JP6590911B2 - ３層−単層マトリクスコンバータ、フルブリッジａｃ／ｄｃコンバータ及びｈｆ変成器を備えたａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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Description

本願は電力変換システム（ＰＣＳ）に関する。
ＰＣＳは電気エネルギーを一つの形態から他の形態へ変換すること、例えばＡＣとＤＣの間で変換することを目標とする。
従来のＰＣＳは電池の電圧及び電流を調整するために３相電圧源コンバータ（ＶＳＣ）及び双方向バックブーストＤＣ−ＤＣコンバータで実現される（参考文献［１］、［２］）。グリッドと電池パックとの間のガルバニック絶縁は低周波変成器により与えられる。この絶縁は、少数のコンポーネントによる低い複雑度、周知の制御及び設計技術、及び内臓コンポーネントの広い可用性という利点を有する。しかし、低周波変成器の使用は高電力密度の変換システムを得るには適さない。
代わりに、変成器のサイズ及び容積を大きく低減するために高周波変成器（ＨＦＴ）がＤＣ−ＤＣ変換段で使用されている。高周波絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの可能なトポロジーはデュアルハーフブリッジ（ＤＨＢ）、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）（参考文献［３］）又は共振ＤＣ−ＤＣコンバータである。電池の電圧及び電流を調整するために、周知のトポロジーが３相ＶＳＣ内にグリッドとＤＡＢをインタフェースするために存在する（参考文献［４］、［５］）。それにもかかわらず、３相ＶＳＣの動作をＤＣ−ＤＣコンバータから減結合するためにＤＣリンクが必要になり、これも容積の点から制限になるとともにキャパシタの寿命も短縮する。
上述した従来の２段解決法の代わりとして、双方向ＡＣ−ＤＣ電力変換を実行するいくつかの単段電力コンバータが提案される。フロントエンドにマトリクスコンバータ（ＭＣ）を使用することは、ＤＣリンクなしに直接ＡＣ−ＡＣ変換を実行する可能性を提供するので、興味深い解決法である。参考文献［６］、［７］及び［８］において、著者はＤＣ電源とグリッドのインタフェースを実現するために３相−単相ＭＣ及びフルブリッジ（ＦＢ）を用いることを提案している。これらのアプローチは、コンバータをグリッド側の電圧源として用い、グリッドに電力供給するインバータとして動作させることに注目している。例えば蓄電池とし得るＤＣ電源と関連する問題、例えば電流の調整、充放電の方法、保護、電流及び電圧リプルなどの問題に対処していない。
別の刊行物が同じ変換回路に対して空間ベクトル変調を使用することを提案している（参考文献［９］、［１０］及び［１１］）。しかしながら、これらの著者は、例えばエネルギー蓄積用途の要件であるＤＣ電源とのインタフェースに注目していない。更に、力率を制御する能力について何も記載していない。
グリッド側の電流源として３相−単相マトリクスコンバータを使用することも可能である。米国特許出願公開第２０１１／０００７５３４Ａ１号及び参考文献［１２］、［１３］及び［１４］において、電力コンバータを双方向装置として制御するための変調が提案されている。これらの解決法はエネルギー蓄積装置の電流調整を可とするが、力率の制御を可とせず、ほぼ単一値に維持する。
本願は単段ＰＣＳを開示し、該ＰＣＳは、
高周波変成器と、
３相−単相マトリクスコンバータと、
フルブリッジＡＣ−ＤＣコンバータと、
制御システムと、
を備え、前記制御システムの出力は前記マトリクスコンバータ及び前記フルブリッジコンバータのスイッチに接続されている。
一実施形態において、前記ＰＣＳは更に入力フィルタ及び出力フィルタを備える。
別の実施形態において、前記入力及び出力フィルタは、インダクタンス及び／又はキャパシタンスと接続された一以上の減衰抵抗を備えるＬＣフィルタである。
他の実施形態において、前記ＰＣＳは更に前記ＡＣ側と前記入力フィルタとの間に接続された電磁干渉フィルタを備える。
一実施形態において、前記３相−単相マトリクスコンバータは、以下の接続形態：
共通ソース接続形態；
共通ドレイン接続形態；
制御電力スイッチを有するダイオードブリッジ；又は
逆電圧阻止スイッチ；
のうちの一つを有する双方向スイッチを備える。
別の実施形態において、前記フルブリッジコンバータは２つのレグの並列接続を備え、その各レグは２つのスイッチの直列接続で構成される。
他の実施形態において、前記制御システムは、
３相入力電圧Ｖa,b,cのピーク値入力；
セットポイント入力φｉ；及び
位相シフトΦ；
を備える。
一実施形態において、前記ＰＣＳは更に、
３相ＡＣ側の入力電圧空間ベクトルの角度αｉを計算するように構成された位相検出器モジュール、
角度αｉを前記セットポイント入力φｉから引き算することにより所望の位相角βｉを計算するように構成された加算器モジュール、
入力位相角βｉを含むセクタＫを計算するように構成されたセクタ検出器モジュール、
前記セクタＫに基づいてスイッチング空間ベクトルＳＳＶを選択するよう構成されたスイッチング空間ベクトル選択モジュール、
前記位相角βｉを前記セクタ内の角度θｉとして正規化するよう構成された角度正規化モジュール、
前記角度θｉに基づいて２つの一般的スイッチング状態のデューティサイクルｄ１及びｄ２を計算するように構成されたデューティサイクル計算モジュール、及び
前記ＳＳＶ、ｄ１、ｄ２及び前記位相シフト入力φに基づいてオン／オフ信号を前記マトリクスコンバータへ出力するように構成されたコマンド信号発生モジュール、
を備える。
別の実施形態において、前記ＰＣＳは更に、位相シフト入力Φにより課される出力電流ｉdcを調整するように構成された電流コントローラを備える。
他の実施形態において、前記電流コントローラは更に、出力電流ｉdcの基準を基準Ｖdc,refとＤＣ側電圧Ｖdcとの比較に基づいて設定するように構成された外部制御ループを備える。
一実施形態において、前記制御システムは更に、ＡＣ側の力率を電力計算及び基準ｃｏｓ(φi),refとｃｏｓ(φi)との比較に基づいて調整するように構成された制御ループを更に備える。
別の実施形態において、前記ＰＣＳは更に、有効電力及び無効電力をそれぞれの電力計算とそれぞれの基準値との比較に基づいて調整するように構成されたＰＱコントローラを備える。
本願は、ＤＣ源からエネルギー収集するためのインバータとしての前記ＰＣＳの使用を開示する。
本願は、電池ベースの固定エネルギー貯蔵システムとしての前記ＰＣＳの使用も開示する。
本願は、ＡＣ網とＤＣ網の間のインタフェースとしての前記ＰＣＳの使用も開示する。
本願は、電気自動車電池充電装置としての前記ＰＣＳの使用も開示する。
本願は、前記充電装置がオンボード又はオフボードである、前記ＰＣＳの使用も開示する。
本願は更に、前記ＰＣＳを備える分散エネルギー貯蔵システムを開示する。
本願は、前記ＰＣＳを備えるＶ２Ｇ（Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−Ｇｒｉｄ）システムを開示する。
概要
本願は、制御可能な力率とＤＣ側の電流を調整する能力を備えた単段双方向ＰＣＳを提供するという問題を解決することを意図し、その解決法を提示する。
３相ＡＣ配電網とＤＣ電源／負荷（例えば電池）とのインタフェースを実行する制御システムを含む高周波数絶縁された単段双方向ＰＣＳが開示される。更に、ＰＣＳ出力はいくつかの装置のエネルギー供給のためのＤＣ網を形成することもできる。
提案の主回路はＤＣリンクキャパシタを含まず、ガルバニック絶縁はＨＦＴを用いて達成されるので、回路容積、重量及び損失が減少し、既存の技術的解決法と比較してよりコンパクトな解決法及びより長い耐用年数をもたらす。
変調によってグリッドインタフェースの力率と電池パック又は形成されたＤＣ網の電流を同時に制御することができる。有効電力（Ｐ）と無効電力（Ｑ）はグリッドオペレータにサービスを提供するために又は基準に準拠するために制御することができる。新しい空間ベクトル変調の使用のおかげでグリッド相互接続においてより高い電力品質も得られる。ＤＣ電流は正確に調整され、低いリプルを有し、エネルギー蓄積装置又はＤＣ配電システムなどの高感度負荷に供給することができる。
最先の制御システムと提案の主回路の組み合わせは、例えばエネルギー蓄積装置のためのＰＣＳをもたらす。単段ＰＣＳは、従来の解決法と比較すると、より高い電力密度、より長い耐用年数、グリッド相互接続におけるより高い電力品質、力率制御能力、ガルバニック絶縁による安全動作、広いＤＣ電圧範囲のエネルギー蓄積装置、及び低い電流リプルのＤＣ電流調整という利点を有する。
本願は理解を容易にするために例示の実施形態の添付図面を提示するが、本開示を制限する意図はない。
ＨＦＴを備えたマトリクスコンバータに基づくＰＣＳのトポロジーを示す。 双方向スイッチを共通ソース接続（ＭＯＳＦＥＴ）として構成する可能な接続形態の一例を示す。 双方向スイッチを共通ドレイン接続（ＭＯＳＦＥＴ）として構成する可能な接続形態の一例を示す。 双方向スイッチを制御電力スイッチを備えたダイオードブリッジとして構成する可能な接続形態の一例を示す。 双方向スイッチを逆電圧阻止スイッチとして構成する可能な接続形態の一例を示す。 等価単相入力フィルタの汎用構造を示す（参考文献［１６］）。 出力フィルタの汎用構造を示す。 αβフレーム内の入力電流スイッチング空間ベクトル（ＳＳＶ）を示す。 入力電流ベクトルの合成を示す。 変調の主要ブロックを示す図である。 正位相シフトに対する変調原理を示す。 セクタ１における正位相シフトに対するＭＣ及びＦＢのための可能なコマンド信号の例を示す。 負位相シフトに対する変調原理を示す。 セクタ１における負位相シフトに対するＭＣ及びＦＢのための可能なコマンド信号の例を示す。 出力電流調整のための制御ストラテジを示す図である。 出力電圧調整のための制御ストラテジを示す図である。 ＰＱ調整のための制御ストラテジを示す図である。
図面を参照すると、図面には自由選択の実施形態が詳細に開示されるが、本発明の範囲を制限することを意図していない。
本明細書において、ＰＣＳのトポロジーに加えて、提案の変調及び制御ストラテジも記載される。
トポロジー
主回路は、図１に示されるように、入力フィルタ、３相−単相マトリクスコンバータ（ＭＣ）、高周波変成器（ＨＦＴ）、フルブリッジ（ＦＢ）コンバータ及び出力フィルタを備える。一実施形態では、ＦＢコンバータは２つのレグの並列接続を有し、各レグは直列に接続された２つのスイッチで構成される。これらのスイッチの各々は複数のデバイスの並列及び／又は直列接続で構成し得る。入力フィルタはいくつかの形態（インダクタ−キャパシタ（ＬＣ）回路が提示されている）を有することができ、電圧及び電流の高調波成分を減衰するために必要であり、グリッドとの接続を可能にする。一実施形態では、入力フィルタはインダクタンス及び／又はキャパシタと直列又は並列に接続された一以上の減衰抵抗を備える単段又は多段のＬＣフィルタで実現される。ＭＣはこのトポロジーの重要要素であり、変成器を給電するために３相低周波数グリッド電圧と単相高周波数電圧の間での直接ＡＣ−ＡＣ変換を実行する。変成器の巻数比はこのコンバータを広い電圧範囲のエネルギー蓄積装置に適用し得るように設計することができる。高周波数の使用は変成器の容積及び重量を大幅に低減し、よりコンパクトな変換システムをもたらす利点もある。ＦＢは、ＡＣ−ＤＣモードで動作するとき、ＨＦＴの二次側からの高周波数ＡＣ電圧を負荷（本例では蓄電池）用のＤＣ電圧に変換し、ＤＣ−ＡＣ電力フローでは反対の動作をする。コンバータ出力の電圧及び電流リプルを低減するために、ＦＢと出力端子との間に出力フィルタが付加される。一実施形態では、出力フィルタはインダクタンス及び／又はキャパシタと直列又は並列に接続された一以上の減衰抵抗を備える単段又は多段のＬＣフィルタである。
提案のＰＣＳのフロントエンドコンバータは３相−単相ＭＣにある。このコンバータは６個の双方向スイッチにより構成され、これらのスイッチは図２、図３、図４、及び図５に示す形態で構成し得る。双方向スイッチは電圧−電流平面の４つの象限で動作する能力により特徴付けられる。このように、双方向スイッチは双方向の電圧及び電流を遮断及び導通することができる（参考文献［１５］）。一般に金属酸化膜電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）及び絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＦＴ）がこれらの電力コンバータに適用されている。炭化シリコン（ＳｉＣ）及び窒化ガリウム（ＧａＮ）電力トランジスタデバイスなどの新技術も利用してもよい。図２、図３、図４及び図５の例のような双方向スイッチを構成するにはいくつかの可能性がある。一つの可能性は図２に示され、個別デバイスをＭＯＳＦＥＴの場合には共通ソース接続の形態に又はＩＧＢＴの場合には共通エミッタ接続の形態に組み合わせることによって得られる。同様に、個別デバイスをＭＯＳＦＥＴの場合には共通ドレイン接続の形態（図３参照）に、またＩＧＢＴの場合には共通コレクタ接続の形態に組み合わせてもよい。図４に示すように、ダイオードブリッジを制御電力スイッチと組み合わせる可能性もある。図５に示すように、逆電圧阻止能力を有する個別スイッチを逆並列接続に形態に組み合わせる他の可能性もある。更に、トランジスタが逆電圧阻止能力を有し、正及び負の電流を導通し得る場合には、一つの個別デバイスのみを用いて双方向スイッチを構成することもできる。
図１のトポロジーにおいて、共通ソース接続形態がフリーホイールダイオードを有する１２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴを用いて採用されている。各双方向スイッチは２つのトランジスタＳxy1及びＳxy2により構成され、ここでｘ＝ａ，ｂ，ｃ及びｙ＝Ｐ，Ｎである。以下の解析において、Ｓxy1及びＳxy2トランジスタより成る双方向スイッチに言及するためにＳxyを使用する。
ＭＣは変成器に供給される正弦波入力電流及び高周波出力電圧を発生するための電流源整流装置（ＣＳＲ）として機能する。ＭＣ自体の入力電流に存在する高調波成分のために、電力品質基準に従ってグリッドとの接続を可能にするために入力フィルタが必要とされる。入力フィルタの汎用構造は図６に示されている（参考文献［１６］）。この図では構成要素の寄生素子は考慮されていない。フィルタパラメータは所定の一組の使用に対して最も適切なフィルタトポロジーを選択するように調整すべきである。インダクタンスと並列に接続された減衰抵抗を有する単段ＬＣフィルタが図１に使用されている。このフィルタトポロジーは図６に示す汎用構造の一部分である。すべての動作範囲において適切な力率を確保するとともに、効率、容積及びコストを損なうことなく良好な電力品質を達成するためにフィルタの注意深い寸法決定が不可欠である。電磁妨害（ＥＭＩ）基準により課される要件も遵守しなければならない。この課題のために、通常ＥＭＩフィルタがコンバータのグリッド側に接続される。一実施形態では、ＥＭＩフィルタはＡＣ側と入力フィルタ側との間に直列に接続される。
以下の解析において、対称３相回転電圧がＭＣに供給されるものとみなす。入力フィルタの動特性は無視し得るとみなす。図１に示す入力線対中性点（図１のｇ点）電圧は式１で与えられ、ここでＶiは３相入力電圧のピーク値であり、ωiは３相電源の周波数（ラジアン／秒）である。
変成器がグリッドと電池パックとの間にガルバニック絶縁を与えるために使用され、そのパラメータがスイッチング損失を最適化するために使用される。更に、入力電圧と出力電圧の振幅に大きな差があるときは電圧適応化も重要な特徴である。変成器の動作周波数が上昇するにつれて電力密度が増加し、容積及び重量の低減をもたらす。説明を簡単にするために、この解析において、変成器は一次側漏れインダクタンスＬと巻数比ｎを有する理想変成器とでモデル化される。この変成器のモデル化のためには他の要素、例えば磁化インダクタンス、一次及び二次巻線の抵抗、巻き線管キャパシタンス及びコア損失も考慮しなければならないこと当然である。
ＦＢはＨＥＴの二次側と出力フィルタとの間の接続を確立する。提案の制御システムでは、ＦＢはその出力の電流源（電流ｉ0で示される）として機能する。ＤＣ電圧Ｖ0は小さいフィルタキャパシタによりほぼ一定に維持される。図７は出力フィルタの汎用構造を示し、この図では構成要素の寄生素子は考慮されていない。フィルタパラメータは所定の一組の使用に対して最も適切なフィルタトポロジーを選択するように調整すべきである。例えば、電流ｉdc（図１）のリプルに対して指定された制限に応じて、出力フィルタにいくつかの構成要素を付加もしくはそれから除去することができる。図１ではエネルギー蓄積装置に供給される電流のリプルを低減するために二次ＬＣフィルタが使用されている。
変調
ＭＣは電圧源により給電され、入力電圧の短絡を避けるために、一度に一つの入力相を図１の各バーＰ又はＮに接続し得るのみである。他方、変成器の誘導性のために電流ＩLを直ぐに遮断することができないため、少なくとも一つのスイッチを各バーに接続しなければならない。これらの制約を考慮すると、３相−単相ＭＣは９つの実行可能なスイッチング状態を有するのみである。表Ｉは許容スイッチング状態、変成器の一次側に供給されるそれぞれの電圧及びＭＣ入力の電流を要約して示す。スイッチＳxyの状態に関して、１はオン状態、０はオフ状態を表す。ＭＣの各スイッチング状態は一つの入力電流空間ベクトルを規定する。これらのベクトルは電流ＳＳＶと称することができ、表１に示される。
任意の瞬時において、基準電流ベクトルはαβ基準フレームの特定のセクタ内にある。前述した同じ変換を使用すると、基準電流空間ベクトルは式５で与えられ、各入力相ａ，ｂ，ｃの平均電流は式６として定義される。
ｄ０γδ≧０、ｄγ≧０及びｄδ≧０であるため、最大基本変調指数は１に制限され、よって０≦ｍγδ≦１である。
図１０は変調の主要ブロックを示す。ここまでの説明でこの図の半分はカバーされている。以下は、変調を達成し、ＭＣ及びＦＢに対するコマンド信号を発生し得る他のブロックについて説明する。
ＦＢは電圧ｖｓをＨＦＴの二次側に供給する。電圧ｖｓとｖｐの差は漏れインダクタンスＬに印加される電圧ｖＬを生じる。従って、２つの電圧源（ＭＣ及びＦＢ）の間の電力伝達は電圧ｖｓとｖｐの振幅及び位相の差により制御することができる。ｖｐの振幅は入力３相電圧源により供給され、ｖｓの振幅はエネルギー蓄積装置に依存する。従って、電圧ｖｓとｖｐの間に位相シフトΦを導入することによって電力潮流を制御することができ、こうしてＩｉの振幅、従ってエネルギー蓄積装置へ送られる電流を変化させることができる。位相シフトは式１２により制限され、δ＝Φ／π/２を式１３により規定される制限内にすることによって正規化することができる。
図１１は電圧ｖｐに対する電圧ｖｓの正の位相シフトに関する変調周期を示す。電圧ｖｓの正及び負パルスの合計持続時間は電圧ｖｐの持続時間と正確に同じである。瞬時ｔ１及びｔ３間の正パルスはｖｐの瞬時ｔ０及びｔ２間の正パルスに対してΔＴ１だけ正方向に位相シフトしている。同じアプローチが瞬時ｔ５及びｔ７間の第２の正パルスに対して使用され、即ちこの正パルスは瞬時ｔ４及びｔ６間のｖｐの正パルスに対してΔＴ２だけ正方向にシフトしている。式１４で規定されるように、ＨＦＴにおける適切な磁束バランスを保証するために瞬時［ｔｏ、ｔ１］、［ｔ３、ｔ５］及び［ｔ７、ｔ８］中に負パルスが供給される。変調周期を完成するためにゼロ電圧が瞬時ｔ８及びｔｓの間供給され、デューティサイクルｄ０で与えられる。表ＩＩＩはＦＢコンバータの４つの実行可能なスイッチング状態を示す。正パルスは状態１１により発生され、負パルスは状態１２により発生される。状態１１に対する電圧ｖｓの振幅はＦＢの出力の電圧Ｖｏに等しい。他方、状態１２に対する電圧ｖｓの振幅はＦＢの出力の電圧と対称である−Ｖｏに等しい。状態１３及び１４はＨＦＴの二次側にゼロ電圧を供給するのに使用される。２つのゼロ状態があるため、それらを例えば転流の回数を低減するために選択することができる。
図１２は、電流基準ベクトルがセクタ１にある際の正の位相シフトのためのＭＣ及びＦＢに対する可能なコマンド信号の一例を示す。中間信号Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２は特定のパターンを有し、セクタと無関係である。表ＩＶを用いて、これらの中間信号を実セクタに応じてＭＣのコマンド信号Ｓｘｙへルーティングすることができる。他方、信号Ｑ１，Ｒ１，Ｑ２，Ｒ２は２つのゼロ状態の選択によるセクタ間の変化はごく僅かとすることができる。
正の位相シフトを使用すると、電力はグリッドからエネルギー蓄積装置又はｄｃ網へ伝送される。負の位相シフトを使用すると、電力はエネルギー蓄積装置からグリッドへ伝送される。図１３は負の位相シフトに対する変調原理を示し、これは正の位相シフトにつき示したものに極めて類似する。変調の異なる瞬時が式１５で規定される。ｖｓの瞬時ｔ11及びｔ13間の負パルスはｖｐの瞬時ｔ２及びｔ４間の負パルスに対してΔＴ１だけ負方向に位相シフトしている。同じアプローチがｖｓの瞬時ｔ15及びｔ17間の第２の負パルスに対して使用され、即ちこの負パルスはｖｐの瞬時ｔ６及びｔ８間の負パルスに対してΔＴ２だけ負方向にシフトしている。ＨＦＴコアにおける磁束ウォーキングを回避するために正パルスが期間［ｔｏ、ｔ11］、［ｔ13、ｔ15］及び［ｔ17、ｔ８］中供給される。変調周期を完成するためにゼロ電圧が瞬時ｔ８及びｔｓの間供給され、デューティサイクルｄ０で与えられる。
図１４は、電流基準ベクトルがセクタ１にある際の負の位相シフトのためのＭＣ及びＦＢに対する可能なコマンド信号の一例を示す。中間信号Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２は図１２に示すものと正確に同じである。正の位相シフトの場合と同様に、Ｈ１，Ｌ１，Ｈ２，Ｌ２は２つのゼロ状態の選択によるセクタ間の変化はごく僅かとすることができる。
電圧ｖｐ，ｖｓ及びインダクタンスＬに供給される得られた電圧ＶＬを考慮すると、電流ｉＬを解析的に表すために一組の式を確立することができる。表Ｉから、電流ｉＬがどのようにＭＣ入力に反映されるかを知ることができる。従って、セクタ１に対するＭＣの入力の１変調周期に亘る平均電流は式１６で与えられ、ここでωｓは変調周波数（ラジアン／秒）であり、ωｓ＝２π／Ｔｓで与えられる。式５の基準入電流ベクトルを変調するために、デューティサイクルｄ１及びｄ２を式１７に従って選択する必要があり、ここでｍは変調指数である。変調周期は式１８により計算されるデューティサイクルｄ０によって完成される。
ゼロ電圧は、ＭＣがゼロＳＳＶ（Ｉｚ＝Ｉ７，Ｉ８又はＩ９）を用い、ＦＢが表ＩＩＩの状態１３及び１４を用いることによって供給される。ｄ０≧０、ｄ１≧０及びｄ２≧０であるため、変調指数は１/√２に制限され、よって０≦ｍ≦１/√２である。電流Ｉiの振幅は位相シフトΦにより制御し得るため、変調指数は伝達される電力を制限しないようにその最大値に設定することができる。以下の記載において、変調指数は一般性の喪失なしにｍ＝１/√２とみなされる。
ＭＣの入力の３相電流をこれらのデューティサイクルで１変調周期に亘って平均化し、空間ベクトル変換を考慮することによって、式１９で定義されるようなＩiの平均値を得ることができる。
この結果はαβ基準フレーム内の他のセクタに対しても有効である。式２、式５及び式１９を考慮すると、その有効電力と無効電量は、有効電力（Ｐ）と無効電力（Ｑ）の周知の定義を用いて、式２０で与えられる。
表ＩＩＩから、電流ｉＬがどのようにＦＢ出力に反映されるか知ることができる。変換システムの電力損はゼロであると仮定すると、コンバータの出力の１変調周期に亘る平均電流は式２１で定義されるように表せる。
この結果から、ＰＣＳの平均出力電力は式２２で定義されるように決定することができる。
変換プロセス中の電力損はゼロであるとみなしたため、予想通り、入力有効電力（式２０）は出力電力（式２２）に等しい。その上、制御システムにより実行される変調は、変数φｉによるＡＣ側インタフェースの力率の制御（式２０）と位相シフトΦによるＤＣ側の電流調整（式２１）を同時に可能にする。
これらの制御変数によればＰＣＳに対していくつかの制御ストラテジを実施するという柔軟性が存在する。一つの可能性は、図１５に示すように、出力電流ｉdcを調整するために適切な位相シフトを与える電流コントローラを用いることにある。力率コントローラは、ＡＣ入力側に基準ｃｏｓ(φｉ)refに従う力率を与えるために、入力に対する設定点φｉを与える。
その目的が出力電圧Ｖdcの調整である場合には、図１６に示すように、前記のストラテジに加えて外部制御ループを付加することができる。電圧コントローラは出力電流ｉdcに対する基準を設定し、その出力電流は内部電流コントローラにより調整される。
図１７はＰＱ調整のための制御ストラテジを構成する別の例を示す。グリッドインタフェースにおける有効電力及び無効電力レベルを調整するために、調整された変位角及び位相シフトがＰＱコントローラにより発生される。エネルギー蓄積装置への出力電流ｉdcの振幅はグリッドと交換される有効電力の結果である。
先進制御システムと提案の主回路の組み合わせは、例えばエネルギー蓄積装置に適用された単段ＰＣＳをもたらす。このＰＣＳは、従来の解決法と比較して、高い電力密度、長い耐用年数、グリッド相互接続における高い電力品質、力率制御能力、ガルバニック絶縁によりもたらされる安全動作、エネルギー蓄積装置の広いＤＣ電圧範囲、及び低電流リプルのＤＣ電流調整という利点を有する。
例
開示の技術は様々なＰＣＳに提供できる。
単方向電力コンバータとして、この技術はＡＣ−ＤＣ変換にも、ＤＣ−ＡＣ変換にも使用することができる。主なＤＣ−ＡＣコンバータの用途は再生可能エネルギー源又は他の直流電流源からのエネルギーを収集するグリッドタイインバータ又はスタンドアロンインバータを基にし、ガルバニック絶縁を必要とする。ＡＣ−ＤＣ変換において、提案の技術は従来の充電装置及び電源にガルバニック絶縁とともに使用することができる。可能な用途の例には、太陽電力又は風力電力インバータ、工業設備用高電力ＤＣ源、及び電子機器、データセンタ、可変周波数ドライバなどのＤＣエネルギー源がある。
双方向電力コンバータとして、この技術は、電池ベースの固定エネルギー貯蔵システム、逆電力潮流機能を有する電気自動車充電装置、再生機能を有するＤＣ負荷のエネルギー供給源、低電圧ＡＣ網と低電圧ＤＣ網の間のインタフェースに使用することができる。
特定の用途は「コミュニティエネルギー貯蔵」コンセプトに基づく分散エネルギー貯蔵システムにある。再生可能ベースエネルギー源と電気自動車などの重負荷を低電圧グリッドに統合する必要性は新しいレベルの柔軟性及び信頼性を要求する。比較的新しいコンセプトとして、コミュニティエネルギー貯蔵はこの大きな統合の技術的影響を緩和する重要なソリューションであり、特に配電システムオペレータからの高い期待をもたらすソリューションになっている。これらのシステムによっていくつかの高度機能、例えば電圧維持、周波数調整、ピークシェービング及び負荷平準化、再生可能エネルギー変動の緩和及び平滑化、グリッドの延期又は均等な力率補正及び高調波フィルタリングの向上が提供され得る。
用途の別の特定の例として、所謂「Ｖ２Ｇ（Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−Ｇｒｉｄ）」コンセプトを探究する電気自動車市場がある。電気自動車は典型的には９５％の時間中駐車されている。電気自動車はバッテリに蓄積されたエネルギーを有し、電気グリッドを維持するために１日に複数回の要求時に電力を供給することによりこのエネルギーの一部分が使用されている。充電動作中電池を充電し、Ｖ２Ｇ動作中電池を放電するために双方向エネルギー充電器が必要である。電気自動車の空間制限に対して、開示のＰＣＳは小型のコンバータをもたらすために、Ｖ２Ｇ用途に大きな可能性を有する。現在のところ、市場で入手可能な充電器はこの機能性を持たないが、将来、特にスマートホームパラダイムにおいて共通のソリューションになることが期待される。
追加の用途例には、近い将来普及する傾向のあるものとしてＤＣ供給網がある。このタイプのソリューションは、データセンタなどの大きなコンピュータシステムにおいて及び再生エネルギーの生成とエネルギー貯蔵を組み合わせた最新の供給網において実証されている。これらのすべての場合に、エネルギー効率に大きな増加が得られた。この新しいタイプの電力網の重要の要素は電力電子コンバータであり、本開示の技術は既存の低電圧網と最新のＤＣ網との間の双方向電力インタフェースの実現に適用することができる。
可変周波数ドライブの場合には、パワーエレクトロニクスの大きな工業市場において、このソリューションは多数のグループの装置のＤＣバスを低から中の電力範囲で供給するために適用することができる。このように、この電力範囲内では、回生制動が経済的に実現可能になり、それはドライブユニット自体がより簡単で安価なものとなるためであり、再生制動機能は中央双方向コンバータ内に含められる。
当然のことながら、本発明の実施形態は本明細書に記載した実施形態に少しも限定されず、当業者は請求項に記載された主要なアイディアから逸脱することなく多くの可能な変更を予測することができるであろう。
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Claims (14)

  1. 高周波変成器、
    前記高周波変成器の一次側に接続された３相−単相マトリクスコンバータ、
    前記高周波変成器の二次側に接続されたフルブリッジＡＣ−ＤＣコンバータ、及び
    前記３相−単相マトリクスコンバータのスイッチ及び前記フルブリッジＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチに接続された制御システム出力を有する制御システム
    を備え、
    前記制御システムは、
    ３相入力電圧Ｖa,b,cのピーク値入力；
    セットポイント入力電流変位φｉ；及び
    電力フローを制御するために前記高周波変成器の一次側の電圧（Vp）と二次側の電圧（Vs）との間に適用される位相シフト入力Φ；
    を備え、
    さらに、
    前記３相ＡＣ側の入力電圧空間ベクトルの角度α ｉ を計算するように構成された位相検出器モジュール、
    セットポイント入力電流変位φ ｉ から角度α ｉ を引き算することにより所望の位相角β ｉ を計算するように構成された加算器モジュール、
    入力位相角β ｉ を含むセクタＫを計算するように構成されたセクタ検出器モジュール、
    前記セクタＫに基づいてスイッチング空間ベクトルＳＳＶを選択するよう構成されたスイッチング空間ベクトル選択モジュール、
    前記位相角β ｉ を前記セクタ内の角度θ ｉ として正規化するよう構成された角度正規化モジュール、
    前記角度θ ｉ に基づいて２つの一般的スイッチング状態のデューティサイクルｄ １ 及びｄ ２ を計算するように構成されたデューティサイクル計算モジュール、及び
    前記ＳＳＶ、ｄ １ 、ｄ ２ 及び位相シフト入力Φに基づいてオン／オフ信号を前記３相−単相マトリクスコンバータのスイッチ及び前記フルブリッジＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチへ出力するように構成されたコマンド信号発生モジュール、
    を備える、単段電力変換システム。
  2. デューティサイクルの計算は、変調周期を完成するためにゼロ空間ベクトルを含む、請求項１記載の単段電力変換システム。
  3. 前記フルブリッジＡＣ−ＤＣコンバータは２つのレグの並列接続を備え、その各レグは２つのスイッチの直列接続で構成される、請求項１又は２に記載の単段電力変換システム。
  4. 前記位相シフト入力Φにより課される出力電流ｉdcを調整するように構成された電流コントローラを更に備える、請求項１−３のいずれかに記載の単段電力変換システム。
  5. 前記電流コントローラは、前記出力電流ｉdcの基準を基準Ｖdc,refとＤＣ側電圧Ｖdcとの比較に基づいて設定するように構成された外部制御ループを更に備える、請求項４記載の単段電力変換システム。
  6. 前記制御システムは、位相シフト入力Φを用いた電力計算、及び基準ｃｏｓ(φi,)refとｃｏｓ(φi)との比較に基づいてＡＣ側の力率を調整するように構成された制御ループを更に備える、請求項４記載の単段電力変換システム。
  7. 有効電力と無効電力をそれぞれの電力計算とそれぞれの基準値との比較に基づいて調整するように構成されたＰＱコントローラを更に備える、請求項１−４のいずれかに記載の単段電力変換システム。
  8. ＤＣ源からエネルギー収集するためのインバータとしての請求項１−７のいずれかに記載の単段電力変換システムの使用。
  9. 電池ベースの固定エネルギー貯蔵システムとしての請求項１−７のいずれかに記載の単段電力変換システムの使用。
  10. ＡＣ網とＤＣ網の間のインタフェースとしての請求項１−７のいずれかに記載の単段電力変換システムの使用。
  11. 電気自動車電池充電装置としての請求項１−７のいずれかに記載の単段電力変換システムの使用。
  12. 前記充電装置がオンボード又はオフボードである、請求項１１に記載の単段電力変換システムの使用。
  13. 請求項１−７のいずれかに記載の単段電力変換システムを備える分散エネルギー貯蔵システム。
  14. 請求項１−７のいずれかに記載の単段電力変換システムを備えるＶ２Ｇ（Ｖｅｈｉｃｌｅ−ｔｏ−Ｇｒｉｄ）システム。
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