KR20090057005A - 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기 - Google Patents

위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다수의 부반송파를 이용한 다중 안테나 시스템에서 위상천이 기반 프리코딩을 이용하여 데이터를 송신하는 방법을 제공한다. 더욱 구체적으로, 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 상기 다중 안테나 각각에 대하여 서로 다른 위상각을 주기 위한 대각행렬을 결정하는 단계, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 제1 코드북에서 단위행렬을 선택하는 단계 및 상기 대각행렬 및 단위행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 송신 방법을 제공한다.
Figure P1020097004787
MIMO, GSPD, 위상천이, 순환지연, 프리코딩, 대각행렬, 단위행렬

Description

위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기{A METHOD OF PERFORMING PHASE SHIFT-BASED PRECODING AND AN APPARATUS FOR SUPPORTING THE SAME IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 위상천이 기반의 프리코딩을 이용하여 데이터를 전송하는 방법 및 이를 지원하는 송수신기에 관한 것이다.
최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 하는데, 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 가용 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.
이와 같은 다중 안테나 송수신 방법은 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) 시스템에 의해 구현될 수 있다.
그러나, 일반적인 위상천이 다이버시티 기법에 의하면, 공간 다중화율이 1이므로 높은 데이터 전송률을 기대할 수 없고 자원 할당을 고정적으로 할 경우 상기 이득들을 얻기 힘들다는 문제가 있다.
또한, 일반적인 코드북 기반의 프리코딩 기법에 의하면 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고 특히 폐루프 시스템에서만 적용 가능하다는 문제가 있다.
본 발명의 목적은, 다수의 부반송파를 이용한 다중 안테나 시스템에서 위상천이 기반 프리코딩을 이용하여 데이터를 송신하는 방법 및 이를 구현하는 송수신기를 제공하는 것이다.
위와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법은, 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 상기 다중 안테나 각각에 대하여 서로 다른 위상각을 주기 위한 대각행렬을 결정하는 단계; 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 제1 코드북에서 단위행렬을 선택하는 단계; 및 상기 대각행렬 및 단위행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함한다.
또한, 위와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기는, 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 데이터를 전송하는 송수신기에 있어서, 위상 천이 및 코드북 중 적어도 하나를 위한 대각행렬을 결정하고, 상기 대각행렬과 단위행렬에 기초하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈; 및 상기 대각행렬과 상기 단위행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈을 포함한다.
도 1은 MIMO 시스템의 송수신기 구조를 도시한 블록 구성도이다.
도 2는 CDD를 이용한 다중 안테나 시스템의 송신단을 도시한 블록 구성도이다.
도 3은 위상 시퀀스의 적용을 도시한 블록 구성도이다.
도 4는 코드북 기반 프리코딩을 이용하여 다중 안테나 시스템의 송수신기를 도시한 블록 구성도이다.
도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.
도 6은 위상천이 기반 프리코딩 또는 위상천이 다이버시티의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.
도 7은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이, 도 8은 MCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도 이다.
이하에서는 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 실시예들을 상세히 설명하도록 한다. 본 명세서에서 동일한 참조번호는 도면 전체에서 동일한 구성요소를 지칭한다고 할 수 있다.
도 1은 MIMO 시스템에서 송수신기의 구조를 도시한 블록 구성도이다.
도 1을 참조하면, 송신단은, 채널 인코더(101), 맵퍼(103), 직렬-병렬 변환기(105) 및 다중 안테나 인코더(107)를 포함한다.
더욱 상세하게, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부반송파에 싣기 위해 병렬화하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다.
또한, 수신단은, 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)를 포함한다.
여기에서, 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.
다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 이 중 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시 공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비를 최대화하기 위해 사용된다.
상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 기법 및 신호대잡음비를 높이기 위한 기법으로 특히 순환지연 다이버시티와 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.
순환지연 다이버시티 기법은 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 것이다.
도 2는 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.
OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널 간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 비트만큼 순환지연되어 전송된다.
한편, 이와 같은 순환지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.
위상천이 다이버시티 기법을 이용하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득을 얻거나 주파수 선택적 스케줄링을 통해 다중 사용자 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.
도 4는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P 1 ~ P L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하 는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ 1 ~ χ Mt )에 적용한다. 참고로, 다음의 표 1은 2개의 송신 안테나를 가지며 공간 다중화율 2를 지원하는 IEEE 802.16e 시스템에서 3비트의 피드백 정보를 사용할 때 적용할 수 있는 코드북(codebook)의 일례를 보여주고 있다.
Figure 112009013852901-PCT00001
위상천이 기반의 프리코딩 행렬
도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.
위상천이 기반의 프리코딩은 전송하려는 모든 스트림을 전체 안테나를 통해 전송하되 각기 다른 위상의 시퀀스를 곱하여 전송하는 것이다. 일반적으로, 작은 순환지연값을 사용하여 위상 시퀀스를 생성하면 수신기에서 볼 때 채널에 주파수 선택성이 생기면서 주파수 영역에 따라 채널의 크기가 커지거나 작아지게 된다.
도 5에서 보듯, 송신기는 상대적으로 작은 순환지연값에 따라 요동(fluctuation)하는 주파수 대역 중에서 주파수가 커져 채널 상태가 양호해지는 부분에 사용자 단말을 할당하여 스케줄링 이득을 확보한다. 이때, 각 안테나에 대하여 일정하게 증가 또는 감소하는 순환지연값을 적용하기 위해 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용한다.
위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112009013852901-PCT00002
여기서, k는 부반송파의 인덱스 또는 특정 주파수 대역의 인덱스를 가리키고,
Figure 112009013852901-PCT00003
(i = 1,...,Nt, j = 1,...,R)는 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타낸다. 또한, Nt는 송신 안테나 또는 가상 안테나(공간 다중화율)의 개수를 나타내고, R은 공간 다중화율을 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심볼 및 해당 부반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 하나에 따라 결정될 수 있다.
한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬( P )은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이기 위해 단위 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 단위 행렬의 구성 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00004
여기서, H는 Nr x Nt 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 Nr은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )을 적용하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00005
수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP H 가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )은 다음과 같은 조건을 만족하여야 한다.
Figure 112009013852901-PCT00006
위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 전력 제약 조건은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이고, 직 교 제약 조건은 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00007
Figure 112009013852901-PCT00008
다음으로, 2 x 2 크기의 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식의 일례를 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 관계식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 송신 안테나가 2개이고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타낸다.
Figure 112009013852901-PCT00009
여기서, α i , β i (i = 1, 2)는 실수값을 가지고, θ i (i = 1, 2, 3, 4)는 위상값을 나타내며, k는 OFDM 신호의 부반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.
Figure 112009013852901-PCT00010
Figure 112009013852901-PCT00011
여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일례는 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00012
여기서, θ2 와 θ3는 직교제약 조건에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.
Figure 112009013852901-PCT00013
프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저 장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ2값을 통해 생성된 다양한 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다. 여기서, θ2값은 채널 상황과 피드백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ 2 를 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ 2 를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
한편, 위상천이 기반 프리코딩에 적용된 지연 샘플의 크기에 따라 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 도 6은 지연 샘플의 크기에 따른 위상천이 기반 프리코딩의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.
도 6에서 보듯, 큰 값의 지연 샘플(또는 순환지연)을 이용하는 경우 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 채널의 시간적 변화가 심하여 피드백 정보의 신뢰성이 떨어지는 개루프 시스템에서 이용되는 것이 바람직하다.
또한, 작은 값의 지연 샘플을 이용하는 경우에는 플랫 페이딩 채널에서 변화된 주파수 선택성 채널에 채널의 크기가 커진 부분과 작아진 부분이 존재한다. 따라서, OFDM 신호의 일정 부반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고, 다른 부반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다.
이러한 경우, 여러 명의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 일정 주파수 밴드를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높 일 수 있다. 또한, 각 사용자별로 채널 크기가 커진 주파수 대역이 다른 경우가 자주 발생하므로 시스템의 입장에서 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻게 된다. 한편, 수신측에서는 피드백 정보로 단순히 각 자원 할당이 가능한 부반송파 영역의 CQI(Channel Quality Indicator) 정보만을 전송하면 되므로 상대적으로 피드백 정보가 작아지는 장점도 가진다.
위상천이 기반의 프리코딩을 위한 지연 샘플(또는 순환지연)은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.
일반화된 위상천이 다이버시티
이상에서 설명한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 안테나 수가 N t (N t 는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 12와 같은 형태로 다시 표현할 수 있다. 이는 종래의 위상 천이 다이버시티 기법을 일반화하여 표현한 것이므로, 이하에서는 수학식 12에 의한 다중 안테나 기법을 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD)라 부르기로 한다.
Figure 112009013852901-PCT00014
여기서,
Figure 112009013852901-PCT00015
는 Nt개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,
Figure 112009013852901-PCT00016
는
Figure 112009013852901-PCT00017
를 만족하는 단위 행렬로서 각 안테나에 상응하는 부반송파 심볼 간의 간섭을 최소화하기 위해 사용된다. 특히, 위상천이를 위한 대각행렬의 단위행렬 특성을 그대로 유지시키기 위해
Figure 112009013852901-PCT00018
자신도 단위행렬의 조건을 만족하는 것이 바람직하다. 수학식 12에서 주파수 영역의 위상각 θi, i=1,...,Nt 는 시간 영역의 지연 시간 τi, i=1,...,Nt와 다음과 같은 관계를 가진다.
Figure 112009013852901-PCT00019
여기서, Nfft는 OFDM 신호의 부반송파 개수를 나타낸다.
수학식 12의 일례로, 2개의 전송 안테나 또는 가상 안테나를 가지며 1비트 코드북을 사용하는 시스템의 GPSD 행렬식을 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00020
수학식 14에서 α값이 정해지면 β값은 쉽게 정해지므로α값에 대한 정보를 적절한 2가지 값으로 정해놓고 이에 대한 정보를 코드북 인덱스로 피드백하도록 구현할 수 있다. 일례로, 피드백 인덱스가 0이면 α는 0.2로 하고, 피드백 인덱스가 1이면 α는 0.8로 하기로 송수신기 간에 미리 약속할 수 있다.
수학식 12에서 단위 행렬(
Figure 112009013852901-PCT00021
)의 일례로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행렬이 이용될 수 있으며, 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬 하다마드 행렬(Walsh Hadarmard matrix) 또는 DFT 행렬이 사용될 수 있다. 그 중, 왈쉬 하다마드 행렬이 사용된 경우의 수학식 12에 의한 GPSD 행렬의 일례는 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00022
수학식 15는 4개의 송신 안테나 또는 가상 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 단위행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수 있다.
한편, 수학식 12의 단위 행렬(
Figure 112009013852901-PCT00023
)은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단위행렬을 선택한 후 상기 수학식 12를 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.
다음의 수학식 16은 송신 안테나 또는 가상 안테나가 4개인 시스템에서 2개의 안테나를 선택하기 위해 상기 단위행렬을 재구성한 모습을 보여주고 있다.
Figure 112009013852901-PCT00024
또한, 아래의 표 2는 시간 또는 채널의 상황 등에 따라 공간 다중화율이 변하는 경우 해당 다중화율에 맞도록 상기 단위행렬을 재구성하기 위한 방법을 보여주고 있다.
Figure 112009013852901-PCT00025
표 2에서는 다중화율에 따라 단위행렬의 1번째 열, 1~2번째 열, 1~4번째 열(column)이 선택된 경우를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 다중화율이 1인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있고, 다중화율이 2인 경우 1~2, 2~3, 3~4, 4~1번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있다.
수학식 12의 단위 행렬(
Figure 112009013852901-PCT00026
)로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 경우의 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00027
Figure 112009013852901-PCT00028
시간 가변형의 일반화된 위상천이 다이버시티
수학식 12의 GPSD 행렬에서 대각행렬의 위상각(θi) 및/또는 단위 행렬(U)은 시간에 따라 변경될 수 있다. 일례로, 수학식 12에 대한 시간 가변형의 GPSD는 다음과 같이 표시할 수 있다.
Figure 112009013852901-PCT00029
여기서,
Figure 112009013852901-PCT00030
는 특정 시간 t에서 Nt개의 송신 안테나 또는 가상 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,
Figure 112009013852901-PCT00031
는
Figure 112009013852901-PCT00032
를 만족하는 단위 행렬로서 각 안테나에 상응하는 부반송파 심볼 간의 간섭을 최소화하기 위해 사용된다. 특히, 위상천이를 위한 대각행렬의 단위행렬 특성을 그대로 유지시키기 위해
Figure 112009013852901-PCT00033
자신도 단위행렬의 조건을 만족하는 것이 바람직하다. 수학식 18에서 주파수 도메인의 위상각 θi(t), i=1,...,Nt 과 수학식 12의 시간 도메인의 지연 시간 τi(t), i=1,...,Nt는 다음과 같은 관계가 성립한다.
Figure 112009013852901-PCT00034
여기서, Nfft는 OFDM 신호의 부반송파 개수를 나타낸다.
수학식 17과 수학식 18에서 볼 수 있듯이 시간지연 샘플 값과 단위 행렬은 시간의 경과에 따라 변할 수 있으며, 여기서 시간의 단위는 OFDM 심볼 단위가 될 수도 있고 일정 단위의 시간이 될 수도 있다.
시간 가변형의 GPSD를 얻기 위한 단위 행렬로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00035
Figure 112009013852901-PCT00036
일반화된 위상천이 다이버시티의 확장
수학식 12에서 대각행렬과 단위행렬로 구성된 GPSD 행렬에 프리코딩 행렬에 해당하는 제3행렬을 추가하여 확장된 GPSD 행렬을 구성할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00037
확장된 GPSD 행렬은 수학식 12에 비해 Nt x R 크기의 프리코딩 행렬(P)이 대각행렬 앞에 추가되며, 따라서 대각행렬의 크기는 R x R로 변경된다. 상기 추가되는 프리코딩 행렬(
Figure 112009013852901-PCT00038
)은 특정 주파수 대역 또는 특정 부반송파 심볼에 대하여 상이하게 설정될 수 있으며, 개루프 시스템에서는 고정 행렬(unitary matrix)로 설정되는 것이 바람직하다. 이와 같은 프리코딩 행렬(
Figure 112009013852901-PCT00039
)의 추가로 보다 최적화된 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻을 수 있다.
송신단 및 수신단에는 다수의 프리코딩 행렬(
Figure 112009013852901-PCT00040
)를 포함하는 코드북(codebook)이 구비되는 것이 바람직하다.
한편, 확장된 GPSD 행렬에서 프리코딩 행렬(P), 대각행렬의 위상각(θ) 및 단위행렬(U) 중 적어도 하나는 시간에 따라 변경될 수 있다. 이를 위해, 소정의 시간 단위 또는 소정의 부반송파 단위로 다음 순번의 프리코딩 행렬(P)의 인덱스가 피드백되면, 소정의 코드북에서 상기 인덱스에 상응하는 특정 프리코딩 행렬(P)을 선택할 수 있다. 이와 같은 경우의 확장된 GPSD 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112009013852901-PCT00041
확장된 GPSD에 대하여는 대한민국 특허출원 제2007-0037008호에 기재되어 있으므로 중복되는 부분에 대한 설명은 생략한다.
안테나별 위상천이 관계의 설정
이상에서 설명한 GPSD, 시간 가변형 GPSD, 확장된 GPSD 및 확장된 시간 가능형 GPSD에서, 대각행렬을 구성하는 각 위상각(θNt)들 또는 시간 가변형 GPSD에서 대각행렬을 구성하는 요소들의 위상각(θNt)들 사이에는 다음과 같은 관계가 성립할 수 있다. 이하에서는 시간 가변형 GPSD에 대한 안테나별 위상천이 관계를 일례로 설명하지만 이는 상기 나열한 나머지 GPSD에 대하여도 동일하게 적용될 수 있다.
<위상천이 관계 설정의 실시예 1>
시간 가변형의 GPSD의 위상각은 각 안테나의 인덱스에 따라 선형적(linear)으로 증가하도록 설정될 수 있다. 이러한 경우에 대한 각 위상각 간의 관계를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00042
본 실시예는 정규 선형 배열 안테나(uniform linear array antenna) 구조에서 높은 성능을 얻을 수 있으며, 특히 표 2에서와 같이 공간 다중화율이 낮게 설정(또는 재구성)되는 경우 빔포밍 이득을 최대로 얻을 수 있다. 또한, 단위행렬(U)이 수학식 16에서와 같이 안테나 선택형으로 결정(또는 재구성)되는 경우에 높은 이득을 얻을 수 있다.
<위상천이 관계 설정의 실시예 2>
시간 가변형의 GPSD의 위상각은 짝수 번째 안테나와 홀수 번째 안테나에 대한 위상각이 번갈아가며 동일한 위상각을 가지도록 설정할 수 있다. 4개 안테나 시스템에 있어서 이와 같은 경우에 대한 각 위상각 간의 관계의 일례를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009013852901-PCT00043
수학식 26에 의하면, 1번 안테나와 3번 안테나의 위상각이 동일하고 2번 안테나와 4번 안테나의 위상각이 동일하게 설정됨을 알 수 있다. 본 실시예는 특히 교차 편극 안테나(cross polarized antenna)와 같이 블록 대각(block diagonal)의 채널 형태에서 채널 전력이 높은 경우에 좋은 성능을 얻을 수 있다.
<위상천이 관계 설정의 실시예 3>
시간 가변형의 GPSD의 위상각은 특정 안테나에 대한 위상각이 나머지 안테나들에 대한 위상각과 상이해지도록 설정할 수 있다. 이러한 경우에 대한 각 위상각 간의 관계의 일례를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
수학식 27은 2번 인덱스의 안테나와 나머지 안테나들 사이에 상관도가 높은 경우에 있어서 2번 안테나의 위상각만을 다른 안테나들과 상이하게 설정한 경우를 표시하고 있다. 본 실시예에 의하면 특정 안테나가 나머지 다른 안테나들과 상관도가 높은 경우에 특히 빔포밍 이득을 높일 수 있다.
이상에서는 각 안테나별 위상각의 관계가 송신 안테나의 구조에 상응하도록 설정하는 실시예들에 대하여 설명하였다. 그러나, 안테나별 위상천이 관계는 초기 전송과 재전송시에 각각의 목적에 상응하도록 서로 다르게 설정될 수 있다. 또한, 안테나별 위상천이 관계는 단위 시간마다 서로 다르게 설정될 수 있으며, 이때 설정시의 채널 상태 또는 안테나별 간섭/상관 정도를 고려하는 것이 바람직하다. 또한, 안테나별 위상천이 관계는 각 안테나에 할당된 주파수 대역에 상응하도록 설정 할 수도 있다.
시간지연 및/또는 단위행렬의 설정
한편, GPSD에 있어서 시간지연(τi), 단위행렬(UNt x R)와, 시간 가변형 GPSD에 있어서 시간지연(τi(t)), 단위행렬(UNt x R(t)) 및 확장된 GPSD에 있어서 시간지연(τi, τi(t)), 단위행렬(UNt x R, UNt x R(t))은 여러 가지 조건에 따라 상이하게 결정될 수 있다. 이하에서는 GPSD의 시간지연 및/또는 단위행렬에 대하여 설명하지만 이는 상기 나열한 나머지 GPSD에 대하여도 동일하게 적용될 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 1>
OFDM 시스템과 같이 부반송파별로 서로 다른 주파수 대역(일례로, 1.25 MHz, 5 MHz,10 MHz,..., 100 MHz)을 이용하는 경우, GPSD의 시간지연 및/또는 단위행렬은 각 주파수 대역에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 따라서, 시간지연은 주파수 대역에 상관없이 소정의 시간동안 동일한 값을 사용하면서, 단위행렬만을 각 주파수 대역에 따라 상이하게 설정하는 것도 가능하다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 2>
기지국이 특정 시간지연 및/또는 특정 단위행렬을 지정하여 이동 단말로 통보하면, 이동 단말은 해당 값들로 시간지연 및/또는 단위행렬을 설정하여 상향링크의 데이터 전송을 수행할 수 있다.
이때, 기지국은 이동 단말로부터 수신한 데이터(일례로, 피드백 정보)의 양이 미리 설정된 버퍼의 양을 넘어서는 경우, 재전송을 수행하는 경우 등과 같이 기 지국에서 발생할 수 있는 여러 가지 상황을 참고하여 특정 시간지연 및/또는 단위행렬 값을 결정할 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 3>
기지국은 이동 단말로부터 수신한 피드백 정보를 참고하여 시간지연 및/또는 단위행렬을 결정할 수 있다. 그리고, 기지국은 상기 결정된 시간지연 및/또는 단위행렬을 이용하여 하향링크의 데이터 전송을 수행한다. 상기 피드백 정보는 주기적으로 제공될 수 있으며 피드백 정보가 수신될 때마다 기지국은 시간지연 및/또는 단위행렬을 새롭게 결정할 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 4>
GPSD의 시간지연은 송신단(기지국 또는 이동 단말)에 할당된 자원의 크기에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 송신단에 큰 자원이 할당되면 부반송파들 간에 간섭이 발생할 여지가 적으므로 시간지연을 0으로 설정하거나 상대적으로 작은 값으로 설정하고, 작은 자원이 할당되면 부반송파들 간의 간섭을 줄이기 위해 소정 값의 시간지연을 설정하거나 상대적으로 큰 시간지연을 설정한다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 5>
GPSD의 단위행렬은 기지국에 의해 특정 단위행렬이 선택될 수 있으며, 특히 선택된 단위행렬에 대하여 특정 열(column)이 선택될 수 있다.
상기 표 2에서 보듯 데이터 전송시의 다중화율에 따라 열의 개수가 결정될 수 있다. 따라서, 기지국은 GPSD에 사용할 특정 단위행렬을 선택하고, 이동 단말로부터 피드백 받은 다중화율 정보를 참고로 하여 상기 선택한 단위행렬에서 다중화 율에 상응하는 개수의 특정 열을 선택한다. 그리고, 기지국은 상기 선택한 단위행렬 정보(또는 단위행렬의 인덱스) 및 해당 단위행렬에서 선택된 열 정보(또는 열에 대한 서브 인덱스)를 이동 단말에 통보한다.
여기서, 기지국은 이동 단말로부터 수신한 데이터(일례로, 피드백 정보)의 양이 미리 설정된 기지국 버퍼의 양을 넘어서는 경우, 재전송을 수행하는 경우 등과 같이 기지국에서 발생할 수 있는 여러 가지 상황을 참고하여 특정 단위행렬 및 해당 단위행렬의 특정 열(column)을 선택할 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 6>
GPSD의 시간지연 및/또는 단위행렬은 이동 단말이 망에 초기 접속할 때, 기지국이 해당 값들을 결정하여 이동 단말에 알려주면 이동 단말이 상향링크의 데이터 전송에 해당 값들을 이용하는 방식으로 수행될 수도 있고, 기지국이 해당 값들을 결정한 후 하향링크의 데이터 전송에 해당 값들을 이용하는 방식으로 수행될 수도 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 7>
GPSD의 시간지연은 다중화율에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 다중화율이 1일 때 시간지연은 1/2로 설정되고, 다중화율이 2일 때 시간지연은 1/4로 설정될 수 있다. 본 실시예는 다중화율에 따라 단위행렬의 특정 열을 선택하는 상기 실시예 5와 결합하여 사용될 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 8>
GPSD의 시간지연은 데이터의 할당(data allocation) 방식에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 단말의 신호를 주파수 영역에 분산시켜 할당 함으로써 주파수 다이버시티 이득을 얻으려고 할 경우 시간지연을 상대적으로 크도록 하여 주파수 다이버시티 효과를 극대화하거나, 단말의 신호를 주파수 영역에 인접하게 할당하여 주파수 채널구간이 좋은 영역에 할당하여 주파수 스케줄링 이득을 얻으려고 할 경우 시간지연을 상대적으로 작도록 하여 스케줄링 이득을 극대화하는 것이다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 9>
GPSD의 시간지연은 이동 단말의 이동 속도에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 이동 단말의 속도가 느릴 때는 부반송파 간의 간섭이 상대적으로 적으므로 시간지연을 작은 값으로 설정하고, 이동 단말의 속도가 빠를 때는 부반송파 간의 간섭이 상대적으로 크므로 시간지연 역시 큰 값으로 설정한다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 10>
GPSD의 시간지연은 다중 안테나 시스템의 종류에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 단일 사용자 MIMO(single user MIMO) 인 경우 STC 등과 같이 부반송파 간의 간섭을 크게 고려하지 않아도 될 가능성이 상대적으로 높으므로 시간지연을 작은 값으로 설정하고, SDMA와 같은 다수 사용자 MIMO(multi user MIMO)인 경우 각 사용자에 할당된 부반송파끼리는 간섭에 엄격해야 하므로 시간지연을 큰 값으로 설정한다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 11>
GPSD의 시간지연은 전송되는 사용자 트래픽의 종류에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 사용자 트래픽이 유니캐스트(unicast) 트래픽이거나 멀티캐스 트(multicast) 트래픽인 경우 시간지연은 상황에 따라 크거나 작게 설정될 수 있으나, 브로드캐스트(broadcast) 트래픽인 경우에는 상대적으로 다수의 사용자에 대한 전송이므로 시간지연을 큰 값으로 설정한다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 12>
GPSD의 시간지연은 현재의 셀 내에 속한 이동 단말의 수에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 셀 내에 많은 수의 이동 단말이 속한 경우에는 시간지연을 큰 값으로 설정하고, 셀 내에 적은 수의 이동 단말이 속한 경우에는 시간지연을 작은 값으로 설정한다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 13>
GPSD의 시간지연은 셀의 환경에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 셀은 핫 스팟(hot spot)과 같이 격리된 셀(isolated cell) 환경과 다중 셀(multi cell) 환경으로 구분할 수 있으며, 격리된 셀에서는 시간지연을 작게 설정하고 다중 셀에서는 시간지연을 크게 설정할 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 14>
GPSD의 시간지연은 단위 주파수 또는 단위 시간에 전송되는 정보량의 크기에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 주파수 단위 정보량(frequency granularity)이 큰 경우(fine granularity)에는 그만큼 간섭에 의한 데이터 유실에 엄격해야 하므로 시간지연을 큰 값으로 설정하고, 주파수 단위 정보량이 작은 경우(coarse granularity)에는 시간지연을 작은 값으로 설정한다. 또한, 시간 단위 정보량(time granularity)의 경우에도 전술한 주파수 단위 정보량의 경우와 동일한 방식으로 적용할 수 있다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 15>
GPSD의 시간지연은 사용하는 코드북의 크기에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 적은 개수의 프리코딩 행렬을 구비하는 코드북을 사용하는 시스템에서는 시간지연으로 큰 값을 설정하고, 많은 개수의 프리코딩 행렬을 구비하는 코드북을 사용하는 시스템에서는 시간지연을 작은 값으로 설정한다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 16>
GPSD의 시간지연은 송신 안테나의 개수에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 송신 안테나가 많을 수록 정해진 TTL 내에서 각 안테나에 대한 시간지연을 배분해야 하므로 상대적으로 작은 값의 시간지연이 설정되고, 동일한 이유로 송신 안테나가 적을 수록 상대적으로 큰 값의 시간지연이 설정된다.
<시간지연 및/또는 단위행렬의 설정 실시예 17>
GPSD의 시간지연은 수신단으로부터 피드백되는 채널품질정보에 따라 상이하게 설정될 수 있다. 일례로, 수신단은 채널품질을 측정하고 그에 따라 MCS 레벨 인덱스를 결정하여 송신단으로 피드백하는데, 일반적으로 MCS 레벨 인덱스가 높을 수록 채널 품질이 양호한 경우이므로 시간지연을 작은 값으로 설정한다.
위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기
도 7은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송수신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 8은 MCW OFDM 송수신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.
일반적으로 통신 시스템은 송신기(transmitter)와 수신기(receiver)를 포함한다. 여기서, 송신기와 수신기는 송신 기능과 수신 기능을 모두 수행하는 송수신기(transceiver)라 할 수 있다. 다만, 피드백에 관한 설명을 명확하게 하기 위해 일반 데이터의 전송을 담당하는 일방을 송신기라 하고, 송신기로 피드백 데이터를 전송하는 타방을 수신기라 한다.
하향링크에서 송신기는 기지국의 일부분(part)일 수 있고, 수신기는 단말기의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말기의 일부분일 수 있고, 수신기는 기지국의 일부분일 수 있다. 기지국은 다수의 수신기와 다수의 송신기를 포함할 수 있고, 단말기 역시 다수의 수신기와 다수의 송신기를 포함할 수 있다. 일반적으로 수신기의 각 구성은 그에 대응되는 송신기의 각 구성의 역기능을 수행하므로 이하에서는 송신기에 대하여만 상세히 설명하기로 한다.
도 7은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 8은 MCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.
채널 인코더(510, 610), 인터리버(520, 620), 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(550, 650) 및 아날로그 변환기(560, 660)를 비롯한 기타의 구성은 도 1에서의 그것들과 동일하므로 여기서는 설명을 생략하고, 여기서는 프리코더(540, 640)에 대하여만 상세히 설명한다.
프리코더(540, 640)는 프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)과, 프리코딩 모듈(542, 642)를 포함한다.
프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)은 수학식 12, 14, 15 및 수학식 20, 21 중 하나의 형태로 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 결정한다. 구체적인 프리코딩 행렬 결정 방법은 해당하는 부분에서 상세히 기술한 바 있으므로 여기서는 그에 대한 설명은 생략한다. 여기서, 프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)은 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 결정하기 위한 대각행렬의 각 안테나별 위상각을 전술한 위상천이 관계 설정의 실시예 1~3에 따라 다양하게 결정할 수 있다.
프리코딩 모듈(542, 642)은 프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)에 의해 결정된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬에 해당 부반송파에 대한 OFDM 심벌을 곱하여 프리코딩을 수행한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
본 발명에 의하면 종래의 순환지연 다이버시티, 위상천이 다이버시티 및 프리코딩 기법의 단점을 보완하는 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 통해 효율적인 통신이 가능해지며, 특히 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 재구성한 GPSD을 적용함에 있어서 천이 위상각, 시간지연 및/또는 단위행렬을 다양하게 변경하여 설정함으로써 통신 상황에 맞는 최적의 효율을 기대할 수 있다.

Claims (14)

  1. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서,
    위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 상기 다중 안테나 각각에 대하여 서로 다른 위상각을 주기 위한 대각행렬을 결정하는 단계;
    위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 제1 코드북에서 단위행렬을 선택하는 단계; 및
    상기 대각행렬 및 단위행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 단계
    를 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    제2 코드북에서 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 프리코딩 행렬, 대각행렬 및 단위행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 단계를 더 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 단위행렬은 해당 부반송파의 인덱스가 특정 코드북 크기로 연산 된 후 에 선택되는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬의 위상각 및 상기 단위행렬 중 적어도 하나는 시간에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬은 인접하는 안테나에 대한 위상각이 선형적으로 증가하도록 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬은 짝수 번째 안테나 및 홀수 번째 안테나에 대한 위상각이 번갈아가며 동일하도록 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬은 특정 안테나가 다른 안테나들과 높은 상관도를 갖는 경우 상기 특정 안테나에 대하여 상기 다른 안테나들과 다른 위상각을 갖도록 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬의 위상각 및 상기 단위행렬 중 적어도 하나는 할당된 주파수 대역에 따라 상이하게 결정되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬의 위상각 및 상기 단위행렬 중 적어도 하나는 수신단이 통신 상황을 결정하여 송신단에 알려주는 것임을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬의 위상각 및 상기 단위행렬 중 적어도 하나는 수신단으로부터의 피드백 정보를 고려하여 송신단이 결정하는 것임을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬의 위상각에 상응하는 시간지연은 다중화율에 따라 상이하게 결정되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 대각행렬의 위상각에 상응하는 시간지연은 송신 안테나의 개수에 따라 상이하게 결정되는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법.
  13. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 데이터를 전송하는 송수신기에 있어서,
    위상 천이 및 코드북 중 적어도 하나를 위한 상기 대각행렬을 결정하고, 상기 대각행렬과 단위행렬에 기초하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정 모듈; 및
    상기 대각행렬과 상기 단위행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 프리코딩 모듈
    을 포함하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬 결정 모듈은 제2 코드북에서 프리코딩 행렬을 선택하고, 상기 대각행렬, 상기 단위행렬 및 상기 선택된 프리코딩 행렬에 기초하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하고,
    상기 프리코딩 모듈은 상기 대각행렬, 상기 단위행렬 및 상기 선택된 프리코딩 행렬에 기초하여 해당 부반송파의 심볼에 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 위상천이 기반 프리코딩을 수행하는 송수신기.
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