율 모듈(204)에 의해 계산된 최대 효율과 일치하는 IPT 시스템(104)에서의 하나 이상의 매개 변수를 조정하는 조정 모듈(206)을 포함한다. 예를 들어, 조정 모듈(206)은 최대 효율 모듈(204)에 의해 결정된 작업 조건을 최대 효율 모듈(204)에 의해 결정된 최대 효율에 대응하도록 일치시키는 작동 조건에 대한 IPT 시스템(104)를 얻기 위해 IPT 시스템(104)에서의 하나 이상의 매개 변수를 조정할 수 있다.
일 실시예에서, 조정 모듈(206)에 의해 조정된 하나 이상의 매개 변수는 제2 스테이지(108)의 작동 주기를 조정하는 작동 주기 기준 및 제1 스테이지(106)의 전도각을 조정하는 전도각 기준을 포함한다. 예를 들어, 제1 스테이지(106)가 공진 컨버터를 포함하는 경우, 공진 컨버터를 제어하는 일반적인 방법은 전도각을 조정하는 것이다. 제2 스테이지가 부스트 컨버터와 같은 이차 커플링 컨버터를 포함하는 경우, 컨버터를 제어하는 일반적인 방법은 작동 주기를 조종하는 것이다. 공진 컨버터를 제어하는 제어 시스템은 기준을 포함할 수 있다. 일반적인 제어 시스템은 전류 또는 전압과 같은 매개 변수를 측정하기 위해 피드백을 사용하고 나서, 전도각 또는 작동 주기와 같은 제어 매개 변수를 조정하기 위해 기준에 대한 오류를 기반으로 하는 오류 신호를 사용한다. 공진 컨버터에 대한 전도각을 조정하는 단계는 상이한 작동 지점으로 공진 컨버터를 조정할 수 있다. 또한, 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 조정하는 단계는 제2 스테이지(108)의 작동 지점을 변경할 수 있다. 일반적으로, 제1 스테이지(106)의 공진 컨버터에 대한 전도각 및 제2 스테이지(108)의 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기는 독립적으로 조정될 수 있다. 전도각 및 작동 주기를 독립적으로 조정하는 것은 최대 효율 모듈(204)에 의해 계산된 최대 효율을 향해 IPT 시스템(104)을 조정하는 단계에서 더 많은 유연성을 제공할 수 있다.
일반적으로, 제2 스테이지(108)에서 이차 디커플링 회로에 대한 작동 주기를 조정하는 제어 루프는 상대적으로 빠른 제어 루프이다. 마찬가지로, 제1 스테이지(106)의 공진 컨버터에 대한 전도각을 조정하는 제어 루프는 상대적으로 빠르다. 일 실시예에서, 조정 모듈(206)이 작동 주기 기준 및/또는 전도각 기준을 조정하는 경우, 조정 모듈(206)은 외부 루프의 일부로서 작동한다. 일 실시예에서, 외부 루프는 제2 스테이지(108)에 대한 작동 주기를 제어하는 내부 제어 루프 및 제1 스테이지(106)에 대한 전도각을 제어하는 내부 제어 루프보다 느리다. 예를 들어, 외부 루프가 분 또는 초 기준으로 전도각 기준 및 작동 주기 기준을 조정할 수 있는 경우, 내부 루프들은 밀리초 또는 마이크로초 기준으로 작동 주기 및 전도각을 조정할 수 있다.
일부 실시예에서, 본 명세서에 기재된 바와 같은 유도 충전 시스템의 적어도 하나의 바람직한 측면은 내장(on-board) 배터리(326)를 충전하기 위해 사용되는 전력(또는 전류)을 제어하는 능력이다. 수학식 2 및 21을 그룹화하면, 배터리(326)에 전달되는 전력은, 통상적으로는 디커플링 및 일차 트랙 전류 제어로서 더 알려진, 제어 변수 작동 주기(D) 및 전도각(σ) 둘 다에 의존한다는 것을 다음의 수학식 5로부터 알 수 있다. 쥐. 에이. 코빅 등의 "유도 전력 전송을 위한 자기 동조 픽업", 2008년 IEEE 전력 전자공학 전문가 회의 페이지 3489-3494 (G. A. Covic et al, "Self tuning pick-ups for inductive power transfer," in IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008., 2008, pp. 3489-3494); 피. 시 등의 "주 입력 전압 조정에 근거한 이식가능한 의료기기용 무선 전력 공급장치", 2007년 산업 전자공학 및 응용에서의 2차 IEEE 회의 페이지 235-239 (P. Si et al, "Wireless Power Supply for Implantable Biomedical Device Based on Primary Input Voltage Regulation," in 2nd IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, 2007. ICIEA 2007., 2007, pp. 235-239)를 참조한다.
Figure pct00014
제어 알고리즘을 구현하기 위해 과거에 여러 방법들이 제안되었다. 하나의 가능한 선택은 일차 트랙 전류 제어만을 사용하는 것이다. 쥐. 비. 중 등의 "경피 변압기의 누설 인덕턴스 보상을 이용한 인공심장용 에너지 전송 시스템", 1998년 11월 전력 전자공학에서의 IEEE 저널 제13권 페이지 1013-1022 (G. B. Joung et al, "An energy transmission system for an artificial heart using leakage inductance compensation of transcutaneous transformer," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 13, pp. 1013-1022, Nov. 1998); 피. 시 등의 "이식가능한 장치로의 무선 전력을 조정하기 위한 주파수 제어 방법", 2008년 3월 의료 회로 및 시스템에서의 IEEE 저널 제2권 페이지 22-29 (P. Si et al, "A Frequency Control Method for Regulating Wireless Power to Implantable Devices," IEEE Transactions on Biomedical Circuits and Systems, vol. 2, pp. 22-29, March 2008)을 참조한다. 다른 보다 최근의 개발은 M이 달라질 때 σ를 통해 일차 트랙 전류를 제어하는 것이다. 작동 주기 제어는 부하 저항 변화에 대하여 사용된다. 본질적으로, I1은 고정되는 Voc를 유지하기 위해 (20)에 의해 좌우되는 M에 반비례하도록 제어되고, D는 (5)에 의한 부하 변화로 인한 전력 출력을 제어하기 위해 사용된다. 이러한 유형의 접근 방법은 이차 디커플링 제어로서 언급될 것이다. 그러나, 이들 방법 모두는, 일부 실시예에서 구현될지라도, 최고의 전체 시스템 효율을 얻기 위한 비-최적 제어 전략이다. 본 명세서에 기재된 실시예들에 따른 이 시스템에서는, 부하 및 커플링 변화를 갖는 시스템에 대해 최고의 효율을 달성하기 위해 새로운 듀얼 사이드 제어 전략이 사용된다.
본 명세서에 기재된 일부 실시예에서 사용된 효율 분석 방법은 시스템을 섹션들로 분리하여 각 섹션의 효율을 개별적으로 분석한다. 효율 분석의 하나의 가정은, LCL 컨버터 상에서의 H 브릿지의 스위칭 손실이 매우 복잡한 성질에 따라 달라지기 때문에, 전도 손실만을 고려한다는 것이다. 순수 조건, 실제 조건, 반영된 저항 조건 하에서도, 하나의 레그가 상대적으로 높은 다이오드 역 회복 손실(용량 스위칭)로 작동할 수 있고, 다른 레그는 종래의 이해하기 힘든 특성(전도 스위칭)으로 작동할 수 있다. 예를 들어, 에이치. 에이치. 우 등의 "유도 전력 전송 시스템에서의 LCL 컨버터를 위한 대칭 전압 상쇄 제어의 설계", 2011년 IEEE IEMDC 페이지 866-871 (H. H. Wu et al, "Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems," in IEEE International Electric Machines & Drives Conference ("IEMDC"), 2011, 2011, pp. 866-871)을 참조한다. 또한, 각 반도체 장치의 스위칭 특성은 상대적으로 큰 차이를 갖는 내부 장치 매개 변수들 및 작동 온도에 강하게 의존한다.
분석의 설명을 돕기 위해, 도 19가 참조될 수 있다. 반도체 장치에서의 전도 손실은, 일 실시예에서, 두 개의 부분, 즉 제로 전류(Vrd_on, Vhs_on, Vbd_on)에서 순 방향 전압 강하되는 한 부분 및 직렬의 등가 선형 저항이 되는 다른 부분으로 분리되어 별도로 모델링된다. 이들 각각은 별도로 고려된다. RLdc는 Ldc에서의 ESR의 합계 및 정류기 브릿지에서 다이오드의 선형 저항을 포함한다는 것을 유의해야 한다.
정류 후 부스트 컨버터의 효율은 수학식 6에 의해 주어진다:
Figure pct00015
여기서는 선형 저항만이 고려되고, 수학식 6의 확장은 수학식 7이 된다:
Figure pct00016
Rbs_on이 Rbd_on과 거의 동일하다고 가정함으로써, 수학식 7은 수학식 8로 단순화될 수 있다:
Figure pct00017
장치의 순방향 전압 강하로 인한 손실은 유사한 방식으로 유도될 수 있고, Vhs_on 및 Vhd_on이 유사하다고 가정함으로써, 효율은 수학식 9로 표현될 수 있다:
Figure pct00018
다음으로, 이차 공진 회로에 대해, 패드 인덕턴스 변화로 인한 이조(detuning) 효과가 고려된다. 분석을 단순화하기 위해, 패드 인덕턴스는 수학적으로 상수로서 취급되고, 병렬 동조 커패시터는 변수로서 취급된다. 또한, 동조 커패시터의 ESR은 그들의 손실이 다른 성분들보다 낮은 크기일 때 무시된다. i2의 크기는 다음의 수학식 10과 같다:
Figure pct00019
여기서,
Figure pct00020
수학식 6에서 제안된 접근 방법을 수행하고 수학식 10을 사용하면, 효율은 수학식 12로 주어진다:
Figure pct00021
수학식 8, 9 및 12를 모두 곱하면, 결과는 제2 스테이지(108)의 이차 공진 회로, 이차 정류 회로, 및 이차 디커플링 컨버터의 효율이 된다. 다음의 유도는 LCD 부하 공진 컨버터 및 관련 공진 네트워크의 효율을 결정하는 것이다. 도 20에 도시된 등가 회로는 손실을 모델링하기 위해 사용된다. 우선, 이차 이조 공진 회로의 병렬 임피던스는 수학식 13에 의해 주어진다:
Figure pct00022
이차에서의 모든 ESR 손실은 무시되고, 그들의 값이 리액턴스 및 부하 저항 성분들보다 훨씬 작기 때문에, i2는 수학식 14에 의해 주어진다:
Figure pct00023
제1 원리로부터, 반영된 임피던스는 수학식 15이다:
Figure pct00024
ΔC2가 0으로 설정되면 수학식 15는 수학식 3으로 단순화된다는 것을 유의해야 한다. 이전과 마찬가지로, 선형 저항 손실은 제로 전류에서의 순방향 전압 강하로부터 분리된다. 수학식 6에서와 같은 유사한 접근 방법을 사용함으로써, 일차에 대한 효율은 수학식 16과 같다:
Figure pct00025
수학식 8과 유사하게, 순방향 전압 강하로 인한 효율은 수학식 17로 주어진다:
Figure pct00026
수학식 8, 9, 12, 16 및 17을 그룹화함으로써, 전체 시스템 효율은 수학식 18로 주어진다:
Figure pct00027
수학식 18을 사용하면, 일 실시예에서, 최고의 효율 지점을 알 수 있다. 그러나, 일반적으로 이 함수는 Q2v에 대한 4차보다 훨씬 고차이며, 이는 글로벌 최대치의 분석 해법이 직접 결정될 수 없다는 것을 의미한다. 다행히도, 광범위한 분석을 통해, 이 함수는 글로벌 최대치를 항상 가지고, 단순한 감지 루틴을 사용하여 최대치를 알 수 있다. 분석에 대한 값들은 표 Ⅱ에 나열된다. Rb는 Lb의 ESR과 스위치의 선형 저항의 합이다. 변수 M 및 α를 결정하기 위해, 도 4가 사용될 수 있다. Q2v는 수학식 14를 사용하여 계산된다. 이 예에서, 5 kW 시스템에 대한 모든 센서 및 FPGA 제어 장치에 전력을 공급하기 위해 대략 37 W가 사용되었다.
효율 분석을 위한 시스템 매개 변수
매개 변수 값 매개 변수 값
RLdc 0.0166Ω RL1 0.0636Ω
Rbd_on 0.035Ω Rb 0.1194Ω
Vbd_on 0.95V Vhs_on 0.9V
RL2 0.0569Ω Vrd_on 0.77V
이 시스템을 실제로 구현하기 위해, 도 21에 도시된 제어 장치 블록도가 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 작동 주기(D)는 일차 제어 변수로 사용되고, 전도각(σ)은 규정에서의 출력 전력(전류)을 유지하기 위해 일정하게 업데이트된다.
배터리(326)의 등가 손실 저항은 배터리 전압을 측정하여 전류를 충전함으로써 결정될 수 있다. EV에 대해 큰 배터리를 충전할 때, 안전상의 이유로 이들 두 개의 센서가 일반적으로 필요하고, 따라서. 어떠한 추가 하드웨어도 필요하지 않을 수 있다. 커플링 계수를 결정하기 위해, 관찰자 수식(observer equations)이 그 작동 값을 예측하기 위해 직접 사용될 수 있다. 우선, 아마도 전류 변압기(CT)를 사용하는 측정으로 통해 트랙 전류를 결정해야 한다. 그러나, PFC 스테이지가 예를 들어, 작동 시 일정한 400 VDC 버스를 유지될 수 있다면, 여부의 CT를 사용하지 않고 수학식 2를 사용하여 i1을 직접 평가할 수 있다. 평가된 트랙 전류를 사용함으로써, i1 및 Rdc를 이미 알고 있는 경우, M (및 k)가 직접 결정될 수 있다:
Figure pct00028
도 22는 상호 인덕턴스 (또는 커플링)이 광범위한 부하 및 작동 주기 조건에 걸쳐서 많은 오류 없이 결정될 수 있다는 것을 보여준다. 표 2의 시스템 매개 변수들의 평가는 수학식 18을 사용한 최적 효율 제어를 위해 필요하다. 정확한 평가를 위한 하나의 방법은 각 성분의 ESR 값들을, 제조하는 동안 직접 측정하고 나서 측정된 기생 값(parasitic value)으로 각 유닛에 대한 제어 장치를 프로그래밍하는 것이다. 이 기술의 잠재적 단점은, 제 위치를 벗어난 금속 물체(stray metal object)가 작동 시 아주 근접하면, 두 개의 IPT 패드의 ESR이 달라질 수 있다는 것이다. 대안적으로 적용될 수 있는 작동 시의 패드 ESR를 정확하게 감지하기 위한 몇 가지 방법이 있다. 일부 실시예에서, 대안 방법은 소액의 추가 비용으로 공진 컨버터 앞에 입력 전압 및 전류 센서를 설치함으로써 수행될 수 있다. 입력 전력이 직접 측정될 수 있다. 시스템의 입력 및 출력 전력에 대한 액세스로, 효율이 결정될 수 있고, 피크를 검색하여 최적 값을 알 수 있다. 이는 닫힌 루프 제어 장치에 대해 본 명세서에 기재된 시스템의 일부 실시예에서 수행된 실제 구현 방법이다. 이 방법으로 효율을 측정하는 것이 완전히 정확한 것은 아니라고 주장할 수 있지만, 일반적인 트렌드는 여전히 1% 측정 오차를 가질 수 있는 센서를 사용하여 결정될 수 있다. 도 33에 도시된 함수의 피크는 꽤 정확하게 추적할 수 있다.
일부 실시예에서, 시스템 효율을 추적하고, 최적의 시스템 효율을 보장하기 위해 일차 SVC 제어 및 이차 디커플링 제어를 최적하도록 일차 제어 장치(308) 상의 프로세서가 구성된다.
Ⅴ. 이차 동조 네트워크(이차 회로(318), 도 23)
본 명세서에 기재된 IPT 시스템은 이차 동조 네트워크를 포함할 수 있다.
A. 이차 공진 회로의 용량 네트워크
일부 실시예에서, 도 23에서 이차 디커플링 컨버터로 도시되고 설명된 용량 네트워크는 직렬 보상 커패시터(C2s) 및 병렬 탱크 커패시터(C2)를 포함할 수 있다. 이 시스템에 대한 커패시턴스를 결정하기 위해, 일 실시예에서 다음의 방법이 사용될 수 있다:
1. 원하는 작동 각 주파수 ω = 2*π*f를 결정한다. 여기서 f는 헤르츠 주파수이다.
2. 일차에 대한 입력 DC 전압(Vdc1), 원하는 출력 전압(Vdc2), 및 원하는 출력 전류(Idc2)를 결정한다. 출력 전력(Pout)=Vdc2*Idc2.
3. 주어진 패드 세트에 대해, 일차 수신기 패드(314)와 이차 수신기 패드(316) 사이의 커플링 계수(k) 범위 및 공칭 에어 갭을 결정한다.
Figure pct00029
에서, (L1)s는 주어진 높이에서 단락되는 이차 수신기 패드(316)에 의한 일차 수신기 패드 인덕턴스이고, (L1)0는 주어진 높이에서의 이차 수신기 패드 개방 회로에 의한 일차 수신기 패드 인덕턴스이다. 따라서, k0는 공칭 에어 갭에서 설정된 패드에 의한 커플링 계수(k)이다.
4. σ=180°일 때의 최대 일차 RMS AC 전압(Vac1),
Figure pct00030
을 결정한다. 또한, IPT 모델링을 사용하여 필요한 최대 RMS AC 트랙 전류(I1max)를 결정한다. 따라서, 원하는 일차 리액턴스는
Figure pct00031
이다.
5. 일차 위의 공칭 높이에서, 일차 수신기 패드(314)가 개방 회로(L20) 및 관련 리랙턴스(X20)일 때 이차 수신기 패드 인덕턴스를 결정한다. X20=ω*L20이고, 여기서 ω는 시스템의 각 주파수이다.
6. 최대 높이(즉, kmin)에서의 개방 회로 전압(Voc), Voc=I1max*X20*kmin(일차 및 이차 수신 패드 리액턴스는 서로 매우 가깝다고 가정)을 결정하고, 그로 부터 원하는 이차 리액턴스(X2_des),
Figure pct00032
를 결정한다.
7. (도 23에 도시된) 주어진 이차 공진 회로에 대해, 다음의 수식
Figure pct00033
및
Figure pct00034
을 사용하여 필요한 이차 직렬 보상 커패시턴스(C2s) 및 이차 병렬 탱크 커패시턴스(C2)를 결정한다.
8. 이차 직렬 보상 커패시턴스(C2s)에 의해 직렬로 단락된 이차 코일 및 최대 높이에서 이차로 공칭 일차 수신기 패드 인덕턴스(L10) 및 리액턴스(X10)를 결정한다.
9. (도 10에 도시된) 주어진 일차 LCL 동조 회로에 대해, 다음의 식
Figure pct00035
및
Figure pct00036
을 사용하여 필요한 일차 직렬 보상 커패시턴스(C1s) 및 일차 병렬 탱크 커패시턴스(C1)를 결정한다.
10. 따라서, 일차 브릿지 인덕턴스(Lb),
Figure pct00037
를 결정할 수 있다. 브릿지 인덕턴스가 인버터의 양쪽 레그 사이에서 분할되면, 관련 인덕턴스는 각 인덕터에 대해 절반이 된다.
B. 코일 인터랙션
도 23에 도시된 바와 같은 L2는 이차 회로(318)에 전력을 전송하기 위해 사용되는 자기 패드 설계이다. 무선 IPT 컨버터의 이차에서, 이차 자기 패드(이차 수신기 패드(316))는 자기 인덕턴스 및 상호 인덕턴스의 일부 양으로 느슨하게 결합된 변압기의 이차 절반으로서의 역할을 한다. 회로를 동조하기 위해 (전술한 바와 같은) 자기 인덕턴스가 사용된다; 따라서, 시스템은 일반적으로 공진 전력 전송의 효율을 유지하기 위해 자기 인덕턴스에서의 이 변화에 상당한 내성이 있어야 한다. 그러나, 이차 자기 인덕턴스는 일차 자기 인덕턴스보다 훨씬 덜 변한다는 것을 유의해야 한다.
VI. 이차 정류 회로
엔드 포인트(end point) 부하에 따라, 본 명세서에 기재된 IPT 시스템은 선택적으로 이차 정류 회로를 포함할 수 있다. 사용하는 경우, 이차 정류 회로는 고주파 AC 파형을 DC 파형으로 변환하도록 구성된다. 이차 정류 회로는 저 손실 작동을 위해 선택된 4개의 고속 다이오드로 이루어진 표준 전파(full wave) 브릿지 정류기일 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서는 4 개의 페어차일드 RHRG75120 다이오드가 정류를 수행하기 위해 선택되었다. 정류를 위해 사용되는 다이오드는 매우 빠른 다이오드 역 회복 시간, 낮은 전압 강하, 높은 전압 정격, 및 높은 전류 정격을 가지도록 구성될 수 있다. 다른 실시예들은 저 손실 정류를 수행하기 위해 스위치를 사용하는 동기식 정류 기술을 포함한다.
VII. 이차 디커플링 회로
IPT 시스템은 선택적으로 이차 디커플링 회로를 포함할 수 있다. 모든 적합한 디커플링 회로가 사용될 수 있다. 이차 디커플링 회로는 부스트 컨버터와 같은 스위칭 전력 컨버터를 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 23에 도시된 디커플링 제어에 의한 병렬 픽업(이차 회로(318))가 일부 예시적 실시예에서 사용되었다. 예를 들어, 제이. 티. 보이즈 등의 "유도 결합 전력 전송 시스템의 안정성 및 제어", 2000년 IEE 회보 - 전력 응용 제147권 페이지 37-43 (J. T. Boys et al, "Stability and control of inductively coupled power transfer systems," IEE Proceedings - Electric Power Applications, vol. 147, pp. 37-43, 2000); 쥐. 에이. 코빅 등의 "유도 전력 전송을 위한 자기 동조 픽업", 2008년 IEEE 전력 전자공학 전문가 회의 페이지 3489-3494 (G. A. Covic et al, "Self tuning pick-ups for inductive power transfer," in IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008., 2008, pp. 3489-3494); 엔. 에이. 킬링 등의 "고전력 응용을 위한 단위 역률 IPT 픽업", 2010년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제57권 페이지 744-751 (N. A. Keeling et al, "A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, pp. 744-751, 2010); 제이. 티. 보이 등의 "단상 단위 역률 유도 전력 전송 시스템", 2008년 IEEE 전력 전자공학 전문가 회의 페이지 3701-3706 (J. T. Boys et al, "Single-phase unity power-factor inductive power transfer system," in IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008., 2008, pp. 3701-3706); 와이. 수 등의 "ICPT 픽업의 모델링 및 제어기 설계", 2002년 전력 시스템 기술에 관한 국제 회의 회보 (Y. Xu et al, "Modeling and controller design of ICPT pick-ups," presented at the International Conference on Power System Technology, 2002. Proceedings. PowerCon 2002., 2002)를 참조한다.
일부 실시예에서, 전술한 이차 디커플링 회로는 다음과 같은 장점을 갖는다:
●병렬 공진 회로는 정상 상태 조건 하에서 전류원으로서의 역할을 하고(예를 들어, 쥐. 에이. 코빅 등의 "유도 전력 전송을 위한 자기 동조 픽업", 2008년 IEEE 전력 전자공학 전문가 회의 페이지 3489-3494 (G. A. Covic et al, "Self tuning pick-ups for inductive power transfer," in IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008., 2008, pp. 3489-3494) 참조), 대부분의 배터리 유형들을 충전하기 위해 잘 기능할 수 있다.
●이차 디커플링 제어 장치(320)는 쉽게 사용할 수 있고, 스위치 Sb의 작동 주기를 간단히 제어함으로써 모든 원하는 값으로 픽업의 출력 전압을 조절할 수 있다. 제이. 티. 보이 등의 "유도 결합 전력 전송 시스템의 안정성 및 제어", 2000년 IEE 회보 - 전력 응용 제147권 페이지 37-43 (J. T. Boys et al, "Stability and control of inductively coupled power transfer systems," IEE Proceedings - Electric Power Applications, vol. 147, pp. 37-43, 2000)을 참조한다. 또한, 이차 사이드 제어는 무선 통신 링크가 일시적으로 작동하지 않는 경우, 배터리에 대한 보호 기능의 역할을 한다.
높은 스위칭 주파수에서 이차 디커플링 제어 장치를 작동시키면, 상수인 일차에 반영된 임피던스(Zr)가 생성되며, 전력 공급 장치로부터 도출된 전류는 느린 스위칭 작동에 비해 이차 사이드로부터 최소한의 EMI를 이상적으로 가질 수 있는 능력을 가질 것이다. 여기에서, 제1 원리로부터의 개방 회로 전압은 수학식 20에 의해 주어진다:
Figure pct00038
또한, 배터리(326)가 정상 상태 하에서 등가 DC 저항으로 모델링 될 수 있다면, 출력 전력은 수학식 21로 주어진다:
Figure pct00039
여기서,
Figure pct00040
Figure pct00041
수학식 22에서의 Q2v는 Q2와 상이하다. Q2는 전체 품질 계수이며, 전압 Q(Q2v) 및 전류 Q(Q2i)의 곱으로 정의될 수 있다. 엔. 에이. 킬링 등의 "고전력 응용을 위한 단위 역률 IPT 픽업", 2010년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제57권 페이지 744-751 (N. A. Keeling et al, "A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, pp. 744-751, 2010)을 참조한다. 여기서, Q2v는 동일한 방식으로 처리되며, Q2i는 L2eq 및 L1eq에 의해 동조의 정의 중에 자체 포함된다. 설계 전략의 핵심은 수학식 21의 전력 요구 사항을 충족시킬 수학식 23의 L2eq를 선택하는 것이다. 설계 매겨 변수들은 표 3에서 보여준다. Voc 매개 변수는, 결합 조건 및 사용되는 일차 트랙 전류에 따라 달라지기 때문에, 여기에서 주어지지 않는다. Ldc의 주요 목적은 정류기 전류를 지속적으로 유지하는 것이고, 그를 선택하는 가이드라인은, 예를 들어 피. 시 등의 "최대 전력 전송을 위한 ICPT 전력 픽업에 사용되는 DC 인덕턴스의 분석", 2005년 IEEE/PES 송배전 회의 및 박람회 페이지 1-6 (P. Si et al, "Analyses of DC Inductance Used in ICPT Power Pick-Ups for Maximum Power Transfer," in 2005 IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exhibition: Asia and Pacific, 2005 pp.1-6)에서 발견할 수 있다.
IPT 픽업에 대한 설계 매개 변수
매개변수 값 매개변수 값
Vout 300V Ldc 550μH
X2 9.81Ω Iout 0-17A
C2 811.19nF 다이오드(Db) IDT16S60C
L2 177-188μH 스위치 IRG7PH42UPBF
C2s 611.19nF 다이오드(정류기) RHRG75120
일부 실시예에서, 병렬 공진 픽업에 대한 특정 Ldc를 선택하기 위한 프로세스가 사용될 수 있다. 예를 들어, 회로에 대해 필요한 최소 DC 인덕턴스를 분석하기 위한 프로세스가 수행될 수 있다. 하나의 직접적인 방법은 최대치에 대해 표준화되어 도시될 수 있는 출력 전력량을 측정한 것이고, 적당한 Ldc가 선택될 수 있다(도 24). 그러나, 상기 프로세스는, 전력을 사용할 수 있는 경우에도, 정류기를 통해 역으로 흐르는 DC 전류 상에서의 큰 고조파 파장(harmonic ripple)이 비-단위(non-unit) 변위 역률을 초래할 수 있기 때문에, 약간 더 복잡하다. 또한, 피. 시 등의 "최대 전력 전송을 위한 ICPT 전력 픽업에 사용되는 DC 인덕턴스의 분석", 2005년 IEEE/PES 송배전 회의 및 박람회 페이지 1-6 (P. Si et al, "Analyses of DC Inductance Used in ICPT Power Pick-Ups for Maximum Power Transfer," in 2005 IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exhibition: Asia and Pacific, 2005 pp. 1-6)을 참조한다. 일차 컨버터에 다시 반영되는 경우의 이러한 현상은 H 브릿지 네트워크 상에 추가적인 부하를 초래할 수 있으며, 심각한 반영을 방지하기 위해서는 작동 시 파장 전류를 20% 미만으로 감소시키는 것이 더 나을 수도 있다. 예를 들어, 도 25의 플롯은 DC 인덕턴스가 약 500 μH로 증가되는 경우에 파장이 20%로 감소될 수 있다는 것을 보여준다.
다음으로, 이차 디커플링 제어 장치(320)에 대한 스위칭 주파수의 분석은 다소 복잡할 수 있으며, 빠른 스위칭 시에 시스템이 작동할 수 있는 최적의 주파수가 존재한다. 또한, 스위칭 주파수가 Ldc의 공진극(resonant pole) 및 병렬 공진 탱크에서 선택되는 경우 78%까지 상당한 효율 저하가 있을 수 있다. 예를 들어, 훨씬 높거나 낮은 주파수가 선택될 수 있다. 낮은 스위칭 주파수는, 픽업이 스위칭 온 및 오프되는 경우 그리드 상에 EMI를 다시 생성할 수 있기 때문에, 본 명세서에 기재된 시스템에서는 일반적으로 사용되지 않는다. 예를 들어, 높은 스위칭 주파수가 선호된다. 일단 주파수가 10 kHz 보다 높으면, 그 효율은 매우 높게 유지될 수 있다는 것을 도 26에서 알 수 있다.
DC 등가 회로 이론 및 상태 공간 평균화(예를 들어, 제이. 티. 보이 등의 "유도 결합 전력 시스템에서의 돌입 전류 제어", 2005년 7차 국제 전력 공학 회의 페이지 1046 - 1051 (J. T. Boys et al, "Controlling inrush currents in inductively coupled power systems," in The 7th International Power Engineering Conference, 2005. IPEC 2005, 2005, pp. 1046 - 1051) 참조)를 사용하면, 병렬 동조 디커플링 회로에 대한 다음과 같은 전송 함수가 수학식 24에 표시된다. 시스템 매개 변수를 사용하는 이 전송 함수의 근 궤적 플롯은 도 27에 도시된다. 이 근 궤적은 세 개의 극(pole) 및 두 개의 제로가 있음을 보여준다. 제로는, 스텝 함수가 입력에 있을 때, 출력이 기대되는 것의 네거티브 방향으로 항상 작용한다는 것을 의미하는 우측 평면 제로(right land plane zero)임을 유의해야 한다. 이를 고려하면, 이 분석 모델의 중요한 가정은 여전히 존재하고, 불안정해지기 직전의 시스템을 밀어붙이는 것은 현명한 선택이 아니다.
Figure pct00042
A. 스위치 및 다이오드 선택
모든 적합한 스위치 및 다이오드 조합이 본 명세서에 기재된 시스템에 사용될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서, 단순성, 비용을 위해, 및 MOSFET 유형의 스위치에 급정거 장치(snubbing device)를 추가함으로써 초래되는 손실을 방지하기 위해, (일차 동조 LCL 부하 공진 컨버터에서 사용되는 스위치와 동일한) 같은 인터내셔널 정류기 IGBT IRG7PH42UPBF 스위치가 도 23에 도시된 이차 디커플링 제어 스위치(Sb)에 사용될 수 있다. 또한, 게이트 드라이브 회로는 도 9에 도시된 것과 동일하다. 도 23에 도시된 다이오드(Db)는 인피니온의 두 개의 병렬 IDH16S60C 탄화 규소(SiC) 쇼트키 다이오드와 같이, 모든 적합한 부품 또는 부품 세트에서 선택될 수 있다. SiC 다이오드는 양의 온도 계수를 갖는다; 따라서, 일반적인 실리콘 쇼트키 다이오드의 경우가 될 때 열 폭주(thermal runaway)가 발생하지 않는 다는 것을 보장하기 위한 어떠한 추가적인 균형 관리가 필요하지 않다. 또한, SiC는 매우 낮은 전도 손실 및 제로에 가까운 역 회복 시간을 보여준다.
이차 전자 기기들 상의 스위치 및 다이오드는 일차 전자 기기들 상의 스위치 및 다이오드와 동일한 바닥 구성 및 열 페이스트(thermal paste)를 갖는 동일한 열 분산기 와이퍼를 사용하도록 구성될 수 있다(도 8). 알루미늄 방열판은 M&M Metals에서 구매 가능한 MM32647 또는 등가물과 같은, 적당한 용량 및 표면적 압출을 가질 수 있다. 일차 및 이차 전자 기기 어셈블리는 모두 방열판 핀 채널의 하류로 향하는 공기 냉각을 포함할 수 있다. 팬은 12 볼트 DC의 높은 용량, 저 전력, 5와트 미만을 소비하는 저 소음 설계의 팬일 수 있다. Sofasco의 모델 번호 D7025V12 또는 등가물이 적합할 수 있다. 이차 열 구성은 도 8에 도시된 것과 유사한다.
Ⅷ. 이차 디커플링 제어 장치
여기에 기재된 IPT 시스템은, 관련 하드웨어 및 소프트웨어를 모두 갖는 이차 디커플링 제어 장치(320)를 선택적으로 포함할 수 있다.
A. 하드웨어
디커플링 스위치 파형을 제어하기 위해 모든 적합한 이차 디커플링 제어 장치(320)가 사용될 수 있다. 일부 실시예에서는, Xilinx Spartan 3AN FPGA를 사용하는 FPGA(field programmable gate array) 개발 보드가 이차 디커플링 제어 장치(320)를 개발하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 표준 802.15.4 무선 프로토콜 계층과 같은 무선 프로토콜 계층 위에 사용자의 어플리케이션 통신 프로토콜을 수용하기 위해 개발 보드에 사용자의 무선 통신 카드가 추가될 수 있다. FPGA 개발 플랫폼은 초기 IPT 시스템에 극단적인 유연성을 고려한다. 또한, 보다 비용 효율적인 해결 방법들이 존재하고, 훨씬 더 높은 데이터 처리 속도에서 전체 시스템에 대해 훨씬 미세한 제어를 허용할 수 있다. 이차 디커플링 제어 장치(320)에 대한 하나의 이러한 대안적 실시예는 프리스케일 MC56F84xx 또는 직렬 DSC와 같은 DSC(digital signal controller) 또는 DSP(digital signal processor)의 사용이다.
B. 소프트웨어
1. 개요
FPGA 또는 대안적인 프로세서를 사용하는 일부 실시예에서는, 내부 펌웨어 개발이 하드웨어 설계 언어(HDL)로 수행될 수 있다. DSC 또는 DSP를 사용하는 일부 실시예에서는, 내부 펌웨어 개발이 C 또는 C++와 같은 소프트웨어 코딩 언어로 수행될 수 있다. 이러한 펌웨어는 서브 섹션, 예를 들어 5개의 상이한 서브섹션으로 나뉠 수 있다. 서브 섹션은 예를 들어, 프로세서 서브섹션, 통신 서브섹션, 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 서브섹션, LED 표시 서브섹션, 및 스위치 제어 서브섹션을 포함할 수 있다.
이들 펌웨어 서브 섹션 이외에도, 추가 소프트웨어가 어플리케이션 계층으로서 프로세서 서브 섹션에 추가될 수 있고, C 또는 C++ 언어와 같은 모든 적합한 언어로 수행될 수 있다. 수동 제어 및 데이터 로깅과 같은 인터랙션은 무선 인터페이스를 통해 PC 상의 그래픽 사용자 인터페이스(GUI)와 같은 모든 적합한 사용자 인터페이스에 의해 독립적으로 처리될 수 있다. 수동 제어 및 인터랙션은 선택적이지만 시스템의 풍부한 데이터 분석을 생성하는 과정을 지원한다.
a. 프로세서
프로세서 서브 섹션은 약 30 MHz-100 MHz로부터의 클록(clock) 주파수에서 실행하는 32비트 프로세서와 같은 프로세서를 포함할 수 있고, 데이터 및 프로그램 메모리를 필요로 할 수 있다. 다른 적합한 프로세서가 사용될 수 있다. 일차 클록은 외부 PLL에 의해 조정될 수 있지만, 주파수의 중요한 특성으로 인해, HDL 블록은 클록 타이밍 검증을 수행하고, 타이밍이 공지된 기준 클록 신호에 대하여 완전히 검증될 수 있을 때까지, 프로세서(및 모든 다른 서브 섹션)를 리셋(따라서, 전력 전송을 방지하는 단계)으로 유지할 수 있다. 프로세서 서브 섹션은 소프트웨어의 어플리케이션 계층을 완전히 담당할 수 있다. 프로세서 서브 섹션은 이차 디커플링 제어 장치(320)를 통해 전류 및 전압 측정을 받아들이고, (Ⅳ.B.2에서 설명한 바와 같이) 듀얼 사이드 제어에서의 IPT 시스템의 전력 전송을 결정하는 것을 직접 지원한다. 또한, 일부 실시예에서는, 통신을 제어하고, 보고를 하고, 원하는 경우 오퍼레이터에 의해 지시되는 수동 제어 명령을 구현하도록 프로세서가 구성될 수 있다.
b. 통신
통신 서브 섹션은 높은 레벨의 데이터 전송을 무선 통신 칩에 의해 요구되는 낮은 레벨의 비트 인코딩으로 바꾸도록 구성될 수 있다. 통신 서브 섹션은, 일 실시예에서, 모든 무선 데이터의 적당한 송신 및 수신을 보장하는 것을 지원할 수 있다.
c. 아날로그-디지털 컨버터(ADC)
ADC 서브 섹션은 외부 ADC 집적 회로와 자동적으로 통신하고, 데이터를 필터링하고, 프로세서 서브 섹션에 측정 매개 변수들을 주기적으로 보고하도록 구성될 수 있다.
d. LED 표시
LED 표시 서브 섹션은 모든 시각적 상태 보고를 취급함으로써 프로세서 부하를 감소시키도록 구성될 수 있다. LED 표시 서브 섹션은 각 서브 섹션의 상태를 자동적으로 판독하고, 전력 레벨 상태 정보뿐만 아니라 발생할 수 있는 문제들을 시각적으로 보고한다. LED 표시 서브 섹션은, 일 실시예에서, FPGA 개발 보드 상에서 RGB 컬러 LED의 세트를 직접 제어한다.
e. 스위치 제어
스위치 제어 서브 섹션은 디커플링 스위치 상에서 파형 제어를 보정하기 위해 프로세서로부터 원하는 디커플링 작동 주기를 바꾸도록 구성될 수 있다. 이 서브 섹션은, 프로세서가 작동 주기의 변화를 요청할 때와 상관없이 적절한 간격에서 새로운 값이 재 부하되도록 작동 주기 제어가 시간을 맞춘다는 것을 보장하는 것을 지원한다. 이 서브 섹션은, 일 실시예에서, 감지된 고장의 경우에 자동적으로 이차 회로(318)를 디커플링할 수 있는 고장 방지 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성한다.
Ⅸ. 무선으로 전력이 공급되는 부하
도 28 및 도 29는 듀얼 사이드 제어를 사용함으로써 고정된 출력 전압 조건(300 V) 및 최악의 케이스(case) 커플링 조건 하에서의 일차 상의 그리드 입력으로부터 이차 상의 DC 출력으로의 (작동 주기로서 도시된) 이차 디커플링 제어를 사용할 때의 전체 무선 IPT 효율을 도시한다.
높은 전력 IPT 시스템에 부착된 대부분의 부하는 배터리를 충전할 때 전기 차량과 같은 일정한 DC 전압 출력을 요구할 가능성이 있다는 것을 유의해야 한다: 그러나, 시스템 출력 전압이 다양한 부하 조건 하에서 변화하도록 허용되는 경우, 전체 시스템 효율은 가벼운 부하 하에서 개선될 수 있다. 도 30은 듀얼 사이드 제어를 하지는 않지만, 여러 개의 상이한 수직 및 수평 자기 패드 오정렬 조건 하에서는 출력 전압을 변경하는 전체 시스템 효율을 보여준다.
Ⅹ. 고장 방지 및 안전성
고장 방지는 사람 및 재산의 안전성을 보장하기 위해 고 전압 및 고 전력 시스템의 중요한 측면이다. 본 명세서에 기재된 5 kW 이상의 무선 IPT 시스템은 하드웨어 고장 방지를 위한 세 개의 계층 및 소프트웨어 고장 방지를 위해 복수의 추가 계층을 사용할 수 있다.
A. 하드웨어 고장 방지
일부 실시예에서, 하드웨어 고장 방지의 제1 계층은 각각의 일차 스위치 게이트 드라이버 상에 및 AC-DC 역률 스테이지의 입력에서 존재할 수 있다. 표준 퓨즈 보호와 함께, AC-DC 역률 스테이지는, 일 실시예에서, 비정상적으로 높은 전류 스파이크를 감지하고, 수동 리셋이 수행될 때까지 시스템의 전력을 낮추는 능력을 가진다. LCL 컨버터 상에서, 각 스위치의 게이트 드라이브 회로는, 모든 스위치가 불포화 상태(즉, 고장 모드)에 있는 것으로 감지되면, 모든 게이트 드라이버가 셧다운되고 시스템은 스위치 고장을 보고하도록 불포화 방지를 갖는다. 이러한 고장 방지의 계층에 추가 안전성이 필요한 경우, 표준-정상 개방 컨텍터(contector)가 AC-DC 역률 스테이지의 입력 또는 출력에 추가될 수 있다.
일부 실시예에서, 하드웨어 고장 방지의 제2 계층이 일차 및 이차 공진 네트워크 모두에 존재할 수 있다. 일부 실시예에서, Littelfuse의 MOV(metal oxide variator)(부품 번호 V25S750P)가 도 10의 병렬 동조 커패시터(C1) 및 도 23의 병렬 동조 커패시터(C2)와 평행하게 배치된다. 일반적으로, 각 MOV는 750 VAC 또는 970 VDC 이상의 과도 전압을 방지하고, 실시예에서 시스템의 용량 에너지 저장을 제거하여 사람의 안전성을 보장하기에 충분한890 J의 에너지를 발산하는 능력을 갖는다. MOV 자체가 작동하지 않는 예상 밖의 경우, 고장 가능성이 가장 높은 모드는 IPT 시스템을 효과적으로 이조(detune)하고, 추가 전력 전송을 방지하는 단락이다.
일부 실시예에서, 하드웨어 고장 방지의 제3 계층은 이차 디커플링 회로 상에 존재할 수 있다. 모든 소프트웨어가 출력 전력을 제대로 제어하지 못하고, 일차가 출력 전력과 상관없이 일정한 트랙 전류를 지속적으로 제공하는 매우 예상 밖의 경우에, 슈미트 트리거 회로는 자동적으로 이차를 디커플링하고, 출력 전압을 310V와 330V 사이로 조절하여 과도 전압 조건없이 제대로 모든 시스템을 작동시키는 것을 유지한다. 많은 유사한 시스템이 이차 디커플링 제어를 하지 않거나, 이차 디커플링 제어를 하는 경우에는 제어가 소프트웨어에 순수하게 남아 있기 때문에, 고장 방지의 이 계층은 특히 독특하다. 또한, 이 고장 방지 레벨은 동적 이동 무선 유도 전력 전송을 향한 트렌딩을 허용한다.
B. 소프트웨어 고장 방지
일부 실시예에서, 일차 제어 장치(308) 및 이차 디커플링 제어 장치(320)는 전체 IPT 시스템을 통해 전류 레벨 및 전압 레벨을 일정하게 모니터링하도록 구성될 수 있다. 언제든지, 전류 또는 전압이 미리 정의된 최대치를 초과하면, 각 독립적인 제어 장치는 추가 전력 전송을 막고 사용자에게 해당 과전압 또는 과전류 오류를 보고한다. 추가적으로, 통신이 일관성 및 신뢰성에 대해 모니터링 된다. 통신이 신뢰할 수 없다고 생각되거나 특정 시간이 통신 없이 흘렀다면, 각 독립적인 제어 장치는 추가 전력 전송을 막고 사용자에게 해당 통신 오류를 보고한다.
안전성의 다른 중요한 측면은 일차 및 이차 자기 코일 사이에서 어떠한 페리 자성체도 와상 전류로 인해 가열하지 않는다는 것을 보장하는 것이다. 일차 제어 장치(308) 및 이차 디커플링 제어 장치(320) 상의 소프트웨어는 시스템 효율을 일정하게 모니터링하고, 인식되지 않은 페리 자성 물질로 인해 효율 강하가 발생하는 경우 감지할 수 있다. 이러한 강하가 감지되는 경우, IPT 시스템은 각 별도의 제어 장치를 셧다운하여 이러한 물체의 가열을 막고, 사용자에게 해당 오류 메시지를 보고한다.
C. 자기 안전성
많은 유럽 및 오세아니아 국가에서 현재 채택된 표준인, ICNIRP(International Commission on Non Ionizing Radiation Protection) 가이드 라인이 (SAE-J2954, ISO/IEC PT6198과 같은) 광범위한 새로운 유도 충전 표준에 의해 사람에게 노출되는 최대 자기장을 결정하기 위해 일반적으로 사용된다.
개시된 IPT 시스템의 자기장 측정은, 다양한 실시예에서, ARPANSA에 의해 제안된 측정 기술을 사용하여 엄격한 기준 ICNIRP를 충족시킨다. 엠. 버드히아 등의 "집중 유도 전력 전송 시스템을 위한 원형 자기 구조의 설계 및 최적화", 2011년 전력 전자공학에서의 IEEE 저널 페이지 1-1 (M. Budhia et al, "Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. pp. 1-1, 2011)을 참조한다. 일반적으로 두 개의 제한, 즉 1) 신체에 노출된 절대 최대 자기장은 27.3 μT를 초과해서는 안되고, 2) 머리, 가슴, 및 사타구니 및 무릎에서 측정한 평균 전계 강도는 6.25 μT 이하이어야 한다는 것을 충족시켜야 한다. 도 31은 일 실시예에 대해, 절대 최대 자기장 강도가, 일반적인 승용차의 폭의 절반 이하인 0.82m에서 충족될 수 있다는 것을 보여준다. 모든 가능한 작동 조건에 대해 측정을 실시하였고, 최악의 경우의 정렬 조건이 도 31에 도시된다. 도 32는 4 개의 지점 측정을 사용하여 4.36 μT의 신체 평균이 측정되고, 표준 케이스 시나리오(엠. 버드히아 등의 "집중 유도 전력 전송 시스템을 위한 원형 자기 구조의 설계 및 최적화", 2011년 전력 전자공학에서의 IEEE 저널 페이지 1-1 (M. Budhia et al, "Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. pp. 1-1, 2011) 참조)로서, 최소 1500 mm의 키의 여성이 최악의 케이스로 이용된다. 여기에 도시된 최대 및 평균 전계 강도는 절대 최악의 경우에 대한 상이한 높이 및 오정렬 조건에 대응한다는 것을 유의한다.
XI. 시스템 결과
실제 실험 측정은 듀얼 사이드 제어 상의 이전 섹션으로부터의 시스템 효율 분석을 검증하기 위해 사용되었다. 도 33 및 도 34는 상이한 커플링 조건 하에서의 작동 시의 작동 주기 변화에 대한 분석 및 실험 결과를 보여준다. Q2vm은 달성할 수 있는 최대 Q2v이고, 특정 부하 조건을 표시하기 위해 사용된다. 예를 들어, Q2vm은 5kW 출력을 의미하고, 0.8Q2vm은 4kW 출력을 의미하는 등이다. 실험 결과에 대해, 작동 주기는 물리적 시스템의 요소 공차(component tolerance) 내로 유지하도록 보다 높은 Q2v(부하 조건)에서 제한된다. 예측 효율과 측정 효율 사이의 절대값은 차이가 있지만, 가장 높은 효율이 발생하는 작동 주기는 거의 동일하고, 파형들의 기울기는 거의 동일하다. 더 낮은 전력에서의 효율 값의 큰 차이는 시스템에서의 스위칭 손실을 무시하는 가정으로 인한 것이다. 스위칭 손실이 시스템 레벨 시뮬레이션에 포함되면, 시뮬레이션 결과는 직접 실험 결과의 상단과 일치한다; 그러나, 명확성을 위해 여기에서는 도시되지 않는다. 이들 도면을 사용하면, 각 제어 방식의 효율 간의 직접 비교가 가능하다.
일차 사이드 제어에 대해, 작동 주기는 항상 0으로 유지되고, 낮은 Q2v에서, 얻어진 효율은 측정에서 나타나는 최적 피크보다 확실히 낮다는 것을 알 수 있다. 이차 사이드 제어에 대해, 작동 주기는 D= (1 - Rdc_min/Rdc)를 유지함으로써 부하 저항 변화에 대하여 일정한 출력 전압을 유지하도록 제어된다. 마찬가지로, 이차 디커플링 제어의 효율은 최적이 아니라는 것을 알 수 있다. 명확한 비교를 위해, 도 33 및 도 34로부터의 실험 결과를 표 Ⅳ에 나열한다. k= 1.14kmin일 때, 일차 제어 효율은 이차 디커플링 제어 효율보다 약간 더 좋다는 것을 알 수 있다. k= 2kmin일 때, 이차 디커플링 제어는 일차보다 좋다; 그러나, 최적은 여전히 최고이다. k= 2 kmin 및 Pout= 1일 때, 이차 디커플링 제어에 대하여 ~7%의 효율 개선 및 ~25%의 손실 감소가 달성된다는 것을 유의해야 한다.
1.14 kmin 및 2 kmin에서의 시스템 효율 측정. 제1 값은 분석 결과이고 제2 값은 실험 측정이다.
효율 K 5 kW
(Rdc=18Ω)		 4 kW
(Rdc=22.5Ω)		 3 kW
(Rdc= 30Ω)		 2 kW
(Rdc= 45Ω)		 1 kW
(Rdc= 90Ω)
주 1.14km 0.945/
0.923		 0.942/
0.922		 0.934/
0.904		 0.915/
0.877		 0.856/
0.791
이차 1.14km 0.945/
0.923		 0.941/
0.913		 0.932/
0.883		 0.911/
0.837		 0.845/
0.719
최적 1.14km 0.945/
0.923		 0.943/
0.922		 0.938/
0.904		 0.931/
0.877		 0.909/
0.804
주 2km 0.943/
0.912		 0.936/
0.898		 0.923/
0.876		 0.895/
0.850		 0.819/
0.751
이차 2km 0.943/
0.912		 0.941/
0.896		 0.939/
0.877		 0.929/
0.856		 0.896/
0.744
최적 2km 0.946/
0.912		 0.943/
0.899		 0.939/
0.878		 0.930/
0.871		 0.907/
0.820
일반적인 IPT 시스템에 대해, 최대 일차 트랙 전류가 필요한 전력 전송을 위해 사용될 때 가장 높은 효율이 달성된다고 가정될 수 있다. 그러나, 낮은 σ에서, 수학식 16 및 17의 H 브릿지에서의 높은 전도 손실로 인해, 최대 일차 전류에서는 가장 높은 효율이 더 이상 발생하지 않는다. k= 2kmin 및 Q2v= 0.2Q2m에서 큰 효율 차이를 도시하기 위해, 도 35에 키(key) 파형의 RMS 값이 도시된다. 도 34의 D= 0.6에서 발생하는 가장 높은 효율은 도 35의 최소 ib에 매우 가깝게 대응한다는 것을 알 수 있다. 일차 사이드 제어와의 비교에서, i1 및 i2는 최적 제어에 대해 훨씬 작다. 이차 사이드 제어와의 비교에서, ib는 최적 제어에 대해 훨산 작다.
400 VDC부터 300 CAC까지 효율을 변경하는 시스템 레벨이 수직 및 수평 높이의 범위에 대해 도 36에 도시된다. 이 효율은 전면 PFC 및 정류 스테이지를 포함하지 않는다. 이들 특징으로 인해, 이 스테이지로부터의 효율은 98% 만큼 높게 도달할 수 있다는 것이 보여질 수 있다. 에프. 무사비 등의 "플러그-인 하이브리드 전기 자동차 배터리 충전기를 위한 고성능 단상 무브릿지 인터리브드 PFC 컨버터", 2011년 산업 응용에서의 IEEE 저널 제47권 페이지 1833-1843 (F. Musavi et al, "A High-Performance Single-Phase Bridgeless Interleaved PFC Converter for Plug-in Hybrid Electric Vehicle Battery Chargers," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 47, pp. 1833-1843, 2011)을 참조한다. 이 구성 요소를 감안하면, 광범위한 커플링 조건에 걸친 정상 작동 시의 효율은 여전히 그리드에서 배터리(326)까지 90% 이상일 수 있다. IPT 및 장치 기술의 최근 진보가 레벨 2 유도 충전으로 하여금 매우 높은 효율에 도달하도록 허용했다는 것을 보여줌에 따라, 이 실제적인 결과는 중요한 달성이다. 따라서, 유도 충전이 플러그인 시스템보다 훨씬 덜 효율적이라는 이전의 가정이 더 이상 적용되지 않는다.
작동 파형은 k= 1.14kmin 및 k= 2kmin의 두 개의 커플링 조건에 대해 도 7 및 도 8에 도시된다. 최대 5 kW에서, 작동 주기는 0으로 설정되고, RMS 파형은 2 kW보다 훨씬 높다. k= 1.14kmin인 경우, 낮은 입력 전압을 보상하기 위해 보다 높은 전류가 요구되기 때문에 브릿지 전류는 k= 2kmin보다 훨씬 크며, 이는 수학식 2에 도시된 일차 트랙 전류를 감소시키기 위해 LCL 컨버터의 낮은 전도각에 의해 제한된다. 최적 효율의 듀얼 사이드 제어에 대해, 2kW 전력이 약 0.4의 작동 주기에 대응한다는 것을 유의한다.
XII. 듀얼 사이드 제어 방법
도 39는 본 발명에 따른 듀얼 사이드 제어 레벨링을 위한 방법(3900)의 일 실시예를 도시하는 개략적 흐름도이다. 상기 방법(3900)은 시작하고, IPT 시스템(104)의 전압 및 전류를 측정한다(3902). 일 실시예에서, 상기 방법(3900)은 제2 스테이지(108)의 출력과 같이, IPT 시스템(104)의 출력에서 전압 및 전류를 측정한다(3902). 다른 실시예에서, 상기 방법(3900)은 입력 전압 및 전류를 측정한다(3902). 입력 전압 및 전류, 또는 출력 전압 및 전류는 IPT 시스템(104)의 입력 전력 및/또는 출력 전력을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 측정 모듈(202)이 IPT 시스템(104)의 전압 및 전류를 측정할 수 있다.
상기 방법(3900)은 최대 효율까지 반복하는 IPT 시스템(104)의 매개 변수들을 사용하여 IPT 시스템(104)에 대한 최대 효율을 결정한다(3904). 예를 들어, 최대 효율 모듈(204)은 IPT 시스템(104)에 대한 최대 효율을 결정할 수 있다(3904). 상기 방법은 계산된 최대 효율과 일치하는 IPT 시스템(104)에서 하나 이상의 매개 변수를 조정하고, 방법(3900)을 종료시킨다. 조정 모듈(206)은 제1 스테이지(106)의 전도각에 대한 기준 및/또는 제2 스테이지(108)에 대한 작동 주기에 대한 기준을 조정할 수 있다.
도 40은 본 발명에 따른 듀얼 사이드 제어를 위한 방법(4000)의 다른 실시예를 도시하는 개략적 흐름도이다. 상기 방법(4000)은 시작하여 IPT 시스템(104)의 제2 스테이지(108)의 출력을 측정한다(4002). 일 실시예에서, 상기 출력은 제2 스테이지(108)의 출력 전압 및/또는 출력 전류이다. 상기 방법(4000)은 오류가 있는지를 결정한다(4004). 예를 들어, 제2 스테이지(108)가 부스트 컨버터와 같은 컨버터(이차 디커플링 컨버터)인 이차 디커플링 회로를 포함하는 경우, 상기 이차 디커플링 컨버터는 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 제어할 수 있다. 이차 디커플링 컨버터는 출력 전압 또는 출력 전류를 제어하는 피드백 루프를 포함할 수 있다. 상기 피드백 루프는 기준 신호와 비교될 수 있다. 상기 방법(4000)은, 일 실시예에서, 오류 신호가 있는 지를 결정한다(4004). 상기 방법(4000)이 오류가 없다는 것을 확인하면(4004), 상기 방법(4000)은 되돌아가서 제2 스테이지(108)의 출력을 측정한다(4002). 상기 방법이 오류가 없다는 것을 확인하면(4004), 상기 방법(4000)은 오류 신호를 기반으로 하여 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 조정하고(4006), 제2 스테이지(108)의 출력을 다시 측정한다(4002).
상기 방법(4000)은 제1 스테이지(106)의 출력을 측정한다(4008). 예를 들어, 상기 제1 스테이지(106)은 전도각을 제어함으로써 제어되는 LCL 부하 공진 컨버터를 포함할 수 있다. 상기 LCL 부하 공진 컨버터는 전도각을 제어하는 피드백 루프를 포함할 수 있다. 상기 피드백 루프는 오류를 결정하기 위해 제1 스테이지(106)의 출력을 기준 신호와 비교할 수 있다. 상기 방법(4000)은 오류가 있는 지를 결정한다. 상기 방법(4000)이 오류가 없다는 것을 확인하면(4010), 상기 방법은 되돌아가서 제1 스테이지(106)의 출력을 측정한다(4008). 상기 방법(4000)이 오류가 있다고 확인하면(4010), 상기 방법(4000)은 제1 스테이지(106)의 전도각을 조정하고(4012), 되돌아가서, 제1 스테이지(106)의 출력을 측정한다(4008).
상기 방법(4000)은 제2 스테이지(108)의 출력을 사용하여 IPT 시스템(104)의 최대 효율을 계산한다(4014). 상기 방법(4000)은 제1 스테이지(106)의 기준을 조정하고(4016), 계산된 최대 효율과 일치하는 제2 스테이지(108)의 기준을 조정하고(4018), 상기 방법(4000)은 되돌아가서 제2 스테이지(108)의 출력을 측정한다(4002). 예를 들어, 상기 방법(4000)은 제1 스테이지(106)의 LCL 부하 공진 컨버터의 전도각을 조정하는 제1 스테이지(106)의 기준을 조정할 수 있다(4016). 다른 예에서, 상기 방법(4000)은 제2 스테이지(108)의 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 조정하는 제2 스테이지(108)의 기준을 조정할 수 있다(4018). 일반적으로, IPT 시스템(104)의 최대 효율을 계산(4014)하고 나서 기준을 조정하는(4016, 4018) 상기 피드백 루프는 작동 주기 및 전도각을 조정하는(4006, 4012) 피드백 루프보다 느린 루프이다.
XIII. 명명법
다음은 본 명세서에 포함된 명명법의 목록이다.
Vdc 일차 LCL 부하 공진 컨버터에 대한 DC 입력 전압
Q2 이차 공진 회로의 전체 성능 계수(제이. 티. 보이 등의 "유도 결합 전력 전송 시스템의 안정성 및 제어", 2000년 IEE 회보 - 전력 응용 제147권 페이지 37-43 (J. T. Boys et al, "Stability and control of inductively coupled power transfer systems," IEE Proceedings - Electric Power Applications, vol. 147, pp. 37-43, 2000).)
Q2v 이차 공진 회로의 전압 성능 계수(엔. 에이. 킬링 등의 "고전력 응용을 위한 단위 역률 IPT 픽업", 2010년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제57권 페이지 744-751 (N. A. Keeling et al, "A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, pp. 744-751, 2010).)
Q2i 이차 공진 회로의 전류 성능 계수(엔. 에이. 킬링 등의 "고전력 응용을 위한 단위 역률 IPT 픽업", 2010년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제57권 페이지 744-751 (N. A. Keeling et al, "A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, pp. 744-751, 2010).)
Q2vm 최소 커플링 및 최대 부하 조건에 있을 때의 최대 전압 품질 계수
Q1 일차 LCL 부하 공진 컨버터의 품질 계수
Rdc 정상 상태 하에서의 배터리(326)의 DC 등가 저항
Rdc_min 최대 부하 조건
k 커플링 계수
kmin 작동 범위 내에서의 최소 커플링 계수
kmax 작동 범위 내에서의 최대 커플링 계수
M 일차 수신기 패드(314)와 이차 수신기 패드(316) 사이에서의 상호 인덕턴스
L1 일차 수신기 패드(314)의 자기 인덕턴스(도 5)
L2 이차 수신기 패드(316)의 자기 인덕턴스(도 23)
C2s 이차 공진 회로의 직렬 동조 커패시터(도 23)
C2 이차 공진 회로의 병렬 동조 커패시터(도 23)
C1s 일차 LCL 부하 공진 컨버터의 직렬 동조 커패시터(도 5)
C1 일차 LCL 부하 공진 컨버터의 병렬 동조 커패시터(도 5)
Ldc 이차 디커플링 회로의 DC 인덕턴스
Lb LCL 부하 공진 컨버터의 브릿지 인덕턴스
SU Voc*Isc로 정의된 수신기 패드의 보상되지 않는 전력(쥐. 엘리엇 등의 "큰 측면 허용 오차 무접촉 전력 전송 시스템을 위한 다상 픽업", 2010년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제57권 페이지 1590-1598 (G. Elliott et al, "Multiphase Pickups for Large Lateral Tolerance Contactless Power-Transfer Systems," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, pp. 1590-1598, 2010).)
i1 일차 트랙 전류 (또는 인덕터 코일을 통해 흐르는 전류)(도 5)
i1_max LCL 부하 공진 컨버터에서의 최대 일차 트랙 전류(도 5)
Isc 이차 수신기 패드(316)가 개방 회로가 합선될 때 측정된 전류
Voc 이차 수신기 패드(316)가 개방 회로가 될 때 측정된 전압
ω IPT 시스템의 작동 주파수
X1 LCL 부하 공진 컨버터의 리액턴스(엠. 보라지 등의 "일정 전류 전력 공급장치로서의 LCL-T 공진 컨버터의 분석 및 설계", 2005년 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제52권 페이지 1547-1554 (M. Borage et al, "Analysis and design of an LCL-T resonant converter as a constant-current power supply," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 52, pp. 1547-1554, 2005).)
X2 이차 공진 회로의 리액턴스(병렬 등가물)
σ 제1 스테이지의 전도각 제어 변수(에이치. 에이치. 우 등의 "유도 전력 전송 시스템에서의 LCL 컨버터를 위한 대칭 전압 상쇄 제어의 설계", 2011년 IEEE IEMDC 페이지 866-871 (H. H. Wu et al, "Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems," in IEEE International Electric Machines & Drives Conference ("IEMDC"), 2011, 2011, pp. 866-871).)
Zr 이차 사이드로부터 일차 사이드에 반영된 임피던스
Z2 Voc로부터 측정된 이차 회로(318)의 등가 임피던스(시.-에스. 왕 등의 "무접촉 전기 자동차 배터리 충전기를 위한 설계 고려", 2005년 10월 산업 전자공학에서의 IEEE 저널 제52권 페이지 1308-1314 (C.-S. Wang et al, "Design considerations for a contactless electric vehicle battery charger," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 52, pp. 1308-1314, Oct. 2005 2005).)
L1eq 직렬 동조에 의한 등가 일차 수신기 패드 인덕턴스
L2eq 직렬 동조에 의한 등가 이차 수신기 패드 인덕턴스
Vab H 브릿지의 AC 출력 전압(도 5)
(Vab)1 AC 출력 전압의 기본 구성 요소
Vac2 이차 병렬 공진 커패시터를 가로지르는 전압
ΔL1 높이 변화로 인한 일차 수신기 패드 인덕턴스에서의 변화
ΔL2 높이 변화로 인한 이차 수신기 패드 인덕턴스에서의 변화
ΔC2 L2의 변화로 인한 이차 동조 커패시턴스에서의 등가 변화
Pmax IPT 시스템의 최대 전송 가능한 전력
Pout IPT 시스템에서 전송된 전류 출력 전력
D 이차 부스트 컨버터(이차 디커플링 회로)의 작동 주기 제어
Rac 공진 탱크로부터의 부하의 등가 AC 저항(도 19)
Vout 이차 디커플링 회로의 DC 출력 전압
Iout 이차 디커플링 회로의 DC 출력 회로
RL2 이차 수신기 패드(316)의 ESR
RLdc DC 인덕터의 ESR 및 정류 브릿지의 두 번의 선형 저항
Rbd_on 부스트 컨버터 다이오드의 선형 저항 부분
Vbd_on 부스트 컨버터 다이오드의 전압 강하 부분
Rhs_on (IGBT IRG7PH42UPBF의 일 실시예에서) LCL 부하 공진 컨버터의 스위칭 장치의 선형 저항 부분
Vhs_on (IGBT IRG7PH42UPBF의 일 실시예에서) LCL 부하 공진 컨버터의 스위칭 장치의 전압 강하 부분
Vrd_on 이차 정류 회로 다이오드의 전압 강하 부분
α 표준화된 이조 커패시턴스
ηb2 전압 강하가 없는 이차 부스트 컨버터(이차 디커플링 회로)의 효율
ηc2 선형 저항 손실이 있는 이차 부스트 컨버터(이차 디커프링 회로)의 효율
ηr2 이차 공진 회로의 효율
ηr1 전압 강하가 없는 일차 LCL 부하 공진 컨버터의 효율
ηc1 선형 저항 손실이 없는 일차 LCL 부하 공진 컨버터의 효율
η 스위칭 손실을 무시한 시스템의 효율
본 발명은, 그의 사상 또는 본질적 특징들로부터 벗어나지 않게 다른 특정 형태들로 실시될 수 있다. 상술한 실시형태들은, 모든 면에서 설명에 도움은 되되 제한적이지 않게만 고려되어야 한다. 따라서, 본 발명의 사상은 상술한 설명보다는 첨부된 특허청구범위에 의해 표시된다. 특허청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변형들이 본 발명의 범위 내에서 허용된다.

Claims (21)

  1. 유도 전력 전송(IPT; Inductive Power Transfer) 시스템의 제1 스테이지는 스위칭부, LCL 동조 회로, 일차 수신기 패드, 및 일차 제어 장치를 포함하고, 상기 스위칭부는 상기 LCL 동조 회로에 직류(DC) 전압을 인가하고, 상기 스위칭부는 스위칭부의 스위칭 주기(switching cycle) 동안 양극성(positive polarity) 및 음극성(negative polarity)에서 DC 전압을 인가하고, 상기 일차 수신기 패드는 상기 LCL 동조 회로에 부하로서 연결되고, 및 상기 일차 제어 장치는 상기 스위칭부에서의 스위칭을 제어하는 제1 스테이지;
    상기 유도 전력 전송 시스템의 제2 스테이지는 이차 수신기 패드, 이차 공진 회로, 이차 정류 회로, 이차 디커플링 컨버터, 및 이차 디커플링 제어 장치를 포함하고, 상기 이차 수신기 패드는 상기 이차 공진 회로에 연결하고, 상기 이차 공진 회로는 상기 이차 정류 회로에 연결하고, 상기 이차 정류 회로는 상기 이차 디커플링 컨버터에 연결하고, 상기 이차 디커플링 제어 장치는 상기 이차 디커플링 컨버터에서의 스위칭을 제어하는 제2 스테이지; 및
    상기 유도 전력 전송 시스템에 연결되는 부하는 상기 제2 스테이지의 출력에 연결되고, 적어도 하나의 에너지 저장 요소를 포함하고, 상기 제2 스테이지 및 부하는 차량에 설치되고, 상기 제1 스테이지는 고정된 위치에 설치되고, 상기 일차 수신기 패드는, 상기 차량이 상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드를 배치할 때 갭을 가로질러 상기 이차 수신기 패드에 전력을 무선으로 전송하는 부하를 포함하는 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 스테이지의 상기 스위칭부는 H 브릿지 스위칭 컨버터(H-bridge switching converter)를 포함하는 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 H 브릿지 스위칭 컨버터는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor)(IGBT)를 포함하는 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 일차 제어 장치는 상기 스위칭부의 전도각("σ")을 제어하는 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 일차 제어 장치는 하나 이상의 대칭 전압 상쇄(SVC) 제어, 비대칭 전압 상쇄(AVC) 제어, 및 비대칭 전압 상쇄(ADC) 제어를 사용하여 상기 스위칭부를 제어하는 장치.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 유도 전력 전송 시스템의 효율을 극대화하는 듀얼 사이드 제어 알고리즘(dual side control algorithm)을 더 포함하고, 상기 듀얼 사이드 제어 알고리즘은 상기 제1 스테이지의 전도각을 제어하는 기준 및 효율을 극대화하는 상기 제2 스테이지의 작동 주기를 제어하는 기준을 조정하는 장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 스테이지의 제1 무선 통신 모듈 및 상기 제2 스테이지의 제2 무선 통신 모듈을 더 포함하고, 상기 차량이 상기 제1 스테이지의 무선 범위 내에 있는 경우, 상기 제1 무선 통신 모듈 및 상기 제2 무선 통신 모듈은 무선으로 통신하는 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 스테이지에 정류부를 더 포함하고, 상기 정류부는 교류(AC) 전력원 및 상기 제1 스테이지의 상기 스위칭부에 연결되고, 상기 정류부는 상기 AC 전력원으로부터의 AC 전압을 정류하고, 상기 정류부는 상기 제1 스테이지의 상기 스위칭부에 대한 DC 전압을 포함하는 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 정류부는 상기 제1 스테이지의 상기 스위칭부에 의해 도출된 전류의 고조파 및 역률을 보정하는 능동 역률 보정 스위칭 전력 컨버터를 포함하는 장치.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 에너지 저장 요소는 상기 차량에 설치되는 배터리를 포함하고, 상기 배터리는 상기 차량의 전기 구동 시스템에 전력을 제공하고, 상기 제2 섹션의 상기 이차 디커플링 컨버터는
    상기 배터리를 충전하기 위한 전력 제공; 및
    상기 전기 구동 시스템으로의 전력 제공 중 하나 이상을 수행하는 장치.
  11. 제 1 항에 있어서, 차량이 정차하는 위치에 각각 설치되고, 이차 수신기 패드가 차량이 위치하는 제1 스테이지의 일차 수신기 패드와 정렬되는 동안 제2 스테이지에 전력을 전송하는 두 개 이상의 제1 전력단을 더 포함하는 장치.
  12. 제 1 항에 있어서, 이차 수신기 패드가 일차 수신기 패드와 정렬할 때를 표시하기 위해 일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드에 대하여 배치되는 하나 이상의 정렬 센서를 더 포함하는 장치.
  13. 제1 항에 있어서, 상기 일차 수신기 패드 및 상기 이차 수신기 패드는:
    상기 일차 수신기 패드 또는 상기 이차 수신기 패드에 직면하는 실질적인 평면;
    상기 일차 수신기 패드 또는 상기 이차 수신기 패드의 중심으로부터 반경 방향으로 연장하도록 위치 결정되고, 상기 평면에 실질적으로 평행하도록 위치 결정되는 복수의 선형 자기 요소; 및
    상기 실질적인 평면과 실질적으로 평행하도록 상기 복수의 선형 자기 요소에 원형 패턴으로 감긴 컨덕터를 포함하고,
    상기 컨덕터는 복수의 층으로 감기고, 각 층은 인접 층 옆에 배치되고, 상기 각 층은 상기 실질적인 평면에 대해 수직 방향으로 상기 패드의 중심으로부터 반경 반향으로 연장하고, 각 컨덕터는 복수의 더 작은 컨덕터를 포함하는 장치.
  14. 제 1 항에 있어서, 상기 제2 스테이지는 90% 이상의 상기 IPT 시스템의 효율로 5킬로와트(kW) 내지 200 kW의 범위에서 상기 부하에 전력을 전달하는 장치.
  15. 제 1 항에 있어서, 상기 제2 스테이지의 상기 이차 디커플링 컨버터는 부스트 컨버터이고, 상기 부스트 컨버터는 상기 이차 공진 회로로부터의 입력 전압을 상기 부하의 더 높은 출력 전압으로 증가시키는 장치.
  16. 제 1 항에 있어서, 상기 차량은, 상기 이차 수신기 패드가 상기 일차 수신기 패드 위에 있고, 상기 이차 수신기 패드의 중심은 상기 일차 수신기 패드의 중심과 실질적으로 정렬되도록 상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드를 정렬하고, 상기 일차 수신기 패드의 중심과 상기 이차 수신기 패드의 중심을 실질적으로 정렬하는 단계는 오정렬 제한 내의 오정렬의 양을 포함하는 장치.
  17. 유도 전력 전송 시스템(IPT)의 제1 스테이지는
    정류부;
    H 브릿지 스위칭부;
    LCL 동조 회로;
    일차 수신기 패드; 및
    일차 제어 장치를 포함하고,
    상기 정류부는 교대(AC) 전압을 정류하여 상기 H 브릿지 스위칭부에 직류(DC) 전압을 제공하고, 상기 H 브릿지 스위칭부는 상기 LCL 동조 회로에 상기 DC 전압을 인가하고, 상기 H 브릿지 스위칭부H 브릿지 스위칭부의 스위칭 사이클 시 양극성 및 음극성에 상기 DC 전압을 인가하고, 상기 일차 수신기 패드는 상기 LCD 동조 회로에 부하로서 연결되고, 상기 일차 제어 장치는 상기 H 브릿지 스위칭부에서의 스위칭을 제어하는 제1 스테이지;
    상기 유도 전력 전송 시스템의 제2 스테이지는
    이차 수신기 패드;
    이차 공진 회로;
    이차 정류부;
    이차 부스트 컨버터; 및
    이차 디커플링 제어 장치를 포함하고,
    상기 이차 수신기 패드는 상기 공진 회로에 연결하고, 상기 이차 공진 회로는 상기 이차 정류부에 연결하고, 상기 이차 정류부는 상기 이차 부스트 컨버터에 연결하고, 상기 이차 디커플링 제어 장치는 이차 부스트 컨버터에서의 스위칭을 제어하는 제2 스테이지; 및
    상기 유도 전력 전송 시스템에 연결되는 부하는 상기 제2 스테이지의 출력에 연결되고, 상기 부하는 배터리 및 차량의 전기 구동 시스템을 포함하고, 상기 제2 스테이지 및 상기 부하는 상기 차량에 설치되고, 상기 제1 스테이지는 고정된 위치에 설치되고, 상기 차량이 상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드를 배치할 때 상기 일차 수신기 패드는 상기 이차 수신기 패드에 전력을 무선으로 전송하고, 상기 이차 부스트 컨버터는 상기 배터리를 하나 이상 충전하기 위한 전력을 제공하고, 상기 차량의 전기 구동 시스템에 전력을 공급하는 부하를 포함하는 시스템.
  18. 유도 전력 전송(IPT) 시스템의 제1 스테이지의 LCL 동조 회로는 상기 제1 스테이지의 일차 수신기 패드에 연결되고, DC 전압의 인가 단계는 스위칭부의 스위칭 주기 동안 양극성 및 음극성 모두에 인가하는 단계를 포함하며, 상기 제1 스테이지의 스위칭부를 통해, 상기 제1 스테이지의 LCL 동조 회로에 직류(DC) 전압을 인가하고 차단하는 단계;
    상기 이차 수신기 패드가 상기 일차 수신기 패드에 대하여 정렬될 때, 상기 제1 스테이지의 상기 일차 수신기 패드로부터 상기 유도 전력 전송 시스템의 제2 스테이지의 이차 수신기 패드로 갭을 가로질러 전력을 무선으로 전송하는 단계;
    상기 제2 스테이지의 상기 이차 수신기 패드로부터 상기 제2 스테이지의 이차 공진 회로로 전력을 전송하는 단계;
    상기 제2 스테이지의 이차 정류 회로를 사용하여, 상기 제2 스테이지의 상기 이차 공진 회로로부터의 전력을 정류하는 단계;
    상기 제2 스테이지의 상기 이차 정류 회로로부터 상기 제2 스테이지의 이차 디커플링 컨버터로 전력을 전송하는 단계; 및
    상기 제2 스테이지 및 로드는 차량에 설치되고, 상기 차량이 상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드를 배치할 때, 상기 일차 수신기 패드는 상기 이차 수신기 패드로 전력을 무선으로 전송하며, 상기 제2 스테이지의 상기 이차 디커플링 컨버터로부터 부하로 전력을 전송하는 단계를 포함하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서, 일차 제어 장치를 사용하여 상기 제1 스테이지의 상기 스위칭부의 전도각을 제어하는 단계, 및 이차 디커플링 제어 장치를 사용하여 상기 제2 스테이지의 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 조절하는 단계를 더 포함하는 방법.
  20. 제 18 항에 있어서, 상기 유도 전력 전송 시스템의 효율을 극대화하기 위해 듀얼 사이드 제어를 사용하는 단계, 상기 제1 스테이지의 상기 전도각을 제어하기 위해 사용되는 기준 및 상기 제2 스테이지의 상기 이차 디커플링 컨버터의 작동 주기를 제어하기 위해 사용되는 기준을 조정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  21. 제 18 항에 있어서,
    상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드의 위치를 감지하는 단계;
    일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드 위치 정보를 통신하는 단계; 및
    상기 일차 수신기 패드에 대하여 상기 이차 수신기 패드를 정렬하기 위해 상기 일차 수신기 패드 및 이차 수신기 패드 위치 정보를 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10796619B2 (en) 2017-01-17 2020-10-06 Samsung Display Co., Ltd. Display device and driving method thereof

Families Citing this family (145)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10852069B2 (en) 2010-05-04 2020-12-01 Fractal Heatsink Technologies, LLC System and method for maintaining efficiency of a fractal heat sink
US9228785B2 (en) 2010-05-04 2016-01-05 Alexander Poltorak Fractal heat transfer device
DK2541722T3 (en) * 2011-06-29 2016-01-11 Siemens Ag A method and controller for controlling a device for producing electrical power, in particular a wind turbine
US9088222B2 (en) * 2011-11-17 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier
WO2014041655A1 (ja) * 2012-09-13 2014-03-20 トヨタ自動車株式会社 非接触給電システム、ならびにそれに用いられる送電装置および車両
CN103855913A (zh) * 2012-11-30 2014-06-11 通用电气公司 能量变换***及其控制方法
JP5741962B2 (ja) * 2012-11-30 2015-07-01 株式会社デンソー 非接触給電装置
US9461546B2 (en) 2013-02-08 2016-10-04 Advanced Charging Technologies, LLC Power device and method for delivering power to electronic devices
US9755534B2 (en) 2013-02-14 2017-09-05 Nuvolta Technologies, Inc. High efficiency high frequency resonant power conversion
US9042125B1 (en) * 2013-03-15 2015-05-26 Rockwell Collins, Inc. Series resonant power converter system and method with improved efficiency
CN103746462B (zh) * 2013-07-11 2016-01-20 重庆米亚车辆技术有限公司 一种用于无线电能传输的双边lcc补偿网络及其调谐方法
CN104377961B (zh) * 2013-08-16 2017-09-15 台达电子企业管理（上海）有限公司 转换器与降低节点电压的方法
US9438064B2 (en) * 2013-08-30 2016-09-06 Qualcomm Incorporated System and method for alignment and compatibility detection for a wireless power transfer system
DE102013219528A1 (de) * 2013-09-27 2015-04-02 Siemens Aktiengesellschaft Laden eines elektrischen Energiespeichers eines elektrisch antreibbaren Fahrzeugs
FR3011696B1 (fr) * 2013-10-09 2015-12-11 Schneider Electric Ind Sas Systeme de conversion d' energie, ensemble de rechargement par induction et procedes d' emission et de reception de donnees associes
US10080301B2 (en) 2013-10-17 2018-09-18 Cree, Inc. High voltage power chip module
CN104578439B (zh) 2013-10-21 2018-10-09 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于无线充电线路的装置
JP6384991B2 (ja) * 2013-10-28 2018-09-05 パナソニック株式会社 送電装置及び無線電力伝送システム
JP6258816B2 (ja) 2013-10-29 2018-01-10 パナソニック株式会社 無線送電装置及び無線電力伝送システム
CN103580301B (zh) * 2013-10-30 2016-04-27 青岛大学 一种无线电能传输功率控制***及方法
US9673784B2 (en) 2013-11-21 2017-06-06 Apple Inc. Using pulsed biases to represent DC bias for charging
WO2015085013A1 (en) * 2013-12-03 2015-06-11 Utah State University Determining physical alignment between magnetic couplers
JP6219154B2 (ja) * 2013-12-11 2017-10-25 新電元工業株式会社 温度検出装置
GB201403548D0 (en) * 2014-02-28 2014-04-16 Bombardier Transp Gmbh Inductive power transfer pad comprising a stationary part and a moveable part
US20150263639A1 (en) * 2014-03-14 2015-09-17 Avogy, Inc. Adaptive synchronous switching in a resonant converter
WO2015156689A1 (en) 2014-04-09 2015-10-15 Auckland Uniservices Limited Inductive power transfer converters and system
US20170310117A1 (en) * 2014-04-09 2017-10-26 Prasanna Sharadchandra Nirantare Systems And Methods For Closed Loop Control For Wireless Power Transfer
US9369183B2 (en) * 2014-05-15 2016-06-14 Qualcomm Incorporated Systems and methods for measuring power and impedance in wireless power charging systems
US9634514B2 (en) * 2014-05-30 2017-04-25 Infineon Technologies Austria Ag Single stage rectification and regulation for wireless charging systems
CN104037956B (zh) * 2014-06-27 2016-06-08 南京矽力杰半导体技术有限公司 谐振型非接触供电装置和电能接收端
US10566843B2 (en) * 2014-07-15 2020-02-18 Qorvo Us, Inc. Wireless charging circuit
JP2017524327A (ja) * 2014-08-11 2017-08-24 オークランド ユニサービシズ リミテッドＡｕｃｋｌａｎｄ Ｕｎｉｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｌｉｍｉｔｅｄ 共振周波数補償
KR102212032B1 (ko) * 2014-08-11 2021-02-04 엘지전자 주식회사 무선 전력 전송장치 및 무선 충전 시스템
US10559970B2 (en) 2014-09-16 2020-02-11 Qorvo Us, Inc. Method for wireless charging power control
US9762135B2 (en) 2014-11-05 2017-09-12 Infineon Technologies Austria Ag Secondary side control of resonant DC/DC converters
KR101628525B1 (ko) * 2014-11-13 2016-06-09 현대자동차주식회사 차량용 배터리 충전기
US10046659B2 (en) * 2014-12-19 2018-08-14 Qualcomm Incorporated Systems, apparatus and method for adaptive wireless power transfer
WO2016117927A1 (ko) * 2015-01-20 2016-07-28 주식회사 한림포스텍 무선 전력 전송 장치 및 이의 전송 전력 제어 방법
DE102015101087A1 (de) * 2015-01-26 2015-04-23 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung
US9944190B2 (en) 2015-03-07 2018-04-17 Hyundai Motor Company Interoperable EV wireless charging system based on air gap between primary and secondary coils
US9685864B2 (en) * 2015-03-31 2017-06-20 Qualcomm Incorporated Switching regulator circuits and methods with reconfigurable inductance
KR101704181B1 (ko) * 2015-04-02 2017-02-07 현대자동차주식회사 차량용 충전기
CN104734300B (zh) * 2015-04-09 2017-06-20 扬州大学 一种电动车无线充电电路及其控制方法
US20170084817A1 (en) * 2015-04-24 2017-03-23 Gustavo Antonio Navarro Piezoelectric Power Generating Tire Apparatus
KR20160133140A (ko) * 2015-05-12 2016-11-22 엘지이노텍 주식회사 무선 전력 송신 방법, 무선 전력 수신 방법 및 이를 위한 장치
US9774211B2 (en) * 2015-05-14 2017-09-26 Intel Corporation Voltage regulation in wireless power
US10651657B2 (en) 2015-06-08 2020-05-12 Qualcomm Incorporated Dynamic adjustment of power for wireless power transmission
DE102015009074B4 (de) 2015-07-16 2021-11-11 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Anordnung zur induktiven Energieübertragung von einem Primärleitersystem an ein eine Sekundärwicklung aufweisendes Fahrzeug
US11065968B2 (en) 2015-07-20 2021-07-20 Auckland Uniservices Limited Integrated multi-source IPT system
US10498160B2 (en) * 2015-08-03 2019-12-03 Massachusetts Institute Of Technology Efficiency maximization for device-to-device wireless charging
KR20170016626A (ko) * 2015-08-04 2017-02-14 엘지이노텍 주식회사 무선전력전송 시스템 및 이의 구동 방법.
KR102487237B1 (ko) * 2015-08-07 2023-01-10 삼성전자주식회사 배터리 전압 트래킹을 이용한 충전 제어 회로와 이를 포함하는 장치
KR102457368B1 (ko) * 2015-09-11 2022-10-21 삼성전자 주식회사 전자 장치의 무선 전력 송출 방법 및 이를 사용하는 전자 장치
EP3352330B1 (en) * 2015-09-17 2023-11-01 IHI Corporation Power transmission device, and contactless power supply system
US10498220B2 (en) 2015-09-17 2019-12-03 Ihi Corporation Power transmitter and wireless power transfer system
US9839146B2 (en) 2015-10-20 2017-12-05 Cree, Inc. High voltage power module
JP6615575B2 (ja) * 2015-10-28 2019-12-04 矢崎総業株式会社 給電システム
KR101755122B1 (ko) * 2015-11-02 2017-07-06 현대자동차주식회사 Ｄｃ-ａｃ 컨버터 제어 방법과 이를 사용하는 그라운드 어셈블리 및 무선 전력 전송 방법
US20170129344A1 (en) * 2015-11-06 2017-05-11 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for thermal dissipation in vehicle pads for wireless power transfer applications
CN106533732B (zh) * 2016-01-08 2020-07-17 国网安徽省电力公司经济技术研究院 一种用于生成sdh电力通信传输网络多层拓扑结构的方法
CN106998082B (zh) * 2016-01-22 2020-02-11 环旭电子股份有限公司 无线充电手持装置及其控制方法
WO2017131532A1 (en) * 2016-01-29 2017-08-03 Powerbyproxi Limited Inductive power transmitter
EP3203606A1 (en) 2016-02-03 2017-08-09 General Electric Company Method and system for protecting a wireless power transfer system
SG10201700633QA (en) 2016-02-03 2017-09-28 Gen Electric System and method for protecting a wireless power transfer system
US10144301B2 (en) * 2016-02-18 2018-12-04 Denso International America, Inc. Optimized compensation coils for wireless power transfer system
JP2019513342A (ja) * 2016-03-18 2019-05-23 グローバル エナジー トランスミッション， カンパニーＧｌｏｂａｌ Ｅｎｅｒｇｙ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ， Ｃｏ． ワイヤレス電力伝送のためのシステムおよび方法
US10097046B2 (en) 2016-03-18 2018-10-09 Global Energy Transmission, Co. Wireless power assembly
CN105720582B (zh) * 2016-03-25 2017-11-21 中国矿业大学 一种特定谐波消除无线电能传输***及其设计方法
CN105871077A (zh) * 2016-04-22 2016-08-17 奇瑞汽车股份有限公司 电动汽车充电方法、装置及***
US10284028B2 (en) 2016-05-27 2019-05-07 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Inc. Checking alignment of inductive charge pads in motion
CN109478798B (zh) * 2016-05-27 2022-09-16 韦特里西提公司 无线电力接收器的电压调节
WO2018048312A1 (en) 2016-09-06 2018-03-15 Powerbyproxi Limited An inductive power transmitter
TWI598897B (zh) * 2016-09-12 2017-09-11 合利億股份有限公司 具有散熱功能的無線充電線圈結構
US10601250B1 (en) * 2016-09-22 2020-03-24 Apple Inc. Asymmetric duty control of a half bridge power converter
SG10201707385XA (en) 2016-09-30 2018-04-27 Gen Electric Over voltage protection for a wireless power transfer system
US11479122B2 (en) 2016-10-10 2022-10-25 In2Power Nv Energy transmitter and receiver module
US9748853B1 (en) * 2016-11-01 2017-08-29 Macau University Of Science And Technology Semi-dual-active-bridge converter system and methods thereof
US10873221B1 (en) 2017-01-31 2020-12-22 Apple Inc. Wireless power control system
US10675982B2 (en) * 2017-03-27 2020-06-09 General Electric Company System and method for inductive charging with improved efficiency
US10340724B2 (en) * 2017-04-04 2019-07-02 Gm Gloval Technology Operations Llc Inductive and conductive onboard charging systems
KR102328496B1 (ko) * 2017-04-07 2021-11-17 광동 오포 모바일 텔레커뮤니케이션즈 코포레이션 리미티드 무선 충전 시스템, 장치, 방법 및 충전 대기 기기
CN109787325B (zh) 2017-04-07 2023-06-27 Oppo广东移动通信有限公司 无线充电***、装置、方法及待充电设备
CN106961141A (zh) * 2017-05-04 2017-07-18 北京希格玛和芯微电子技术有限公司 无线充电接收装置及终端设备
JP7003445B2 (ja) * 2017-05-19 2022-02-04 オムロン株式会社 非接触給電装置
US9985515B1 (en) * 2017-05-25 2018-05-29 Alexei V. Nikitin Controllers for regulated power inverters, AC/DC, and DC/DC converters
US10476310B2 (en) 2017-05-26 2019-11-12 Witricity Corporation Multi-mode wireless power receiver control
US9917480B1 (en) * 2017-05-26 2018-03-13 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for efficient wireless power transfer
US10205401B1 (en) * 2017-07-11 2019-02-12 Alexei V. Nikitin Controllers for regulated power inverters, AC/DC, and DC/DC converters
US10327292B2 (en) * 2017-07-17 2019-06-18 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Resonant DC-to-DC drivers
KR102427840B1 (ko) * 2017-07-24 2022-08-01 삼성전자주식회사 무선 전력 수신 장치 및 무선 전력 수신 방법
CN107579659B (zh) * 2017-08-31 2020-01-31 上海空间电源研究所 适应变压器高寄生参数的恒流谐振型直流变换电路及方法
WO2019072786A1 (en) * 2017-10-09 2019-04-18 Kraftpowercon Sweden Ab HIGH VOLTAGE POWER SUPPLY SYSTEM
US10797535B2 (en) * 2017-10-09 2020-10-06 Integrated Device Technology, Inc. Q-factor measurement
DE102017123453A1 (de) 2017-10-10 2019-04-11 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zum Laden eines Batteriesystems
US10611363B2 (en) 2017-10-12 2020-04-07 Ford Global Technologies, Llc Methods and system for operating a variable voltage controller
CN107798972A (zh) * 2017-12-01 2018-03-13 中山市榄商置业发展有限公司 一种信息科技教学用无线充电实验装置
CN107968461A (zh) * 2017-12-19 2018-04-27 北京师范大学珠海分校 无线充电设备及自动调节无线充电设备输出电压的方法
CA3124345A1 (en) 2017-12-22 2019-06-27 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Inc. Wireless power transfer pad with multiple windings
US11462943B2 (en) * 2018-01-30 2022-10-04 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Llc DC link charging of capacitor in a wireless power transfer pad
US11018526B2 (en) 2018-02-08 2021-05-25 Massachusetts Institute Of Technology Detuning for a resonant wireless power transfer system including cooperative power sharing
US10651687B2 (en) 2018-02-08 2020-05-12 Massachusetts Institute Of Technology Detuning for a resonant wireless power transfer system including cryptography
US11437854B2 (en) 2018-02-12 2022-09-06 Wireless Advanced Vehicle Electrification, Llc Variable wireless power transfer system
CN112189293B (zh) 2018-03-22 2024-05-31 Lg电子株式会社 无线充电板以及无线充电装置
US20200274398A1 (en) * 2018-05-01 2020-08-27 Global Energy Transmission, Co. Systems and methods for wireless power transferring
CN110581534B (zh) * 2018-06-11 2021-08-03 台达电子工业股份有限公司 温度保护电路
CN112955348A (zh) * 2018-06-29 2021-06-11 布鲁萨电子公司 具有次级侧电压测量和次级侧到初级侧的反作用的车辆感应式充电
USD908632S1 (en) 2018-09-17 2021-01-26 Cree Fayetteville, Inc. Power module
CN109274255B (zh) * 2018-09-29 2020-03-13 重庆大学 计及杂散电感影响的风电变流器igbt功率模块动态结温计算方法
US10312742B1 (en) * 2018-10-08 2019-06-04 Jenan E. S. SH. M. Al-Shehab Wireless power transmission system
CN111016690B (zh) * 2018-10-09 2021-08-17 郑州宇通客车股份有限公司 一种电动汽车无线充电控制方法及装置
JP7157640B2 (ja) * 2018-11-28 2022-10-20 株式会社Soken 電力変換装置の制御装置
CN109684208B (zh) * 2018-12-17 2022-07-15 上海致远绿色能源股份有限公司 一种微处理器的在线仿真调试保护方法
KR102661464B1 (ko) * 2019-02-22 2024-04-25 엘지전자 주식회사 무선 전력 전송 장치 및 이를 구비하는 전자 기기
CN110061570B (zh) * 2019-05-28 2020-10-02 浙江大学 通过副边调制实现pfc的无线电能传输***
US11065461B2 (en) 2019-07-08 2021-07-20 Bioness Inc. Implantable power adapter
AU2020311913A1 (en) * 2019-07-08 2021-11-25 Bioness Inc. Apparatus and methods for providing electric energy to a subject
EP4000160A4 (en) * 2019-07-19 2023-08-09 NuCurrent, Inc. SYSTEM FOR WIRELESS POWER TRANSMISSION
US11271430B2 (en) 2019-07-19 2022-03-08 Nucurrent, Inc. Wireless power transfer system with extended wireless charging range
US11070026B2 (en) 2019-07-19 2021-07-20 Analog Devices International Unlimited Company High current nanosecond laser driver circuit with wide pulse-width adjustment range
US11227712B2 (en) 2019-07-19 2022-01-18 Nucurrent, Inc. Preemptive thermal mitigation for wireless power systems
CN114144959A (zh) * 2019-07-25 2022-03-04 株式会社电装 非接触供电装置
US11075502B2 (en) 2019-08-29 2021-07-27 Analog Devices, Inc. Laser diode driver circuit techniques
CN220307098U (zh) * 2019-10-08 2024-01-05 英特迪科技有限公司 无线功率传输次级电路及接收器电路
US11910502B2 (en) 2019-10-24 2024-02-20 Signify Holding B.V. LED driver for LED lighting systems for replacing a high-intensity discharge lamp
US11418125B2 (en) 2019-10-25 2022-08-16 The Research Foundation For The State University Of New York Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages
CN110654253B (zh) * 2019-10-31 2021-11-19 西安交通大学 一种用于电动汽车无线充电***最优效率的联合控制方法
KR20210058083A (ko) 2019-11-13 2021-05-24 삼성전자주식회사 무선 전력 송신기 및 무선 전력 송신기의 제어 방법
CN112928825A (zh) * 2019-12-06 2021-06-08 恩智浦美国有限公司 确定品质因数的方法及无线充电器
CN110972355B (zh) * 2019-12-19 2022-03-22 哈尔滨工业大学 基于谐振开关电容的两通道led驱动器
US11056922B1 (en) 2020-01-03 2021-07-06 Nucurrent, Inc. Wireless power transfer system for simultaneous transfer to multiple devices
JP7359726B2 (ja) 2020-03-19 2023-10-11 新電元工業株式会社 電力変換装置
CN111553079B (zh) * 2020-04-29 2023-06-09 武汉船舶职业技术学院 一种基于虚拟现实技术的三维电网培训仿真方法
DE102020117310A1 (de) 2020-07-01 2022-01-05 Seg Automotive Germany Gmbh Stromrichter für elektrische Maschine und elektrische Maschine
RU201443U1 (ru) * 2020-08-06 2020-12-15 Акционерное общество Научно-производственное предприятие "ЭПРО" (АО НПП "ЭПРО") Зарядно-разрядное устройство суперконденсаторного накопителя для городского электротранспорта
CN112363426B (zh) * 2020-10-22 2022-07-05 北京航天光华电子技术有限公司 一种智能加电***
US11881716B2 (en) 2020-12-22 2024-01-23 Nucurrent, Inc. Ruggedized communication for wireless power systems in multi-device environments
US11876386B2 (en) 2020-12-22 2024-01-16 Nucurrent, Inc. Detection of foreign objects in large charging volume applications
CN113515826B (zh) * 2021-04-09 2022-11-25 云南电网有限责任公司昆明供电局 配电网合环线路拓扑搜索方法及***
DE102021204968B4 (de) 2021-05-17 2023-01-05 Volkswagen Aktiengesellschaft Ladegerät
CN113381520B (zh) * 2021-05-31 2022-11-08 电子科技大学 一种2.4g微波无线单相交交变换电路
US11894776B2 (en) * 2021-10-28 2024-02-06 Utah State University Constant current to constant voltage dual active bridge LCL-transformer resonant DC-DC converter
US12003116B2 (en) 2022-03-01 2024-06-04 Nucurrent, Inc. Wireless power transfer system for simultaneous transfer to multiple devices with cross talk and interference mitigation
US11831174B2 (en) 2022-03-01 2023-11-28 Nucurrent, Inc. Cross talk and interference mitigation in dual wireless power transmitter
FR3140490A1 (fr) * 2022-09-30 2024-04-05 Valeo Systemes De Controle Moteur Circuit résonant secondaire
CN117155135B (zh) * 2023-10-27 2024-01-30 国网湖北省电力有限公司经济技术研究院 一种隔离型dc/dc变换器结温控制方法、装置及设备

Family Cites Families (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4661897A (en) 1985-01-23 1987-04-28 Allied Corporation Phase modulated, resonant power converting high frequency link inverter/converter
JPH06105408A (ja) * 1992-09-18 1994-04-15 I N R Kenkyusho:Kk 自動車電池充電装置
DK172570B1 (da) 1995-01-23 1999-01-25 Danfoss As Vekselretter og fremgangsmåde til måling af vekselretterens fasestrømme
FR2738417B1 (fr) 1995-08-30 1997-11-07 Gaia Converter Convertisseur de tension continue a commutation douce
US6016257A (en) 1996-12-23 2000-01-18 Philips Electronics North America Corporation Voltage regulated power supply utilizing phase shift control
TW327402U (en) 1997-04-18 1998-02-21 Yin-Dong Liu Fast detachable lashing ring
JP2002508916A (ja) * 1997-05-06 2002-03-19 オークランド ユニサービシズ リミテッド 拡大ギャップを横切る誘導電力伝達
JPH11224822A (ja) * 1998-02-04 1999-08-17 Hitachi Kiden Kogyo Ltd 非接触給電装置における高調波電流抑制方法
US6291968B1 (en) 2000-05-08 2001-09-18 Lear Corporation System for automatically charging the battery of a remote transmitter for use in a vehicle security system
US7245880B1 (en) * 2000-08-31 2007-07-17 Intel Corporation Transmit power control within a wireless transmitter
JP4671515B2 (ja) * 2001-03-07 2011-04-20 株式会社椿本チエイン 給電装置
US6448745B1 (en) 2002-01-08 2002-09-10 Dialog Semiconductor Gmbh Converter with inductor and digital controlled timing
US6548985B1 (en) * 2002-03-22 2003-04-15 General Motors Corporation Multiple input single-stage inductive charger
US20040047305A1 (en) * 2002-08-27 2004-03-11 Fatih Ulupinar Distributed reverse channel outer loop power control for a wireless communications system
US7471738B2 (en) 2002-12-02 2008-12-30 Research In Motion Limited Method and apparatus for optimizing transmitter power efficiency
NZ526109A (en) 2003-05-26 2006-09-29 Auckland Uniservices Ltd Parallel-tuned pick-up system with multiple voltage outputs
US7307461B2 (en) * 2003-09-12 2007-12-11 Rambus Inc. System and method for adaptive duty cycle optimization
US7148669B2 (en) 2004-02-02 2006-12-12 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Predictive digital current controllers for switching power converters
US7196916B2 (en) * 2005-02-14 2007-03-27 University Of Central Florida Research Foundation Alternated duty cycle control method for half-bridge DC-DC converter
FR2884075A1 (fr) 2005-04-04 2006-10-06 Thomson Licensing Sa Convertisseur de tension continue a commutation douce
US8026698B2 (en) * 2006-02-09 2011-09-27 Scheucher Karl F Scalable intelligent power supply system and method
NZ545664A (en) * 2006-02-28 2008-07-31 Auckland Uniservices Ltd Single phase power supply for inductively coupled power transfer systems
NZ547604A (en) * 2006-05-30 2008-09-26 John Talbot Boys Inductive power transfer system pick-up circuit
RU2316884C2 (ru) 2006-07-20 2008-02-10 ОБЩЕСТВО С ОГРАНИЧЕННОЙ ОТВЕТСТВЕННОСТЬЮ "Нью Лайн" Преобразователь напряжения
TWI327402B (en) 2006-08-14 2010-07-11 Ching Tsai Pan Power circuit component parameters design method for compensating the loosely coupled inductive power transfer system
US8039987B2 (en) 2006-09-29 2011-10-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Power source device and vehicle with power source device
WO2008051611A2 (en) * 2006-10-25 2008-05-02 Farkas Laszio High power wireless resonant energy transfer system transfers energy across an airgap
US7652459B2 (en) 2007-02-23 2010-01-26 Intel Corporation Adaptive controller with mode tracking and parametric estimation for digital power converters
KR20150040373A (ko) 2007-05-10 2015-04-14 오클랜드 유니서비시즈 리미티드 멀티 전력을 공급받는 전기 자동차
US8653699B1 (en) 2007-05-31 2014-02-18 Rf Micro Devices, Inc. Controlled closing of MEMS switches
US7906943B2 (en) * 2007-12-20 2011-03-15 Microsemi Corporation Boost converter with adaptive coil peak current
AU2009204283B2 (en) 2008-01-07 2013-08-22 Access Business Group International Llc Inductive power supply with duty cycle control
US8085024B2 (en) 2008-04-29 2011-12-27 Exar Corporation Self-tuning digital current estimator for low-power switching converters
US8674551B2 (en) 2008-06-06 2014-03-18 University Of Florida Research Foundation, Inc. Method and apparatus for contactless power transfer
US8278784B2 (en) * 2008-07-28 2012-10-02 Qualcomm Incorporated Wireless power transmission for electronic devices
US9473209B2 (en) * 2008-08-20 2016-10-18 Intel Corporation Wireless power transfer apparatus and method thereof
JP5342835B2 (ja) * 2008-09-11 2013-11-13 株式会社日立製作所 非接触給電装置
US20120112691A1 (en) * 2008-09-27 2012-05-10 Kurs Andre B Wireless energy transfer for vehicles
US20110049978A1 (en) 2008-10-02 2011-03-03 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Self-resonant coil, non-contact electric power transfer device and vehicle
BRPI0921635A2 (pt) * 2008-10-31 2016-01-05 Optimum Energy Llc sistemas e métodos para controlar a eficiência de consumo de energia
JP5258521B2 (ja) 2008-11-14 2013-08-07 トヨタ自動車株式会社 給電システム
US7825537B2 (en) * 2008-11-14 2010-11-02 Harris Corporation Inductive power transfer system and method
US10355526B2 (en) 2008-11-26 2019-07-16 Auckland Uniservices Limited Bi-directional inductive power transfer
US8338991B2 (en) * 2009-03-20 2012-12-25 Qualcomm Incorporated Adaptive impedance tuning in wireless power transmission
US8125200B2 (en) * 2009-04-29 2012-02-28 Dell Products L.P. Systems and methods for intelligently optimizing operating efficiency using variable gate drive voltage
WO2010131161A1 (en) 2009-05-11 2010-11-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Inductive power transfer for wireless sensor systems inside a tyre
US20110199045A1 (en) * 2010-02-15 2011-08-18 Convenientpower Hk Ltd Power transfer device and method
US20120313444A1 (en) 2009-10-12 2012-12-13 John Talbot Boys Inductively controlled series resonant ac power transfer
JP5459058B2 (ja) 2009-11-09 2014-04-02 株式会社豊田自動織機 共鳴型非接触電力伝送装置
KR101423406B1 (ko) * 2009-11-18 2014-07-24 가부시끼가이샤 도시바 무선 전력 전송 장치
JP2011116246A (ja) * 2009-12-03 2011-06-16 Sumitomo Electric Ind Ltd 電力転送装置、電力転送システム及び電力転送方法
CN102695629B (zh) 2010-01-05 2015-03-25 捷通国际有限公司 用于电动车辆的感应充电***
US8989792B1 (en) * 2010-01-22 2015-03-24 Amazon Technologies, Inc. Using inertial sensors to trigger transmit power management
WO2011106506A2 (en) * 2010-02-25 2011-09-01 Evatran Llc Method and apparatus for inductively transferring ac power between a charging unit and a vehicle
JP2013529451A (ja) 2010-04-30 2013-07-18 パワーマッド テクノロジーズ リミテッド 拡張領域上で誘導的に電力を伝達するシステム及び方法
JP5501857B2 (ja) 2010-05-18 2014-05-28 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
WO2011146661A2 (en) * 2010-05-19 2011-11-24 Qualcomm Incorporated Adaptive wireless energy transfer system
US9054542B2 (en) 2010-06-10 2015-06-09 Access Business Group International Llc Coil configurations for inductive power transfer
WO2012001291A2 (fr) 2010-07-01 2012-01-05 Renault S.A.S. Charge sans contact d'une batterie de vehicule automobile
WO2012007942A2 (en) 2010-07-12 2012-01-19 Powermat Ltd. Power management system and method for an inductive power transfer system
US8508964B2 (en) 2010-12-03 2013-08-13 Solarbridge Technologies, Inc. Variable duty cycle switching with imposed delay
US9337664B2 (en) * 2010-12-16 2016-05-10 Qualcomm Incorporated Wireless power receiver circuitry
US20130020878A1 (en) * 2011-07-21 2013-01-24 Witricity Corporation Wireless power component selection
EP2777133A4 (en) * 2011-11-04 2015-08-12 Witricity Corp WIRELESS POWER TRANSFER MODELING TOOL

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10796619B2 (en) 2017-01-17 2020-10-06 Samsung Display Co., Ltd. Display device and driving method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
CN104205264A (zh) 2014-12-10
CN104205264B (zh) 2016-11-09
MX338023B (es) 2016-03-31
EP2807663A4 (en) 2015-06-24
WO2013112613A1 (en) 2013-08-01
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