CN114144959A - 非接触供电装置 - Google Patents

Abstract

将电力以非接触的方式供给至受电装置(200)的非接触供电装置(100)包括：传输交流电力的送电电路(130)；以及具有送电线圈(112)的送电谐振部。在所述受电装置所具有的受电线圈(212)相对于所述送电线圈相对的相对状态下，以使所述送电谐振部的输入阻抗变小的方式设定，且在所述受电线圈未相对于所述送电线圈相对的非相对状态下，以所述送电谐振部的输入阻抗变大的方式设定。

Description

非接触供电装置

相关申请的交叉援引

本申请以2019年7月25日提交的申请号为2019-136680的日本专利申请以及2020年5月19日申请的申请号为2020-087198的日本专利申请为基础主张优先权，其全部公开内容以参见的方式纳入本文。

技术领域

本公开涉及一种非接触供电装置。

背景技术

日本特开2019-71719号公报公开了一种无线供电***，其包括：以并联的方式与高频电源连接的多个送电线圈；以及装设于移动体的受电线圈。在高频电源与各送电线圈之间配置有电流控制元件(例如饱和电抗器)，该电流控制元件中，当从高频电源向送电线圈流动的电流小于阈值时，阻抗上升，当从高频电源向送电线圈流动的电流为阈值以上时，阻抗下降。由此，配置于未与受电线圈相对的送电线圈的电流控制元件的阻抗上升，抑制了从高频电源向送电线圈供给电流。

然而，在现有技术的结构中，需要与构成用于非接触供电的送电谐振电路的送电线圈以及谐振电容器分开地包括使阻抗改变的电流控制元件。此外，作为电流控制元件例示的饱和电抗器需要使电感变大以使阻抗变高，因此，会使用作电流控制元件的饱和电抗器大型化。

发明内容

根据本公开的一个方式，提供将电力以非接触的方式供给至受电装置的非接触供电装置。上述非接触供电装置100包括传输交流电力的送电电路130以及具有送电线圈112的送电谐振部，在所述受电装置200所具有的受电线圈212相对于所述送电线圈相对的相对状态下，以使所述送电谐振部的输入阻抗变小的方式设定，且在所述受电线圈未相对于所述送电线圈相对的非相对状态下，以使所述送电谐振部的输入阻抗变大的方式设定。

根据上述方式的非接触供电装置，具有未与受电线圈相对的送电线圈的送电谐振部的输入阻抗变大，从而能对从送电电路向未与受电线圈相对的送电线圈供给电流进行抑制。由此，能在不使用如现有技术的电流控制元件那样的大型部件的状态下谋求不传输电力的送电线圈中的损失以及漏磁通的减少。另外，电流仅向与受电线圈相对的送电线圈自动供给，因此，能够省略用于判断受电线圈的位置的位置传感器、对将电力传输至送电线圈的情况和不传输电力的情况进行切换的控制。

附图说明

参照附图，并根据以下详细的记述，可以更明确本公开的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是示出第一实施方式的非接触供电装置及受电装置的说明图。

图2是示出受电线圈相对于送电线圈的配置关系的说明图。

图3是示出相对状态的非接触供电装置及受电装置的等效电路的说明图。

图4是示出非相对状态的非接触供电装置的等效电路的说明图。

图5是示出设置有滤波器电路的非接触供电装置和受电装置的说明图。

图6是示出第二实施方式的送电谐振电路的结构的说明图。

图7是示出谐振电容器的配置的一例的说明图。

图8是示出第三实施方式的送电谐振电路的结构的说明图。

图9是示出送电线圈的电感的一例的说明图。

图10是示出送电线圈的电感改变的理由的说明图。

图11是示出第四实施方式的非接触供电装置的说明图。

图12是示出谐振电容器的电容量与控制电压的关系的一例的说明图。

图13是示出谐振电容器的电容量与相对面积的关系的一例的说明图。

图14是示出谐振电容器的电容量与相对面积的关系的另一例的说明图。

图15是示出谐振电容器的电容量与相对面积的关系的又一例的说明图。

图16是示出第五实施方式的非接触供电装置的说明图。

图17是示出第六实施方式的非接触供电装置的说明图。

图18是示出第七实施方式的非接触供电装置的说明图。

图19是示出第八实施方式的非接触供电装置的说明图。

图20是供电控制的流程图。

图21是示出可变控制电路的另一结构的说明图。

图22是示出可变控制电路的又一结构的说明图。

图23是示出第九实施方式的非接触供电装置的说明图。

图24是示出第十实施方式的非接触供电装置的说明图。

图25是示出第十一实施方式的非接触供电装置的说明图。

图26是示出第十二实施方式的非接触供电装置的说明图。

图27是示出第十三实施方式的非接触供电装置的说明图。

图28是示出第十四实施方式的非接触供电装置的说明图。

图29是示出第十五实施方式的非接触供电装置的说明图。

图30是示出第十六实施方式的非接触供电装置的说明图。

图31是示出第十六实施方式的非接触供电装置的另一结构的说明图。

图32是示出第十六实施方式的非接触供电装置的又一结构的说明图。

图33是第十七实施方式的车辆用非接触供电***的示意结构图。

图34是第十七实施方式的车辆用非接触供电***的另一示意结构图。

图35是第十七实施方式的车辆用非接触供电***的又一示意结构图。

图36是示出铺设于车辆行驶路线的送电线圈的尺寸的说明图；

图37是示出铺设于车辆行驶路线的送电线圈的尺寸的说明图。

具体实施方式

A.第一实施方式：

图1所示的非接触供电装置100是能以非接触的方式对受电装置200进行供电的供电装置，所述受电装置200与所述非接触供电装置100以成为受电装置200的受电线圈212相对于非接触供电装置100的送电线圈112电磁耦合的状态的相对状态配置。另外，在图1中，对比示出受电装置200相对于非接触供电装置100处于相对状态的情况和处于非相对状态的情况。受电装置200装设于如电子设备、电动汽车等利用电力来工作的各种装置。

非接触供电装置100包括电源电路140、送电电路130及送电谐振电路110。受电装置200包括受电谐振电路210、受电电路220及电池230。

送电谐振电路110是具有串联连接的送电线圈112和送电谐振电容器116的谐振电路。受电谐振电路210与送电谐振电路110同样地也是具有串联连接的受电线圈212和受电谐振电容器216的谐振电路。送电谐振电路110是在处于受电线圈212与送电线圈112相对的状态且送电线圈112与受电线圈212电磁耦合，而使送电谐振电路110和受电谐振电路210发生谐振的情况下，以非接触的方式将交流电力传输至受电装置200的装置。受电谐振电路210是获得在受电线圈212中被感应出的交流电力的装置。在送电谐振电路110和受电谐振电路210中应用由初级串联次级串联电容器实现的谐振方式(称作“SS方式”)。此外，应用利用单相的送电线圈112来构成送电侧且利用单相的受电线圈212来构成受电侧的送电侧单相-受电侧单相的非接触供电方式。另外，送电线圈112的电感用Lt表示，送电谐振电容器116的电容量用Ct表示。另外，受电线圈212的电感用Lr表示，受电谐振电容器216的电容量用Cr表示。送电谐振电路110以及受电谐振电路210的各参数即线圈的电感及电容器的电容量在后文中描述。

送电电路130是将从电源电路140供给的直流电力转换成高频的交流电力并供给至送电线圈112的电路。送电电路130例如构成为逆变器电路。电源电路140构成为对外部电源的交流电压进行整流以输出直流电压的AC/DC转换器电路。

受电电路220是将利用受电谐振电路210获得的交流电力转换为直流电力并充电至作为负载的电池230的电路。充电至电池230的电力用于使未图示的马达等驱动。

在此，如图2所示，受电线圈212相对于送电线圈112相对的状态(以下，称作“相对状态”)中，存在“正对状态”和“部分重合状态”。此外，受电线圈212相对于送电线圈112未相对的状态(以下，称作“非相对状态”)中，存在“临界状态”、“分离状态”和“隔离状态”。

“正对状态”是送电线圈112的线圈面的中心与受电线圈的线圈面的中心一致的状态，并且是送电线圈112的线圈面和受电线圈212的线圈面的任一方与另一方整体重叠的状态。在该正对状态下，送电线圈112与受电线圈212的相对面积最大。此外，“线圈面”是由环状的配线围成且作为环状的线圈起作用的面。但是，送电线圈及受电线圈不限于环状的线圈，也可以是螺线管线圈。“部分重合状态”是受电线圈212的线圈面相对于送电线圈112的线圈面相对偏离且存在部分重叠的面的状态，其是相对面积比正对状态下的送电线圈112与受电线圈212的相对面积有所减少的状态。“临界状态”是受电线圈212的线圈面相对于送电线圈112的线圈面偏离而无相对重叠且送电线圈112的线圈面的端缘与受电线圈212的线圈面的端缘重叠的状态，其是相对面积正好消失的时刻的状态。“分离状态”是受电线圈212的线圈面相对于送电线圈112的线圈面偏离而无相对重叠且送电线圈112的线圈面与受电线圈212的线圈面完全分离的状态。“隔离状态”是即使送电线圈112与受电线圈212处于相对状态，耦合系数也非常小，能作为隔离了能够作为未电磁耦合来对待的距离以上的状态。与之相对的是，在上述相对状态中，送电线圈112与受电线圈212的间隔是如在正对状态下发生一定以上的大小的耦合系数的耦合这样一定的距离以下的间隔。

如图1所示，来自送电电路130的交流电力如后所述供给至处于与受电线圈212相对的状态的送电线圈112。此外，通过使送电线圈112与受电线圈212电磁耦合，交流电力从送电线圈112被传输至受电线圈212。送电至受电线圈212的交流电力经由受电电路220被充电至电池230。与之相对的是，处于未与受电线圈212相对的状态的送电线圈112如后所述不进行从送电电路130供给交流电力。

此处，送电谐振电路110单体的阻抗Z110由下式(1)表示。同样地，受电谐振电路210单体的阻抗Z210由下式(2)表示。

[数学式1]

[数学式2]

送电谐振电路110的谐振条件是满足上式(1)的(ωLt－1/(ωct))＝0的情况。受电谐振电路210的谐振条件也是满足上式(2)的(ωLr－1/(ωcr))＝0的情况。因此，在送电线圈112与受电线圈212相对且从送电谐振电路110向受电谐振电路210传输电力的情况下，送电线圈112的电感Lt和送电谐振电容器116的电容量Ct被设定成使送电谐振电路110的谐振条件成立且使谐振频率frt与交流电力的基本频率fsw一致。同样地，受电线圈212的电感Lr和受电谐振电容器216的电容量Cr被设定成使受电谐振电路210的谐振条件成立且谐振频率frr与交流电力的基本频率fsw一致。此外，以下，作为满足谐振条件的电感和电容量，将送电线圈112的电感Lt设为L1，且将送电谐振电容器116的电容量Ct设为C1。另外，将受电线圈212的电感Lr设为L2，将谐振电容器的电容量Cr设为C2。此外，下面将电感L1、L2称作“谐振电感L1、L2”，将电容量C1、C2称作“谐振电容量C1、C2”。另外，送电谐振电路110的谐振频率frt由下式(3a)表示，受电谐振电路210的谐振频率frr由下式(3b)表示。

[数学式3]

此处，在送电线圈112与受电线圈212相对且从送电谐振电路110向受电谐振电路210传输电力的状态(相对状态)下，能用图3所示的等效电路来表示非接触供电装置100和受电装置200(参照图1的上部)。此外，Lm是送电线圈112与受电线圈212的互感，rt是送电线圈112的电阻，rr是受电线圈212的电阻。RL是将受电电路220和电池230等效地表示的负载。

在图3的等效电路中，送电谐振电路110的输入阻抗Z1(＝V1/I1)由下式(4)表示。

[数学式4]

如上所述，满足送电谐振电路110和受电谐振电路210的谐振条件时的输入阻抗Z1＝Z1r通过将Lt＝L1、Ct＝C1、Lr＝L2、Cr＝C2代入上式(4)从而由下式(5a)表示。此外，在下式(5a)中，与Lt＝L1及Lr＝L2对应地表示成rt＝r1以及rr＝r2。

[数学式5]

在上式(5)中，虚数项因谐振而变成“0”，因此，输入阻抗Z1r由上式(5b)表示。另外，通常r1＜＜RL、R2＜＜RL，因此，输入阻抗Z1r由上式(5c)表示。因此，在送电线圈112与受电线圈212相对的状态下，送电电路130(图3)将由上式(5b)或是上式(5c)表示的输入阻抗Z1r对应的交流的电力输出至送电谐振电路110。接着，从送电谐振电路110向受电谐振电路210输送交流的电力。以下，将送电线圈112与受电线圈212相对的状态下的输入阻抗Z1＝Z1r称作“相对状态的输入阻抗Z1”。

另一方面，能用图5表示的等效电路来表示非接触供电装置100中的处于送电线圈112与受电线圈212未相对而未从送电谐振电路110向受电谐振电路210输送电力的状态的部分(参照图3的下部)。

在图5的等效电路中，送电谐振电路110的输入阻抗Z1(＝V1/I1)＝Z1n与送电谐振电路110单体的阻抗Z110同样地，由下式(6)表示。另外，以下，将送电线圈112与受电线圈212未相对的状态下的输入阻抗Z1＝Z1n称作“非相对状态的输入阻抗Z1”。

[数学式6]

此处，在上式(6)所表示的非相对状态的输入阻抗Z1＝Z1n中，在Lt＜L1和Lt＞L1且Ct＜C1中的至少一方成立的情况下，送电谐振电路110的谐振状态(Z1n＝Z110＝0的状态)崩溃。这时，能够使非相对状态的输入阻抗Z1从Z1＝Z1n＝0增大至Z1＝Z1n＞0，与相对状态的输入阻抗Z1＝Z1r相比变大。由此，与被供给相对状态的输入阻抗Z1＝Z1r的电流相比，能减小被供给非相对状态的输入阻抗Z1＝Z1n的电流。

在以上说明的结构中，设定成在受电装置200的受电线圈212相对于送电谐振电路110的送电线圈112相对的状态下，因送电谐振电路110的谐振而使输入阻抗Z1变小至Z1＝Z1r。此外，设定成在受电线圈212相对于送电线圈112未相对的状态下，因送电谐振电路110的非谐振而使输入阻抗Z1变大至Z1＝Z1n＞Z1r。由此，送电电路130能在送电线圈112与受电线圈212处于相对状态的情况下供给与较小的输入阻抗Z1＝Z1r对应的大电流。另一方面，送电电路130能在送电线圈112与受电线圈212处于非相对状态的情况下通过较大的输入阻抗Z1＝Z1n来抑制电流的供给。由此，不使用如现有技术的电流控制元件这样的大型部件，能降低未与受电线圈212相对的送电线圈112中的损失，并且能谋求使来自未与受电线圈212相对的送电线圈112的漏磁通减少。另外，能够省略用于在相对状态和非相对状态下对电力从送电电路130向送电谐振电路110的送电线圈112的传输和非传输进行切换的结构。

此外，如图5所示，可以在送电谐振电路110与送电电路130之间设置滤波器电路120。滤波器电路120是用于对从送电电路130供给的交流电力所含的切换噪音等高频的噪音分量进行抑制的电路。作为滤波器电路120，可使用导抗滤波器电路或低通滤波器电路、带通滤波器电路等各种滤波器电路。滤波器电路的极数可以是二级，也可以是三级，还可以是四级以上。若能将应去除的噪音降低至期望的水平，则滤波器电路的极数不做限定。另外，在图1所示的不具有滤波器电路的结构的情况下，送电谐振电路110相当于“送电谐振部”，在图5所示的具有滤波器电路的结构的情况下，滤波器电路120和送电谐振电路110相当于“送电谐振部”。此外，能够以与不具有滤波器电路的结构的情况相同的方式来处理具有滤波器电路的结构的情况下的送电谐振电路110。

此外，也可以在受电谐振电路210与受电电路220之间，与送电侧的滤波器电路120同样地设置有用于对高频的噪音分量进行抑制的滤波器电路215。此外，受电侧的滤波器电路215能应用于未设置送电侧的滤波器电路120的结构中。另外，送电侧的滤波器电路120也能应用于未设置受电侧的滤波器电路215的结构中。

B.第二实施方式：

在第二实施方式中，对在第一实施方式中说明的使输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))且在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))的结构(以下，也称作“使输入阻抗Z1变化的结构”)进行说明。第二实施方式中，作为使输入阻抗Z1变化的结构，如图6所示，应用使用了作为电容量可变的可变电容器的送电谐振电容器116b的结构。

在相对状态下，以使送电谐振电路110成为谐振状态的方式将可变电容器的电容量Ct设定为满足谐振条件的谐振电容量C1，在非相对状态下，以使送电谐振电路110从谐振状态偏离的方式将可变电容器的电容量Ct设定为比谐振电容量C1小的电容量。

此处，作为可变电容器，能够利用如下的设备：能根据因在送电线圈112中流动的电流的增加而产生的磁通的增加来使电容量Ct的容量从比谐振电容量C1小的电容量可变成谐振电容量C1。例如，能够采用利用了电磁效应、磁感应效应、磁化电容量效应(日文：磁気キャパシタンス効果)等的设备(以下，也称作“利用了电磁效应等的可变电容器”)。

此外，使用利用了电磁效应等的可变电容器的送电谐振电容器116b如图7所示地配置。即，在卷绕于送电线圈112的芯部310周围的环状的配线312的内周侧，送电谐振电容器116b配置于与沿着环状的配线312的线圈面对应的芯部310的面上。若像这样配置送电谐振电容器116b，则能够使受电线圈212相对于送电线圈112从非相对状态向相对状态变化时的、由送电线圈112产生的磁通的灵敏度增加，能够与磁通的变化相应地使送电谐振电容器116b的电容量Ct从Ct＜C1的状态变化成Ct＝C1的状态。

如以上说明的那样，在第二实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。由此，在第二实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。

C.第三实施方式：

第三实施方式中，作为在第一实施方式中说明的使输入阻抗Z1变化的结构，如图8所示，应用使用了作为电感可变的可变线圈的送电线圈112c的结构。

在以送电线圈与送电线圈之间的间隙长度较短的状态执行的非接触供电的情况下，送电线圈的电感Lt的值根据受电线圈相对于送电线圈的位置关系而大幅变化。例如，具有如下的特性：如图9所示，正对位置的电感Lt是满足谐振条件的谐振电感L1，而电感Lt随着从正对状态偏离而减少，非相对位置状态下的电感Lt与谐振电感L1相比大幅减小。上述特性的变化因以下的理由而产生。即，如图10所示，在相对状态下，由送电线圈112产生的磁通的一部分(环状的实线)穿过高导磁率的受电线圈212的磁性体211，因此，送电线圈112的电感变大。与之相对的是，在非相对状态下，由送电线圈112产生的磁通的一部分(环状的虚线)穿过低导磁率的空气部分，因此，送电线圈112的电感变小。此外，当送电线圈与受电线圈之间的距离(间隔)越近、耦合系数越大时，上述特性越显著。因此，正对状态下的耦合系数k优选是设定为k≥0.1。

因而，若以在送电线圈112(参照图1、图5)具有上述特性的状态下使用为前提，则能将送电线圈112设为电感可变的可变线圈即送电线圈112c。此外，在相对状态下，送电线圈112c的电感Lt被设定为谐振电感L1，以使送电谐振电路110成为谐振状态。由此，在相对状态下，能使输入阻抗Z1变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))。另外，在非相对状态下，送电线圈112c的电感Lt被设定为与谐振电感L1相比大幅变小的值，以使送电谐振电路110从谐振状态偏离。由此，在非相对状态下，能使输入阻抗Z1变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。其结果是，在第三实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。

另外，也可以设为应用了上述使送电线圈的电感可变的结构以及第二实施方式的使谐振电容器的电容量可变的结构两者的结构。如此一来，在非相对状态下，使送电线圈的电感变小，并且使谐振电容器的电容量变小，从而能够进一步使非相对状态下的输入阻抗Z1＝Z1n变大，使从送电电路130向送电谐振电路110流动的电流变小。由此，能够进一步有效地获得在第一实施方式中说明的效果。另外，能减小将非相对状态下的输入阻抗设为目标值以上而在非相对状态下将在送电谐振电路中流动的电流设为目标值以下所需的谐振电容器的电容量的变化幅度，因此，能使谐振电容器的电容量的设定变得容易。

D.第四实施方式：

第四实施方式中，作为在第一实施方式中说明的使输入阻抗Z1改变的结构，如图11所示，应用使用了由电容量可变的可变电容器实现的送电谐振电容器116d的结构。在使用可变电容器作为谐振电容器这点上，与第二实施方式相同。但是，在第二实施方式的送电谐振电容器116b中使用的可变电容器是利用了电磁效应等的可变电容器。与之相对的是，第四实施方式的送电谐振电容器116d所使用的可变电容器是根据被赋予的控制输入，在本示例中根据控制电压Vc来使电容量Ct发生变化的一般的可变电容器。此外，也可不设置滤波器电路120。

另外，如图11所示，第四实施方式的非接触供电装置100设置有对送电谐振电容器116d的电容量Ct进行控制的可变控制电路320。可变控制电路320包括电流传感器322、整流电路324、低通滤波器电路326(以下，称作“LPF电路326”)及电压转换电路328。

电流传感器322对在将滤波器电路120与送电谐振电路110连接的一方的配线中流动的电流、即在送电线圈112中流动的电流进行检测，并作为检测电压输出。此外，电流传感器322也可以设置成对在另一方的配线中流动的电流进行检测。整流电路324对检测电压进行整流。LPF电路326将检测电压的高频分量去除。电压转换电路328使用差分放大电路，与检测电压相对于基准电压Vrc的差分的大小相应地将检测电压转换成对送电谐振电容器116的电容量Ct进行控制的控制电压Vc。

在此，由电流传感器322检测的电流在受电线圈212相对于送电线圈112处于非相对状态的情况下非常小，当从非相对状态变成相对状态且越是接近正对状态时，变得越大。因此，电流传感器322的检测电压与上述电流的变化相应地发生变化。

另外，如图12的右侧的图表所示，送电谐振电容器116d的电容量Ct在正对状态下成为谐振电容C1，在成为非相对状态的临界状态(参照图2)下，被设定为比预先设定的谐振电容量C1小的电容量Cnf。

在此，用作送电谐振电容器116d的可变电容器具有当控制电压Vc越大时容量越小的特性。在上述情况下，如图12的右侧的图表所示，从电压转换电路328(参照图11)输出的控制电压Vc被控制成在与正对状态对应的检测电压处成为与Ct＝C1对应的电压Vf，在与临界状态对应的检测电压处成为与Ct＝Cnf对应的电压Vnf(Vnf＞Vf)。因此，电压转换电路328形成为如下的结构(参照图11)：配合上述控制电压Vc的控制，以电流传感器322的检测电压越大则使输出的控制电压Vc越小的方式，将检测电压输入至差分放大电路的负输入。此外，在用作送电谐振电容器116d的可变电容器具有相反的特性的情况下，只要形成为将检测电压输入至电压转换电路328的差分放大电路的正输入的结构即可。

另外，送电谐振电容器116d的电容量Cnf优选的是，如图12的左侧所示，设定为由电流传感器322检测出的电流Ic与预先确定的电流Inf对应的电容量Ct。此外，预先确定的电流Inf优选的是根据如下的观点而设定：在非相对状态下，因在送电线圈112中流动的电流而产生的损失的抑制以及漏磁通的抑制等。

可变控制电路320能与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地对送电谐振电容器116d的电容量Ct进行控制。由此，在第四实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。因而，在第四实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。

此外，送电谐振电容器116d的电容Ct优选的是，例如如图13～图15所示，设定为在受电线圈212与送电线圈112相对的相对面积从最大的正对状态的面积向成为零的临界状态的面积减少时呈线性变形。如此一来，能使输入阻抗Z1逐渐增加，因此，能对因阻抗急剧增加而使施加于送电线圈112的电流、电压产生电涌电流、电涌电压进行抑制。此外，电容量Ct的变化不限于如图13～图15所示的特性，只要设定为在从最大的正对状态的面积向成为零的临界状态的面积减少时呈线性变形即可，其变化的形状能应用各种形状。

另外，在第四实施方式的结构中，也可以形成为应用了第三实施方式的使送电线圈可变的结构的结构。如此一来，通过在非相对状态下使送电线圈的电感变小并使谐振电容器的电容量变小，能进一步使非相对状态下的输入阻抗Z1＝Z1n变大。由此，能够进一步有效地获得在第一实施方式中说明的效果。另外，能减小将非相对状态下的输入阻抗设为目标值以上而在非相对状态下将在送电谐振电路中流动的电流设为目标值以下所需的谐振电容器的电容量的变化幅度，因此，谐振电容器的电容的设定变得容易。

E.第五实施方式：

第五实施方式中，如图16所示，应用了使用与第四实施方式的结构(参照图10)相同的送电谐振电容器116d的结构。但是，在包括可变控制电路320e以替代第四实施方式的可变控制电路320这点有所不同。可变控制电路320e除了包括磁场传感器322e以替代可变控制电路320的电流传感器322这点以外，与可变控制电路320相同。此外，也可不设置滤波器电路120。

磁场传感器322e与在第二实施方式中说明的利用了电磁效应等的送电谐振电容器116b(参照图7)相同地，在卷绕于送电线圈112的芯部310周围的环状的配线312的内周侧配置在与沿着环状的配线312的线圈面对应的芯部310的面上。从而，磁场传感器322e能够检测出与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地由送电线圈112产生的磁通的变化，并与电流传感器322相同地输出检测电压。

第五实施方式的可变控制电路320e与第四实施方式的可变控制电路320同样地也能与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地对送电谐振电容器116d的电容量Ct进行控制。由此，在第五实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。因此，在第五实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。

此外，在第五实施方式的结构中，也可以形成为应用了第三实施方式的使送电线圈可变的结构的结构。如此一来，通过在非相对状态下使送电线圈的电感变小并使谐振电容器的电容量变小，能进一步使非相对状态下的输入阻抗Z1＝Z1n变大。由此，能够进一步有效地获得在第一实施方式中说明的效果。另外，能减小将非相对状态下的输入阻抗设为目标值以上而在非相对状态下将在送电谐振电路中流动的电流设为目标值以下所需的谐振电容器的电容量的变化幅度，因此，谐振电容器的电容量的设定变得容易。

E.第六实施方式：

第六实施方式中，作为在第一实施方式中说明的使输入阻抗Z1变化的结构，应用使用了由电感可变的可变线圈实现的送电线圈112f的结构。在使用可变线圈作为送电线圈这点上与第三实施方式相同。但是，第三实施方式的送电线圈112c利用了与受电线圈和送电线圈的相对的状态相应地使电感发生变化的特性。与之相对的是，第六实施方式的送电线圈112f中使用的可变线圈是根据被赋予的控制输入、在本示例中根据控制电压Vl来使电感Lt变化的可变线圈。作为可变线圈，例如，能利用通过与控制电压Vl相应地使线圈的匝数变化，从而使电感变化的可变线圈等各种可变线圈。此外，也可不设置滤波器电路120。

此外，如图17所示，第六实施方式的非接触供电装置100设置有对送电线圈112f的电感Lt进行控制的可变控制电路320f。可变控制电路320f与第四实施方式的可变控制电路320(参照图11)相同。但是，输入至电压转换电路328的基准电压及输出的控制电压是用于对送电线圈112f的电感Lt进行控制的电压，因此，能设为用于与可变控制电路320中的基准电压Vrc及控制电压Vc区分开的基准电压Vrl及控制电压Vl。

可变控制电路320能与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地对送电线圈112f的电感Lt进行控制。例如，在相对状态中，将电感Lt设为Lt＝L1，在非相对状态下，设为Lt＞L1。由此，在第六实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。因此，在第六实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。此外，如上所述，通过使送电线圈112的电感Lt的大小变化，从而使非相对状态的输入阻抗Z1变大的情况下，使得送电线圈112的体格的增加成为问题。与之相对的是，通过在如第四、第五实施方式那样使送电谐振电容器116的电容量Ct的大小变化，从而使非相对状态的输入阻抗Z1变大的情况下，使送电谐振电容器116的电容量Ct变小即可。因此，能在不招致送电谐振电容器116的体格的增加的状态下使送电谐振电容器116的电容量Ct的大小改变。

此外，对于可变控制电路320f，以使用了电流传感器322的可变控制电路为例进行了说明，但能如第五实施方式那样应用使用了磁场传感器322e的可变控制电路。

G.第七实施方式：

第七实施方式中，如图18所示，应用了使用由可变电容器实现的送电谐振电容器116d的第四实施方式的结构(参照图11)和使用由可变线圈实现的送电线圈112f的第六实施方式的结构(参照图17)两方。可变控制电路320g包括电流传感器322、整流电路324、LPF电路326以及电压转换电路328c、328l。电压转换电路328c与第四实施方式的输出送电谐振电容器116d的控制电压Vc的电压转换电路328相同，电压转换电路328l与第六实施方式的输出送电线圈112f的控制电压Vl的电压转换电路328相同。此外，也可不设置滤波器电路120。

可变控制电路320g能与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地对送电谐振电容器116d的电容量Ct以及送电线圈112f的电感Lt进行控制。由此，在第七实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。此外，通过对送电谐振电容器116d的电容量Ct以及送电线圈112f的电感Lt双方进行控制，能进一步使非相对状态下的输入阻抗Z1＝Z1n变大。由此，与第四及第六实施方式相比，能进一步有效地获得在第一实施方式中说明的效果。另外，能减小将非相对状态下的输入阻抗设为目标值以上而在非相对状态下将在送电谐振电路中流动的电流设为目标值以下所需的谐振电容器的电容量的变化幅度，因此，谐振电容器的电容量的设定变得容易。

此外，对于可变控制电路320g，以使用了电流传感器322的可变控制电路为例进行了说明，但能如第五实施方式(参照图15)那样应用使用了磁场传感器322e的可变控制电路。

H.第八实施方式：

第八实施方式中，作为在第一实施方式中说明的使输入阻抗Z1改变的结构，如图19所示，应用使用了通过切换开关来使输入电容量的大小可变的送电谐振电容器116h的结构。另外，在图19中，仅示出图1或图5所示的非接触供电装置100的构成要素中的送电谐振电路110，且示出用于使送电谐振电路110的送电谐振电容器116h的电容量Ct的大小可变的可变控制电路320h，省略了其他构成要素。

如图19所示，送电谐振电容器116h具有并联配置的第一谐振电容器116ha和第二谐振电容器116hb。但是，第二谐振电容器116hb在串联连接的双向开关117接通的情况下相对于第一谐振电容器116ha并联连接，在双向开关117关断的情况下被解除。因而，送电谐振电容器116h的电容量Ct在双向开关117关断的情况下变成第一谐振电容器116ha的电容量Chs，在双向开关117接通的情况下变成第一谐振电容器116ha和第二谐振电容器116hb的电容量Chs、Chl之和(Chs+Chl)。

可变控制电路320h基本上与包括电流传感器322的第四实施方式的可变控制电路320(参照图11)相同。另外，也可以与包括磁场传感器322e的第五实施方式的可变控制电路320e(参照图16)相同。但是，也可以包括使用了将与检测电压Vd相对于阈值电压Vth的大小关系相应的控制电压Vs输出的比较器的电压转换电路328h，以替代将与检测电压相对于基准电压Vrc的差分的大小相应的控制电压Vc输出的电压转换电路328。此外，作为阈值电压Vth，优选的是，在从非相对状态向相对状态变化且使双向开关117接通的情况下设定为起动阈值Vth_on，且在从相对状态向非相对状态变化且使双向开关117关断的情况下，设定为停止阈值Vth_off。

在非相对状态下检测电压Vd小于阈值电压Vth的情况下，电压转换电路328h输出使双向开关117关断的电压的控制电压Vs，在相对状态下检测电压Vd大于阈值电压Vth的情况下，电压转换电路328h输出使双向开关117接通的电压的控制电压Vs。由此，送电谐振电容器116h的电容量Ct在非相对状态下变成第一谐振电容器116ha的电容量Chs，在相对状态下变成第一谐振电容器116ha和第二谐振电容器116hb的电容量Chs、Chl之和。另外，第一谐振电容器116ha的电容量Chs以及第二谐振电容器116hb的电容量Chl只要设定成使相对状态的电容量Ct＝(Chs+Chl)成为谐振电容量C1且使非相对状态的电容量Ct＝Chs比谐振电容量C1小，并且设定成成为Chs＜Chl即可。

可变控制电路320h能与受电线圈212和送电线圈112处于相对状态还是非相对状态相应地对送电谐振电容器116h的电容量Ct的大小进行切换。由此，如图20所示，可变控制电路320h能对从非接触供电装置100向受电装置200的供电进行自动控制。具体而言，在检测电压Vd成为作为阈值电压Vth的起动阈值Vth_on以上且检测到从非相对状态变为相对状态的情况下(步骤S10：是)，可变控制电路320h将切换电路(双向开关117)设为接通(步骤S20)，使送电谐振电路110的输入阻抗Z1变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))。由此，能使从非接触供电装置100向受电装置200的供电开始。此外，在检测电压Vd成为作为阈值电压Vth的停止阈值Vth_off以下且检测到从相对状态变为非相对状态的情况下(步骤S30：是)，可变控制电路320h将切换电路设为关断(步骤S40)，使送电谐振电路110的输入阻抗Z1变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。由此，能使从非接触供电装置100向受电装置200的供电停止。

由此，在第八实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。因而，在第八实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。另外，在通过使送电谐振电容器116h的电容量Ct的大小变化而使非相对状态的输入阻抗Z1变大的情况下，只要使送电谐振电容器116h的电容量Ct变小即可。因此，能在不招致送电谐振电容器116h的体格的增加的状态下使送电谐振电容器116h的电容量Ct的大小变化。

此外，作为用于切换双向开关117的可变控制电路的结构，不仅可以设置为图19所示的使用电流传感器322的结构或图16所示的使用磁场传感器322e的结构，也可以设置为使用图21所示的可变控制电路320i或图22所示的可变控制电路320j的结构。

可变控制电路320i是包括与送电线圈112相对地配置的探查线圈118的结构。可变控制电路320i是如下的结构：对与受电线圈212和送电线圈112处于相对状态还是非相对状态相应地在探查线圈118的端子间产生的交流电压检测以作为检测电压Vd，根据与检测电压Vd相对于阈值电压Vth的大小关系相应地输出的控制电压Vs来对双向开关117进行切换控制。

可变控制电路320j是如下的结构：对与受电线圈212和送电线圈112处于相对状态还是非相对状态相应地在送电线圈112的端子间产生的交流电压检测以作为检测电压Vd，根据与检测电压Vd相对于阈值电压Vth的大小关系相应地输出的控制电压Vs来对双向开关117进行切换控制。

I.第九实施方式：

第九实施方式中，如图23所示，应用使用了送电谐振电容器116k，以替代第八实施方式的送电谐振电容器116h(参照图19)。另外，图23与图19同样地也仅示出非接触供电装置100的构成要素中的送电谐振电路110，且示出用于使送电谐振电路110的送电谐振电容器116k的电容量Ct的大小可变的可变控制电路320h，省略其他构成要素。

如图23所示，送电谐振电容器116k具有串联配置的第一谐振电容器116ka以及第二谐振电容器116kb。但是，第一谐振电容器116ka在并联连接的双向开关117关断的情况下与第二谐振电容器116kb串联连接，在双向开关117接通的情况下被短路。因而，在相对状态下利用可变控制电路320h将双向开关117设置成接通的情况下，送电谐振电容器116k的电容量Ct变成第二谐振电容器116kb的电容量Chl。与之相对的是，在非相对状态下利用可变控制电路320h将双向开关117设置成关断的情况下，送电谐振电容器116k的电容量Ct变成第一谐振电容器116ka的电容量Chs的倒数与第二谐振电容器116kb的电容量Chl的倒数之和(Chs·Chl/(Chs+Chl))。另外，第一谐振电容器116Ka的电容量Chs以及第二谐振电容器116Kb的电容量Chl只要设定成使相对状态的电容量Ct＝Chl成为谐振电容量C1且使非相对状态的电容量Ct＝(Chs·Chl/(Chs+Chl))比谐振电容量C1小，并且设定成成为Chl＞Chs即可。

可变控制电路320h能与受电线圈212和送电线圈112处于相对状态还是非相对状态相应地对送电谐振电容器116k的电容量Ct的大小进行切换。由此，如图20所示，可变控制电路320h能对从非接触供电装置100向受电装置200的供电进行自动控制。

如上所述，在第九实施方式的结构中，也能使送电谐振电路110的输入阻抗Z1在相对状态下变小成Z1＝Z1r(参照上式(5c))，在非相对状态下变大成Z1＝Z1n＞Z1r(参照上式(6))。因而，在第九实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果。另外，在通过使送电谐振电容器116k的电容量Ct的大小变化从而使非相对状态的输入阻抗Z1变大的情况下，只要使送电谐振电容器116k的电容量Ct变小即可。因此，能在不招致送电谐振电容器116k的体格的增加的状态下使送电谐振电容器116k的电容量Ct的大小变化。

此外，如在第八实施方式中说明的那样，也可以形成为与可变控制电路320e(参照图16)相同的使用磁场传感器322e的结构，而非可变控制电路320h那样的使用电流传感器322的结构，以作为第九实施方式的可变控制电路的结构。此外，也可以设置成如图21所示使用探查线圈118的结构的可变控制电路320i、如图22所示对送电线圈112端子间电压进行检测的结构的可变控制电路320j。

J.第十实施方式：

图1所示的非接触供电装置100的送电谐振电路110是具有串联连接的送电线圈112和送电谐振电容器116的串联谐振电路，受电装置200的受电谐振电路210也是具有串联连接的受电线圈212和受电谐振电容器216的串联谐振电路。与之相对的是，如图24所示，也可以将非接触供电装置100的送谐振电路设为送电线圈112和送电谐振电容器116并联连接的并联谐振电路的送电谐振电路1101，将受电装置200的受电谐振电路设为受电线圈212与受电谐振电容器216并联连接的并联谐振电路的受电谐振电路2101。

在受电线圈212相对于送电线圈112相对的状态下，以使送电谐振电路1101并联谐振的方式来设定送电谐振电容器116的电容量Ct以及送电线圈112的电感Lt。在这种情况下，在相对状态下(参照图24的上部)，送电谐振电路1101成为谐振状态，而使送电谐振电路110的输入阻抗Z1变小成Z1＝Z1r，从送电电路130向送电线圈112供给交流电力，以经由受电线圈212向受电装置200供给交流电力。

另一方面，在受电线圈212相对于送电线圈112成为非相对状态的情况下(参照图24的下部)，送电谐振电路1101的谐振状态崩溃，输入阻抗Z1无限大，因此，能使送电谐振电路1101的输入电流I1接近零。因此，使用了并联谐振电路的送电谐振电路1101在抑制来自送电电路的电流、即抑制待机电力这点上，效果比使用了串联谐振电路的送电谐振电路110大。但是，在使用了并联谐振电路的送电谐振电路1101的情况下，漏电流ILC在送电谐振电容器116与送电线圈112之间流动，因此，会造成在送电线圈112产生漏磁场。因此，与使用了串联谐振电路的送电谐振电路110相比，使用了并联谐振电路的送电谐振电路1101在抑制漏磁场这点上是不利的。

K.第十一实施方式：

第十一实施方式中，应用图25所示的送电谐振电路110m以及受电谐振电路210，以解决在第十实施方式中所示的使用了并联谐振电路的送电谐振电路1101的漏磁场的技术问题。送电谐振电路110m是具有串联电容器116s以及并联电容器116p的并联串联谐振电路，上述串联电容器116s相对于送电线圈112串联连接，上述并联电容器116p相对于送电线圈112及串联电容器116s并联连接。受电谐振电路210是具有串联连接的送电线圈212和送电谐振电容器216的串联谐振电路。在送电谐振电路110m和受电谐振电路210中应用根据初级并联串联次级串联电容器的谐振方式(称作“PSS方式”)。

在受电线圈212与送电线圈112相对的状态下，以使送电谐振电路110m并联谐振且使受电谐振电路210串联谐振的方式，设定送电谐振电路110m的并联电容器116p的电容量Cpt和串联电容器116s的电容量Cst、以及受电谐振电路210的受电谐振电容器216的电容量Cr。具体而言，使用下式(7)～(9)进行设定。此外，送电线圈112的电感Lt以及受电线圈212的电感Lr设定为Lt＝L1以及Lr＝L2。

[数学式7]

[数学式8]

[数学式9]

另外，k是送电线圈112与受电线圈212的耦合系数。

此外，送电线圈112与受电线圈212处于相对状态下的输入阻抗Z1由下式(10)表示。

[数学式10]

另外，Lm是送电线圈112与受电线圈212的互感，RL是将受电电路220和电池230等效地示出的负载。

在送电线圈112和受电线圈212从非相对状态变成相对状态的情况下，送电谐振电路110m的输入阻抗Z1变为由上式(10)表示的输入阻抗，电流从送电电路向送电谐振电路110m流动，进行从非接触供电装置100向受电装置200的供电。

在送电线圈112和受电线圈212从相对状态变成非相对状态的情况下，耦合系数k减少，互感Lm减少而变成零。由此，上式(10)的分母的值朝向零减少，因此，输入阻抗Z1增加。其结果是，能对送电谐振电路110m的输入电流进行抑制，因此，能抑制来自送电电路的电流，即，能对待机电力进行抑制。

但是，如在第十实施方式中说明的那样，由于由并联电容器116p实现的并联谐振，因此，漏电流会在并联电容器116p与送电线圈112之间流动，造成在送电线圈112处发生漏磁场。

因而，在非相对状态下，优选的是，使串联电容器116s的电容量Cst从由上式(8)设定的值降低。由此，能使下式(11)所示的线圈路径侧的阻抗Zs增大，因此，能对在送电线圈112中流动的漏电流进行抑制，能对漏磁场的产生进行抑制。

[数学式11]

另外，在非相对状态下，优选的是，使并联电容器116p的电容量Cp从由上式(7)设定的值降低。由此，能使下式(12)所示的并联电容器路径侧的阻抗Zp进一步变大，因此，能进一步对送电谐振电路110m的输入电流进行抑制。其结果是，能够进一步有效地对来自送电电路的电流、即待机电力进行抑制。

[数学式12]

此外，作为使电容量变化的方式，能利用在上述第二、第四、第五、第八、第九实施方式中说明的方式。

L.第十二实施方式：

第十二实施方式中，如图26所示，应用了对第一实施方式中所示的使用串联谐振电路的送电谐振电路110设置中继谐振电路的送电谐振电路110n，送电谐振电路110n具有：送电谐振电路部分，其具有与送电谐振电路110相同的送电线圈112及送电谐振电容器116n；以及中继谐振电路部分，其具有构成闭环电路的中继线圈114和中继谐振电容器119。中继线圈114相对于送电线圈112以具有一定的耦合系数k1h的位置关系设置。

在送电线圈112与受电线圈212处于相对状态下，以使送电谐振电路部分、中继谐振电路部分及受电谐振电路210谐振的方式，设定送电谐振电路110n的送电谐振电容器116n的电容量Ct和中继谐振电容器119的电容量Cht以及受电谐振电路210的受电谐振电容器216的电容量Cr。具体而言，使用下式(13)～(15)进行设定。此外，将送电线圈112的电感Lt设定为Lt＝L1，将中继线圈的电感设为Lht，将受电线圈212的电感Lr设定为Lr＝L2。

[数学式13]

[数学式14]

[数学式15]

k1h是送电线圈112与中继线圈114的耦合系数，kh2是中继线圈114与受电线圈212的耦合系数，K12是送电线圈112与受电线圈212的耦合系数。

此外，送电线圈112与受电线圈212处于相对状态下的输入阻抗Z1由下式(16)表示。

[数学式16]

另外，RL是将受电电路220和电池230等效地表示的负载。

在送电线圈112和受电线圈212从非相对状态变成相对状态的情况下，送电谐振电路110n的输入阻抗Z1变成由上式(16)表示的输入阻抗，电流从送电电路向送电谐振电路110n流动，进行从非接触供电装置100向受电装置200的供电。

此外，中继线圈114侧流动的电流Iht在非相对状态的情况下，由下式(17)表示，在相对状态下送电谐振电路部分、中继谐振电路部分及受电谐振电路210谐振的情况下，由下式(18)表示。

[数学式17]

[数学式18]

此外，Lm是送电线圈112与受电线圈212的互感，L1h是送电线圈112与中继线圈114的互感。V1是送电谐振电路110m的输入电压。

在送电线圈112和受电线圈212从相对状态变成非相对状态的情况下，耦合系数kh2减少而变成零。由此，上式(16)的分母的值朝向零减少，因此，输入阻抗Z1增加。其结果是，能对送电谐振电路110n的输入电流进行抑制，因此，能抑制来自送电电路的电流，即，能对待机电力进行抑制。

然而，上式(17)表示的电流Iht在中继线圈114中流动，因此，造成在中继线圈114发生漏磁场。

因而，在非相对状态下，优选的是，使送电谐振电路部分的送电谐振电容器116n的电容量Ct从由上式(13)设定的值降低。由此，通过进一步使输入阻抗Z1变大，从而能使施加于送电线圈112的电压减小。具体而言，送电谐振电容器116n的电容量Ct变小而使上式(17)的分母变大，因此，能对在中继线圈114中流动的电流Iht进行抑制，能对在中继线圈114产生的漏磁场进行抑制。另外，也可以使中继谐振电容器119的电容量Cht从由上式(14)设定的值降低。如此一来，也能对在中继线圈114中流动的电流Iht进行抑制。

另外，作为使电容量变化的方式，能利用在上述第二、第四、第五、第八、第九实施方式中说明的方式。

M.第十三实施方式：

在第一实施方式至第十二实施方式中，对使送电谐振电路的输入阻抗Z1与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地变化的方式进行了说明。与之相对的是，作为使构成图5的滤波器电路120的滤波器用电容器122的电容量以及滤波器用线圈124的电感变化的结构，也可以在相对状态下使滤波器电路120成为谐振状态，且在非相对状态下使滤波器电路120从谐振状态偏离。具体而言，可以形成为如下的结构：如图27所示，利用可变控制电路320o来使构成滤波器电路120o的滤波器用电容器122o的电容量以及滤波器用线圈124o的电感变化。

滤波器电路120o是利用串联连接的电容器122o及线圈124o来构成的带通滤波器电路。电容器122o和线圈124o的顺序可以相反。电容器122o是电容量与控制电压Vco相应地可变的可变电容器。作为可变电容器，能应用各种一般的可变电容器。线圈124o是电感与控制电压Vlo相应地可变的可变线圈。作为可变线圈，能应用各种一般的可变线圈。

除了包括电压转换电路328co、328lo以替代第七实施方式的可变控制电路320g(参照图18)的电压转换电路328c、328l这点以外，可变控制电路320h的结构与可变控制电路320g相同。另外，电压转换电路328co除了将以基准电压Vrco为基准对电容器122o的电容量进行控制的控制电压Vco输出的这点以外，与电压转换电路328c相同。电压转换电路328lo除了将以基准电压Vrlo为基准对线圈124o的电感进行控制的控制电压Vlo输出的这点以外，与电压转换电路328l相同。

可变控制电路320o能与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地对滤波器电路120o的线圈124o的电感以及电容器122o的电容量进行控制。具体而言，在非相对状态下，使电感及电容量变小，以使滤波器电路120o的输入阻抗变大，对来自送电电路130的电流进行抑制。与之相对的是，在相对状态下，以作为带通滤波器起作用的方式使电感及电容量变大。由此，在第十三实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果同样的效果。

另外，对于可变控制电路320o，以使用了电流传感器322的可变控制电路为例进行了说明，但能如第五实施方式(参照图15)那样应用使用了磁场传感器322e的可变控制电路。

另外，也可以形成为如下的结构：使滤波器电路120o的线圈124o的电感和电容器122o的电容量中的任一方变化，而非使双方都变化。另外，也可以形成为如下的结构：不仅使滤波器电路120o的线圈124o的电感和电容器122o的电容量中的至少一方可变，还使送电谐振电路110的送电线圈112的电感和送电谐振电容器116的电容量中的至少一方可变。

另外，也可以如在第八、第九实施方式中说明的那样应用如下的结构：利用多个电容器来构成滤波器用电容器并对多个电容器的连接进行切换，从而使滤波器用电容器的电容量变化。另外，也可以应用如下的结构：利用多个电感来构成滤波器用电感并对多个电感的连接进行切换，从而使滤波器用电感的电感变化。

N.第十四实施方式：

第十四实施方式中，如图28所示，将第十三实施方式的滤波器电路120o(参照图27)以及对其进行控制的可变控制电路320o置换为滤波器电路120p以及对其进行控制的可变控制电路320p。

滤波器电路120p是利用一个滤波器用电容器122p和两个滤波器用线圈124p、124p来构成的导抗滤波器电路。电容器122p是电容量与控制电压Vcp相应地可变的可变电容器。作为可变电容器，能应用各种一般的可变电容器。线圈124p是电感与控制电压Vlp相应地可变的可变线圈。作为可变线圈，能应用各种一般的可变线圈。

可变控制电路320p除了包括电压转换电路328cp、328lp以替代第十三实施方式的可变控制电路320o(参照图27)的电压转换电路328co、328lo这点以外，与可变控制电路320o相同。另外，电压转换电路328cp除了将以基准电压Vrcp为基准对电容器122p的电容量进行控制的控制电压Vcp输出这点以外，与电压转换电路328co相同。电压转换电路328lp除了将以基准电压Vrlp为基准对线圈124p的电感进行控制的控制电压Vlp输出这点以外，与电压转换电路328lo相同。

可变控制电路320p能与受电线圈212和送电线圈112的相对的状态相应地对滤波器电路120p的线圈124p的电感以及电容器122p的电容量进行控制。具体而言，在非相对状态下，使电感及电容量变小，以使滤波器电路120p的输入阻抗变大，对来自送电电路130的电流进行抑制。与之相对的是，在相对状态下，使电感及电容变大，以作为导抗滤波器起作用。由此，在第十四实施方式中也能获得在第一实施方式中说明的效果同样的效果。

此外，对于可变控制电路320p，以使用了电流传感器322的可变控制电路为例进行了说明，但能够如第五实施方式(参照图15)那样应用使用了磁场传感器322e的可变控制电路。

另外，在上述结构中，以对电容器122p的电容量和线圈124p的电感双方进行控制的结构为例进行了说明，但也可以形成为对任一方进行控制的结构。另外，也可以形成为如下的结构：不仅使电容器122p的电容量和线圈124p的电感中的至少一方可变，还使送电谐振电路110的送电线圈112的电感和送电谐振电容器116的电容量中的至少一方可变。

另外，也可以应用如下的结构：如在第八、第九实施方式中说明的那样，利用多个电容器来构成滤波器用电容器并对多个电容器的连接进行切换，从而使滤波器用电容器的电容量变化。另外，也可以应用如下的结构：利用多个电感来构成滤波器用电感并对多个电感的连接进行切换，从而使滤波器用电感的电感变化。

另外，在第十三实施方式中以应用带通滤波器电路作为滤波器电路的结构为例、在第十四实施方式中以应用导抗滤波器电路作为滤波器电路的结构为例进行了说明，但不限于此，也能应用其他各种滤波器电路。

O.第十五实施方式：

第十五实施方式中，如图29所示，将第十三实施方式的串联谐振式送电谐振电路110(参照图27)置换为并联谐振式送电谐振电路1101(参照图24)。在上述结构中，与第十三实施方式同样地能获得在第一实施方式中说明的效果。另外，也可以将滤波器电路120o设置成使用了第十四实施方式的滤波器电路120p(参照图28)等其他滤波器电路的结构。另外，也可以将送电谐振电路置换为图25所示的并联谐振式送电谐振电路110m。

P.第十六实施方式：

上述各实施方式的非接触供电装置100中，以包括一个送电谐振部的互感为例进行了说明，但不限于此，如图30～图32所示，也可以是相对于一个送电电路以并联的方式包括多个送电谐振部的结构。

图30表示相对于送电电路130将图1所示的送电谐振电路110以多个并联的方式配置以作为送电谐振部的结构。图31表示在送电电路130和多个送电谐振电路110之间配置一个滤波器电路120的结构。只要使多个送电谐振电路110中的、具有与受电装置200的受电谐振电路210的受电线圈212相对的送电线圈112的送电谐振电路110与在第一实施方式中说明的相对状态同样地进行动作，并使其他送电谐振电路110与在第一实施方式中说明的非相对状态同样地进行动作即可。如此一来，能获得与在第一实施方式中说明的效果相同的效果。

图32表示相对于送电电路130将图5所示的滤波器电路120以及送电谐振电路110以多个并联的方式配置以作为送电谐振部的结构。在上述结构中，也可以使多个送电谐振电路110中的、具有与受电装置200的受电谐振电路210的受电线圈212相对的送电线圈112的送电谐振电路110与在第一实施方式中说明的相对状态同样地进行动作，并使其他送电谐振电路110与在第一实施方式中说明的非相对状态同样地进行动作。如此一来，能获得与在第一实施方式中说明的效果相同的效果。另外，只要使多个滤波器电路120中的、具有与受电装置200的受电谐振电路210的受电线圈212相对的送电线圈112的滤波器电路120与在第十三、第十四实施方式中说明的相对状态的滤波器电路(参照图27、28)同样地进行动作，并使其他滤波器电路120与在第十三、第十四实施方式中说明的非相对状态的滤波器电路同样地进行动作。如此一来，能获得与在第十三、第十四以及第一实施方式中说明的效果相同的效果。

此外，图30～图32所示的包括多个送电谐振部的非接触供电装置以图1、图5所示的送电谐振电路为例进行表示，但也能应用在其他实施方式中表示的送电谐振电路。另外，图32所示的包括多个送电谐振部的非接触供电装置以图27、图28所示的滤波器电路为例进行图示，但也能以其他滤波器电路为例进行应用。

Q.第十七实施方式：

如图33～图35所示，图30～图32所示的包括多个送电谐振部的非接触供电装置100能用作车辆用非接触供电***的非接触供电装置。

图33～图35所示的车辆用非接触供电***是能从沿着车辆行驶路线RS的路铺设的非接触供电装置100对作为受电装置200的车辆(以下，称作“车辆200”)供给电力的供电***。车辆200例如构成为电动汽车或混合动力车。在图33～图35中，x轴方向表示沿着车辆行驶路线RS的车道的车辆200的行进方向，y轴方向表示车辆行驶路线RS的宽度方向，z轴方向表示垂直向上方向。后述的其他图中的x、y、z轴的方向也表示与图33～图35相同的方向。

送电谐振电路110具有铺设于车辆行驶路线RS的送电线圈112以及未图示的送电谐振电容器116(参照图30～图32)。各送电谐振电路110的送电线圈112沿着x方向排列，上述x方向是沿着车辆行驶路线RS的车道的方向。另外，图33～图35中示出七个送电谐振电路110。但是，不限于此，也可以形成为多个送电线圈112沿着x方向及y方向排列的结构。

受电谐振电路210具有受电线圈212以及未图示的受电谐振电容器216(参照图30～图32)，至少使受电线圈212以与送电谐振电路110的送电线圈112相对的方式配置于车辆200的底部。

利用受电谐振电路210获得的交流电力由受电电路220转换成直流电力，并向电池230充电，以用作驱动未图示的马达等的能量。

在上述车辆用非接触供电***的非接触供电装置中，也能获得与上述实施方式的非接触供电装置相同的效果。

在此，优选的是，铺设于车辆行驶路线RS的送电线圈112的尺寸按以下说明的那样设定。

图36示出的是从所有存在与受电线圈相对的部分的送电线圈(用斜线示出的送电线圈)对受电线圈进行供电的设定的情况。如图的上部所示，在送电线圈112的沿着排列方向、即x方向的送电线圈尺寸DTx为受电线圈212的沿着x方向的受电线圈尺寸DRx以上的情况下，存在未与受电线圈212相对的部分的面积(以下，称作“非相对面积”)变多，漏磁通变大的情况。与之相对的是，如图的下部所示，在送电线圈尺寸DTx小于受电线圈尺寸DRx的情况下，与上部的情况相比，能减少非相对面积，能使漏磁通变小。

另外，图37示出仅从受电线圈与送电线圈的相对面积为50％以上的送电线圈(用斜线示出的送电线圈)对受电线圈进行供电的设定的情况。如图的上部所示，在送电线圈尺寸DTx为受电线圈尺寸DRx以上的情况下，与图36表示的情况同样地，存在非相对面积变多，漏磁通变大的情况。另外，有时受电线圈212与送电线圈112相对的部分的面积(相对面积)变少，受电线圈212能受电的电力减少。与之相对的是，如图的下部所示，在送电线圈尺寸DTx小于受电线圈尺寸DRx的情况下，与上部的情况相比，能减少非相对面积，能使漏磁通变小。另外，与上部的情况相比，能使相对面积变多，能使受电线圈212能受电的电力增加。

因此，优选的是，送电线圈112的尺寸即送电线圈尺寸DTx小于受电线圈尺寸DRx。

R.其他实施方式：

(1)在上述实施方式中，以利用电压、磁场作为使电容器的电容量、线圈的电感变化的物理量的结构为例进行了说明，但不限于此，也可以利用电容量与光、温度、力等物理量相应地变化的电容器、电感相应地改变的线圈。在这种情况下，只要利用与送电线圈和受电线圈的相对的状态相应地输出对应的物理量的可变控制电路。

(2)在上述实施方式中，对使送电谐振电路或滤波器电路的阻抗变化的情况进行了说明，但也可以形成为对使送电谐振电路和滤波器电路双方的阻抗变化的结构。

(3)在上述实施方式中，以送电侧的送电线圈112以及受电侧的受电线圈212均是单相的情况为例进行了说明。但是，不限于此。也可以使送电侧形成为多相的送电线圈的结构。另外，也可以使受电侧形成为多相的受电线圈的结构。例如，可以形成为送电侧是单相的送电线圈且受电侧是两相或三相以上的多相的受电线圈的结构。另外，也可以使送电侧为两相或三相以上的多相的送电线圈的结构，且受电侧为单相或多相的受电线圈的结构。

本公开所记载的控制部及其方法也可以通过专用计算机来实现，该专用计算机通过构成处理器和存储器而提供，上述处理器被编程为执行由计算机程序具体化的一个至多个功能。或者，也可以是，本公开所记载的控制部及其方法通过专用计算机来实现，该专用计算机是通过由一个以上的专用硬件逻辑电路构成处理器而提供的。或者，本公开所记载的控制部和该控制部的方法由一个以上的专用计算机来实现，该专用计算机通过被编程为执行一个至多个功能的处理器及存储器与由一个以上硬件逻辑电路构成的处理器的组合构成。此外，计算机程序也可以被存储于计算机可读的非暂时性有形存储介质，以作为由计算机执行的指令。

本公开不限于上述实施方式，能在不超出上述主旨的范围内通过各种结构实现。例如，与发明内容部分所记载的各形态中的技术特征对应的各实施方式中的技术特征可以适当地进行替换或组合，以解决上述技术问题的一部分或全部、或者实现上述效果的一部分或全部。此外，上述技术特征只要未在本说明书中作为必须结构而说明，就可适当删除。

Claims (23)

1.一种非接触供电装置(100)，将电力以非接触的方式供给至受电装置(200)，所述非接触供电装置包括：

送电电路(130)，所述送电电路传输交流电力；以及

送电谐振部，所述送电谐振部具有送电线圈(112)，

在所述受电装置所具有的受电线圈(212)相对于所述送电线圈相对的相对状态下，以使所述送电谐振部的输入阻抗变小的方式设定，

在所述受电线圈未相对于所述送电线圈相对的非相对状态下，以使所述送电谐振部的输入阻抗变大的方式设定。

2.如权利要求1所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述送电谐振部具有送电谐振电路(110)，所述送电谐振电路包括所述送电线圈和送电谐振电容器(116)，

在所述相对状态下，以通过使所述送电谐振电路成为谐振状态而使所述送电谐振电路的输入阻抗变小的方式设定，

在所述非相对状态下，以通过使所述送电谐振电路从所述谐振状态偏离而使所述送电谐振电路的输入阻抗变大的方式设定。

3.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述送电谐振电容器具有与所述送电线圈串联连接的结构。

4.如权利要求2或3所述的非接触供电装置，其特征在于，

在所述非相对状态下，以使所述送电谐振电容器的电容量降低的方式设定。

5.如权利要求1所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述送电谐振部具有：

送电谐振电路(110)，所述送电谐振电路包括所述送电线圈和送电谐振电容器(116)；以及

滤波器电路(120)，所述滤波器电路配置于所述送电电路与所述送电谐振电路之间，且包括滤波器用线圈(124)和滤波器用电容器(122)，

在所述相对状态下，以通过使所述送电谐振电路成为谐振状态而使所述送电谐振电路的输入阻抗变小的方式设定，且在所述非相对状态下，以通过使所述送电谐振电路从所述谐振状态偏离而使所述送电谐振电路的输入阻抗变大的方式设定，

或是，

在所述相对状态下，以通过使至少所述滤波器电路成为谐振状态而使所述滤波器电路的输入阻抗变小的方式设定，且在所述非相对状态下，以通过使至少所述滤波器电路从谐振状态偏离而使所述滤波器电路的输入阻抗变大的方式设定。

6.如权利要求5所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述滤波器用电容器以及所述送电谐振电容器具有与所述送电线圈串联连接的结构。

7.如权利要求5或6所述的非接触供电装置，其特征在于，

在所述非相对状态下，

在设定成使所述送电谐振电路的输入阻抗变大的情况下，以使所述送电谐振电容器的电容量降低的方式设定，

在设定成使所述滤波器电路的输入阻抗变大的情况下，以使所述滤波器用电容器的电容量降低的方式设定。

8.如权利要求4或7所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述送电谐振电路具有并联串联谐振电路，所述并联串联谐振电路包括所述送电线圈以及作为所述送电谐振电容器的、与所述送电线圈串联连接的串联电容器(116s)和与所述送电线圈并联连接的并联电容器(116p)，

所述受电装置具有受电谐振电路(210)，所述受电谐振电路包括所述受电线圈以及与所述受电线圈串联连接的受电谐振电容器(216)，

所述串联电容器的电容量是可变的。

9.如权利要求8所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述并联电容器的电容量也是可变的。

10.如权利要求4或7所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述送电谐振电路具有：

串联谐振电路，所述串联谐振电路包括所述送电线圈以及与所述送电线圈串联连接的所述送电谐振电容器；以及

中继谐振电路，所述中继谐振电路包括与所述送电线圈相对地配置的中继线圈(114)以及与所述中继线圈串联连接的中继谐振电容器(119)，

所述受电装置具有受电谐振电路，所述受电谐振电路具有与所述受电线圈串联连接的受电谐振电容器，

所述送电谐振电容器的电容量是可变的。

11.如权利要求10所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述中继谐振电容器的电容量也是可变的。

12.如权利要求7所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述滤波器电路是带通滤波器电路(120m)，

在所述非相对状态下，通过使所述滤波器用电容器的电容可变，从而使所述滤波器电路从谐振状态偏离。

13.如权利要求4、7至12中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

将电容量与输入电压相应地变化的可变电容器(116d)用于所述电容量降低的电容器，

包括对在所述送电线圈中流动的电流进行检测的传感器(322)或是对由所述送电线圈产生的磁场进行检测的传感器(322e)，

所述可变电容器的电容量与所述传感器检测到的值相应地可变。

14.如权利要求2、3、5、6中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述送电谐振电容器是电容量降低的电容器，

将电容量与磁场相应地变化的可变电容器(116b)用于所述送电谐振电容器。

15.如权利要求14所述的非接触供电装置，其特征在于，

在卷绕于所述送电线圈的芯部(310)周围的环状的配线(312)的内周侧，所述可变电容器配置在所述芯部的沿着所述环状的配线的面上。

16.如权利要求4、7至14中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述电容量降低的电容器在所述送电线圈与所述受电线圈的相对面积变成零而成为非相对的时刻的所述电容量成为预先确定的目标的最小值。

17.如权利要求4、7至16中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述电容量降低的电容器的所述电容量随着所述送电线圈与所述受电线圈的相对面积减少而呈线性减少。

18.如权利要求2至17中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

在所述受电线圈未相对于所述送电线圈相对的状态下，以所述送电线圈的电感降低的方式设定。

19.如权利要求5至7、权利要求12、直接或间接引用权利要求7或权利要求12的权利要求13、直接或间接引用权利要求7或权利要求12的权利要求16、直接或间接引用权利要求7或权利要求12的权利要求17中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

在所述受电线圈未相对于所述送电线圈相对的状态下，以使所述滤波器用线圈的电感降低的方式设定。

20.如权利要求19所述的非接触供电装置，其特征在于，

将电感与输入电压相应地变化的可变线圈(112f、124o、124p)用于所述电感降低的线圈，

包括对在所述送电线圈中流动的电流进行检测的传感器(322)或对由所述送电线圈产生的磁场进行检测的传感器(322e)，

所述可变线圈的电感与所述传感器检测到的值相应地可变。

21.如权利要求13或20所述的非接触供电装置，其特征在于，

在卷绕于所述送电线圈的芯部周围的环状的配线的内周侧，对所述磁场进行检测的传感器配置在所述芯部的沿着所述环状的配线的面上。

22.如权利要求2至21中任一项所述的非接触供电装置，其特征在于，

多个所述送电谐振部相对于所述送电电路并联连接。

23.如权利要求22所述的非接触供电装置，其特征在于，

在沿着多个所述送电线圈的排列方向的方向上，多个所述送电线圈各自的尺寸(DTx)小于所述受电线圈的尺寸(DRx)。

Images