JP2010504061A - 位相遷移基盤のプリコーディンク方法及びこれを支援する送受信機 - Google Patents

Abstract

本発明は、複数の副搬送波を用いた多重アンテナシステムで位相遷移基盤プリコーディンクを用いてデータを送信する方法を提供する。より具体的に、この方法は、複数の副搬送波を用いる多重アンテナシステムにおけるデータ伝送方法において、位相遷移基盤プリコーディンク行列の一部として、多重アンテナのそれぞれに対して相異なる位相角を与えるための大角行列を決定する段階と、位相遷移基盤プリコーディンク行列の一部として、第１コードブックからユニタリ行列を選択する段階と、これら大角行列及びユニタリ行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なう段階と、を含む構成とした。

Description

本発明は、複数の副搬送波を用いる多重アンテナシステムで位相遷移基盤のプリコーディンクを用いてデータを伝送する方法及びこれを支援する送受信機に関する。

近年、情報通信サービスの普遍化と多様なマルチメディアサービス等の登場、そして高品質サービスの出現などに伴い、無線通信サービスに対する要求が急速に増大してきている。これに能動的で対処するためにはなによりも通信システムの容量が増大しなければならない。無線通信環境で通信容量を増やすための方案としては、可用周波数帯域を新しく見出す方法と、限定された資源に対する効率性を高める方法が考えられる。なかでも後者の方法として、送受信機に複数のアンテナを装着し、資源活用のための空間的な領域を追加に確保することによってダイバーシティ利得を取ったり、それぞれのアンテナを通じてデータを並列に伝送することによって伝送容量を高めるいわゆる多重アンテナ送受信技術が、最近大きく注目されて活発に開発されている。

このような多重アンテナ送受信方法は、直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ；Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる多重入力多重出力（ＭＩＭＯ；Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）システムにより具現されることができる。

しかしながら、一般の位相遷移ダイバーシティ技法によれば、空間多重化率が１であるから、高いデータ伝送率を期待できない他、資源割当を固定的にする場合は上記利得を得難いという問題がある。

また、一般のコードブック基盤のプリコーディンク技法によれば、フィードバックのために安定したチャネルが確保されなければならず、チャネル変化の激しい移動環境には不適である他、特に閉ループシステムでのみ適用可能であるという問題がある。

本発明の目的は、複数の副搬送波を用いた多重アンテナシステムで位相遷移基盤プリコーディンクを用いてデータを送信する方法及びこれを具現する送受信機を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明に係る位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法は、複数の副搬送波を用いる多重アンテナシステムにおけるデータ伝送方法であって、位相遷移基盤プリコーディンク行列の一部として、前記多重アンテナのそれぞれに対して相異なる位相角を与えるための大角行列を決定する段階と、位相遷移基盤プリコーディンク行列の一部として、第１コードブックからユニタリ行列を選択する段階と、前記大角行列及びユニタリ行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なう段階と、を含む。

また、上記の目的を達成するために、本発明に係る位相遷移基盤プリコーディンクを行なう送受信機は、複数の副搬送波を用いる多重アンテナシステムでデータを伝送する送受信機において、位相遷移及びコードブックのうち少なくとも一つのための大角行列を決定し、前記大角行列とユニタリ行列に基づいて位相遷移基盤プリコーディンク行列を決定するプリコーディンク行列決定モジュールと、前記大角行列と前記ユニタリ行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なうプリコーディンクモジュールと、を含む。

ＭＩＭＯシステムの送受信機構造を示すブロック構成図である。 ＣＤＤを用いた多重アンテナシステムの送信端を示すブロック構成図である。 位相シーケンスの適用を示すブロック構成図である。 コードブック基盤プリコーディンクを用いる多重アンテナシステムの送受信機を示すブロック構成図である。 位相遷移基盤のプリコーディンクを行なうための送受信機の主要構成を示すブロック図である。 位相遷移基盤プリコーディンクまたは位相遷移ダイバーシティの２つの適用例を示すグラフである。 位相遷移基盤プリコーディンク技法が適用されたＳＣＷ ＯＦＤＭ送信機の一実施例を示すブロック構成図である。 位相遷移基盤プリコーディンク技法が適用されたＭＣＷ ＯＦＤＭ送信機の一実施例を示すブロック構成図である。

以下、添付の図面を参照しつつ本発明による実施例を詳細に説明する。図面中、同一の構成要素には同一の参照番号を付する。

図１は、ＭＩＭＯシステムで送受信機の構造を示すブロック構成図である。

図１を参照すると、送信端は、チャネルエンコーダ１０１、マッパー１０３、直列−並列変換器１０５及び多重アンテナエンコーダ１０７を含む。

より詳細には、チャネルエンコーダ１０１は、伝送データビットに重複ビットを加えてチャネルや雑音による影響を減らし、マッパー１０３は、データビット情報をデータシンボル情報に変換し、直列−並列変換器１０５は、データシンボルを複数の副搬送波に載せるために並列化し、多重アンテナエンコーダ１０７は、並列化したデータシンボルを時空間信号に変換する。

また、受信端は、多重アンテナデコーダ１０９、並列−直列変換器１１１、デマッパー１１３及びチャネルデコーダ１１５を含む。

ここで、多重アンテナデコーダ１０９、並列−直列変換器１１１、デマッパー１１３及びチャネルデコーダ１１５は、送信端における多重アンテナエンコーダ１０７、直列−並列変換器１０５、マッパー１０３及びチャネルエンコーダ１０１の逆機能をそれぞれ行なう。

多重アンテナＯＦＤＭシステムでは、データの伝送信頼度を高めるための様々な技術が要求される。なかでも、空間ダイバーシティ利得を高める技法（ｓｃｈｅｍｅ）には、時空間符号（Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｅ；ＳＴＣ）、循環遅延ダイバーシティ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＣＤＤ）などがあり、信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ；ＳＮＲ）を高めるための技法には、ビームフォーミング（ＢｅａｍＦｏｒｍｉｎｇ；ＢＦ）、プリコーディンク（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）などがある。ここで、時空間符号及び循環遅延ダイバーシティは、主に、送信端でフィードバック情報を利用できない開ループシステムの伝送信頼度を高めるために用いられ、ビームフォーミング及びプリコーディンクは、送信端でフィードバック情報を利用できる閉ループシステムで該当のフィードバック情報を用いて信号対雑音比を最大化するために用いられる。

上記技法のうち、空間ダイバーシティ利得を高めるための技法及び信号対雑音比を高めるための技法として特に循環遅延ダイバーシティとプリコーディンクについて説明すると、下記の通りである。

循環遅延ダイバーシティ技法は、複数の送信アンテナを持つシステムでＯＦＤＭ信号を伝送する際に、全てのアンテナがそれぞれ異なる遅延または異なる大きさで信号を伝送することによって受信端で周波数ダイバーシティ利得を得るようにしたものである。

図２に、循環遅延ダイバーシティ技法を用いる多重アンテナシステムの送信端構成を示す。

ＯＦＤＭシンボルは、直列−並列変換器及び多重アンテナエンコーダを通じて各アンテナ別に分離して伝達された後、チャネル間干渉を防止するための循環プリフィックス（ＣＰ；Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）が加えられて受信端に伝送される。この時、最初のアンテナに伝達されるデータシーケンスはそのまま受信端に伝送されるが、その次の順番のアンテナに伝達されるデータシーケンスは直前のアンテナに比べて一定ビット循環遅延されて伝送される。

一方、このような循環遅延ダイバーシティ技法を周波数領域で具現すると、上記の循環遅延は位相シーケンスの積で表現できる。すなわち、図３に示すように、周波数領域における各データシーケンスにアンテナ別にそれぞれ異なって設定される所定の位相シーケンス（位相シーケンス１〜位相シーケンスＭ）を乗じた後、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行なって受信端に伝送できる。これを位相遷移ダイバーシティ（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）技法という。

位相遷移ダイバーシティ技法を用いると、フラットフェーディングチャネル（ｆｌａｔ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）を周波数選択性チャネルに変化させることができ、チャネル符号を通じて周波数ダイバーシティ利得を得たり、周波数選択的スケジューリングを通じて多重使用者ダイバーシティ利得を得ることができる。

一方、プリコーディンク技法（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ）には、閉ループシステムでフィードバック情報が有限な場合に利用されるコードブック基盤のプリコーディンク（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｂａｓｅｄ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方式と、チャネル情報を量子化（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）してフィードバックする方式がある。そのうち、コードブック基盤のプリコーディンクは、送受信端で既に知っているプリコーディンク行列のインデックスを送信端にフィードバックすることによって信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得る方式である。

図４に、コードブック基盤のプリコーディンクを用いる多重アンテナシステムの送受信端構成を示す。ここで、送信端及び受信端はそれぞれ有限なプリコーディンク行列（Ｐ_１〜Ｐ_Ｌ）を持っており、受信端ではチャネル情報を用いて最適のプリコーディンク行列インデックス（ｌ）を送信端にフィードバックし、送信端では、フィードバックされたインデックスに該当するプリコーディンク行列を伝送データ（χ_１〜χ_Ｍｔ）に適用する。参考として、下記の表１に、２個の送信アンテナを有し、空間多重化率２を支援するＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムで３ビットのフィードバック情報を使用する時に適用できるコードブック（ｃｏｄｅｂｏｏｋ）の一例を示す。

上記の如く、位相遷移ダイバーシティ技法は、閉ループシステムで周波数選択的ダイバーシティ利得を獲得するために使用されることができ、また、周波数スケジューリングダイバーシティ利得を獲得するために使用されても良い。しかし、上記空間多重化率が位相遷移ダイバーシティ技法に対して１であれば、高い伝送率でデータを伝送することが期待できない。しかも、資源が固定的に割り当てられるとすれば、位相遷移ダイバーシティ技法で周波数選択的ダイバーシティ利得及び周波数スケジューリングダイバーシティ利得が期待し難い。

なお、コードブック基盤プリコーディング技法は、上述した如く、フィードバック情報（またはインデックス情報）の小さい量を使用することができ、高い空間多重化率を持つことができるため、データを効果的に伝送できる。しかし、この技法は、フィードバック情報に依存して安定的にチャネル環境を獲得するため、チャネル環境が不安であるとすれば、上記技法を行なう上で困難があり得る。このコードブック基盤プリコーディング技法は、閉ループシステムに限定して適用されることができる。

これらの位相遷移ダイバーシティ技法及びコードブック基盤プリコーディング技法における問題点を解決するために、次の論議が提供される。

位相遷移基盤のプリコーディンク行列
図５は、位相遷移基盤のプリコーディンクを行なうための送受信機の主要構成を示すブロック図である。

位相遷移基盤のプリコーディンクは、伝送しようとする全てのストリームを全体アンテナを通じて伝送するもので、それぞれ異なる位相のシーケンスを乗じて伝送する。一般に、小さい循環遅延値を使って位相シーケンスを生成すると、受信機の立場ではチャネルに周波数選択性が生まれながら周波数領域によってチャネルの大きさが大きくなったり小さくなる。

図５に示すように、送信機は、相対的に小さい循環遅延値によって揺動（ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ）する周波数帯域のうち、周波数が大きくなってチャネル状態が良好になる部分に使用者端末を割り当て、スケジューリング利得を確保する。この時、各アンテナに対して一定に増加または減少する循環遅延値を適用するために位相遷移基盤のプリコーディンク行列を用いる。

位相遷移基盤のプリコーディンク行列（Ｐ）は、次のように表現できる。

ここで、ｋは、副搬送波のインデックスまたは特定周波数帯域のインデックスを表し、

（ｉ＝１，…，Ｎ_ｔ、ｊ＝１，…，Ｒ）は、ｋにより決定される複素重みを表す。また、Ｎ_ｔは、送信アンテナまたは仮想アンテナ（空間多重化率）の個数を表し、Ｒは、空間多重化率を表す。ここで、複素重みは、アンテナに乗じられるＯＦＤＭシンボル及び該当の副搬送波のインデックスによって相異なる値を持つことができる。この複素重みは、チャネル状況及びフィードバック情報の有無のうち少なくとも一つによって決定されることができる。

一方、上記式１のプリコーディンク行列（Ｐ）は、多重アンテナシステムにおけるチャネル容量の損失を減らすためにユニタリ行列で設計されることが好ましい。ここで、ユニタリ行列の構成条件を定義するために多重アンテナ開ループシステムのチャネル容量を数学式で表現すると、次の通りになる。

ここで、Ｈは、Ｎ_ｒ×Ｎ_ｔ大きさの多重アンテナチャネル行列で、Ｎ_ｒは受信アンテナの個数を表す。上記式２に位相遷移基盤プリコーディンク行列（Ｐ）を適用すると次の通りになる。

上記式３を参照すると、チャネル容量の損失を抑えるためにはＰＰ^Ｈが恒等行列（Ｉｄｅｎｔｉｔｙ Ｍａｔｒｉｘ）とならなければならず、よって、位相遷移基盤プリコーディンク行列（Ｐ）は次のような条件を満たさなければならない。

位相遷移基盤プリコーディンク行列（Ｐ）がユニタリ行列となるためには、次の２つの条件、すなわち、電力制約条件及び直交制約条件を同時に満たさなければならない。電力制約条件は、行列をなす各列（ｃｏｌｕｍｎ）の大きさを１にさせることであり、直交制約条件は、行列の各列（ｃｏｌｕｍｎ）間に直交特性を持たせることである。これらをそれぞれ数学式で表現すると、次の通りになる。

以下、２×２大きさの位相遷移基盤プリコーディンク行列の一般化した数学式の一例を提示し、上記した２つの条件を満たすための関係式について説明する。数学式７は、送信アンテナが２個、空間多重化率が２である一般の位相遷移基盤プリコーディンク行列を表す。

ここで、α_ｉ、β_ｉ（ｉ＝１，２）は実数値を有し、θ_ｉ（ｉ＝１，２，３，４）は位相値を表し、ｋはＯＦＤＭ信号の副搬送波インデックスを表す。このようなプリコーディンク行列をユニタリ行列に具現するためには、数学式８の電力制約条件と数学式９の直交制約条件を満たさなければならない。

ここで、＊は共役複素数を表す。上記式７〜式９をいずれも満たす２×２位相遷移基盤プリコーディンク行列の一例は次の通りである。

ここで、θ_２とθ_３は、直交制約条件によって数学式１１のような関係を持つ。

プリコーディンク行列は、送信端及び受信端のメモリーにコードブック（ｃｏｄｅｂｏｏｋ）の形態で保存されることができ、このコードブックは、有限個の相異なるθ_２値によって生成された様々なプリコーディンク行列を含むことができる。ここで、θ_２値はチャネル状況とフィードバック情報の有無によって適宜設定されることができ、フィードバック情報を使用する場合ではθ_２を小さく設定し、フィードバック情報を使用しない場合ではθ_２を大きく設定することによって、高い周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。

一方、位相遷移基盤プリコーディンクに適用された遅延サンプルの大きさによって周波数ダイバーシティ利得または周波数スケジューリング利得を得ることができる。図６に、遅延サンプルの大きさによる位相遷移基盤プリコーディンクの２つの適用例をグラフで示す。

図６を参照すると、大きい値の遅延サンプル（または循環遅延）を用いる場合、周波数選択性周期が短くなるので周波数選択性が高まり、その結果、チャネル符号は周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。これは主として、チャネルの時間的変化が激しいためにフィードバック情報の信頼性が低下する開ループシステムで利用されることが好ましい。

また、小さい値の遅延サンプルを用いる場合には、フラットフェーディングチャネルから変化された周波数選択性チャネルに、チャネルの大きさが大きくなった部分と小さくなった部分が存在する。したがって、ＯＦＤＭ信号の一定副搬送波領域はチャネル大きさが大きくなり、他の副搬送波領域はチャネル大きさが小さくなる。

このような場合、多数の使用者を受け入れるＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）システムで各使用者別にチャネル大きさの大きくなった一定周波数バンドを通じて信号を伝送すると、信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ；ＳＮＲ）を高めることができる。また、各使用者別にチャネル大きさが大きくなった周波数帯域が異なる場合が頻繁に発生するので、システムの立場では多重使用者ダイバーシティスケジューリング利得を得ることとなる。一方、受信側ではフィードバック情報として単に各資源割当が可能な副搬送波領域のＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）情報のみを伝送すればいいので、相対的にフィードバック情報が小さくなるという長所も持つ。

位相遷移基盤のプリコーディンクのための遅延サンプル（または循環遅延）は、送受信機にあらかじめ定められた値であっても良く、受信機がフィードバックを通じて送信機に伝達した値であってもある。同様に、空間多重化率（Ｒ）も、送受信機にあらかじめ定められた値であっても良いが、受信機が周期的にチャネル状態を把握して空間多重化率を算出し、送信機にフィードバックしても良く、受信機がフィードバックしたチャネル情報を用いて送信機が空間多重化率を算出及び変更しても良い。

一般化した位相遷移ダイバーシティ
以上で説明した位相遷移基盤のプリコーディンク行列は、アンテナ数がＮ_ｔ（Ｎ_ｔは２以上の自然数）で、空間多重化率がＲ（Ｒは１以上の自然数）であるシステムに対して次の数学式１２のような形態で再び表現することができる。これは従来の位相遷移ダイバーシティ技法を一般化して表現したものであるので、以下では数学式１２による多重アンテナ技法を一般化した位相遷移ダイバーシティ（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＧＰＳＤ）と呼ぶ。

ここで、

は、Ｎ_ｔ個の送信アンテナとＲの空間多重化率を持つＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のｋ番目の副搬送波に対するＧＰＳＤ行列を表し、

は

を満たすユニタリ行列で、各アンテナに相応する副搬送波シンボル間の干渉を最小化するために用いられる。特に、位相遷移のための大角行列のユニタリ行列特性をそのまま維持させるために

自身もユニタリ行列の条件を満たすことが好ましい。上記の式１２で周波数領域の位相角θ_ｉ、ｉ＝１，…，Ｎ_ｔは、時間領域の遅延時間τ_ｉ、ｉ＝１，…，Ｎ_ｔと次のような関係を持つ。

ここで、Ｎ_ｆｆｔは、ＯＦＤＭ信号の副搬送波個数を表す。

上記式１２の一例として、２個の伝送アンテナまたは仮想アンテナを有し、１ビットコードブックを使用するシステムのＧＰＳＤ行列式を表現すると、次の通りである。

式１４でα値が定められるとβ値は容易に定められるので、α値に対する情報を適切な２つの値に定めておき、これに対する情報をコードブックインデックスでフィードバックするように具現できる。一例として、フィードバックインデックスが０ならαは０．２にし、フィードバックインデックスが１ならαは０．８にすると、送受信機間にあらかじめ約束できる。

上記式１２でユニタリ行列

の一例として信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得るための所定のプリコーディンク行列が利用されることができ、このようなプリコーディンク行列としてウォルシュハダマード行列（Ｗａｌｓｈ Ｈａｄａｒｍａｒｄ ｍａｔｒｉｘ）またはＤＦＴ行列が用いられることができる。そのうち、ウォルシュハダマード行列が用いられた場合の上記式１２によるＧＰＳＤ行列の一例は、次の通りである。

上記式１５は、４個の送信アンテナまたは仮想アンテナと、空間多重化率４を持つシステムを前提としており、ここで、上記ユニタリ行列を適宜再構成することによって特定送信アンテナを選択したり（ａｎｔｅｎｎａ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）、空間多重化率を調節（ｒａｔｅ ｔｕｎｉｎｇ）できる。

一方、上記式１２のユニタリ行列

は、送信端及び受信端にコードブック形態で備えられることができる。この場合、送信端は受信端からコードブックのインデックス情報がフィードバックされ、自分が持っているコードブックから当該インデックスのユニタリ行列を選択した後、上記の式１２を用いて位相遷移基盤のプリコーディンク行列を構成する。

下記の式１６は、送信アンテナまたは仮想アンテナが４個であるシステムで２個のアンテナを選択するためにユニタリ行列を再構成した様子である。

また、下記の表２は、時間またはチャネルの状況などによって空間多重化率が変わる場合、該当の多重化率に合うようにユニタリ行列を再構成するための方法を示している。

表２では多重化率によってユニタリ行列の１番目列、１〜２番目列、１〜４番目列（ｃｏｌｕｍｎ）が選択された場合を示しているが、これに限定するものではなく、多重化率が１の場合、１、２、３、４番目列のいずれか一つが選択されることができ、多重化率が２の場合、１〜２、２〜３、３〜４、４〜１番目列のいずれか一つが選択されることができる。

上記式１２のユニタリ行列

として２×２、４×４ウォルシュコードを使用した場合のＧＰＳＤ行列の一例を整理すると、次の通りである。

時間可変型の一般化した位相遷移ダイバーシティ
上記の式１２のＧＰＳＤ行列において大角行列の位相角（θ_ｉ）及び／またはユニタリ行列（Ｕ）は時間によって変更されることができる。一例として、上記式１２に対する時間可変型のＧＰＳＤは次のように表示できる。

ここで、

は、特定時間ｔでＮ_ｔ個の送信アンテナまたは仮想アンテナとＲの空間多重化率を持つＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のｋ番目の副搬送波に対するＧＰＳＤ行列を表し、

は

を満たすユニタリ行列で、各アンテナに相応する副搬送波シンボル間の干渉を最小化するために使われる。特に、位相遷移のための大角行列のユニタリ行列特性をそのまま維持させるために

自身もユニタリ行列の条件を満たすことが好ましい。下記の式１８で周波数ドメインの位相角θ_ｉ（ｔ）、ｉ＝１，…，Ｎ_ｔと上記式１２の時間ドメインの遅延時間τ_ｉ（ｔ）、ｉ＝１，…，Ｎ_ｔには次のような関係が成立する。

ここで、Ｎ_ｆｆｔは、ＯＦＤＭ信号の副搬送波個数を表す。

上記の式１７及び式１８を参照すると、時間遅延サンプル値とユニタリ行列は経時変化することができ、ここで時間の単位はＯＦＤＭシンボル単位になっても良く、一定単位の時間になっても良い。

時間可変型のＧＰＳＤを得るためのユニタリ行列として２×２、４×４ウォルシュコードを使用したＧＰＳＤ行列の一例を整理すると、次の通りである。

一般化した位相遷移ダイバーシティの拡張
上記式１２で大角行列とユニタリ行列で構成されたＧＰＳＤ行列に、プリコーディンク行列に該当する第３行列を追加することで、拡張されたＧＰＳＤ行列を構成することができる。これを数学式で表現すると、次の通りになる。

拡張されたＧＰＳＤ行列は、上記式１２に比べてＮ_ｔ×Ｒ大きさのプリコーディンク行列（Ｐ）が大角行列の前に追加され、したがって、大角行列の大きさはＲ×Ｒに変更される。この追加されるプリコーディンク行列

は、特定周波数帯域または特定副搬送波シンボルに対して異なって設定されることができ、開ループシステムではユニタリ行列として設定されることが好ましい。このようなプリコーディンク行列

の追加によって、より最適化した信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得ることができる。

送信端及び受信端には複数のプリコーディンク行列

を含むコードブック（ｃｏｄｅｂｏｏｋ）が備えられることが好ましい。

一方、拡張されたＧＰＳＤ行列でプリコーディンク行列（Ｐ）、大角行列の位相角（θ）及びユニタリ行列（Ｕ）のうち少なくとも一つは時間によって変更されることができる。このために、所定の時間単位または所定の副搬送波単位に次の順番のプリコーディンク行列（Ｐ）のインデックスがフィードバックされると、所定のコードブックから当該インデックスに相応する特定プリコーディンク行列（Ｐ）を選択することができる。このような場合の拡張されたＧＰＳＤ行列式は、次のように表現できる。

拡張されたＧＰＳＤについては大韓民国特許出願第２００７−００３７００８号に記載されているので、重複する部分についての説明は省略する。

アンテナ別位相遷移関係の設定
以上で説明したＧＰＳＤ、時間可変型ＧＰＳＤ、拡張されたＧＰＳＤ及び拡張された時間可能型ＧＰＳＤで、大角行列を構成する各位相角（θ_Ｎｔ）間には下記のような関係が成立できる。以下では時間可変型ＧＰＳＤに対するアンテナ別位相遷移関係に挙げて説明するが、これは上述した他のＧＰＳＤにも同一に適用されることができる。

＜位相遷移関係設定の実施例１＞
時間可変型のＧＰＳＤの位相角は、各アンテナのインデックスによって線形的（ｌｉｎｅａｒ）に増加するように設定されることができる。このような場合における各位相角間の関係を数学式で表現すると、次の通りになる。

本実施例は、正規線形配列アンテナ（ｕｎｉｆｏｒｍ ｌｉｎｅａｒ ａｒｒａｙ ａｎｔｅｎｎａ）構造で高い性能を得ることができ、特に、表２のように空間多重化率が低く設定（または再構成）される場合、最大のビームフォーミング利得を得ることができる。また、ユニタリ行列（Ｕ）が上記式１６のようにアンテナ選択型に決定（または再構成）される場合に高い利得を得ることができる。

＜位相遷移関係設定の実施例２＞
時間可変型のＧＰＳＤの位相角は、偶数番目のアンテナと奇数番目のアンテナに対する位相角が交互に同一位相角を持つように設定できる。４個アンテナシステムにおいてこのような場合に対する各位相角間の関係の一例を数学式にすると、次の通りである。

上記式２６を参照すると、１番アンテナと３番アンテナの位相角、２番アンテナと４番アンテナの位相角がそれぞれ同一に設定されることがわかる。本実施例は、特に、交差編波アンテナ（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｎｔｅｎｎａ）のようにブロック大角（ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｏｎａｌ）のチャネル形態においてチャネル電力が高い場合に良い性能を得ることができる。

＜位相遷移関係設定の実施例３＞
時間可変型のＧＰＳＤの位相角は、特定アンテナに対する位相角が残りのアンテナに対する位相角と異なるように設定できる。このような場合に対する各位相角間の関係の一例を数学式にすると、次の通りになる。

上記式２７は、２番インデックスのアンテナと残りのアンテナ間に相関度が高い場合において２番アンテナの位相角のみを他のアンテナと異なるように設定した場合を表示している。本実施例によれば、特定アンテナが残りのアンテナと相関度が高い場合に特にビームフォーミング利得を高めることができる。

以上では、各アンテナ別位相角の関係が送信アンテナの構造に相応するように設定する実施例について説明した。しかし、アンテナ別位相遷移関係は、初期伝送と再伝送時にそれぞれの目的に相応するようにそれぞれ異なって設定されることができる。また、アンテナ別位相遷移関係は単位時間ごとに異なって設定されることができ、この時、設定時のチャネル状態またはアンテナ別干渉／相関度合を考慮することが好ましい。また、アンテナ別位相遷移関係は、各アンテナに割り当てられた周波数帯域に相応するように設定しても良い。

時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定
一方、ＧＰＳＤにおいて時間遅延（τ_ｉ）、ユニタリ行列（Ｕ_ＮｔｘＲ）と、時間可変型ＧＰＳＤにおいて時間遅延（τ_ｉ（ｔ））、ユニタリ行列（Ｕ_ＮｔｘＲ（ｔ））と、拡張されたＧＰＳＤにおいて時間遅延（τ_ｉ、τ_ｉ（ｔ））、ユニタリ行列（Ｕ_ＮｔｘＲ、Ｕ_ＮｔｘＲ（ｔ））は、様々な条件によって異なって決定されることができる。以下ではＧＰＳＤの時間遅延及び／またはユニタリ行列について説明するが、これは上述した他のＧＰＳＤにも同一に適用されることができる。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１＞
ＯＦＤＭシステムのように副搬送波別に異なる周波数帯域（例えば、１．２５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、…、１００ＭＨｚ）を用いる場合、ＧＰＳＤの時間遅延及び／またはユニタリ行列は、各周波数帯域によって異なって設定されることができる。したがって、時間遅延は周波数帯域によらずに所定の時間同一値を使用しながら、ユニタリ行列のみを各周波数帯域によって異なって設定することも可能である。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例２＞
基地局が特定時間遅延及び／または特定ユニタリ行列を指定して移動端末に通報すると、移動端末は該当値によって時間遅延及び／またはユニタリ行列を設定し、アップリンクのデータ伝送を行なうことができる。

この時、基地局は、移動端末から受信したデータ（例えば、フィードバック情報）の量があらかじめ設定されたバッファーの量を越える場合、再伝送を行なう場合などのように基地局で発生しうる様々な状況を参考して特定時間遅延及び／またはユニタリ行列値を決定することができる。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例３＞
基地局は、移動端末から受信したフィードバック情報を参考して時間遅延及び／またはユニタリ行列を決定することができる。そして、基地局は、決定された時間遅延及び／またはユニタリ行列を用いてダウンリンクのデータ伝送を行なう。フィードバック情報は周期的に提供されることができ、フィードバック情報を受信する度に基地局は時間遅延及び／またはユニタリ行列を新しく決定できる。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例４＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、送信端（基地局または移動端末）に割り当てられた資源の大きさによって異なって設定されることができる。一例として、送信端に大きい資源が割り当てられると、副搬送波間に干渉ができる恐れがあるので、時間遅延を０に設定したり、相対的に小さい値に設定し、小さい資源が割り当てられると、副搬送波間の干渉を減らすために所定値の時間遅延を設定したり、相対的に大きい時間遅延を設定する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例５＞
ＧＰＳＤのユニタリ行列は、基地局により特定ユニタリ行列が選択されることができ、特に、選択されたユニタリ行列に対して特定列（ｃｏｌｕｍｎ）が選択されることができる。

上記表２に示すように、データ伝送時の多重化率によって列の個数が決定されることができる。したがって、基地局は、ＧＰＳＤに使用する特定ユニタリ行列を選択し、移動端末からフィードバックされた多重化率情報を参考し、当該選択したユニタリ行列から多重化率に相応する個数の特定列を選択する。そして、基地局は、当該選択したユニタリ行列情報（または、ユニタリ行列のインデックス）及び該当のユニタリ行列から選択された列情報（または、列に対するサブインデックス）を移動端末に通報する。

ここで、基地局は、移動端末から受信したデータ（例えば、フィードバック情報）の量があらかじめ設定された基地局バッファーの量を越える場合、再伝送を行なう場合などのように基地局で発生しうる様々な状況を参考し、特定ユニタリ行列及び該当のユニタリ行列の特定列（ｃｏｌｕｍｎ）を選択できる。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例６＞
ＧＰＳＤの時間遅延及び／またはユニタリ行列は、移動端末が網に初期接続する時に、基地局が該当の値を決定して移動端末に知らせると、移動端末がアップリンクのデータ伝送に該当の値を用いるようにしても良く、基地局が該当の値を決定した後にダウンリンクのデータ伝送に該当の値を用いるようにしても良い。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例７＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、多重化率によって異なって設定されることができる。一例として、多重化率が１の時、時間遅延は１／２に設定され、多重化率が２の時、時間遅延は１／４に設定されることができる。本実施例は、多重化率によってユニタリ行列の特定列を選択する上記実施例５と組み合わせて使用することができる。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例８＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、データの割当（ｄａｔａ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）方式によって異なって設定されることができる。一例として、端末の信号を周波数領域に分散させて割り当てることによって周波数ダイバーシティ利得を得ようとする場合には時間遅延を相対的に大きくし、周波数ダイバーシティ効果を極大化したり、端末の信号を周波数領域に隣接するように割り当てることで周波数チャネル区間が良好な領域に割り当て、周波数スケジューリング利得を得ようとする場合には、時間遅延を相対的に小さくし、スケジューリング利得を極大化する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例９＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、移動端末の移動速度によって異なって設定されることができる。一例として、移動端末の速度が遅い時は、副搬送波間の干渉が相対的に少ないから時間遅延を小さい値に設定し、移動端末の速度が速い時は、副搬送波間の干渉が相対的に大きいから時間遅延を大きい値に設定する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１０＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、多重アンテナシステムの種類によって異なって設定されることができる。一例として、単一使用者ＭＩＭＯ（ｓｉｎｇｌｅ ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）の場合、ＳＴＣなどのように副搬送波間の干渉を大きく考慮しなくて良い可能性が相対的に高いので、時間遅延を小さい値に設定し、ＳＤＭＡのような複数使用者ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）の場合は、各使用者に割り当てられた副搬送波同士は干渉に厳格でなければならないので、時間遅延を大きい値に設定する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１１＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、伝送される使用者トラフィックの種類によって異なって設定されることができる。一例として、使用者トラフィックがユニキャスト（ｕｎｉｃａｓｔ）トラフィックであるか、マルチキャスト（ｍｕｌｔｉｃａｓｔ）トラフィックである場合、時間遅延は状況によって大きい値または小さい値に設定されることができるが、ブロードキャスト（ｂｒｏａｄｃａｓｔ）トラフィックである場合は、相対的に複数の使用者に対する伝送であるから時間遅延を大きい値に設定する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１２＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、現在のセル内に属した移動端末の数によって異なって設定されることができる。一例として、セル内に多くの移動端末が属している場合には、時間遅延を大きい値に設定し、セル内に少ない移動端末が属している場合には、時間遅延を小さい値に設定する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１３＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、セルの環境によって異なって設定されることができる。一例として、セルは、ホットスポット（ｈｏｔ ｓｐｏｔ）のように隔離されたセル（ｉｓｏｌａｔｅｄ ｃｅｌｌ）環境と多重セル（ｍｕｌｔｉ ｃｅｌｌ）環境とに区分でき、隔離されたセルでは時間遅延を小さく設定し、多重セルでは時間遅延を大きく設定することができる。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１４＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、単位周波数または単位時間に伝送される情報量の大きさによって異なって設定されることができる。一例として、周波数単位情報量（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）が大きい場合（ｆｉｎｅ ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）には、それだけ、干渉によるデータ流失に厳格でなければならないので、時間遅延を大きい値に設定し、周波数単位情報量が小さい場合（ｃｏａｒｓｅ ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）には、時間遅延を小さい値に設定する。また、時間単位情報量（ｔｉｍｅ ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）の場合にも、上記の周波数単位情報量の場合と同じ方式を適用すれば良い。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１５＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、使用するコードブックの大きさによって異なって設定されることができる。一例として、少ない個数のプリコーディンク行列を具備するコードブックを使用するシステムでは、時間遅延を大きい値に設定し、多い個数のプリコーディンク行列を具備するコードブックを使用するシステムでは、時間遅延を小さい値に設定する。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１６＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、送信アンテナの個数によって異なって設定されることができる。一例として、送信アンテナが多いほど、定められたＴＴＬ内で各アンテナに対する時間遅延を配分しなければならないので、相対的に小さい値の時間遅延が設定され、同じ理由から、送信アンテナが少ないほど、相対的に大きい値の時間遅延が設定される。

＜時間遅延及び／またはユニタリ行列の設定実施例１７＞
ＧＰＳＤの時間遅延は、受信端からフィードバックされるチャネル品質情報によって異なって設定されることができる。一例として、受信端は、チャネル品質を測定し、それに基づいてＭＣＳレベルインデックスを決定して送信端にフィードバックし、このとき、一般的にＭＣＳレベルインデックスが高いほどチャネル品質が良好な場合であるから、時間遅延を小さい値に設定する。

位相遷移基盤プリコーディンクを行なう送受信機
図７は、位相遷移基盤プリコーディンク技法が適用されたＳＣＷ ＯＦＤＭ送受信機の一実施例を示すブロック構成図で、図８は、ＭＣＷ ＯＦＤＭ送受信機の一実施例を示すブロック構成図である。

一般に、通信システムは、送信機（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）と受信機（ｒｅｃｅｉｖｅｒ）とを含む。ここで、送信機と受信機は、送信機能と受信機能の両方を行なう送受信機（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）といえる。フィードバックに関する説明を明確にするために、一般データの伝送を担当する一方を送信機とし、送信機にフィードバックデータを伝送する他方を受信機としたわけである。

ダウンリンクで送信機は基地局の一部分（ｐａｒｔ）で、受信機は端末機の一部分でありうる。アップリンクで送信機は端末機の一部分で、受信機は基地局の一部分でありうる。基地局は、複数の受信機と複数の送信機を含むことができ、端末機も同様に、複数の受信機と複数の送信機を含むことができる。受信機の各構成は、それに対応する送信機の各構成の逆機能を行なうのが一般的であるので、以下では、送信機についてのみ詳細に説明する。

図７は、位相遷移基盤プリコーディンク技法が適用されたＳＣＷ ＯＦＤＭ送信機の一実施例を示すブロック構成図で、図８は、ＭＣＷ ＯＦＤＭ送信機の一実施例を示すブロック構成図である。

チャネルエンコーダ５１０，６１０、インタリーバ５２０，６２０、高速逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）５５０，６５０及びアナログ変換器５６０，６６０を含めその他の構成は、図１におけるそれらと同様であり、その詳細説明を省略する。ただし、ここでは、プリコーダ５４０，６４０についてのみ詳細に説明する。

プリコーダ５４０，６４０は、プリコーディンク行列決定モジュール５４１，６４１と、プリコーディンクモジュール５４２，６４２を含む。

プリコーディンク行列決定モジュール５４１，６４１は、上記の式１２、１４、１５及び式２０、２１のうち一つの形態で位相遷移基盤のプリコーディンク行列を決定する。具体的なプリコーディンク行列決定方法は該当する部分で詳細に記述したので、その説明は省略する。ここで、プリコーディンク行列決定モジュール５４１，６４１は、位相遷移基盤のプリコーディンク行列を決定するための大角行列の各アンテナ別位相角を、前述した位相遷移関係設定の実施例１〜３によって様々に決定できる。

プリコーディンクモジュール５４２，６４２は、プリコーディンク行列決定モジュール５４１，６４１により決定された位相遷移基盤のプリコーディンク行列に、該当の副搬送波に対するＯＦＤＭシンボルを乗じてプリコーディンクを行なう。

以上説明した本発明は、本発明の属する技術分野における通常の知識を持つ者にとっては、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で様々な置換、変形及び変更が可能であり、よって、前述した実施例及び添付図面により限定されるものでない。

本発明によれば、従来の循環遅延ダイバーシティ、位相遷移ダイバーシティ及びプリコーディンク技法の短所を補完する位相遷移基盤のプリコーディンク技法を用いて効率的な通信が可能になり、特に、位相遷移基盤のプリコーディンク技法を再構成したＧＰＳＤを適用するに当たり遷移位相角、時間遅延及び／またはユニタリ行列を様々に変更して設定することによって通信状況に合う最適の効率を期待することができる。

Claims (14)

1. 複数の副搬送波を用いる多重アンテナシステムにおけるデータ伝送方法であって、
   位相遷移基盤プリコーディンク行列の一部として、前記多重アンテナのそれぞれに対して異なる位相角を与えるための大角行列を決定する段階と、
   位相遷移基盤プリコーディンク行列の一部として、第１コードブックからユニタリ行列を選択する段階と、
   前記大角行列及びユニタリ行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なう段階と、
   を含む、位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
2. 第２コードブックからプリコーディンク行列を選択する段階と、
   前記選択されたプリコーディンク行列、大角行列及びユニタリ行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なう段階と、
   をさらに含む、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
3. 前記ユニタリ行列は、該当の副搬送波のインデックスが特定コードブック大きさに演算された後に選択される、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
4. 前記大角行列の位相角及び前記ユニタリ行列のうち少なくとも一つは、時間によって変更される、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
5. 前記大角行列は、隣接するアンテナに対する位相角が線形的に増加するようにする、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
6. 前記大角行列は、偶数番目のアンテナ及び奇数番目のアンテナに対する位相角が交互に同一となるようにする、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
7. 前記大角行列は、特定アンテナが他のアンテナと高い相関度を持つ場合、前記特定アンテナに対して前記他のアンテナと異なる位相角を持つようにする、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
8. 前記大角行列の位相角及び前記ユニタリ行列のうち少なくとも一つは、割り当てられた周波数帯域によって異なって決定される、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
9. 前記大角行列の位相角及びユニタリ行列のうち少なくとも一つは、受信端がチャネル状況を決定して送信端に知らせる時に用いられる、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
10. 前記大角行列の位相角及びユニタリ行列のうち少なくとも一つは、送信端が受信端からのフィードバック情報を考慮する時に用いられる、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
11. 前記大角行列の位相角に相応する時間遅延は、多重化率によって異なって決定される、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
12. 前記大角行列の位相角に相応する時間遅延は、送信アンテナの個数によって異なって決定される、請求項１に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを用いたデータ伝送方法。
13. 複数の副搬送波を用いる多重アンテナシステムでデータを伝送する送受信機であって、
    位相遷移及びコードブックのうち少なくとも一つのための前記大角行列を決定し、前記大角行列とユニタリ行列に基づいて位相遷移基盤プリコーディンク行列を決定するプリコーディンク行列決定モジュールと、
    前記大角行列と前記ユニタリ行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なうプリコーディンクモジュールと、
    を含む、位相遷移基盤プリコーディンクを行なう送受信機。
14. 前記プリコーディンク行列決定モジュールは、第２コードブックでプリコーディンク行列を選択し、前記大角行列、前記ユニタリ行列及び前記選択されたプリコーディンク行列に基づいて位相遷移基盤プリコーディンク行列を決定し、
    前記プリコーディンクモジュールは、前記大角行列、前記ユニタリ行列及び前記選択されたプリコーディンク行列に基づいて該当の副搬送波のシンボルにプリコーディンクを行なう、請求項１３に記載の位相遷移基盤プリコーディンクを行なう送受信機。

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