JP6114310B2 - 無線電力伝送システム - Google Patents
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Description
本出願は、Hunter Wuらによる「WIRELESS POWER TRANSFER SYSTEM AND METHODS」という名称で2012年1月23日に出願された米国仮特許出願第61/589,599の利益を主張し、この仮出願は、参照により本明細書に全て組み込まれる。Hunter Wuらによる「SWITCH WEAR LEVELING」という名称で2013年1月23日に出願された米国特許出願第13/748,074は、参照により本明細書に全て組み込まれる。
図3は模範的な誘導電力伝送(IPT)充電システム300のブロック図を示す。図3のIPTシステム300は、以下に記載するように、IPTシステム104内に最大効率装置102を含めることができるシステム100の一実施形態である。ここに記載するIPTシステム300は、例えば公共電力網等の電圧源304から供給される、一次交流(AC)−直流(DC)力率段のような力率段302を含むことができる。いくつかの実施形態では、一次AC−DCコンバータ段はグリッド(電力網)レベル電圧を一次同調共振コンバータのためのDCバス電圧のようなDC電圧305に変換するように構成することができる。効率の低減及び追加の複雑化を必要とする無線誘導電力伝送システムに現れる振幅変調信号を阻止するために、極めて低い出力リプルを有するDC出力電圧が、大きなリプルシステムに好まれる。
ここに記載するIPTシステム300は一次同調共振コンバータを含むことができる。いくつかの実施形態では、図5に示すLCL負荷共振コンバータ306を用いることができる。LCL負荷共振コンバータ306は、スイッチングセクション及びLCL同調セクションを含む。このコンバータは次の利点を有し得る。
・インバータブリッジは一般的に負荷112により要求される実電力を供給する必要があるだけで、共振タンク内では何の損失も生じない。高いトラック電流は共振タンク内で自己循環に抑制される。例えば、Q1>1及びib<i1(図5参照)である殆どの実際の用途では、スイッチは低い導通損を有し、高いコンバータ効率を達成できる。
・出力電流は一般的に負荷と無関係で、定電流源を形成し、IPT用途に適している。一次レシーバパッド電流i1は一般的に1つの制御変量に依存するのみであり、従って方程式(1)内の電力出力又は非補償電力(SU)は直接制御される。
一次コンバータに対してトポロジ及び制御ストラテジを選択した後、次に半導体装置を選択することができる。ここに記載する機能を実行し得る任意の半導体装置を使用することができる。模範的な半導体装置には、インターナショナルレクティフィアIGBT IRG7PH42UPBF、他の個別又はモジュールベースの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、他の個別又はモジュールベースの金属酸化物電界効果トランジスタ(MOSFET)、又は炭化シリコン(SiC)又は窒化ガリウム(GaN)型半導体装置などの類似の技術が含まれる。
要素1402 高電力消費コンポーネント(スイッチ又はダイオードの例)
要素1404 アルミナヒートスプレッダウェハ
要素1406 空冷ファン
要素1408 アルミニウムヒートシンク
いくつかの実施形態では、各スイッチ(例えばインターナショナルレクティフィアIRG7PH42UPBF IGBT)及びダイオード対(例えばフェアチャイルドRHRG75120ダイオード)は図9に示すようなゲートドライバ、例えばInfeneon 1ED020112−Fゲートドライバで駆動される。ゲートドライバは内部的に完全に絶縁するとともにプリント回路板レイアウト内に沿面及び遊隙約を提供するように適切に絶縁される。ゲートドライバ設計は脱飽和検出及びミラークランプ制御を含むことができる。加えて、一般的な状態下でのドライバの信頼性及び安全性を向上させるために、高速ツェナークランプ及びダイオード(図示せず)をゲートドライバの入力及び出力の各々で使用することができる。
いくつかの実施形態では、ここで構築され特徴付けられる回路設計の特徴は、Lbインダクタを、図10に示すようにフルブリッジスイッチング出力の各側に、それぞれLb/2の値を有する、2つのインダクタを備えたスプリット構成で実装することにある。これにより各インダクタのフェライト質量を小さくできるとともに、高感度測定ICで見られるスイッチング高調波を低減することができる。図10の並列タンクキャパシタンスC1の両端間の電圧測定はシステムのリアルタイム特性の重要部分であり得る。C1間のRMS電圧は、安全のために、一般制御回路から絶縁する必要がある。いくつかの実施形態では、絶縁電圧測定は費用がかかり複雑になり、このような回路のコスト及び複雑さは主として信号の周波数及び帯域幅により決まる。高調波及び従って信号の帯域幅を低減することによって、絶縁電圧測定のコスト及び複雑さを大幅に低減することができる。
いくつかの実施形態では、LCLコンバータ(図10)に示す容量性回路は直列補償キャパシタ(C1s)及び並列タンクキャパシタ(C1)を含むことができる。このようなシステムのキャパシタンスを決定するために、以下の方法を使用することができる。
1.所望の動作角周波数ω=2πfを決定する(ここで、fは周波数(Hz)である)。
2.一次側の入力DC(Vdc1)、所望の出力電圧(Vdc2)及び所望の出力電流(Idc2)を決定する。出力電力Pout=Vdc2*Idc2。
3.所定のパッドセットに対して、一次及び二次レシーバパッド314及び316間の結合係数(k)範囲及び公称空隙を決定する。
であり、(L1)sは二次レシーバパッド316が所定の高さで短絡された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスであり、(L1)oは二次レシーバパッド316が所定の高さで開路された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスである。k0はパッドが公称空隙に設定されている状態での結合係数kである。
4.最大一次RMS AC電圧(Vac1)を決定する。ここで、σ=180℃のとき、
である。そして、IPTモデルを用いて所要の最大RMS ACトラック電流(I1max)も決定する。従って、所望の一次リアクタンス(X1_des)は
である。
5.一次上方の公称高さにおいて一次レシーバパッド314が開路であるときの二次レシーバパッドインダクタンス(L20)及び関連するリアクタンス(X20)を決定する。X20=ω*L20であり、ここでωはシステムの角周波数である。
6.最大高さ(即ちkmin)での開路電圧(Voc)Voc=I1max*X20*kminを決定し(一次及び二次レシーバパッドのインダクタンスは互いに極めて近いものと仮定する)、このインダクタンスから所望の二次リアクタンス(X2_des)、
を決定する。
7.所定の二次共振回路(図23に示す)に対して、所要の二次直列補償キャパシタ(C2s)及び二次並列タンクキャパシタ(C2)を、次の方程式C2s=[ω*(X20−X2_des)]−1及びC2=[ω*X2_des]−1を用いて決定する。
8.二次パッドが最大高さで、二次コイルが二次直列補償キャパシタC2sと直列に短絡された状態での公称一次レシーバパッドインダクタンス(L10)及びリアクタンス(X10)を決定する。
9.所定の一次LCL同調回路(図10に示す)に対して、所要の一次直列補償キャパシタ(C1s)及び一次並列タンクキャパシタ(C1)を、次の方程式C1s=[ω*(X10−X1_des)]−1及びC1=[ω*X1_des]−1を用いて決定する。
10.従って、一次ブリッジインダクタンス(Lb)は
で決定できる。ブリッジインダクタンスをインバータの2つのレグに分割する場合には、関連するインダクタンスは各インダクタに等分する。
いくつかの実施形態では、L1(図10参照)は二次回路318に電力を伝送するために使用する磁気パッド設計である。共振無線IPTコンバータでは、一次パッドはある程度の自己インダクタンス及び相互インダクタンスを有する疎結合変成器の一次側半部として作用する。自己インダクタンスは(II.Dに示すように)回路を同調させるために使用でき、そのため、システムは一般に、共振電力伝送の効率を維持するために、自己インダクタンスの変化を充分に許容しなければならない。
ここに記載するIPTシステムは磁気システムを含む。いくつかの実施形態では、任意の適切な磁気システムを使用する。これらのシステムは空隙を介して磁界を発生し受信する。円形パッドトポロジをここに記載するシステムに使用することができる。例えば、M. Budhiaらの「Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems」(IEEE Transactions on Industrial Electronics、1-1ページ、2011年)、F. Nakaoらの「Ferrite core couplers for inductive chargers」(Proceedings of the Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002、2002年、850-854ページ、第2巻)、H. H. Wuらの「A review on inductive charging for electric vehicles」(IEEE International electric Machines & Drives Conference(IEMDC), 2011、2011年、143-147ページ)、H. H. Wuらの「A 1kW inductive charging system using AC processing pickups」(6th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications (ICIEA), 2011、2011年、1999-2004ページ)、及びH. Chang-Yuらの「LCL pick-up circulating current controller for inductive power systems」(IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE), 2010、2010年、640-646ページ)を参照されたい。
ここに記載するIPTシステムは一次コントローラ308を含むことができ、このコントローラはハードウェア及びこれと関連するソフトウェアの両方を有する。
共振スイッチング波形を制御するために任意の適切な一次コントローラを使用することができる。いくつかの実施形態では、一次トラック電流コントローラを開発するために、Xilinx Spartan 3AN FPGAを用いたフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)開発ボードを使用することができる。標準規格802.15.4の無線プロトコル層のような無線プロトコル層でのカスタムアプリケーション通信プロトコルを提供するために、この開発ボードにカスタム無線通信カードを付加してもよい。このFPGA開発プラットフォームは一般に初期のIPTシステムに極めて大きなフレキシビリティを可能にする。更に、より費用効果の高い解決策が存在し、一般に、より精細なシステム全体の制御を、より高いデータスループットレートで可能にする。コントローラに対する1つのこのような代替例は、ディジタル信号コントローラ(DSC)又はディジタル信号プロセッサ(DSP)、例えばフリースケールMC56F84xx又はシリーズDSCを使用する。
1.概要
FPGAを使用する実施形態では、内部ファームウェア開発はハードウェア記述言語(HDL)で行うことができる。DSC又はDSPを用いる実施形態では、内部ファームウェア開発は、C又はC++等のソフトウェアプログラミング言語で行うことができる。このようなファームウェアはサブセクション、例えば6つの異なるサブセクションに分割することができる。これらのサブセクションは、例えばプロセッササブセクション、通信サブセクション、アナログ−ディジタルコンバータ(ADC)サブセクション、LEDディスプレイサブセクション、スイッチ制御サブセクション、及びスイッチ故障及び準備サブセクションを含むことができる。
プロセッササブセクションはプロセッサ、例えば約30MHz−100MHzのクロック周波数で動作する32ビットプロセッサを含み、データ及びプログラムメモリを必要とし得る。他の適切なプロセッサは64ビットのもの、又は異なるクロック速度を有するもの又はシングル又はマルチコアを有するものとし得る。一次クロックは外部位相ロックループ(PLL)で調整し得るが、いくつかの実施形態では周波数の重要な性質のために、HDLブロックがクロックタイミング検証を実行し、クロックタイミングが既知の基準クロック信号に対して完全に検証されるまで、プロセッサ(及び他の全てのサブセクション)をリセット状態(従って電力伝送を阻止する状態)に保持することができる。プロセッササブセクションは、一実施形態では、ソフトウェアのアプリケーション層を完全に管理する。プロセッサはLCLコンバータを流れる電流及び電圧測定値を受け取り、位相角を、従って一次トラック電流を直接決定する(以下のIV.B.1.eに記載されている)。更に、プロセッサは通信を制御し、報告を実行し、必要に応じオペレータにより出されるマニュアル制御コマンドを実行するように構成することができる。
通信サブセクションは、一実施形態では、ハイレベルデータ伝送を無線通信チップで要求される低レベルビットエンコーディングに変換するように構成し得る。通信サブセクションは無線データの適切な送信及び受信を保証する。
ADCサブセクションは、一実施形態では、外部ADC集積回路と自動的に通信し、データをフィルタリングし、重要な測定パラメータをプロセッササブセクションに周期的に報告するように構成し得る。
発光ダイオード(LED)ディスプレイサブセクションは、視覚ステータス報告を処理することによってプロセッサの負荷を低減するように構成し得る。このサブセクションは各サブセクションのステータスを自動的に読み取り、一実施形態では、起こり得る問題及び電力レベルステータス情報を直ちに視覚的に報告する。LEDディスプレイサブセクションはFPGA開発ボード上のRGBのカラーLEDセットを直接制御することができる。
スイッチ制御サブセクションは、一実施形態では、プロセッサからの所望の位相を各フルブリッジスイッチへの正しい波形制御に変換するように構成される。このサブセクションは、他のサブセクションより高速で、例えば100MHz−500MHzで動作するクロックを必要とする(ダイレクト低レイテンシ制御レゾリューションを可能にするため)。このサブセクションは別個のクロックで動作するため、HDLは潜在的な準安定性問題がシステムを損傷しないようにクロックドメイン間の非同期問題を処理することができる。
スイッチ故障及び準備フィルタサブセクションは、主としてゲートドライバ回路から疑似故障及び準備信号をフィルタリングするように構成される。スイッチングインバータの電気的に雑音の多い環境のために、高電力回路からのディジタル信号報告はしばしばバウンスして疑似信号を生じ得る。このサブセクションは読み込みを正しくするために入力信号をディジタル的にフィルタリングし、デバウンスする。
図1は、IPTシステム内の効率を最大にするためのシステム100の一実施形態を示す概略ブロック図である。システム100はIPTシステム104内に最大効率装置102を含む。また、IPTシステム104は第1段106、第2段108、第1段106及び第2段108間の無線電力伝送部110を含む。信号100は、負荷112及び電圧源114を含む。システム100の要素を以下に説明する。
ここに記載するIPTシステムは二次同調回路を含むことができる。
いくつかの実施形態では、二次減結合コンバータとともに示される図23に示す容量性回路網は直列補償キャパシタ(C2s)及び並列タンクキャパシタ(C2)を含むことができる。このシステムのキャパシタンスを決定するために、一実施形態では、次の方法を使用することができる。
2.一次側の入力DC(Vdc1)、所望の出力電圧(Vdc2)及び所望の出力電流(Idc2)を決定する。出力電力Pout=Vdc2*Idc2
3.所定のパッドセットに対して、一次及び二次レシーバパッド314及び316間の結合係数(k)範囲及び公称空隙を決定する。
であり、ここで(L1)sは二次レシーバパッド316が所定の高さで短絡された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスであり、(L1)oは二次レシーバパッド316が所定の高さで開路された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスである。koはパッドが公称空隙に設定されている状態での結合係数である。
4.最大一次RMS AC電圧(Vac1)を決定する。ここで、σ=180°のとき、
である。そして、IPTモデルを用いて所要の最大RMS ACトラック電流(I1max)も決定する。従って、所望の一次リアクタンス(X1_des)は
である。
5.一次パッドの上方の公称高さに位置し、一次レシーバパッド314が開路であるときの二次レシーバパッドのインダクタンス(L20)及び関連するリアクタンス(X20)を決定する。X20=ω*L20であり、ここでωはシステムの角周波数である。
6.最大高さ(即ちkmin)での開路電圧(Voc)Voc=I1max*X20*kminを決定し(一次及び二次レシーバパッドのインダクタンスは互いに極めて近いものと仮定する)、このインダクタンスから所望の二次リアクタンス(X2_des)、
を決定する。
7.所定の二次共振回路(図23に示す)に対して、所要の二次直列補償キャパシタ(C2s)及び二次並列タンクキャパシタ(C2)を、次の方程式C2s=[ω*(X20−X2_des)]−1及びC2=[ω*X2_des]−1を用いて決定する。
8.二次パッドが最大高さで、二次コイルが二次直列補償キャパシタC2sと直列に短絡された状態での公称一次レシーバパッドインダクタンス(L10)及びリアクタンス(X10)を決定する。
9.所定の一次LCL同調回路(図10に示す)に対して、所要の一次直列補償キャパシタ(C1s)及び一次並列タンクキャパシタ(C1)を、次の方程式C1s=[ω*(X10−X1_des)]−1及びC1=[ω*X1_des]−1を用いて決定する。
10.従って、一次ブリッジインダクタンス(Lb)は
で決定できる。ブリッジインダクタンスをインバータの2つのレグに分割する場合には、関連するインダクタンスは各インダクタに等分される。
図23に示すL2は二次回路318へ電力を伝送するために使用する磁気パッド設計を示す。IPTコンバータの二次側では、二次磁気パッド(二次レシーバパッド316)は若干量の自己インダクタ及び相互インダクタを有する疎結合変成器の二次側半部として作用する。その自己インダクタは(上述したように)回路の同調に使用され、よってシステムは、一般的に、共振電力変成器の効率を維持するためにはこの自己インダクタの変化を適切に許容しなければならない。しかしながら、二次自己インダクタの変化は一次自己インダクタより著しく小さい。
エンドポイント負荷に応じて、ここに記載するIPTシステムは自由選択の二次整流回路を含むことができる。選択使用されるとき、二次整流回路は高周波数のAC波形をDC波形に変換するように構成される。二次整流回路は低損失動作用に選択した4つの高速ダイオードの全波整流ブリッジ整流器とすることができる。例えば、いくつかの実施形態では、整流器を実現するために4つのフェアチャイルドRHRG75120ダイオードを使用した。整流に使用するダイオードは極めて高速のダイオード逆回復時間、引くインダクタ電圧効果、高い定格電圧及び高い定格電流を有するように構成することができる。他の実施形態は低損失整流を実行するためにスイッチを用いた同期整流技術を使用する。
IPTシステムは二次減結合回路を自由選択で含むことができる。任意の適切な現結合回路を使用することができる。二次減結合回路はブーストコンバータのようなスイッチング電力コンバータを含むことができる。例えば、図23に示す減結合制御を備えた並列ピックアップ(二次回路318)がいくつかの実施形態で使用されている。例えば、J. T. Boysらの「Stability and control of inductively coupled power transfer systems」(IEE Proceedings - Electric Power Applications、第147巻、37-43ページ、2000年)、G. A. Covicらの「Self tuning pick-ups for inductive power transfer」(IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008、2008年、3489-3494ページ)、N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」(IEEE Transactions on Industrial Electronics、第57巻、744-751ページ、2010年)、J. T. Boysらの「Single-phase unity power-factor inductive power transfer system」(IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008、2008年、3701-3706ページ)、Y. Xuらの「Modeling and controller design of ICPT pick-ups」(International Conference on Power System Technology, 2002. Proceedings. Powercon 2002、2002年)参照。
・並列共振回路が定常状態の下で電流源として作用し(例えば、G. A. Covicらの「Self tuning pick-ups for inductive power transfer」(IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008.、2008年、3489-3494ページ)参照)、ほとんどの種類のバッテリを充電するために十分に機能しうる。
・二次減結合コントローラ320は使用が容易で、スイッチSbのデューティサイクルを制御するだけでピックアップの出力電圧を任意の所望の値に調整することができる。例えば、J. T. Boysらの「stability and control of inductively coupled power transfer systems」(IEE Proceedings - Electric Power Applications、第147巻、37-43ページ、2000年)参照。更に、この二次側制御は、無線通信リンクが一時的に不作動になった場合に、電池に対する保護機能として作用する。
ここに記載するシステムには任意の適切なスイッチ及びダイオードの組合せを使用することができる。例えば、いくつかの実施形態では、簡単さ、コスト及びMOSFET型スイッチにスナブ素子を付加することにより生じる損失の回避のために、同じインターナショナルレクティフィアIGBT IRG7PH42UPBFスイッチ(一次同調LCL負荷共振コンバータに使用されるスイッチと同一)を図23に示す二次減結合せスイッチSbのために使用することができる。ゲートドライバ回路も図9に示すものと同様にすることができる。図23に示すダイオードDbは任意の適切なコンポーネント又はコンポーネントセットから選択でき、例えばInfineon社製の2つの並列接続されたIDH16S60C炭化シリコン(SiC)ショットキダイオードとすることができる。SiCダイオードは正の温度係数を有するため、一般的なシリコンショットキダイオードの場合に起こり得る熱暴走を抑えるために追加の熱平衡の配慮が必要なくなる。更に、SiCダイオードは極めて低い導通損及びほぼゼロの逆回復時間を示す。
ここに記載するIPTシステムは二次減結合コントローラ320を含むことができ、このコントローラはハードウェア及びこれと関連するソフトウェアの両方を有する。
減結合スイッチ波形を制御するために任意の適切な二次減結合コントローラ320を使用することができる。いくつかの実施形態では、二次減結合コントローラを開発するために、Xilinx Spartan 3AN FPGAを用いたフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)開発ボードを使用することができる。標準規格802.15.4の無線プロトコル層のような無線プロトコル層でのカスタムアプリケーション通信プロトコルを提供すために、この開発ボードにカスタム無線通信カードを付加してもよい。このFPGA開発プラットフォームは一般に初期のIPTシステムに大きなフレキシビリティを可能にする。更に、もっと費用効果の高い解決策が存在し、一般によりもっと精細なシステム全体の制御をもっと高いデータスループットレートで可能にする。二次減結合コントローラに対する1つのこのような代替例は、ディジタル信号コントローラ(DSC)又はディジタル信号プロセッサ(DSP)、例えばフリースケールMC56F84xx又はシリーズDSC、を使用する。
1.概要
FPGA又は代替プロセッサを使用するいくつかの実施形態では、内部ファームウェア開発はハードウェア記述言語(HDL)で行うことができる。DSC又はDSPを用いる実施形態では、内部ワームウェエア開発は、C又はC++などのソフトウェアプログラミング言語で行うことができる。このようなファームウェアはサブセクション、例えば5つの異なるサブセクションに分割することができる。これらのサブセクションは、例えばプロセッササブセクション、通信サブセクション、アナログ−ディジタルコンバータ(ADC)サブセクション、LEDディスプレイサブセクション、及びスイッチ制御サブセクションを含むことができる。
プロセッササブセクションはプロセッサ、例えば約30MHz−100MHzのクロック周波数で動作する32ビットプロセッサを含み、データ及びプログラムメモリを必要とし得る。他の適切なプロセッサを使用してもよい。一次クロックは外部位相ロックループ(PLL)で調整し得るが、周波数の重要な性質のために、HDLブロックがクロックタイミング検証を実行し、クロックタイミングが既知の基準クロック信号に対して完全に検証されるまで、プロセッサ(及び他の全てのサブセクション)をリセット状態(従って電力伝送を阻止する状態)に保持することができる。プロセッササブセクションは、ソフトウェアのアプリケーション層を完全に管理する。プロセッサは二次減結合コントローラ320を流れる電流及び電圧の測定値を受け取り、IPTシステム104の電力伝送をデュアルサイド制御で決定するのを直接支援する(IV.B.2に記載されている)。更に、いくつかの実施形態では、プロセッサは通信を制御し、報告を実行し、必要に応じオペレータにより出されるマニュアル制御コマンドを実行するように構成することができる。
通信サブセクションは、ハイレベルデータ伝送を無線通信チップで要求される低レベルビットエンコーディングに変換するように構成される。通信サブセクションは、一実施形態では、無線データの適切な送信及び受信を保証する。
ADCサブセクションは、外部ADC集積回路と自動的に通信し、データをフィルタリングし、重要な測定パラメータをプロセッササブセクションに周期的に報告するように構成し得る。
LEDディスプレイサブセクションは、視覚ステータス報告を処理することによってプロセッサの負荷を低減するように構成し得る。このサブセクションは各サブセクションのステータスを自動的に読み取り、起こり得る問題及び電力レベルステータス情報を直ちに視覚的に報告する。LEDディスプレイサブセクションはFPGA開発ボード上のRGBのカラーLEDセットを直接制御することができる。
スイッチ制御サブセクションは、プロセッサからの所望の減結合デューティサイクルを減結合スイッチへの正しい波形制御に変換するように構成される。このサブセクションは、プロセッサがいつデューティサイクルの変化を要求するかと無関係に、新たな値が適切な時間間隔で再ロードされるようにディーティサイクル制御を刻時することを助ける。このサブセクションは、一実施形態では、障害が検出された場合に二次回路318を自動的に減結合することができるフォールトトレラントパルス幅変調(PWM)信号を出力する。
図28及び図29は、固定出力電圧条件(300V)及び最も悪い場合の結合係数における、一次側のグリッド入力から二次側へのDC出力にデュアルサイド制御、すなわち二次減結合制御(デューティサイクルとして示される)を使用したときの無線IPTの全体の効率を示すものである。高出力IPTシステムに付随する負荷のほとんどが、バッテリの充電の際に、電気自動車のような一定のDC電圧出力を必要とするであろうことに留意されたい。しかしながら、負荷条件が変化する条件下でシステム出力電圧の変化が許される場合、システムの全体効率は、軽負荷のもとで改善されうる。図30は、デュアルサイド制御がなく、いくつかの異なる垂直及び水平な磁気パッドのミスアライメント状態のもとで出力電圧が変化する場合のシステムの全体効率を示す。
故障保護は、人及び機器の安全を確保するために、高電圧及び高出力システムにおいて重要な一面である。本明細書に記載される5kW以上の無線IPTシステムは、3層のハードウェアの耐故障性と、複数の付加的な層のソフトウェアの故障保護を使用できる。
いくつかの実施形態では、ハードウェアの故障保護の第1層は、各一次スイッチゲートドライバ及びAC−DC力率段の入力に存在する。標準的なヒューズ保護に加え、一実施形態では、AC−DC力率段は、以上に高い電流スパイクを検出して、マニュアルリセットが行われるまでシステムの電源を切るという能力を有する。LCLコンバータで、各スイッチのゲートドライブ回路は、いずれかのスイッチに脱飽和(例えば故障モード)が検出されると、全てのゲートドライバの電源が切られて、システムがスイッチの故障を報告するように、脱飽和保護を有する。故障保護のこの層に更なる安全性が必要な場合、標準的な、通常開いているコンタクタを、AC−DC力率段の入力又は出力に加えることができる。
いくつかの実施形態では、一次コントローラ208及び二次減結合コントローラ320に搭載されたソフトウェアは、IPTシステム全体に亘って電流レベル及び電圧レベルを常時監視するように構成される。いかなるときにも、電流又は電圧が所定の最大値を越えた場合、それぞれ独立したコントローラは、さらなる電力伝送を防止し、ユーザに適切な過電圧又は過電流のエラーを報告する。加えて、不変性及び信頼性のために、通信が監視される。通信が信頼性がないと判断されるか、又は通信が行われないまま所定の時間経過した場合、それぞれ独立したコントローラは、さらなる電力伝送を防止し、ユーザに適切な通信のエラーを報告する。
国際非電離放射線防護委員会(ICNIRP:International Commission on Non Ionizing Radiation Protection)のガイドライン「EU及びオセアニアの多くの国々で現在採用されている基準」は、広範囲に亘る新しい電磁誘導充電の規格(SAE−J2954、ISO/IEC PT61980等)により、人に曝露される最大磁界を決定するのに広く使われている。
実際の実験的測定は、デュアルサイド制御における前項からのシステム効率の分析を確認するために使用されてきた。図33及び図34は、異なる結合状態における動作中のデューティサイクルの変化に対する分析的及び実験的な結果を示す。Q2vmは、達成可能なQ2vの最大値であり、特定の負荷状態を意味する。例えば、Q2vmは、5kWの出力を意味し、0.8Q2vmは、4kWの出力を意味する。実験的な結果について、デューティサイクルは、物理システムの部品公差内に抑えるために、より高いQ2v(負荷状態)に制限される。予想される効率と測定された効率との間の絶対値の差はあるが、最高効率が発生するデューティサイクルはほとんど同じであり、波形の傾きはほとんど等しい。低出力における効率の値の大きな違いは、システムにおけるスイッチング損失を無視すると仮定したことに起因する。スイッチング損失がシステムレベルのシミュレーションに含まれるとき、シミュレーションの結果は実験結果に直接的に合致するが、ここでは、明確さのため示されない。これらの計算により、それぞれの制御スキームの効率間の直接的な比較が可能である。
図39は、本発明におけるデュアルサイド制御の平準化のための方法3900の一実施形態を示す概略のフローチャート図である。方法3900が開始すると、でIPTシステム104の電圧及び電流を測定する(3902)。一実施形態では、方法3900は、第2段108の出力等のIPTシステム104の出力において、電圧及び電流を測定する(3902)。他の一実施形態では、方法3900は、入力電圧及び電流を測定する(3902)。入力電圧及び電流又は出力電圧及び電流は、IPTシステム104の入力電力及び/又は出力電力を決定するために使用されうる。例えば、測定モジュール202は、IPTシステム104の電圧及び電流を測定する。
本明細書で使用される用語の一覧は、次の通りである。
Vdc 一次LCL負荷共振コンバータへのDC入力電圧
Q2 二次共振回路の全体の品質係数(J. T. Boysらの「Stability and control of inductively coupled power transfer systems」(IEE Proceedings - Electric Power Applications、第147巻、37-43ページ、2000年))
Q2v 二次共振回路の電圧品質係数(N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」(IEEE Transactions on Industrial Electronics、第57巻、744-751ページ、2010年))
Q2i 二次共振回路の電流品質係数(N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」(IEEE Transactions on Industrial Electronics、第57巻、744-751ページ、2010年))
Q2vm 最大結合及び最大負荷状態のときの最大電圧品質係数
Q1 一次LCL負荷共振コンバータの品質係数
Rdc 定常状態における電池326のDC等価抵抗
Rdc_min 最大負荷状態
k 結合係数
kmin 動作レンジ内の最小結合係数
kmax 動作レンジ内の最大結合係数
M 一次及び二次レシーバパッド314及び316の相互インダクタンス
L1 一次レシーバパッド314の自己インダクタンス(図5)
L2 二次レシーバパッド316の自己インダクタンス(図5)
C2s 二次共振回路の直列同調キャパシタ(図23)
C2 二次共振回路の並列同調キャパシタ(図23)
C1s 一次LCL負荷共振コンバータの直列同調キャパシタ(図5)
C1 一次LCL負荷共振コンバータの並列同調キャパシタ(図5)
Ldc 二次減結合回路のDCインダクタンス
Lb LCL負荷共振コンバータのブリッジインダクタンス
SU レシーバパッドの非補償電力(Voc*Iscとして定義される(G. Elliottらの「Multiphase Pickups for Large Lateral Tolerance Contactless Power-Transfer Systems」(IEEE Transactions on Industrial Electronics、第57巻、1590-1598ページ、2010年)))
i1 一次トラック電流(又はインダクタコイルを流れる電流)(図5)
i1_max LCL負荷共振コンバータ内の最大一次トラック電流(図5)
Isc 二次レシーバパッド316が短絡したときに測定された電流
Voc 二次レシーバパッド316が開路であるときに測定された電圧
ω IPTシステムの動作周波数
X1 LCL負荷共振コンバータのリアクタンス(M. Borageらの「Analysis and design of an LCL-T resonant converter as a constant-current power supply」(IEEE Transactions on Industrial Electronics、第52巻、1547-1554ページ、2005年))
X2 二次共振回路のリアクタンス(並列等価)
σ 第1段の導通角の制御変量(H. H. Wuらの「Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems」(IEEE International electric Machines & Drives Conference (IEMDC), 2011、2011年、866-871ページ))
Z1 一次側における二次側からの反射インピーダンス
Z2 Vocから測定された二次回路318の等価インピーダンス
L1eq 直列同調(1)における等価な一次レシーバパッドのインダクタンス
L2eq 直列同調(23)における等価な二次レシーバパッドのインダクタンス
Vab HブリッジのAC出力電圧(図5)
(Vab)1 AC出力電圧の基本要素
Vac2 二次並列共振キャパシタに亘る電圧
ΔL1 高さの変化による一次レシーバパッドのインダクタンスの変化
ΔL2 高さの変化による二次レシーバパッドのインダクタンスの変化
ΔC2 L2の変化による二次同調キャパシタンスの等価な変化
Pmax IPTシステムの最大伝送可能な電力
Pout IPTシステムに伝送される出力電力
D 二次ブーストコンバータの制御デューティサイクル(二次減結合回路)
Rac 共振タンクからの負荷の等価ACレジスタンス(図19)
Vout 二次減結合回路のDC出力電圧
Iout 二次減結合回路のDC出力電流
RL2 二次レシーバパッド316のESR
RLdc DCインダクタ及び整流器ブリッジの抵抗の2倍な線形のESR
Rbd_on ブーストコンバータダイオードの抵抗部分の線形
Vbd_on ブーストコンバータダイオードの電圧降下部分
Rhs_on LCL負荷共振コンバータ(一実施形態ではIGBT IRG7PH42UPBF)のスイッチング素子の抵抗部分の線形
Vhs_on LCL負荷共振コンバータ(一実施形態ではIGBT IRG7PH42UPBF)のスイッチング素子の電圧降下部分
Vrd_on 二次整流器回路ダイオードの電圧降下部分
α 正規化された同調キャパシタンス(11)
ηb2 電圧降下しない二次ブーストコンバータ(二次減結合回路)の効率
ηc2 線形な抵抗損失を有する二次ブーストコンバータ(二次減結合回路)の効率
ηr2 二次共振回路の効率
ηr1 電圧降下しない一次LCL負荷共振コンバータの効率
ηc1 線形な抵抗損失を有さない一次LCL負荷共振コンバータの効率
η スイッチング損失を無視するシステムの効率
Claims (17)
- 誘導電力伝送(IPT)システムの第1段であって、スイッチングセクションを有するインダクタ−キャパシタ−インダクタ(LCL)負荷共振コンバータ、LCL同調回路、一次レシーバパッド及び一次コントローラを含み、前記スイッチングセクションは直流(DC)電圧を前記LCL同調回路に接続し、前記スイッチングセクションは前記DC電圧を前記スイッチングセクションのスイッチングサイクル中に正極性及び負極性に接続し、前記一次レシーバパッドは負荷として前記LCL同調回路に接続され、前記一次コントローラは前記スイッチングセクションのスイッチングを制御し、前記一次コントローラはスイッチングセクションの導通角(σ)を制御する、第1段と、
前記IPTシステムの第2段であって、二次レシーバパッド、二次共振回路、二次整流回路、二次減結合コンバータ、及び二次減結合コントローラを含み、前記二次レシーバパッドは前記二次共振回路に接続され、前記二次共振回路は前記二次整流回路に接続され、前記二次整流回路は前記二次減結合コンバータに接続され、前記二次減結合コントローラは前記二次減結合コンバータのスイッチングを制御する、第2段と、
前記IPTシステムに接続された負荷であって、前記第2段の出力に接続され、少なくとも1つのエネルギー蓄積素子を含み、前記第2段及び前記負荷は車輌に搭載され、前記第1段は固定の場所に設置され、前記二次レシーバパッドが前記一次レシーバパッドに対向するように前記車輌が位置すると、前記一次レシーバパッドは空隙を介して前記二次レシーバパッドに電力を無線伝送する、負荷と、
前記IPTシステムの効率を最大にするデュアルサイド制御アルゴリズムであって、前記デュアルサイド制御アルゴリズムは、前記IPTシステムの前記効率を最大にするために前記第1段の導通角を制御する基準及び前記第2段のデューティサイクルを制御する基準を調整する、デュアルサイド制御アルゴリズムと
を備えるシステム。 - 前記第1段の前記スイッチングセクションは、Hブリッジスイッチングコンバータを含む、請求項1に記載のシステム。
- 前記Hブリッジスイッチングコンバータは絶縁ゲートバイポーラトランシーバ(IGBT)を含む、請求項2に記載のシステム。
- 前記一次コントローラは1以上のシンメトリックボルテージキャンセレイション(Symmetric Voltage-Cancellation)制御、アシンメトリックボルテージキャンセレイション(Asymmetric Voltage-Cancellation)制御、及びアシンメトリックデューティサイクル(Asymmetric Duty Cycle)制御を用いて前記スイッチングセクションを制御する、請求項1に記載のシステム。
- 前記第1段内の第1の無線通信モジュール及び前記第2段内の第2の無線通信モジュールをさらに含み、前記第1の無線通信モジュール及び前記第2の無線通信モジュールは前記車輌が前記第1段の無線範囲内にあるとき無線で通信する、請求項1に記載のシステム。
- 前記第1段内に整流セクションを含み、前記整流セクションは交流(AC)電源及び前記第1段の前記スイッチングセクションに接続され、前記整流セクションは前記AC電源からのAC電圧を整流し、前記整流セクションは前記第1段の前記スイッチングセクションのための前記DC電圧を有する、請求項1に記載のシステム。
- 前記整流セクションは、前記第1段の前記スイッチングセクションにより引き出される電流の力率及び高調波を補正する能動力率補正スイッチング電力コンバータを含む、請求項6に記載のシステム。
- 前記エネルギー蓄積素子は前記車輌に搭載された電池を含み、前記電池は前記車輌の電気駆動システムに電力を供給し、前記第2段の前記二次減結合コンバータは、前記電池を充電すること及び前記電気駆動システムを駆動することの1以上のために電力を供給する、請求項1に記載のシステム。
- 2以上の第1電力段を含み、各第1電力段は前記車輌が停止する場所に位置し、前記第1電力段は、前記車輌が位置する場所において、前記二次レシーバパッドが前記第1段の前記一次レシーバパッドと整列する間、前記第2段に電力を無線伝送する、請求項1に記載のシステム。
- 1以上の整列センサを含み、当該整列センサは前記一次レシーバパッド及び前記二次レシーバパッドに対して、前記二次レシーバパッドが前記一次レシーバパッドと整列するとき、前記整列を検出するように配置される、請求項1に記載のシステム。
- 前記一次レシーバパッド及び前記二次レシーバパッドは、
前記一次レシーバパッド又は前記二次レシーバパッドに面するほぼ平坦な表面と、
前記一次レシーバパッド又は前記二次レシーバパッドの中心から半径方向に伸び、前記平坦な表面にほぼ平行に配置されたいくつかの直線状磁性素子と
複数の直線状磁性素子内に円形パターンに巻かれ、前記平坦な表面にほぼ平行な導体であって、いくつかの層に巻かれ、各層は隣接する層に隣り合って配置され、各層は、前記一次レシーバパッド及び前記二次レシーバパッドの前記中心から半径方向に前記ほぼ平坦な表面にほぼ垂直な方向に伸び、各導体は複数のさらに小さな導体を有する、導体と
を有する、請求項1に記載のシステム。 - 前記第2段は、90パーセント以上の前記IPTシステムの効率で、5.5キロワット(kW)から200kWの範囲の前記負荷に電力を供給する、請求項1に記載のシステム。
- 前記第2段の前記二次減結合コンバータはブーストコンバータであり、前記ブーストコンバータは、前記負荷の入力電圧を、前記二次共振回路からさらに高い出力電圧に引き上げる、請求項1に記載のシステム。
- 前記車輌は、前記二次レシーバパッドが前記一次レシーバパッドを覆い、前記二次レシーバパッドの中心が前記一次レシーバパッドの中心とほぼ整列するように、前記一次レシーバパッドに対向して前記二次レシーバパッドを整列させ、前記二次レシーバパッドの前記中心を前記一次レシーバパッドの前記中心とほぼ整列させることは、ミスアライメントリミット内のミスアライメントの量を含む、請求項1に記載のシステム。
- 誘導電力伝送(IPT)システムの第1段であって、
整流セクションと、
Hブリッジスイッチングセクションと、
インダクタ−キャパシタ−インダクタ(LCL)同調回路と、
一次レシーバパッドと、
一次コントローラとを備え、
前記整流セクションは、交流(AC)電圧を整流して、直流(DC)電圧を前記Hブリッジスイッチングセクションに供給し、前記Hブリッジスイッチングセクションは、前記DC電圧を前記LCL同調回路に接続し、前記Hブリッジスイッチングセクションは、前記DC電圧を前記Hブリッジスイッチングセクションのスイッチングサイクル中に正極性及び負極性に接続し、前記一次レシーバパッドは、負荷として前記LCL同調回路に接続され、前記一次コントローラは、前記Hブリッジスイッチングセクションのスイッチングを制御し、前記一次コントローラはスイッチングセクションの導通角(σ)を制御する、第1段と、
前記IPTシステムの第2段であって、
二次レシーバパッドと、
二次共振回路と、
二次整流セクションと、
二次ブーストコンバータと、
二次減結合コントローラとを備え、
前記二次レシーバパッドは前記二次共振回路に接続し、前記二次共振回路は前記二次整流セクションに接続し、前記二次整流セクションは前記二次ブーストコンバータに接続し、前記二次減結合コントローラは前記二次ブーストコンバータのスイッチングを制御する、第2段と、
前記IPTシステムに接続された負荷であって、前記第2段の出力に接続され、車輌の電池及び電気駆動システムを有し、前記第2段及び負荷は前記車輌に搭載され、前記第1段は固定の場所に設置され、前記二次レシーバパッドが前記一次レシーバパッドに対向するように前記車輌が位置すると、前記一次レシーバパッドは、前記二次レシーバパッドに電力を無線伝送し、前記二次ブーストコンバータは、前記車輌の前記電池を充電すること及び前記電気駆動システムを駆動することの1以上のために電力を供給する、負荷と、
前記IPTシステムの効率を最大にするデュアルサイド制御アルゴリズムであって、前記デュアルサイド制御アルゴリズムは、前記効率を最大にするために前記第1段の導通角を制御する基準及び前記第2段のデューティサイクルを制御する基準を調整する、デュアルサイド制御アルゴリズムと
を備えるシステム。 - 誘導電力伝送(IPT)システムの第1段のスイッチングを介して、前記第1段のインダクタ−キャパシタ−インダクタ(LCL)同調回路への直流(DC)電圧の接続及び切断するステップであって、前記LCL同調回路は、前記第1段の一次レシーバパッドに接続され、前記DC電圧の接続は、スイッチングセクションのスイッチングサイクル中に正極性及び負極性の双方への接続を含む、ステップと、
一次コントローラを使用して前記第1段の前記スイッチングセクションの導通角を制御するステップと、
二次レシーバパッドが前記一次レシーバパッドに対向するように整列されると、前記第1段の前記一次レシーバパッドから空隙を介して前記IPTシステムの第2段の前記二次レシーバパッドへ電力を無線伝送するステップと、
前記第2段の前記二次レシーバパッドから前記第2段の二次同調回路に電力伝送するステップと、
前記第2段の二次整流回路により、前記第2段の前記二次同調回路からの電力を整流するステップと、
前記第2段の前記二次整流回路から前記第2段の二次減結合コンバータに電力伝送するステップと、
二次減結合コントローラを使用して前記第2段の前記二次減結合コンバータのデューティサイクルを制御するステップと、
前記第2段の前記二次減結合コンバータから負荷に電力伝送するステップであって、前記第2段及び前記負荷は車輌に搭載され、前記二次レシーバパッドが前記一次レシーバパッドに対向するように前記車輌が位置すると、前記一次レシーバパッドは前記二次レシーバパッドに電力を無線伝送する、ステップと、
デュアルサイド制御アルゴリズムを使用して、前記IPTシステムの効率を最大化するシステムであって、前記デュアルサイド制御アルゴリズムは、前記第1段の前記導通角を制御するために使用される基準を調整し、前記第2段の前記二次減結合コンバータの前記デューティサイクルを制御するために使用される基準を調整する、ステップと
を含む方法。 - 前記一次レシーバパッドに対向する前記二次レシーバパッドの位置を識別するステップと、
一次レシーバパッド及び二次レシーバパッドの位置情報を送信するステップと、
前記一次レシーバパッドに対向するように前記二次レシーバパッドを整列させるために前記一次レシーバパッド及び二次レシーバパッドの位置情報を使用するステップと
を更に含む、請求項16に記載の方法。
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