RU2418374C2 - Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи - Google Patents

Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи Download PDF

Info

Publication number
RU2418374C2
RU2418374C2 RU2009114707/09A RU2009114707A RU2418374C2 RU 2418374 C2 RU2418374 C2 RU 2418374C2 RU 2009114707/09 A RU2009114707/09 A RU 2009114707/09A RU 2009114707 A RU2009114707 A RU 2009114707A RU 2418374 C2 RU2418374 C2 RU 2418374C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
matrix
precoding
phase shift
unitary
unitary matrix
Prior art date
Application number
RU2009114707/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2009114707A (ru
Inventor
Моон Ил ЛИ (KR)
Моон Ил ЛИ
Бин Чул ИХМ (KR)
Бин Чул ИХМ
Воок Бонг ЛИ (KR)
Воок Бонг ЛИ
Дзин Йоунг ЧУН (KR)
Дзин Йоунг ЧУН
Хиун Соо КО (KR)
Хиун Соо КО
Дзин Хиук ДЗУНГ (KR)
Дзин Хиук ДЗУНГ
Original Assignee
ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. filed Critical ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК.
Publication of RU2009114707A publication Critical patent/RU2009114707A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2418374C2 publication Critical patent/RU2418374C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0682—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using phase diversity (e.g. phase sweeping)
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0634—Antenna weights or vector/matrix coefficients
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
    • H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0023—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the signalling
    • H04L1/0025—Transmission of mode-switching indication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03777—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the signalling
    • H04L2025/03802—Signalling on the reverse channel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

Изобретение относится к системе беспроводной связи для передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих. Способ включает в себя определение диагональной матрицы для предоставления разных фазовых углов каждой из множества антенн в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, выбор унитарной матрицы из первой таблицы кодирования в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и выполнение предварительного кодирования по отношению к символам, ассоциированным с поднесущими, на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы. 2 н. и 12 з.п. ф-лы, 8 ил., 6 табл.

Description

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
Настоящее изобретение относится к способу выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, а более конкретно к способу выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройству для его поддержки в системе беспроводной связи.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
С ростом использования и популярности различных мультимедийных услуг и широкого использования услуг связи быстро возрастает потребность в беспроводных услугах. Для того чтобы обеспечить изменяющиеся потребности, важно увеличить пропускную способность системы связи. Один из способов для увеличения пропускной способности включает в себя нахождение новой имеющейся в распоряжении полосы частот и улучшение эффективности существующих ресурсов.
В качестве примера улучшения использования существующих ресурсов, передатчик и приемник могут оборудоваться многочисленными антеннами для эффективного использования ресурсов в пространственной области, чтобы добиваться выигрыша от разнесения. Более того, многочисленные антенны предоставляют возможность параллельной передачи данных через каждую антенну, чтобы обеспечить увеличение пропускной способности передачи.
Способ, имеющий отношение к передаче и приему данных с использованием многочисленных антенн, может быть представлен системой со многими входами и многими выходами (MIMO), использующей мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM).
РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
ТЕХНИЧЕСКОЕ РЕШЕНИЕ
Соответственно, настоящее изобретение направлено на способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи, которые по существу устраняют одну или более проблем, обусловленных ограничениями и недостатками предшествующего уровня техники.
Цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить способ передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих.
Еще одна цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы предоставить устройство для передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих.
Дополнительные преимущества, цели и признаки изобретения будут изложены частично в описании, которое следует ниже, а частично станут очевидными специалистам в данной области техники после изучения нижеследующего, или могут быть узнаны из осуществления изобретения на практике. Цели и другие преимущества изобретения могут быть реализованы и достигнуты посредством конструкции, подробно показанной в его письменно изложенном описании и формуле изобретения, а также на прилагаемых чертежах.
Для достижения этих целей и других преимуществ и в соответствии с назначением изобретения, которое воплощено и в общих чертах описано в материалах настоящей заявки, способ передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих, включает в себя определение диагональной матрицы для обеспечения разных фазовых углов каждой из множества антенн в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, выбор унитарной матрицы из первой таблицы кодирования в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и выполнение предварительного кодирования по отношению к символам, ассоциированным с поднесущими, на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы.
В еще одном аспекте настоящего изобретения устройство для передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих, включает в себя модуль определения матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный для определения диагональной матрицы для по меньшей мере одного фазового сдвига и таблицы кодирования и матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы, и модуль предварительного кодирования, сконфигурированный для выполнения предварительного кодирования над символами соответствующих поднесущих на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы.
Должно быть понятно, что как вышеизложенное общее описание, так и последующее подробное описание настоящего изобретения являются иллюстративными и пояснительными и предназначены для предоставления дополнительного разъяснения заявленного изобретения.
ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Прилагаемые чертежи, которые включены для обеспечения дополнительного понимания изобретения и составляют часть этой заявки, иллюстрируют вариант(ы) осуществления изобретения и, вместе с описанием, служат для разъяснения принципа изобретения. На чертежах:
фиг.1 - примерная схема, иллюстрирующая структуру передатчика и приемника для системы MIMO;
фиг.2 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик многоантенной системы, использующей схему CDD;
фиг.3 - примерная схема, иллюстрирующая применение последовательности фаз;
фиг.4 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник многоантенной системы, использующей схему основанного на таблице кодирования предварительного кодирования;
фиг.5 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник для выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования;
фиг.6 - примерная схема, иллюстрирующая два типа основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании объема выборки задержки;
фиг.7 - примерная схема, иллюстрирующая основанные на OFDM SCW передатчик и приемник, использующие основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование; и
фиг.8 - примерная схема, иллюстрирующая основанные на OFDM MCW передатчик и приемник, использующие основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование.
НАИЛУЧШИЙ ВАРИАНТ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Далее будет сделана подробная ссылка на предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на прилагаемых чертежах. Где только возможно одинаковые ссылочные позиции будут использоваться на всех чертежах для ссылки на идентичные или подобные части.
Фиг.1 - примерная схема, иллюстрирующая структуру передатчика и приемника для системы MIMO. Согласно фиг.1, передатчик содержит кодер 101 канала, блок 103 отображения, последовательно-параллельный (S/P) преобразователь 105 и многоантенный кодер 107. Более конкретно, кодер 101 канала может присоединять повторные (или дополнительные) биты к битам данных передачи, для того чтобы снижать взаимные помехи, вызванные каналом, и/или шум. Блок 103 отображения может преобразовывать биты данных в символы данных, а S/P-преобразователь 105 может выравнивать символы данных для распределения по поднесущим. В заключение, многоантенный кодер 107 может преобразовывать символы данных, скомпонованные параллельно, в пространственно-временные сигналы.
Кроме того, приемник содержит многоантенный декодер 109, параллельно-последовательный (P/S) преобразователь 111, блок 113 обратного отображения и декодер 115 канала. Функции многоантенного декодера 109, P/S-преобразователя 111, блока 113 обратного отображения и декодера 115 канала приемника противоположны функциям многоантенного кодера 107, S/P-преобразователя 105, блока 103 отображения и кодера канала передатчика, соответственно, и, следовательно, подробное описание будет опущено.
В многоантенной системе OFDM различные схемы могут использоваться для повышения надежности передачи данных. Эти схемы включают в себя схему пространственно-временного кода (STC) и схему разнесения с циклической задержкой (CDD). Схемы STC и CDD могут использоваться для достижения пространственного разнесения. Более того, схемы дополнительно включают в себя схему формирования диаграммы направленности и схему предварительного кодирования, которые могут использоваться для повышения отношения сигнал/шум (SNR).
Схема STC и схема CDD обычно используются в системе с разомкнутым контуром без информации обратной связи для повышения достоверности данных передачи. Более того, схема формирования диаграммы направленности и схема предварительного кодирования обычно используются в системе с замкнутым контуром, использующей информацию обратной связи для оптимизации SNR.
В частности, в качестве схемы для повышения выигрыша от пространственного разнесения и SNR, схема CDD и схема предварительного кодирования, соответственно, могут быть обсуждены более подробно, как представлено далее.
Во-первых, схема CDD предоставляет каждой антенне многоантенной системы возможность передавать сигналы OFDM, имеющие разную задержку или имеющие разные размеры, так что приемник может достигать выигрыша от частотного разнесения.
Фиг.2 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик многоантенной системы, использующей схему CDD.
После того как символы OFDM обработаны S/P-преобразователем и многоантенным кодером и затем переданы через каждую антенну, циклический префикс (CP) может добавляться (или присоединяться) к символам OFDM при передаче в приемник. CP может добавляться к символам OFDM для предотвращения межканальных взаимных помех. Здесь последовательность данных, отправляемая на первую антенну для передачи, не имеет CP, но последовательность данных, отправляемая на последующие антенны для передачи, содержит CP, присоединенный к ней. То есть последовательности данных, отправляемые на последующие антенны, имеют заданное количество битов циклической задержки, применяемой к ним.
Если такая схема разнесения с циклической задержкой применяется в частотной области, циклическая задержка может быть выражена умножением последовательности фаз. Фиг.3 - примерная схема, иллюстрирующая применение последовательности фаз. Согласно фиг.3, последовательности фаз (например, последовательность 1 фаз ~ последовательность M фаз), каждая из которых сконфигурирована по-разному для каждой антенны в частотной области, умножаются, а затем применяются к обратному быстрому преобразованию Фурье (IFFT). Далее, преобразованные данные могут передаваться в приемник, и эта последовательность операций по фиг.3 может упоминаться как схема разнесения с фазовым сдвигом.
Если используется схема разнесения с фазовым сдвигом, канал с равномерным замиранием может преобразовываться в канал выбора частоты. В дополнение, выигрыш от частотного разнесения может достигаться благодаря кодированию канала, и/или выигрыш от многопользовательского разнесения может достигаться благодаря планированию с выбором частоты.
Во вторых, схема предварительного кодирования включает в себя схему основанного на таблице кодирования предварительного кодирования и схему квантования. Более точно, схема основанного на таблице кодирования предварительного кодирования может использоваться, если по обратной связи возвращается постоянный объем информации обратной связи системы с замкнутым контуром. В дополнение, схема квантования может использоваться для возврата по обратной связи квантованной информации о канале. Схема основанного на таблице кодирования предварительного кодирования отправляет в качестве информации обратной связи индекс матрицы предварительного кодирования, которая известна как передатчику, так и приемнику, на передатчик, чтобы достигать выигрыша от SNR.
Фиг.4 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник многоантенной системы, использующей схему основанного на таблице кодирования предварительного кодирования. Согласно фиг.4, каждый из передатчика и приемника имеет ограниченное количество матриц предварительного кодирования (например, P 1 - P L). В процессе работы приемник использует информацию о канале для отправки в качестве информации обратной связи на передатчик оптимального индекса матрицы предварительного кодирования (например, «индекса l»). В ответ передатчик применяет индекс 1 к соответствующим данным (X l -X Mt) передачи матрицы предварительного кодирования.
Таблица 1 является примером таблицы кодирования, которая может применяться, когда 3-битная информация обратной связи используется в системе (например, системе IEEE 802.16e), которая поддерживает две передающих антенны и коэффициент 2 пространственного мультиплексирования.
[Таблица 1]
Индекс матрицы
(двоичный)		 Столбец 1 Столбец 2 Индекс матрицы
(двоичный)		 Столбец 1 Столбец 2
000 1 0 000 0,7941 0,6038-j0,0689
0 1 0,6038+j0,0689 -0,7941
001 0,7940 -0,581-j0,1818 101 0,3289 0,6614-j0,6740
-0,5801+j0,1818 -0,7940 0,6614+j0,6740 -0,3289
010 0,7940 0,0576-j0,6051 110 0,5112 0,4754+j0,7160
0,0576+j0,6051 -0,7940 0,4754-j0,7160 -0,5112
011 0,7941 -0,2978+j0,5298 111 0,3289 -0,8779+j0,3481
-0,2978- j0,5298 -0,7941 -0,8779-j0,3481 -0,3289
Как обсуждено, схема разнесения с фазовым сдвигом может использоваться для достижения выигрыша от разнесения с выбором частоты в замкнутом контуре и также может достигать выигрыша от разнесения с частотным планированием. Однако коэффициент пространственного уплотнения равен 1 для схемы разнесения с фазовым сдвигом, а потому она не может предполагаться для передачи данных на высокой скорости передачи. В дополнение, может быть трудно ожидать выигрыша от разнесения с выбором частоты и выигрыша от разнесения с частотным планированием при схеме разнесения с фазовым сдвигом, если ресурсы назначены фиксированным образом.
Кроме того, основанная на таблице кодирования схема предварительного кодирования, как обсуждено, может использовать небольшой объем информации обратной связи (или индексной информации) и имеет высокий коэффициент пространственного мультиплексирования, соответственно, может эффективно передавать данные. Однако, поскольку эта схема требует стабильного состояния канала, обусловленного ее зависимостью от информации обратной связи, эта схема может испытывать затруднения, если состояние канала является нестабильным. Более того, эта основанная на таблице кодирования схема предварительного кодирования ограничена применением только в системах с замкнутым контуром.
Чтобы принять меры в ответ на эти потенциально возможные проблемы, ассоциированные со схемой разнесения с фазовым сдвигом и/или основанной на таблице кодирования схемой предварительного кодирования, будут приведены последующие обсуждения.
Фиг.5 - примерная схема, иллюстрирующая передатчик и приемник для выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования. Более конкретно, основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование относится к умножению разной последовательности фаз на потоки данных, которые должны передаваться через каждую из множества антенн. Обычно небольшие значения циклической задержки используются для формирования последовательности фаз. В таком случае, с точки зрения приемника, может достигаться разнесение с выбором частоты, а размер канала увеличивается или уменьшается в зависимости от частотной области.
Согласно фиг.5, передатчик может реализовать разнесение с планированием, назначая приемники (например, мобильные устройства) частям частотной области, где состояние канала является хорошим (или приемлемым). Здесь некоторые части частотной области имеют большую полосу частот и менее подвержены флуктуациям, вызванным относительно небольшими значениями циклической задержки. Для того чтобы применять значения циклической задержки, которые увеличиваются или уменьшаются равномерно, к каждой антенне, матрица основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, P, может использоваться, как она выражена в уравнении 1.
[Уравнение 1]
Figure 00000001
В уравнении (1) k обозначает индекс поднесущих или индекс отдельной полосы пропускания частот, а
Figure 00000002
(i=1,…, N t , j=1, 1,…, R) обозначает комплексный весовой коэффициент, определенный согласно k. Более того, N t обозначает количество передающих антенн или виртуальных антенн, и R обозначает коэффициент пространственного уплотнения. Здесь значение комплексного весового коэффициента может быть переменным, согласно индексу символов OFDM и соответствующим поднесущим, умноженным на антенны. В дополнение, значение комплексного весового коэффициента может определяться состоянием канала и/или информацией обратной связи. Предпочтительно матрица предварительного кодирования, P, по уравнению (1) конфигурируется с использованием унитарной матрицы, чтобы снижать потери в емкости канала многоантенной системы.
Следующее уравнение может использоваться для выражения емкости канала многоантенной системы с замкнутым контуром, чтобы определять элементы (или компоненты) унитарной матрицы.
[Уравнение 2]
Figure 00000003
В уравнении (2) H обозначает матрицу многоантенного канала, имеющую размер N r × N t, а N r обозначает количество приемных антенн. Если уравнение (2) применяется к матрице P основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, результат может быть выражен, как показано в уравнении (3).
[Уравнение 3]
Figure 00000004
Согласно уравнению (3), чтобы минимизировать или устранить потери емкости канала, PP H должна быть единичной матрицей. По существу, основанная на фазовом сдвиге матрица P должна удовлетворять следующему условию по уравнению (4).
[Уравнение 4]
PP H = IN
Для того чтобы матрица P основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования преобразовывалась в единичную матрицу, должны быть удовлетворены два условия. То есть одновременно необходимо удовлетворить условие ограничения мощности и условие ограничения ортогональности. Условие ограничения мощности относится к установлению размера каждого столбца матрицы равным 1. Кроме того, условие ограничения ортогональности относится к установлению каждого столбца ортогональным (или столбцы ортогональны друг другу). Уравнение (5) и уравнение (6) являются примерами таковых.
[Уравнение 5]
Figure 00000005
[Уравнение 6]
Figure 00000006
Обсуждения, приведенные выше для уравнений (2)-(6), относятся к унитарной матрице. В дальнейшем обсуждения унитарной матрицы относятся к матрице основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, имеющей размер матрицы 2×2.
Уравнение (7) представляет общую матрицу основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, имеющую коэффициент 2 пространственного уплотнения для двух передающих антенн.
[Уравнение 7]
Figure 00000007
В уравнении (7) α i , β i (i=1, 2) представляют действительные числа, θ i (i=1, 2, 3, 4) обозначает значение фазы, а k обозначает индекс поднесущей сигналов OFDM.
Для того чтобы преобразовать матрицу предварительного кодирования (например, уравнение (7)) в единичную матрицу, необходимо удовлетворить условие ограничения мощности по уравнению (8) и условие ограничения ортогональности по уравнению (9).
[Уравнение 8]
Figure 00000008
[Уравнение 9]
Figure 00000009
В уравнениях (8) и (9) * обозначает комплексно-сопряженное число. Если матрица основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, имеющая размер 2×2, удовлетворяет уравнениям (7)-(9), такая матрица может быть выражена, как показано в уравнении (10).
[Уравнение 10]
Figure 00000010
Согласно уравнению (10), θ 2 и θ 3 поддерживают ортогональное соотношение на основании удовлетворения условия ограничения ортогональности. Это может выражаться, как показано в уравнении (11).
[Уравнение 11]
kθ 3 = -kθ 2 +π
Матрица предварительного кодирования может храниться в передатчике и приемнике в виде таблицы кодирования. Таблица кодирования может включать в себя различные матрицы предварительного кодирования, использующие заданное количество разных значений θ 2. Здесь значение θ 2 может конфигурироваться на основании состояний канала и того, предоставлена или нет информация обратной связи. Если информация обратной связи предоставлена (или используется), значение θ 2 может конфигурироваться, чтобы быть небольшим значением. Если информация обратной связи не предоставлена (или не используется), значение θ 2 может конфигурироваться, чтобы быть большим значением, чтобы достичь выигрыша от высокого частотного разнесения.
Кроме того, выигрыш от частотного разнесения и/или выигрыш от частотного планирования могут достигаться согласно объему выборки задержки, применяемому к матрице основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования. Фиг.6 - примерная схема, иллюстрирующая два типа основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании объема выборки задержки.
Согласно фиг.6, если используется большой объем выборки задержки (или циклическая задержка), выигрыш от частотного разнесения для канальных символов может достигаться посредством цикла выбора частоты, становящейся более высокой вследствие выбора частоты, становящегося более коротким. Предпочтительно использовать большую выборку задержки в системе с разомкнутым контуром, в которой информация обратной связи является менее достоверной вследствие сильных временных флуктуаций по отношению к каналам.
Кроме того, если используется небольшое значение выборки задержки, могут иметься каналы из каналов выбора частоты, у которых размеры каналов увеличиваются или уменьшаются в равномерно замирающем(их) канале(ах). Более того, если размеры каналов заданной области поднесущих сигнала OFDM увеличиваются, то размеры каналов другой области поднесущих сигнала OFDM уменьшаются. Другими словами, имеет место обратное соотношение.
В таком случае, что касается системы множественного доступа с ортогональным частотным разделением (OFDMA), SNR может повышаться, если сигнал передается в полосе частот, где размеры каналов увеличились по каждому пользователю. В дополнение, полоса частот, имеющая увеличенные размеры каналов, может быть разной для каждого пользователя и, как результат, система может реализовать разнесение с планированием по отношению к многочисленным пользователям. Более того, приемнику необходимо только отправлять информацию обратной связи, имеющую отношение к информации о качестве канала (CQI) поднесущих, которые могут быть выделенным ресурсом. Следовательно, размер информации обратной связи также может уменьшаться.
Выборка задержки (или циклическая задержка) для основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования может быть предопределенным значением в передатчике и приемнике или может поставляться через информацию обратной связи из приемника в передатчик. Более того, коэффициент пространственного мультиплексирования, R, может быть предопределенным значением в передатчике и приемнике или может поставляться в качестве информации обратной связи приемником в передатчик после того, как приемник рассчитывает коэффициент пространственного мультиплексирования при периодическом измерении состояний каналов. Здесь передатчик может использовать информацию о канале, возвращаемую по обратной связи из приемника, для расчета и/или манипулирования коэффициентом пространственного мультиплексирования.
Обобщенное разнесение с фазовым сдвигом (GPSD)
Матрица основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, как описано выше, основана на системе с количеством N t антенн (N t больше чем или равно 2 и является натуральным числом) и коэффициенте R пространственного мультиплексирования (R > 1 и является натуральным числом). Такая система может выражаться согласно уравнению (12).
[Уравнение 12]
Figure 00000011
В уравнении (12)
Figure 00000012
представляет обобщенную матрицу разнесения с фазовым сдвигом (GPSD) для kой поднесущей сигнала OFDM MIMO, имеющего количество N t передающих антенн и коэффициент R пространственного мультиплексирования. Более того,
Figure 00000013
- унитарная матрица, которая удовлетворяет
Figure 00000014
и может использоваться для минимизации межсимвольных взаимных помех между символами поднесущей. В частности,
Figure 00000015
также должна удовлетворять условию унитарной матрицы, чтобы могли поддерживаться характеристики унитарной матрицы у диагональной матрицы для фазового сдвига.
Уравнение (13) представляет соотношение между фазовым углом θi, i=1,...,N t частотной области и временной задержкой τi, i=1,...,N t временной области по уравнению (12).
[Уравнение 13]
Figure 00000016
В уравнении (13) N fft обозначает количество поднесущих сигнала OFDM.
В качестве примера уравнения (12), уравнение (14) представляет систему с двумя передающими антеннами или виртуальными антеннами, использующую 1-битную таблицу кодирования.
[Уравнение 14]
Figure 00000017
Согласно уравнению (14), поскольку β может относительно легко определяться, как только определено α, α может предварительно задаваться двумя значениями, а информация касательно предварительно заданных значений может возвращаться по обратной связи в виде индекса таблицы кодирования. Например, если индексом таблицы кодирования обратной связи является 0, α может быть 0,2, а если индексом таблицы кодирования обратной связи является 1, то α может быть 0,8. Такие значения могут согласовываться и совместно использоваться между передатчиком и приемником.
Что касается уравнения (12), в качестве примера унитарной матрицы
Figure 00000018
, отдельная матрица предварительного кодирования (например, матрица Адамара-Уолша или дискретное преобразование Фурье) может использоваться для достижения разнесения с SNR.
Если используется матрица Адамара-Уолша, пример матрицы GPSD по отношению к уравнению (12) может выражаться уравнением (15).
[Уравнение 15]
Figure 00000019
Уравнение (15) основано на четырех передающих или виртуальных антеннах и коэффициенте 4 пространственного мультиплексирования. Здесь вторая матрица справа от знака равенства (то есть представленная единицами и минус единицами) может перестраиваться для выбора определенной антенны (то есть выбора антенны) и/или настройки коэффициента пространственного мультиплексирования (то есть подстройки коэффициента).
Унитарная матрица
Figure 00000020
по уравнению (12) может поставляться на передатчик и приемник в формате таблицы кодирования. Здесь передатчик может принимать индексную информацию таблицы кодирования с приемника. После этого передатчик может выбирать унитарную матрицу соответствующего индекса из таблицы кодирования и применять уравнение (12) для конфигурирования матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования.
Уравнение (16) представляет перестроенную унитарную матрицу для выбора двух антенн в системе, имеющей четыре передающих или виртуальных антенны.
[Уравнение 16]
Figure 00000021
Кроме того, следующая таблица 2 показывает способ для перестроения унитарной матрицы согласно соответствующему коэффициенту мультиплексирования, если коэффициент пространственного мультиплексирования изменяется вследствие изменения во времени и/или состояниях канала.
[Таблица 2]
Figure 00000022
В таблице 2 первый столбец, первый и второй столбцы и/или столбцы с первого по четвертый выбираются согласно коэффициенту мультиплексирования (например, коэффициенту мультиплексирования 1, 2 или 4). Однако коэффициент мультиплексирования (или выбор столбцов) не ограничен примером по таблице 2, но коэффициент мультиплексирования может быть единицей, и может выбираться любой один из четырех столбцов. Более того, если коэффициент мультиплексирования равен двум, могут выбираться любые два столбца из четырех столбцов (например, 1-2, 2-3, 3-4 или 4-1).
В примере, приведенном выше, используется матрица Адамара-Уолша. Следующий пример показывает матрицу GPSD, к которой применяется унитарная матрица
Figure 00000020
, содержащая код Уолша 2×2 или 4×4, по уравнению (12). Здесь, таблица 2 относится к 2×2, а таблица 3 относится к 4×4.
[Таблица 3]  
Figure 00000023
  
[Таблица 4]  
Figure 00000024
  
Зависящее от времени GPSD
Фазовый угол θ i и/или унитарная матрица U матрицы GPSD по уравнению (12) может изменяться согласно времени. Другими словами, фазовый угол θ i и/или унитарная матрица U могут быть зависящими от времени. В качестве примера зависящего от времени GPSD по уравнению (12) может быть выражен, как показано в уравнении (17).
[Уравнение 17]
Figure 00000025
В уравнении (17)
Figure 00000026
(t) представляет матрицу GPSD для kой поднесущей сигнала OFDM MIMO, имеющего количество N t передающих/виртуальных антенн и коэффициент R пространственного мультиплексирования в конкретный момент времени t. Более того,
Figure 00000027
- унитарная матрица, которая удовлетворяет
Figure 00000028
и может использоваться для минимизации межсимвольных взаимных помех между символами поднесущей. В частности,
Figure 00000029
также должна удовлетворять условию унитарной матрицы, так что могут поддерживаться характеристики унитарной матрицы у диагональной матрицы для фазового сдвига.
Уравнение (18) представляет соотношение между фазовым углом θi, i=1,...,N t частотной области и временной задержкой τi, i=1,...,N t временной области по уравнению (12).
[Уравнение 18]
Figure 00000030
В уравнении (18) N fft обозначает количество поднесущих сигнала OFDM.
Как показано в уравнениях (17) и (18), значение выборки временной задержки и унитарная матрица могут изменяться с течением времени, и единица времени может выражаться в единицах символа OFDM или заданных единицах времени.
В качестве примеров матрицы GPSD, к которой применяется матрица, содержащая код Уолша 2×2 или 4×4, чтобы получать зависящее от времени GPSD, могут быть показанные в таблице 5 и таблице 6, соответственно.
[Таблица 5]  
Figure 00000031
  
[Таблица 6]  
Figure 00000032
  
Расширенное GPSD
Третья матрица может быть добавлена к матрице GPSD, содержащей диагональную матрицу и унитарную матрицу, как показано в уравнении (12), для формирования матрицы расширенного GPSD. Матрица расширенного GPSD может выражаться, как показано в уравнении (19).
[Уравнение 19]
Figure 00000033
Согласно уравнению (19) и в сравнении с уравнением (12), матрица расширенного GPSD включает в себя матрицу P предварительного кодирования, имеющую размер N t×R, перед диагональной матрицей. Следовательно, размером диагональной матрицы становится R×R. Кроме того, вновь добавленная матрица
Figure 00000034
предварительного кодирования может конфигурироваться по-разному для заданной полосы частот или заданного символа поднесущей. Более того, вновь добавленная матрица
Figure 00000034
предварительного кодирования может конфигурироваться в качестве унитарной матрицы в системе с замкнутым контуром. С добавлением или включением матрицы
Figure 00000035
предварительного кодирования может достигаться выигрыш от оптимизированного SNR.
В дополнение, передатчик и приемник могут снабжаться таблицей кодирования, которая включает в себя множество матриц
Figure 00000035
предварительного кодирования.
В матрице расширенного GPSD по меньшей мере одна матрица P предварительного кодирования, фазовый угол θ диагональной матрицы и унитарная матрица U могут изменяться по времени. Для этой цели, если индекс последующей (или следующей) матрицы P предварительного кодирования возвращается по обратной связи в передатчик в показателях предписанных единиц времени или предписанных единиц поднесущих, может выбираться конкретная матрица P предварительного кодирования по соответствующему индексу из таблицы кодирования. В таком случае матрица расширенного GPSD может выражаться, как показано в уравнении (20).
[Уравнение 20]
Figure 00000036
Ссылаясь на уравнение (20), подробное описание расширенного GPSD описано в патенте Кореи № 10-2007-0037008, поданном 16 апреля 2007 года. По этой причине обсуждение расширенного GPSD будет опущено.
Конфигурация соотношения фазового сдвига для каждой антенны
Обсуждения, которые следуют, описывают соотношения между каждым фазовым углом θ Nt диагональной матрицы GPSD, зависящего от времени GPSD, расширенного GPSD и расширенного допустимого по времени GPSD. Для простоты обсуждение основано на соотношении фазового сдвига для каждой антенны относительно зависящего от времени GPSD, но также применяется к другим разновидностям GPSD, которые перечислены выше.
Конфигурация соотношения фазового сдвига - вариант 1 осуществления
Фазовый угол зависящего от времени GPSD может конфигурироваться для повышения линейности согласно индексу каждой антенны. Соотношение между каждым фазовым углом может быть выражено математически и может выражаться, как показано в уравнении (25).
[Уравнение 25]
θ 1(t) = 0 ∙ θ(t), θ 2(t) = 1 ∙ θ(t)
θ 3(t) = 2 ∙ θ(t), θ 4(t) = 3 ∙ θ(t)
Более точно, этот вариант осуществления может достигать большой производительности в равномерной линейной структуре антенной решетки. В частности, если коэффициент пространственного мультиплексирования конфигурируется или реконфигурируется, чтобы быть небольшим (или низким), как в случае по таблице 2, может достигаться выигрыш от оптимального формирования диаграммы направленности. Более того, если унитарная матрица U задана или реконфигурирована, чтобы быть типом с выбором антенны, как показано в уравнении 16, может достигаться высокий выигрыш.
Конфигурация соотношения фазового сдвига - вариант 2 осуществления
Фазовый угол зависящего от времени GPSD может конфигурироваться, чтобы иметь одинаковый фазовый угол при изменении фазового угла между антеннами с четными номерами и антеннами с нечетными номерами. В системе, имеющей четыре антенны, соотношение между каждым фазовым углом может выражаться математически, как показано в уравнении (26).
[Уравнение 26]
θ 1(t) = 0 ∙ θ(t), θ 2(t) = 1 ∙ θ(t)
θ 3(t) = 0 ∙ θ(t), θ 4(t) = 1 ∙ θ(t)
Согласно уравнению (26), первая антенна и третья антенна имеют одинаковый фазовый угол, и вторая и четвертая антенны совместно используют один и тот же фазовый угол. В этом варианте осуществления система может обеспечивать хорошую производительность в блочно-диагональном типе канала (например, антенне с взаимно ортогональной поляризацией), если мощность канала высока.
Конфигурация соотношения фазового сдвига - вариант 3 осуществления
Фазовый угол зависящего от времени GPSD может конфигурироваться так, что фазовый угол отдельной антенны отличен от фазового угла других антенн. Для такого случая каждое соотношение между фазовыми углами может быть выражено, как показано в уравнении (27).
[Уравнение 27]
θ 1(t) = 1 ∙ θ(t), θ 2(t) = 0 ∙ θ(t)
θ 3(t) = 1 ∙ θ(t), θ 4(t) = 1 ∙ θ(t)
Согласно уравнению (27), если корреляция между антенной со вторым индексом и другими антеннами является высокой, фазовый угол второй антенны конфигурируется отличным от фазовых углов других антенн образом. Согласно этому варианту осуществления, высокий выигрыш от формирования диаграммы направленности может достигаться, если высока корреляция между отдельной антенной и другими антеннами.
Приведенные выше варианты осуществления обсуждают конфигурирование соотношения фазовых углов, чтобы каждая антенна соответствовала конструкции передающей антенны. Однако соотношение фазового сдвига для каждой антенны может конфигурироваться по-разному для каждой антенны. Более того, соотношение фазового сдвига для каждой антенны также может конфигурироваться по-разному для каждой единицы времени, и при этом может приниматься во внимание состояние канала и/или уровень взаимных помех для каждой антенны. В заключение, соотношение фазового сдвига для каждой антенны может конфигурироваться, чтобы соответствовать каждой полосе частот, назначенной на каждую антенну.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы
Что касается временной задержки τi и унитарной матрицы
Figure 00000037
GPSD, временная задержка τi(t) и унитарная матрица
Figure 00000038
зависящего от времени GPSD и временная задержка (τi, τi(t)) и унитарная матрица (
Figure 00000037
,
Figure 00000038
) расширенного GPSD могут определяться по-разному или независимо согласно различным условиям. Обсужденное ниже имеет отношение к временной задержке и/или унитарной матрице GPSD; однако, такое же обсуждение также может применяться к зависящему от времени GPSD и расширенному GPSD.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 1 осуществления
Подобно системе OFDM, если используется разная полоса частот (например, 1,25 МГц, 5 МГц, 10 МГц,…, 100 МГц) для каждой поднесущей, временная задержка и/или унитарная матрица GPSD могут конфигурироваться по-разному, согласно каждой полосе пропускания системы. Более того, временная задержка может использовать одно и то же значение в течение заданного периода времени, независимо от полосы частот, и только унитарная матрица может конфигурироваться по-разному согласно каждой полосе частот. Вкратце, временная задержка и унитарная матрица GPSD могут конфигурироваться независимо.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 2 осуществления
Если базовая станция (BS) назначает и уведомляет мобильную станцию (MS) об определенном времени и/или определенной унитарной матрице, MS затем может конфигурировать временную задержку и/или унитарную матрицу в качестве поставляемой с BS и передавать соответствующим образом.
Если объем данных (например, информации обратной связи), принимаемых BS, превышает размер буфера, то MS может понадобиться, например, повторно передавать данные. Принимая во внимание такие возможности, могут определяться значения, ассоциированные с определенной временной задержкой и/или унитарной матрицей.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 3 осуществления
BS может обращаться к информации обратной связи, отправленной с MS при определении временной задержки и/или унитарной матрицы. Более того, BS может использовать определенную временную задержку и/или унитарную матрицу для передачи данных в направлении нисходящей линии связи. Информация обратной связи может передаваться периодически, и BS может реконфигурировать временную задержку и/или унитарную матрицу каждый раз, когда принимается информация обратной связи.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 4 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании объема выделенных передатчику (например, BS или MS) ресурсов. Например, если объем ресурсов, выделенных передатчику, велик, вероятность возникновения взаимных помех поднесущих может быть небольшой, отсюда, временная задержка может устанавливаться в 0 или в относительно меньшее значение. В качестве альтернативы, если объем выделенных ресурсов мал, большее значение временной задержки может устанавливаться, с тем чтобы снижать взаимные помехи между поднесущими.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 5 осуществления
Определенная унитарная матрица может выбираться в качестве унитарной матрицы GPSD посредством BS. Более точно, определенный столбец выбранной унитарной матрицы может выбираться и/или использоваться.
Как показано в таблице 2, количество столбцов может определяться согласно коэффициенту уплотнения во время передачи данных. BS может определять определенную унитарную матрицу, которая должна использоваться GPSD, и может обращаться к коэффициенту мультиплексирования, возвращаемому по обратной связи из MS, для того чтобы определять количество столбцов, соответствующее коэффициенту мультиплексирования, для выбранной унитарной матрицы. В дополнение, BS может предоставлять на MS информацию о выбранной унитарной матрице (или индексе унитарной матрицы) и информацию о выбранном столбце (или субиндексе для столбца) соответствующей унитарной матрицы.
Если объем данных (например, информации обратной связи), принимаемых BS, превышает размер буфера, то MS может понадобиться, например, повторно передавать данные. Принимая во внимание такие возможности, может выбираться отдельный столбец определенной унитарной матрицы и/или соответствующей унитарной матрицы.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 6 осуществления
Временная задержка и унитарная матрица GPSD могут выполняться согласно способу, которым BS поставляет необходимые значения на MS во время входа в сеть, и MS использует предоставленные значения для передачи данных. В качестве альтернативы, BS может определять необходимые значения и использует эти значения для передачи данных в направлении нисходящей линии связи.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 7 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании коэффициента мультиплексирования. Например, если коэффициент мультиплексирования равен 1, временная задержка может быть установлена в 1/2, а если коэффициент мультиплексирования равен 2, временная задержка может быть установлена в 1/4. Настоящий вариант осуществления может использоваться в связи с вариантом 5 осуществления, в котором выбирается отдельный столбец из унитарной матрицы.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 8 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному согласно схеме распределения данных. Например, если сигнал MS разнесен и распределен по частотной области для того, чтобы добиваться выигрыша от частотного разнесения, временная задержка может устанавливаться относительно большей, чтобы оптимизировать эффект выигрыша от частотного разнесения. Более того, если выигрыш от частотного планирования достигается назначением MS сигналов близко друг с другом в частотной области и назначением MS сигналов в частотной области, имеющих хороший канальный интервал, временная задержка может устанавливаться относительно меньшей, с тем чтобы оптимизировать выигрыш от планирования.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 9 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании скорости подвижности MS. Например, если скорость подвижности MS является медленной, временная задержка может устанавливаться малой, поскольку взаимные помехи между поднесущими относительно малы. В качестве альтернативы, если скорость подвижности MS является быстрой, временная задержка может быть большой, поскольку взаимные помехи между поднесущими относительно велики.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 10 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании типов многоантенной системы. Например, если используется однопользовательская MIMO, временная задержка может устанавливаться в качестве небольшого значения, поскольку необходимость учитывать взаимные помехи между поднесущими относительно мала, как в случае с STC. В качестве альтернативы, если используется многопользовательская MIMO (например, множественный доступ с единым разделением), временная задержка может быть большой, поскольку выделенным поднесущим между/среди пользователей необходимо быть чувствительными к взаимным помехам между поднесущими.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 11 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному согласно типам пользовательского трафика. Например, если пользовательский трафик является трафиком одноадресной передачи или трафиком многоадресной передачи, временная задержка может устанавливаться переменным образом на малую или большую в зависимости от условия или состояния. Однако если пользовательский трафик является широковещательным трафиком, временная задержка может быть большой, поскольку передача происходит к относительно большому количеству пользователей.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 12 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании количества MS в обслуживающей соте. Например, если большое количество MS принадлежит соте, временная задержка может устанавливаться на большое значение, а если небольшое количество MS находятся в соте, то временная задержка может устанавливаться на небольшое значение.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 13 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании условия или состояния соты. Например, сота может классифицироваться в качестве изолированной соты (например, активной точки) или множественной соты, и, в изолированной соте, временная задержка может устанавливаться на небольшое значение, наряду с тем, что большое значение для временной задержки устанавливается в множественной соте.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 14 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному согласно размеру гранулярности, передаваемой на единицу частоты или единицу времени. Например, если гранулярность частоты является мелкой (то есть мелкой гранулярностью), временная задержка может устанавливаться на большое значение, поскольку должны приниматься во внимание потери данных, обусловленные взаимными помехами. Однако если гранулярность частоты является грубой (то есть грубой гранулярностью), то временная задержка устанавливается на небольшое значение. Кроме того, такая же логика или схема, как для гранулярности частоты, может применяться к гранулярности времени.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 15 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании объема таблицы кодирования. Например, если система использует таблицу кодирования, содержащую небольшое количество матриц предварительного кодирования, временная задержка может устанавливаться на большое значение, тогда как если таблица кодирования содержит большое количество матриц предварительного кодирования, то временная задержка может устанавливаться на небольшое значение.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 16 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании количества передающих антенн. Например, относительно меньшее значение временной задержки конфигурируется в системе, которая имеет большое количество передающих антенн, поскольку временная задержка для каждой антенны должна распространяться в пределах фиксированного периода предписанного времени существования (TTL). По той же причине, но с противоположного ракурса, временная задержка устанавливается на большое значение, если количество передающих антенн невелико.
Конфигурация временной задержки и/или унитарной матрицы - вариант 17 осуществления
Временная задержка GPSD может конфигурироваться по-разному на основании информации о качестве канала, отправляемой с MS. Например, приемник может измерять качество канала и рассчитывать показатель уровня схемы модуляции и кодирования (MCS) согласно измеренному качеству канала. После этого показатель уровня MCS может возвращаться по обратной связи (или передаваться) на BS. Обычно, если показатель уровня MCS высок, что указывает приемлемое качество канала, временная задержка устанавливается в небольшое значение.
Передатчик/приемник для выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования
Фиг.7 - примерная схема, иллюстрирующая основанные на OFDM SCW передатчик и приемник, использующие основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование. Фиг.8 - примерная схема, иллюстрирующая основанные на OFDM MCW передатчик и приемник, использующие основанное на фазовом сдвиге предварительное кодирование.
Обычно система связи содержит передатчик и приемник. Устройство, которое может выполнять функции передатчика и приемника, может упоминаться как приемопередатчик. Другими словами, приемопередатчик является комбинацией передатчика и приемника. Однако для того чтобы точно описать функцию информации обратной связи, передатчик и приемник могут быть обсуждены независимо.
В направлении нисходящей линии связи передатчик может быть частью BS, а приемник может быть частью MS. В качестве альтернативы, передатчик может быть частью MS, в то время как приемник может быть частью BS. BS может включать в себя множество передатчиков и/или приемников. Подобным образом MS может включать в себя множество передатчиков и/или приемников.
Функции приемника противоположны (или являются обратными) таковым у передатчика и выполняются в обратном порядке. По существу, обсуждения, которые следуют, будут фокусироваться на описании функций передатчика.
Согласно фиг.7 и 8, передатчик содержит кодировщик (510, 610) канала, перемежитель (520, 620), блок обратного быстрого преобразования Фурье (обратного БПФ) (550, 650) и аналоговый преобразователь (560, 660) в дополнение к компонентам, которые описаны на фиг.1. Поскольку функции описаны по отношению к фиг.1, обсуждение этих функций будет опущено. Здесь будет подробно пояснен предварительный кодер (540, 640).
Предварительный кодер (540, 640) дополнительно содержит модуль (541, 641) определения матрицы предварительного кодирования и модуль (542, 642) предварительного кодирования. Более точно, модуль (541, 641) определения матрицы предварительного кодирования может использоваться для определения матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в виде любого одного из уравнений (12), (14), (15), (20) и (21). Подробности о том, каким образом определять матрицу предварительного кодирования, обсуждены выше, поэтому дополнительные обсуждения будут опущены. Более того, модуль (541, 641) определения матрицы предварительного кодирования может быть определен согласно вариантам 1-3 осуществления конфигурации соотношения фазового сдвига.
В дополнение, модуль (542, 642) предварительного кодирования может использоваться для выполнения операции предварительного кодирования посредством умножения символов OFDM для соответствующих поднесущих на матрицу основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования, которая определяется согласно модулю (541, 641) определения матрицы предварительного кодирования.
Специалистам в данной области техники будет очевидно, что различные модификации и варианты могут быть созданы в настоящем изобретении без отклонения от сущности или объема изобретения. Таким образом, подразумевается, что настоящее изобретение покрывает модификации и варианты этого изобретения при условии, что они подпадают под объем прилагаемой формулы изобретения и ее эквивалентов.

Claims (14)

1. Способ передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих, причем способ содержит этапы, на которых:
определяют диагональную матрицу для предоставления разных фазовых углов каждой из множества антенн в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования;
выбирают унитарную матрицу из первой таблицы кодирования в качестве части матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования; и
выполняют предварительное кодирование по отношению к символам, ассоциированным с поднесущими, на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы.
2. Способ по п.1, дополнительно содержащий этапы, на которых:
выбирают матрицу предварительного кодирования из второй таблицы кодирования;
выполняют предварительное кодирование по отношению к символам, ассоциированным с поднесущими, на основании выбранной матрицы предварительного кодирования, диагональной матрицы и унитарной матрицы.
3. Способ по п.1, в котором унитарная матрица выбирается после того, как индексы соответствующих поднесущих вычислены для таблицы кодирования с заданным размером.
4. Способ по п.1, в котором по меньшей мере один фазовый угол диагональной матрицы и унитарной матрицы изменяется по времени.
5. Способ по п.1, в котором диагональная матрица обеспечивает возможность линейного увеличения фазовых углов для смежных антенн.
6. Способ по п.1, в котором диагональная матрица обеспечивает возможность фазовым углам для антенн с четными номерами и антенн с нечетными номерами альтернативно иметь одинаковые фазовые углы.
7. Способ по п.1, в котором диагональная матрица обеспечивает возможность отдельной антенне, имеющей высокую корреляцию с другими антеннами, иметь иной фазовый угол.
8. Способ по п.1, в котором по меньшей мере один фазовый угол диагональной матрицы и унитарной матрицы определяется по-разному, согласно выделенной полосе частот.
9. Способ по п.1, в котором по меньшей мере один фазовый угол диагональной матрицы и унитарной матрицы используется, когда приемник определяет состояние канала и отправляет передатчику.
10. Способ по п.1, в котором по меньшей мере один фазовый угол диагональной матрицы и унитарной матрицы используется, когда передатчик учитывает информацию обратной связи, отправленную с приемника.
11. Способ по п.1, в котором временная задержка, соответствующая фазовому углу диагональной матрицы, определяется по-разному согласно коэффициенту мультиплексирования.
12. Способ по п.1, в котором временная задержка, соответствующая фазовому углу диагональной матрицы, определяется по-разному согласно количеству передающих антенн.
13. Устройство для передачи данных с использованием основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования в многоантенной системе, использующей множество поднесущих, причем устройство содержит:
модуль определения матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный для определения диагональной матрицы для по меньшей мере одного фазового сдвига и таблицы кодирования, и матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы; и
модуль предварительного кодирования, сконфигурированный для выполнения предварительного кодирования над символами соответствующих поднесущих на основании диагональной матрицы и унитарной матрицы.
14. Устройство по п.13, в котором:
модуль определения матрицы предварительного кодирования дополнительно сконфигурирован для выбора матрицы предварительного кодирования из второй таблицы кодирования и для определения матрицы основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования на основании диагональной матрицы, унитарной матрицы и матрицы предварительного кодирования; и
модуль предварительного кодирования дополнительно сконфигурирован для выполнения предварительного кодирования над символами ассоциированных поднесущих на основании матрицы предварительного кодирования, диагональной матрицы и унитарной матрицы.
RU2009114707/09A 2006-09-19 2007-09-19 Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи RU2418374C2 (ru)

Applications Claiming Priority (10)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US82614306P 2006-09-19 2006-09-19
US60/826,143 2006-09-19
US88729807P 2007-01-30 2007-01-30
US60/887,298 2007-01-30
US60/889,891 2007-02-14
US89466507P 2007-03-13 2007-03-13
US60/894,665 2007-03-13
US60/896,426 2007-03-22
KR10-2007-0040744 2007-04-26
KR1020070040744A KR20080026019A (ko) 2006-09-19 2007-04-26 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2009114707A RU2009114707A (ru) 2010-10-27
RU2418374C2 true RU2418374C2 (ru) 2011-05-10

Family

ID=39303104

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2009114707/09A RU2418374C2 (ru) 2006-09-19 2007-09-19 Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи

Country Status (10)

Country Link
US (1) US7839944B2 (ru)
EP (1) EP2087685A4 (ru)
JP (1) JP5023153B2 (ru)
KR (2) KR20080026019A (ru)
AU (1) AU2007297959B2 (ru)
CA (1) CA2663087C (ru)
MX (1) MX2009002901A (ru)
RU (1) RU2418374C2 (ru)
TW (1) TWI427988B (ru)
WO (1) WO2008035916A2 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2717916C1 (ru) * 2019-05-07 2020-03-26 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное училище имени генерала армии С.М. Штеменко" Министерства обороны Российской Федерации Способ пространственно-временного многолучевого кодирования информации на основе многолучевой адаптивной антенной решетки

Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070113967A (ko) * 2006-05-26 2007-11-29 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
TWI343200B (en) * 2006-05-26 2011-06-01 Lg Electronics Inc Method and apparatus for signal generation using phase-shift based pre-coding
WO2008004835A2 (en) 2006-07-06 2008-01-10 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for correcting errors in a multiple subcarriers communication system using multiple antennas
KR20080026010A (ko) * 2006-09-19 2008-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 구현하는 송수신 장치
CN101166052B (zh) * 2006-10-19 2012-05-23 株式会社Ntt都科摩 一种多输入多输出***的预编码方法及使用该方法的设备
US8494459B2 (en) * 2007-02-05 2013-07-23 Nec Laboratories America, Inc. Wideband codebook construction and applications
US8509710B2 (en) * 2007-02-06 2013-08-13 Qualcomm Incorporated MIMO transmission with explicit and implicit cyclic delays
US8780771B2 (en) * 2007-02-06 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Cyclic delay diversity and precoding for wireless communication
KR20080076683A (ko) * 2007-02-14 2008-08-20 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
WO2008115585A2 (en) * 2007-03-21 2008-09-25 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for communicating precoding or beamforming information to users in mimo wireless communication systems
US7843990B2 (en) * 2007-04-09 2010-11-30 Alcatel-Lucent Usa Inc. Determining a channel matrix by measuring interference
US20080310547A1 (en) * 2007-06-08 2008-12-18 Nokia Siemens Networks Oy Multi-code precoding for sequence modulation
US8160177B2 (en) 2007-06-25 2012-04-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmit methods with delay diversity and space-frequency diversity
KR20090030200A (ko) 2007-09-19 2009-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 방법 및이를 지원하는 송수신기
KR101507834B1 (ko) * 2008-04-17 2015-04-03 엘지전자 주식회사 다중 안테나를 이용한 동기 채널 전송 방법
EP3334057A1 (en) 2008-04-29 2018-06-13 Apple Inc. Improved performance for a multiple antenna beamforming cellular network
KR101478277B1 (ko) * 2008-05-03 2014-12-31 인텔렉추얼디스커버리 주식회사 Ｍｕ-ｍｉｍｏ를 지원하기 위한 프리코딩을 이용한 프레임송신 방법 및 그 방법을 지원하는 기지국
KR20100013251A (ko) * 2008-07-30 2010-02-09 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법
KR101056614B1 (ko) 2008-07-30 2011-08-11 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법
WO2010041868A2 (ko) * 2008-10-08 2010-04-15 엘지전자주식회사 다중 안테나 시스템에서 데이터 전송 방법 및 장치
CN101771446B (zh) * 2008-12-29 2014-06-04 株式会社Ntt都科摩 一种多输入多输出信号处理方法、装置及***
JP5322327B2 (ja) * 2009-01-05 2013-10-23 マーベル ワールド トレード リミテッド Ｍｉｍｏ通信システムのコードブックのプリコーディング
US8385441B2 (en) 2009-01-06 2013-02-26 Marvell World Trade Ltd. Efficient MIMO transmission schemes
EP2209220A1 (en) * 2009-01-19 2010-07-21 ST-Ericsson (France) SAS Process for beamforming data to be transmitted by a base station in a MU-MIMO system and apparatus for performing the same
US8699528B2 (en) 2009-02-27 2014-04-15 Marvell World Trade Ltd. Systems and methods for communication using dedicated reference signal (DRS)
US8238483B2 (en) 2009-02-27 2012-08-07 Marvell World Trade Ltd. Signaling of dedicated reference signal (DRS) precoding granularity
WO2010116273A1 (en) * 2009-04-06 2010-10-14 Marvell World Trade Ltd Improved feedback strategies for multi-user mimo communication systems
US8325843B2 (en) 2009-04-08 2012-12-04 Lg Electronics Inc. MIMO codebook generation
WO2010122432A1 (en) 2009-04-21 2010-10-28 Marvell World Trade Ltd Multi-point opportunistic beamforming with selective beam attenuation
US8675794B1 (en) 2009-10-13 2014-03-18 Marvell International Ltd. Efficient estimation of feedback for modulation and coding scheme (MCS) selection
US8917796B1 (en) 2009-10-19 2014-12-23 Marvell International Ltd. Transmission-mode-aware rate matching in MIMO signal generation
EP2499862B1 (en) * 2009-11-09 2018-09-05 Marvell World Trade Ltd. Asymmetrical feedback for coordinated transmission systems
US8750401B2 (en) 2009-12-16 2014-06-10 Electronics And Telecommunications Research Institute Sequential transmission multi-beamforming method with low complexity using Hadamard matrix
JP5637486B2 (ja) 2009-12-17 2014-12-10 マーベル ワールド トレード リミテッド 交差偏波アンテナ用のｍｉｍｏフィードバックスキーム
JP5258002B2 (ja) 2010-02-10 2013-08-07 マーベル ワールド トレード リミテッド Ｍｉｍｏ通信システムにおける装置、移動通信端末、チップセット、およびその方法
US8687741B1 (en) 2010-03-29 2014-04-01 Marvell International Ltd. Scoring hypotheses in LTE cell search
EP2375580B1 (en) * 2010-03-29 2016-10-12 Sequans Communications Method and apparatus for optimizing transmission diversity
CN101854712A (zh) * 2010-06-18 2010-10-06 华为技术有限公司 天线间功率平衡方法及装置、基站
CN101854328B (zh) * 2010-07-05 2012-08-15 河南工业大学 多载波码分多址***中分层空时非线性预编码方法
FR2965428A1 (fr) * 2010-09-24 2012-03-30 France Telecom Procede d'emission double iteratif de flux multiples par utilisateur pour un systeme mimo multi utilisateurs, emetteur, produit programme d'ordinateur et support d'information correspondants
JP2012100254A (ja) 2010-10-06 2012-05-24 Marvell World Trade Ltd Ｐｕｃｃｈフィードバックのためのコードブックサブサンプリング
US8615052B2 (en) 2010-10-06 2013-12-24 Marvell World Trade Ltd. Enhanced channel feedback for multi-user MIMO
US8908600B2 (en) * 2010-10-26 2014-12-09 Qualcomm Incorporated Channel state information feedback frame format and feedback rules for very high throughput wireless systems
US9130631B2 (en) 2010-11-03 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Beamforming feedback format
JP5578619B2 (ja) 2010-12-10 2014-08-27 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および受信装置
US9048970B1 (en) 2011-01-14 2015-06-02 Marvell International Ltd. Feedback for cooperative multipoint transmission systems
JP5984062B2 (ja) 2011-02-18 2016-09-06 サン パテント トラスト 信号生成方法及び信号生成装置
US8861391B1 (en) 2011-03-02 2014-10-14 Marvell International Ltd. Channel feedback for TDM scheduling in heterogeneous networks having multiple cell classes
JP6019502B2 (ja) 2011-03-31 2016-11-02 マーベル ワールド トレード リミテッド 協調マルチポイント送信のためのチャネルフィードバック
WO2013068915A2 (en) 2011-11-07 2013-05-16 Marvell World Trade Ltd. Precoding feedback for cross-polarized antennas with magnitude information
US8923427B2 (en) 2011-11-07 2014-12-30 Marvell World Trade Ltd. Codebook sub-sampling for frequency-selective precoding feedback
US9031597B2 (en) 2011-11-10 2015-05-12 Marvell World Trade Ltd. Differential CQI encoding for cooperative multipoint feedback
US9220087B1 (en) 2011-12-08 2015-12-22 Marvell International Ltd. Dynamic point selection with combined PUCCH/PUSCH feedback
US8902842B1 (en) 2012-01-11 2014-12-02 Marvell International Ltd Control signaling and resource mapping for coordinated transmission
US9002466B2 (en) * 2012-04-09 2015-04-07 Greatbatch Ltd. Diversity antennas for neurostimulator programming devices
US9143951B2 (en) 2012-04-27 2015-09-22 Marvell World Trade Ltd. Method and system for coordinated multipoint (CoMP) communication between base-stations and mobile communication terminals

Family Cites Families (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6298092B1 (en) 1999-12-15 2001-10-02 Iospan Wireless, Inc. Methods of controlling communication parameters of wireless systems
US6760882B1 (en) 2000-09-19 2004-07-06 Intel Corporation Mode selection for data transmission in wireless communication channels based on statistical parameters
US6859503B2 (en) * 2001-04-07 2005-02-22 Motorola, Inc. Method and system in a transceiver for controlling a multiple-input, multiple-output communications channel
US20030048753A1 (en) 2001-08-30 2003-03-13 Ahmad Jalali Method and apparatus for multi-path elimination in a wireless communication system
US7613248B2 (en) 2002-06-24 2009-11-03 Qualcomm Incorporated Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for MIMO systems
RU2351071C2 (ru) 2002-10-25 2009-03-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Оценка канала и пространственная обработка для tdd mimo систем
US7151809B2 (en) 2002-10-25 2006-12-19 Qualcomm, Incorporated Channel estimation and spatial processing for TDD MIMO systems
KR100552680B1 (ko) 2003-02-17 2006-02-20 삼성전자주식회사 다중 안테나 ｏｆｄｍ 통신 시스템에서의 ｐａｐｒ 저감방법 및 이를 사용하는 다중 안테나 ｏｆｄｍ 통신 시스템
US20040192218A1 (en) * 2003-03-31 2004-09-30 Oprea Alexandru M. System and method for channel data transmission in wireless communication systems
US20040192216A1 (en) 2003-03-31 2004-09-30 Marzetta Thomas Louis Training for MIMO communication systems
FR2863422A1 (fr) 2003-12-04 2005-06-10 France Telecom Procede d'emission multi-antennes d'un signal precode lineairement,procede de reception, signal et dispositifs correspondants
CN1890895B (zh) 2003-12-05 2010-04-28 三星电子株式会社 闭环多路输入多路输出移动通信***中通过选择的特征向量发送数据的装置和方法
US8577299B2 (en) 2004-06-04 2013-11-05 Qualcomm Incorporated Wireless communication system with configurable cyclic prefix length
KR100754795B1 (ko) 2004-06-18 2007-09-03 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중 시스템에서 주파수 공간 블록 부호의부호화/복호화 장치 및 방법
EP3528575B1 (en) 2004-06-22 2020-12-16 Apple Inc. Enabling feedback in wireless communication networks
WO2006002550A1 (en) 2004-07-07 2006-01-12 Nortel Networks Limited System and method for mapping symbols for mimo transmission
US7606319B2 (en) 2004-07-15 2009-10-20 Nokia Corporation Method and detector for a novel channel quality indicator for space-time encoded MIMO spread spectrum systems in frequency selective channels
US7583982B2 (en) 2004-08-06 2009-09-01 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus to improve channel quality for use in wireless communications systems with multiple-input multiple-output (MIMO) antennas
EP1628425B1 (en) 2004-08-17 2012-12-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for space-time-frequency block coding
US20060039489A1 (en) 2004-08-17 2006-02-23 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for providing closed-loop transmit precoding
US7813458B2 (en) 2004-08-20 2010-10-12 Nokia Corporation System and method for precoding in a multiple-input multiple-output (MIMO) system
US7620019B1 (en) 2004-08-27 2009-11-17 Nortel Networks Limited Space division multiple access scheduling
US8019303B2 (en) 2004-09-28 2011-09-13 Intel Corporation Multi-antenna multicarrier receiver and methods for adaptively adjusting a receive data rate based on channel utilization
US7656842B2 (en) 2004-09-30 2010-02-02 Motorola, Inc. Method and apparatus for MIMO transmission optimized for successive cancellation receivers
KR20060028989A (ko) 2004-09-30 2006-04-04 엘지전자 주식회사 다중입출력 시스템에 적용되는 신호 처리 방법
KR20060038812A (ko) * 2004-11-01 2006-05-04 엘지전자 주식회사 다중입출력 시스템의 선행 코딩 행렬 정보 전송 방법 및이를 이용한 신호 전송 방법
US20060093061A1 (en) 2004-11-04 2006-05-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting and receiving data using space-time block coding
US7627051B2 (en) 2004-11-08 2009-12-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of maximizing MIMO system performance by joint optimization of diversity and spatial multiplexing
KR100909539B1 (ko) 2004-11-09 2009-07-27 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 광대역 무선 접속 시스템에서 다양한 다중안테나 기술을 지원하기 위한 장치 및 방법
KR100696208B1 (ko) 2004-12-08 2007-03-20 한국전자통신연구원 다중 안테나 송수신 시스템의 제어 방법, 송신기 및 수신기
US7974359B2 (en) * 2004-12-22 2011-07-05 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for mitigating multi-antenna correlation effect in communication systems
US7636297B1 (en) 2005-02-07 2009-12-22 Marvell International Ltd. Transmit diversity technique based on channel randomization for OFDM systems
GB2423675B (en) 2005-02-28 2009-08-19 King S College London Diversity transmitter and method
CN1838653A (zh) 2005-03-24 2006-09-27 松下电器产业株式会社 低功耗通信装置、低功耗多天线通信***及其操作方法
KR101124932B1 (ko) 2005-05-30 2012-03-28 삼성전자주식회사 어레이 안테나를 이용하는 이동 통신 시스템에서의 데이터송/수신 장치 및 방법
US20070041457A1 (en) * 2005-08-22 2007-02-22 Tamer Kadous Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system
US20070165738A1 (en) 2005-10-27 2007-07-19 Barriac Gwendolyn D Method and apparatus for pre-coding for a mimo system
US8760994B2 (en) * 2005-10-28 2014-06-24 Qualcomm Incorporated Unitary precoding based on randomized FFT matrices
WO2007094832A2 (en) * 2005-11-17 2007-08-23 The University Of Connecticut Recursive and trellis-based feedback reduction for mimo-ofdm with rate-limited feedback
KR100849328B1 (ko) 2005-11-22 2008-07-29 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 송수신 안테나결정 장치 및 방법
US20070147543A1 (en) 2005-12-22 2007-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Extension of space-time block code for transmission with more than two transmit antennas
KR20070068300A (ko) 2005-12-26 2007-06-29 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 데이터 송수신 장치 및 방법
JP2009529810A (ja) 2006-01-13 2009-08-20 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド フィードバック情報に基づくアンテナ選択を使用して伝送ダイバーシティ及び空間多重化を達成するための方法及び装置
JP4863262B2 (ja) * 2006-01-17 2012-01-25 国立大学法人東京工業大学 送信機，通信システム及び送信方法
KR20070076642A (ko) * 2006-01-19 2007-07-25 삼성전자주식회사 폐루프 다중안테나 오에프디엠 시스템에서 직교공간멀티플렉싱을 위한 장치 및 방법
KR100918747B1 (ko) 2006-02-07 2009-09-24 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 상향링크 신호 송신 장치 및 방법
WO2007132313A2 (en) 2006-05-12 2007-11-22 Nokia Corporation Feedback frame structure for subspace tracking precoding
KR100715582B1 (ko) 2006-05-24 2007-05-09 삼성전자주식회사 다중사용자 다중입출력 시스템에서 선부호화를 위한코드북을 이용한 송수신 방법과 이를 위한 송수신기
KR20070113967A (ko) * 2006-05-26 2007-11-29 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
WO2008031037A2 (en) 2006-09-07 2008-03-13 Texas Instruments Incorporated Antenna grouping for mimo systems
KR20080026010A (ko) * 2006-09-19 2008-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 구현하는 송수신 장치
US8503560B2 (en) 2006-10-02 2013-08-06 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for performing precoding in a wireless communication system
US7702029B2 (en) * 2006-10-02 2010-04-20 Freescale Semiconductor, Inc. MIMO precoding enabling spatial multiplexing, power allocation and adaptive modulation and coding
KR20080036499A (ko) 2006-10-23 2008-04-28 엘지전자 주식회사 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법
KR101356508B1 (ko) 2006-11-06 2014-01-29 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서의 데이터 전송 방법
KR20080076683A (ko) * 2007-02-14 2008-08-20 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
KR100969753B1 (ko) 2007-03-26 2010-07-13 삼성전자주식회사 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 무선 통신시스템에서 사전 부호화 장치 및 방법
US20090110114A1 (en) 2007-10-26 2009-04-30 Eko Nugroho Onggosanusi Open-Loop MIMO Scheme and Signaling Support for Wireless Networks

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2717916C1 (ru) * 2019-05-07 2020-03-26 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное училище имени генерала армии С.М. Штеменко" Министерства обороны Российской Федерации Способ пространственно-временного многолучевого кодирования информации на основе многолучевой адаптивной антенной решетки

Also Published As

Publication number Publication date
KR20080026019A (ko) 2008-03-24
US7839944B2 (en) 2010-11-23
MX2009002901A (es) 2009-03-31
JP5023153B2 (ja) 2012-09-12
CA2663087C (en) 2013-07-30
WO2008035916A3 (en) 2009-09-03
KR20090057005A (ko) 2009-06-03
CA2663087A1 (en) 2008-03-27
KR100939723B1 (ko) 2010-02-01
TWI427988B (zh) 2014-02-21
EP2087685A4 (en) 2014-04-23
US20080089442A1 (en) 2008-04-17
TW200830811A (en) 2008-07-16
AU2007297959B2 (en) 2010-07-01
JP2010504061A (ja) 2010-02-04
WO2008035916A2 (en) 2008-03-27
WO2008035916A8 (en) 2010-01-21
RU2009114707A (ru) 2010-10-27
AU2007297959A1 (en) 2008-03-27
EP2087685A2 (en) 2009-08-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2418374C2 (ru) Способ выполнения основанного на фазовом сдвиге предварительного кодирования и устройство для его поддержки в системе беспроводной связи
RU2566255C2 (ru) Система и способ сигнализации обратной связи для поддиапазона pucch в беспроводной сети
JP5129346B2 (ja) コラボラティブ多入力多出力通信システムにおけるプリコーディングされた信号を送信する方法
US8213530B2 (en) Method of transmitting using phase shift-based precoding and an apparatus for implementing the same in a wireless communication system
JP4972687B2 (ja) 位相遷移基盤プリコーディング方法及びこれを支援する送受信機
US8233939B2 (en) Multiuser sector micro diversity system
JP5269098B2 (ja) Ｍｉｍｏ通信における開ループ事前符号化器循環
KR100876797B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서의 빔포밍 장치 및 방법
US20110134850A1 (en) Base station device and terminal device
RU2689316C2 (ru) Устройство беспроводной передачи данных, система беспроводной передачи данных, способ беспроводной передачи данных и программа
KR20050120520A (ko) 다중 안테나를 가진 직교 주파수 분할 다중 접속 셀룰라시스템의 적응 변조/부호 밴드 할당 시스템 및 방법
KR101624119B1 (ko) 코드북 기반 다중 안테나 시스템에서 송수신 장치 및 방법
KR20080036499A (ko) 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법
KR101448639B1 (ko) 다중 셀 환경에서 다수의 기지국이 협력하여 데이터를송신하는 방법 및 이를 이용하여 데이터를 수신하는 방법
KR101422026B1 (ko) 다중 입출력 시스템에서, 신호를 송수신하는 방법
KR20090079480A (ko) 다중사용자 다중안테나 시스템에서 채널 품질 추정을 위한장치 및 방법
CN101715641B (zh) 在无线通信***中执行基于相移的预编码的方法及支持其的设备
RU2438262C2 (ru) Способ передачи и приема данных с использованием предварительного кодирования на основе фазового сдвига и приемопередатчик для его осуществления
RU2455765C2 (ru) Способ предварительного кодирования на основе фазового сдвига и приемопередатчик для его поддержки
KR20080036508A (ko) 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법