KR20090101804A - 랭크 적응형 4Ｔｘ 시스템을 위한 개루프 방식의 공간분할 다중화 방법 - Google Patents

Abstract

다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서, 랭크에 따라 프리코딩 행렬의 개수를 제한하는 방법이 및 이를 지원하는 송수신기가 제공된다.

위상천이 기반의 프리코딩 행렬은, 주파수 다이버시티 이득 또는 수신 신호대 잡음을 향상시키기 위한 프리코딩 행렬, 위상천이를 위한 대각행렬, 및 가상안테나를 물리적 안테나로 매핑 시키기 위한 단위행렬을 곱하는 방식으로 결정될 수 있다. 여기서, 프리코딩 행렬의 열의 개수는 랭크에 따라 결정된다.

Description

랭크 적응형 4Ｔｘ 시스템을 위한 개루프 방식의 공간분할 다중화 방법{Open-Loop Spatial Multiplexing for 4Tx System with Rank Adaptation}

본 발명은 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 방법 및 이를 지원하는 송수신기에 관한 것이다.

최근 증대되는 무선통신 서비스에 대한 요구에 대처하기 위해서는, 통신 시스템의 용량이 증대되어야 한다. 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위해, 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이때, 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 공간 다이버시티 이득을 취하거나 전송 용량을 높이는 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.

다중 안테나 송수신 기술 중 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) 시스템의 일반적인 구조를 도 1을 참고로 살펴보면 다음과 같다.

송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부 반송파에 싣기 위해 병렬화하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.

다중 안테나 OFDM 시스템에서, 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비를 최대화하기 위해 사용된다.

상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 기법 및 신호대잡음비를 높이기 위한 기법으로 특히 순환지연 다이버시티와 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.

순환지연 다이버시티 기법은 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 것이다. 도 2는 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.

OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널 간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 샘플만큼 순환지연되어 전송된다.

한편, 이와 같은 순환지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.

위상천이 다이버시티 기법을 이용하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득을 얻거나 주파수 선택적 스케줄링을 통해 다중 사용자 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.

도 4는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P ₁ ~ P _L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ₁~χ_Mt)에 적용한다.

전술한 위상천이 다이버시티 기법은 상술한 장점 외에 개루프에서 주파수 선택성 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 폐루프에서도 주파수 스케줄링 이득을 얻을 있다는 장점 때문에 현재 많은 주목을 받고 있으나, 공간 다중화율이 1이므로 높은 데이터 전송률을 기대할 수 없고 자원 할당을 고정적으로 할 경우 상기 이득들을 얻기 힘들다.

또한, 전술한 코드북 기반의 프리코딩 기법은 작은 양의 피드백 정보(인덱스 정보)를 요구하면서 높은 공간 다중화율을 이용할 수 있으므로 효과적인 데이터 전송이 가능하지만, 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고 특히 폐루프 시스템에서만 적용 가능하다.

코드북 기반의 프리코딩 기법에서, 프리코딩 행렬의 개수가 증가할수록 시스템의 복잡도가 증가하는 문제가 있다.

본 발명은, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 개수를 랭크에 따라 제한하여 무선 이동 통신 시스템의 복잡도를 줄이는데 그 목적이 있다.

상술할 과제를 해결하기 위한, 본 발명의 일 양상에 따른, 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법은, 위의 위상천이 기반 행렬을 이용하여 부 반송파 또는 가상자원에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하며, 위의 위상천이 기반 행렬은, 프리코딩 행렬, 위상 천이를 위한 대각행렬, 및 유니터리 행렬의 곱으로 구성되고, 위의 프리코딩 행렬로 구성되는 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 1개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0)을 갖는다. 이때, 위의 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(1) 및 W3(1)은 벡터 [1 -1 1 -1]^T로부터 생성되며, W2(2) 및 W3(2)은 벡터 [1 1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(3) 및 W3(3)은 벡터 [1 1 1 1]^T로부터 생성될 수 있다.

본 발명의 다른 양상에 따른, 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법은, 위의 위상천이 기반 행렬을 이용하여 부 반송파 또는 가상자원에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하며, 위의 위상천이 기반 행렬은, 프리코딩 행렬, 위상 천이를 위한 대각행렬, 및 유니터리 행렬의 곱으로 구성되고, 위의 프리코딩 행렬로 구성되는 코드북은, 랭크 값이 커질수록 위의 랭크에 대해 정의된 프리코딩 행렬의 개수가 더 작아지는 구성을 갖는다. 이때, 위의 코드북은 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 3개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1,2)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 2개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0,1)을 가질 수 있다. 이때, 위의 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(1), W3(1), W4(1)는 벡터 [1 -1 1 -1]^T로부터 생성되며, W2(2) 및 W3(2)은 벡터 [1 1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(3)은 벡터 [1 1 1 1]^T로부터 생성될 수 있다.

또는, 상술한 본 발명의 다른 양상에 따른, 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법에 있어서, 위의 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 2개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 1개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0)을 가질 수 있다. 이때, 위의 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(1) 및 W3(1)는 벡터 [1 -1 1 -1]^T로부터 생성되며, W2(2)는 벡터 [1 1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(3)은 벡터 [1 1 1 1]^T로부터 생성되는, 프리코딩 수행 방법.

본 발명의 다른 양상에 따른, 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법은, 위의 위상천이 기반 행렬을 이용하여 부 반송파 또는 가상자원에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하며, 위의 위상천이 기반 행렬은, 프리코딩 행렬, 위상 천이를 위한 대각행렬, 및 유니터리 행렬의 곱으로 구성되고, 위의 프리코딩 행렬로 구성되는 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지며, 위의 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(1), W3(1), 및 W4(1)는 벡터 [1 1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(2), W3(2), 및 W4(2)는 벡터 [1 -1 1 1]^T로부터 생성되며, W2(3), W3(3), 및 W4(3)는 벡터 [1 1 1 -1]^T로부터 생성된다.

상술한 본 발명은, 랭크 적응형 4Tx 시스템을 위한 개루프 방식의 공간분할 다중화 방법에 이용될 수 있다.

본 발명에 의하면, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 개수가 랭크에 따라 제한되므로 무선 이동 통신 시스템의 복잡도가 줄어든다.

도 1은 다중 송수신 안테나를 구비하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 블록 구성도이다.

도 2는 종래의 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도이다.

도 3은 종래의 위상천이 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도이다.

도 4는 종래의 프리코딩 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성도이다.

도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.

도 6은 위상천이 기반 프리코딩 또는 위상천이 다이버시티의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.

도 7은 다운링크 물리 채널을 대표하는 베이스밴드 신호를 형성하는 일련의 단계를 나타낸 도면이다.

도 8은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기에 대한 블록 구성도이고, 도 9는 MCW OFDM 송신기에 대한 블록 구성도이다.

본 발명의 추가적인 장점, 목적, 및 특징들의 일부는 아래 서술되는 상세한 설명에서 설명되며, 다른 일부는 본 발명의 실시로부터 습득될 수 있거나, 아래 기술되는 내용에 의해 당해 기술분야의 통상의 지식을 갖는 자들에게 자명하다. 본 발명의 목적들 및 다른 장점들은, 첨부된 도면뿐만 아니라 여기에 기술한 상세한 설명 및 청구범위에서 특별히 지적된 구조에 의해 실현되어 얻을 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 참조(reference)를 자세히 기술할 것이며, 본 발명의 예시들은 첨부된 도면들에서 설명된다. 가능하다면, 동일하거나 유사한 부분들을 가리키기 위해, 도면들에 걸쳐 동일한 참조 번호(reference number)가 사용될 것이다.

이하 설명되는 본 발명에 의한 실시예들은, 랭크에 따라 프리코딩 행렬의 개수를 제한함으로써, 큰-지연 CDD(large-delay CCD)와 함께 데이터 인덱스에 따라 코드북 내의 프리코딩 행렬들을 순환적으로 변화시키는, 4Tx 시스템에서의 개루프 방식의 공간분할 다중화(spatial multiplexing) 방식의 부호화 및 복호화 복잡도를 최소화하기 위한 것이다.

위상천이 기반의 프리코딩 행렬

도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.

위상천이 기반의 프리코딩은 전송하려는 모든 스트림을 전체 안테나를 통해 전송하되 각기 다른 위상의 시퀀스를 곱하여 전송하는 것이다. 일반적으로, 작은 순환지연값을 사용하여 위상 시퀀스를 생성하면 수신기에서 볼 때 채널에 주파수 선택성이 생기면서 주파수 영역에 따라 채널의 크기가 커지거나 작아지게 된다.

도 5에서 보듯, 송신기는 상대적으로 작은 순환지연값에 따라 요동(fluctuation)하는 주파수 대역 중에서 주파수가 커져 채널 상태가 양호해지는 부분에 사용자 단말을 할당하여 스케줄링 이득을 확보한다. 이때, 각 안테나에 대하여 일정하게 증가 또는 감소하는 순환지연값을 적용하기 위해 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용한다.

위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, k는 부 반송파의 인덱스 또는 특정 주파수 대역의 인덱스를 가리키고, w^k _i,j(i = 1, ... , N_t, j = 1,...,R)는 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타낸다. 또한, N_t는 송신 안테나의 개수를 나타내고, R은 공간 다중화율을 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심볼 및 해당 부 반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 하나에 따라 결정될 수 있다.

한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬(P)은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이기 위해 유니터리 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 유니터리 행렬의 구성 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

여기서, H는 N_r x N_t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N_r은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)을 적용하면 다음과 같다.

수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP ^H 가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같은 조건을 만족하여야 한다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 전력 제약 조건은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이고, 직교 제약 조건은 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

다음으로, 2 x 2 크기의 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식의 일례를 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 관계식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 송신 안테나가 2개이고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타낸다.

여기서, α _i , β _i (i = 1, 2)는 실수값을 가지고, θ _i (i = 1, 2, 3, 4)는 위상값을 나타내며, k는 OFDM 신호의 부 반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 유니터리 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.

여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일례는 다음과 같다.

여기서, θ₂ 와 θ₃는 직교제약 조건에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.

프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ₂값을 통해 생성된 다양한 프리코딩 행렬을 포함할 수 있다. 여기서, θ₂값은 채널 상황과 피드백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ ₂ 를 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ ₂ 를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

한편, 위상천이 기반 프리코딩에 적용된 지연 샘플의 크기에 따라 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 도 6은 지연 샘플의 크기에 따른 위상천이 기반 프리코딩의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.

도 6에서 보듯, 큰 값의 지연 샘플(또는 순환지연)을 이용하는 경우 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 채널의 시간적 변화가 심하여 피드백 정보의 신뢰성이 떨어지는 개루프 시스템에서 이용되는 것이 바람직하다.

또한, 작은 값의 지연 샘플을 이용하는 경우에는 플랫 페이딩 채널에서 변화된 주파수 선택성 채널에 채널의 크기가 커진 부분과 작아진 부분이 존재한다. 따라서, OFDM 신호의 일정 부 반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고, 다른 부 반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다.

이러한 경우, 여러 명의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 일정 주파수 밴드를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높일 수 있다. 또한, 각 사용자별로 채널 크기가 커진 주파수 대역이 다른 경우가 자주 발생하므로 시스템의 입장에서 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻게 된다. 한편, 수신측에서는 피드백 정보로 단순히 각 자원 할당이 가능한 부 반송파 영역의 CQI(Channel Quality Indicator) 정보만을 전송하면 되므로 상대적으로 피드백 정보가 작아지는 장점도 가진다.

위상천이 기반의 프리코딩을 위한 지연 샘플(또는 순환지연)은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.

일반화된 위상천이 다이버시티 행렬

이상에서 설명한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 안테나 수가 N _t (N _t 는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 12와 같은 형태로 표현될 수 있다. 이는 종래의 위상 천이 다이버시티 기법을 일반화하여 표현한 것으로 볼 수 있으므로, 이하에서는 수학식 12에 의한 다중 안테나 기법을 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD)라 부르기로 한다.

여기서, 는 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부 반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며, 는 를 만족하는 유니터리 행렬(제2행렬)로서 각 안테나에 상응하는 부 반송파 심볼 간의 간섭을 최소화하기 위해 사용된다. 특히, 위상천이를 위한 대각행렬(제1행렬)의 단위행렬 특성을 그대로 유지시키기 위해 자신도 단위행렬의 조건을 만족하는 것이 바람직하다. 수학식 12에서 주파수 영역의 위상각 θ_i, i=1,...,N_t 는 시간 영역의 지연 시간 τ_i, i=1,...,N_t와 다음과 같은 관계를 가진다.

여기서, N_fft는 OFDM 신호의 부 반송파 개수를 나타낸다.

수학식 12의 변형된 예로 다음과 같은 방식으로 GPSD 행렬을 구할 수 있다.

수학식 14의 방식으로 GPSD 행렬을 구성하면 각 데이터 스트림(또는 OFDM 부 반송파)의 심볼들이 각각 동일한 위상만큼 천이되므로 행렬의 구성이 용이해지는 장점이 있다. 즉, 수학식 12의 GPSD 행렬이 동일한 위상의 행(row)을 가지는 데 비해, 수학식 14의 GPSD 행렬은 동일한 위상의 열(column)을 가지게 되므로 각 부 반송파 심볼들이 동일한 위상만큼 천이되는 것이다. 수학식 14를 확장하면 다음과 같은 방식으로 GPSD 행렬을 구할 수 있다.

수학식 15에 의하면 GPSD 행렬의 행(row)과 열(column)이 각각 독립적인 위상을 가지므로 좀더 다양한 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

수학식 12, 14, 15의 일례로, 2개의 전송 안테나를 가지며 1비트 코드북을 사용하는 시스템의 GPSD 행렬식을 표현하면 다음과 같다.

수학식 16에서 α값이 정해지면 β값은 쉽게 정해지므로α값에 대한 정보를 적절한 2가지 값으로 정해놓고 이에 대한 정보를 코드북 인덱스로 피드백하도록 구현할 수 있다. 일례로, 피드백 인덱스가 0이면 α는 0.2로 하고, 피드백 인덱스가 1이면 α는 0.8로 하기로 송수신기 간에 미리 약속할 수 있다.

수학식 12, 14, 15에서 유니터리 행렬()의 일례로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행렬이 이용될 수 있으며, 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬 하다마드 행렬(Walsh Hadamard matrix) 또는 DFT 행렬이 사용될 수 있다. 그 중, 왈쉬 하다마드 행렬이 사용된 경우의 수학식 12에 의한 GPSD 행렬의 일례는 다음과 같다.

수학식 17은 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 제2행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rank adaptation)할 수 있다.

한편, 수학식 12, 14, 15의 유니터리 행렬()은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 제2행렬을 선택한 후 상기 수학식 12, 14, 15 중 하나를 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.

수학식 12, 14, 15의 유니터리 행렬()로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 경우의 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음과 같다.

시간 가변형의 일반화된 위상천이 다이버시티

수학식 12, 14, 15의 GPSD 행렬에서 대각행렬의 위상각(θ_i) 및/또는 유니터리 행렬(U)은 시간에 따라 변경될 수 있다. 일례로, 수학식 12에 대한 시간 가변형의 GPSD는 다음과 같이 표시할 수 있다.

여기서, 는 특정 시간 t에서 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부 반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며, 는 를 만족하는 유니터리 행렬(제4행렬)로서 각 안테나에 상응하는 부 반송파 심볼 간의 간섭을 최소화하기 위해 사용된다. 특히, 위상천이를 위한 대각행렬(제3행렬)의 단위행렬 특성을 그대로 유지시키기 위해 자신도 단위행렬의 조건을 만족하는 것이 바람직하다. 수학식 18에서 위상각 θ_i(t), i=1,...,N_t 과 지연 시간 τ_i(t), i=1,...,N_t는 다음과 같은 관계가 성립한다.

여기서, N_fft는 OFDM 신호의 부 반송파 개수를 나타낸다.

수학식 18과 수학식 19에서 볼 수 있듯이 시간지연 샘플 값과 유니터리 행렬은 시간의 경과에 따라 변할 수 있으며, 여기서 시간의 단위는 OFDM 심볼 단위가 될 수도 있고 일정 단위의 시간이 될 수도 있다.

시간 가변형의 GPSD를 얻기 위한 유니터리 행렬로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음의 표 3 및 표 4와 같다.

실시예 3에서는 수학식 12에 대한 시간 가변형 GPSD 행렬을 소개하였지만, 수학식 14과 수학식 15에서의 대각행렬 및 단위행렬에도 동일하게 적용할 수 있다. 따라서, 이하의 실시예에서는 수학식 12를 일례로 설명하겠지만 수학식 14, 15에도 동일하게 확장 적용할 수 있음은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.

일반화된 위상천이 다이버시티의 확장

실시예 2에서 대각행렬과 단위행렬로 구성된 GPSD 행렬에 프리코딩 행렬에 해당하는 제3행렬을 추가하여 확장된 GPSD 행렬을 구성할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

확장된 GPSD 행렬은 수학식 12에 비해 N_t x R 크기의 프리코딩 행렬(P)이 대각행렬 앞에 추가되며, 따라서 대각행렬의 크기는 R x R로 변경된다는 데에 특징이 있다. 상기 추가되는 프리코딩 행렬()은 특정 주파수 대역 또는 특정 부 반송파 심볼에 대하여 상이하게 설정될 수 있으며, 개루프 시스템에서는 고정 행렬(fixed matrix)로 설정되는 것이 바람직하다. 이와 같은 프리코딩 행렬()의 추가로 보다 최적화된 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻을 수 있다.

또는, 송신단 및 수신단에는 다수의 프리코딩 행렬(P)를 포함하는 코드북(codebook)이 구비될 수도 있다.

한편, 확장된 GPSD 행렬에서 프리코딩 행렬(P), 대각행렬의 위상각(θ) 및 단위행렬(U) 중 적어도 하나는 시간에 따라 변경될 수 있다. 이를 위해, 소정의 시간 단위 또는 소정의 부 반송파 단위로 다음 순번의 프리코딩 행렬(P)의 인덱스가 피드백되면, 소정의 코드북에서 상기 인덱스에 상응하는 특정 프리코딩 행렬(P)을 선택할 수 있다.

본 실시예에 의한 확장된 GPSD 행렬식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

확장된 GPSD 행렬의 일례로 2개 및 4개의 전송 안테나를 가지는 다중 안테나 시스템에 대한 행렬식을 살펴보면 다음과 같다. 여기서는, 단위행렬(U)로 DFT 행렬을 사용하였으나 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 왈쉬 하다마드 코드 등 단위 조건을 만족하는 행렬이면 어느 것이라도 가능하다.

또한, 확장된 GPSD 행렬의 다른 일례로 4개의 전송 안테나를 가지는 다중 안테나 시스템에 대한 행렬식을 살펴보면 다음과 같다.

수학식 24에서, 확장된 GPSD 행렬은 수학식 12에 비해 N_t x N_t 크기의 대각행렬(D₁)과 N_t x R 크기의 프리코딩 행렬(P)이 대각행렬(D₂) 앞에 추가되며, 따라서 대각행렬(D₂)의 크기는 R x R로 변경된다는 데에 특징이 있다. 상기 추가되는 프리코딩 행렬()은 특정 주파수 대역 또는 특정 부 반송파 심볼에 대하여 상이하게 설정될 수 있으며, 개루프 시스템에서는 고정 행렬(fixed matrix)로 설정되는 것이 바람직하다.

이 경우, 대각행렬(D₁)과 대각행렬(D₂)를 통해 하나의 시스템에서 위상각을 동시에 두 가지 종류로 천이시킬 수 있다. 일례로, 대각행렬(D₁)을 통해 작은 값의 위상천이를 적용하고, 대각행렬(D₂)을 통해 큰 값의 위상천이를 적용하는 경우, 전자에 의해 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻을 수 있고 후자에 의해 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이 경우 대각행렬(D₁) 시스템의 성능향상을 위해 사용되며 대각행렬(D₂)는 각 스트림간에 채널을 평균화하는 목적으로 사용 될 수 있다. 또한, 대각행렬 (D₁)을 통해 큰 값의 위상천이를 적용하여 주파수 다이버시티 이득을 증가시키고 대각행렬 (D₂)를 통해 큰 값의 위상천이를 적용하여 각 스트림간에 채널을 평균화하여 사용 할 수 있다. 이러한 이득은 수학식 21의 구조로부터 얻을 수 있다.

이때 수학식 21의 행렬 (P)는 수신기로부터 피드백정보 없이 부반송파 단위 또는 주파수 자원단위로 변형하여 사용할 수 있다. 이러한 형식을 수학식으로 표현하면 아래와 같이 표현 할 수 있다.

수학식 25에서 는 자원인덱스 k마다 다른 프리코딩 행렬 (P)를 사용함으로써 주파수 다이버시티 이득을 증가시키고 대각행렬과 단일행렬 (U)를 통해 각 스트림간에 채널을 평균화 하여 사용 하는 것이다.

<실시예 5>

코드북 부분집합 제한 기법 사용

예를 들어, N_c개의 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북은 기지국 또는 단말에 따라 코드북의 일정 부분만 사용하는 코드북 부분집합 제한 기법을 적용하여 사용하는 경우 N_c개의 프리코딩 행렬은 N_restrict의 개수의 프리코딩 행렬로 줄여 사용하여야 한다. 여기에서 코드북 부분집합 제한 기법은 다중 셀 간섭을 줄이기 위해 사용 되거나 복잡도를 줄이기 위해 사용 될 수 있다. 여기서 N_restrict≤N_c의 조건을 항상 만족하여야 한다. 예를 들어, 코드북의 전체 프리코딩 행렬의 개수가 N_c=6라고 가정하면 전체 집합의 코드북 과 일례로 6개의 프리코딩 행렬 중 4개의 프리코딩 행렬만 사용하도록 결정된 코드북 는 아래의 수학식 26과 같이 표현 할 수 있다.

위의 수학식 26에서 는 코드북의 인덱스를 다시 배열한 등가 코드북이다. 상기 수학식 26에서의 코드북 부분집합 제한 방법을 사용할 때, 수신 복잡도를 낮추기 위하여 코드북 중 프리코딩 행렬이 {1, -1, j, -j}의 요소로만 구성된 프리코딩 행렬만을 부분집합으로 사용 할 수 있으며, 요소의 크기는 정규화 인자에 따라 다른 값을 가질 수 있다.

코드북 내의 프리코딩 행렬들을 순환 반복하여 사용

예를 들어, 특정 시간에서 송수신기간에 정해놓은 프리코딩 행렬 집합이 미리 정의 되어있다면 수학식 27과 같이 표현 할 수 있다.

수학식 27에서 프리코딩 행렬의 집합은 N_c개의 프리코딩 행렬을 포함 하고 있다. 위의 수학식 27은 아래의 수학식 28과 같은 형태로 단순화 시킬 수 있다.

즉, 수학식 27과 수학식 28은 코드북을 나타내는 안의 프리코딩 행렬들을 부반송파 또는 자원인덱스에 따라 순환 반복하여 사용하는 방법을 나타낸다.

그리고, 위의 수학식 28에서 은 데이터 스트림을 섞어주는 역할을 하는데, 는 데이터 스트림 치환 행렬이라고 칭할 수 있고 수학식 27에 나타난 바와 같이 공간 다중화율(R)따라 선택될 수 있다. 는 아래의 수학식 29과 같은 간단한 형태로도 표현이 가능하다.

공간 다중화율 2:

공간 다중화율 3:

공간 다중화율 4:

상술한 코드북 내에서 프리코딩 행렬들을 순환 반복하여 사용하는 방법은, 코드북 제한 기법이 적용된 코드북 내에서도 사용될 수 있다. 예를 들어, 수학식 26의 를 적용하면 수학식 28은 아래 수학식 30과 같이 표현될 수 있다.

위의 수학식 30의 k는 부반송파 또는 주파수 자원 인덱스를 나타내고 위의 경우 N_restrict=4이다. 즉, 수학식 30은 프리코딩 행렬이 제한된 코드북을 나타내는 안의 프리코딩 행렬들을 부반송파 또는 자원인덱스에 따라 순환 반복하여 사용 하는 방법을 나타낸다.

소정의 단위로 코드북 내 프리코딩 행렬을 순환 반복하여 사용

수학식 28은 주파수 자원 설정에 따라 아래의 수학식 31과 같이 표현할 수 있다.

위의 수학식 31에서 k는 부반송파 인덱스가 될 수도 있고, 가상자원 인덱스가 될 수도 있다. k가 부반송파 인덱스인 경우, 수학식 31은 ν부반송파마다 프리코딩 행렬이 바뀌는 형태를 보일 것이다. 그리고, k가 가상자원 인덱스인 경우, 수학식 31은 ν 가상자원마다 프리코딩 행렬이 바뀌는 형태를 보일 것이다.

수학식 31은 프리코딩 행렬이 N_c개의 프리코딩 행렬 내에서 바뀔 수 있는 경우를 나타낸 것이다. 그리고, ν값은 프리코딩 행렬의 공간 다중화율과 같은 것을 사용하여 결정할 수 있다. 예를 들어, ν=R의 형태로 사용할 수 있다.

또한, 수학식 26을 통해 설명한 코드북 부분집합 제한 기법을 적용하는 경우에도 위와 같이 프리코딩 행렬을 소정 개수의 부반송파 또는 가상자원 단위로 변경할 수 있음은 당연할 것이다. 이는 이하 수학식 32에 나타난다.

수학식 32의 경우에도, ν 값에 따라 ν단위로 프리코딩 행렬이 바뀌는 형태를 보일 수 있음은 수학식 31과 동일하나, 다만, 프리코딩 행렬이 N_restrict(≤N_c)개의 프리코딩 행렬 내에서 바뀐다는 점에서 차이가 있을 것이다.

한편 실시예 5의 코드북 부분집합 제한 기법을 이용하여 특정 주파수자원 마다 프리코딩 행렬의 순환반복을 적용하여 주파수 다이버시티 기법을 적용하는 경우, 순환 반복되는 프리코딩 행렬의 개수에 따라 주파수 다이버시티 이득이 달라질 수 있다. 이하 코드북 부분집합 제한 기법의 다양한 실시예들을 설명한다.

공간 다중화율에 따른 코드북 부분집합 제한 기법

공간 다중화율(rank)에 따라 부분집합을 다르게 정의할 수 있다. 예를 들어, 공간 다중화율이 낮은 경우 부분집합의 개수를 크게 사용하여 주파수 다이버시티 이득을 최대로 얻고, 공간 다중화율이 높은 경우 부분집합의 개수를 작게 사용하여 성능을 유지하면서 복잡도를 줄일 수 있다.

수학식 33은 각 공간 다중화율에 따라 다른 크기의 코드북 부분집합을 정의하는 방법의 일례를 나타낸다.

위의 수학식 33에서 은 공간 다중화율 R에 따른 코드북의 부분집합의 프리코딩 행렬의 개수를 나타낸다. 이로써, 실시예 5의 코드북 부분집합 제한 기법을 적용한 코드북에 대해 프리코딩 행렬들을 순환 반복하여 사용하는 경우 수신기의 복잡도를 줄이고 성능을 향상 시킬 수 있다.

채널 부호화 율에 따른 코드북 부분집합 제한 기법

채널 부호화 율에 따라 부분집합을 다르게 정의할 수 있다. 예를 들어, 주파수 다이버시티 이득은 보통 채널 부호화 율이 낮은 경우 높은 성능을 얻을 수 있으며, 채널 부호화 율이 높은 경우 오히려 성능이 저하 될 수 있다. 따라서 동일한 공간다중화율 환경에서 채널 부호화 율에 따라 다른 크기의 코드북 부분집합을 사용하여 성능을 최적화 할 수 있다.

재전송에 따른 코드북 부분집합 제한 기법

재전송을 고려하여 부분집합을 다르게 정의할 수 있다. 예를 들어, 재전송시 처음 전송시 사용 되었던 코드북 부분집합 이외의 다른 부분집합을 사용함으로써 수신기의 재전송 성공확률을 높일 수 있다. 따라서, 재전송 여부에 따라 또는 재전송 횟수에 따라 코드북 부분집합의 프리코딩 행렬의 개수는 같지만 다른 부분집합을 사용하여 프리코딩 행렬의 순환 반복 방법을 사용함으로써 시스템의 성능을 향상 시킬 수 있을 것이다.

송신안테나 별 전력제어를 사용하는 일반화된 위상천이 다이버시티의 확장

프리코딩 기법들에 대하여 송신 안테나 별로 주파수 또는 시간에 따라 다른 크기의 전력 값을 사용하여 성능향상 또는 효율적인 전력사용이 가능하도록 할 수 있다.

예를 들어, 수학식 28, 수학식 30, 수학식 31 그리고 수학식 32를 이용하여 송신 안테나 별 전력제어 방식을 적용할 수 있다. 특히 수학식 31 그리고 수학식 32의 실시예에 대한 적용례를 아래의 수학식 34 그리고 수학식 35와 같이 표현할 수 있다.

위의 수학식 34에서 은 상술한 바와 같이 데이터 스트림을 섞어주는 역할을 하는데, 수학식 29와 같은 형태로도 표현할 수 있다. 그리고, 는 대각행렬로 m-번째 주파수영역 또는 t-시간에 따라 각 송신 안테나 별로 다른 크기의 전력을 보낼 수 있도록 하는 전력제어 대각행렬을 나타낸다. 또한, 는 i-번째 송신안테나의 m-번째 주파수영역에서 t-시간에 사용되는 전력 제어 인자를 나타낸다.

위의 수학식 34는 N_c개의 프리코딩 행렬을 가지는 코드북을 이용하여 순환반복을 이용한 방식에 송신 안테나 별 전력제어를 적용한 방식을 표현하고 있으며, 아래의 수학식 35는 수학식 32에서 코드북의 부분집합 제한 기법을 이용하여 순환반복을 이용한 방식에 송신 안테나 별 전력제어를 적용한 방식을 표현한 것이다.

수학식 35에서도 , 및 각각이 나타내는 바는 위 수학식 34의 경우와 동일하다. 다만, 프리코딩 행렬이 N_restrict(≤N_c)개의 프리코딩 행렬 내에서 순환 반복된다는 점에서 차이가 있을 것이다.

이하, 다운링크 물리 채널이 가질 수 있는 구조를 설명한다.

도 7은 다운링크 물리 채널을 대표하는 베이스밴드 신호를 형성하는 일련의 단계를 나타낸 도면이다.

(1) 물리 채널 상에서 전송될 각각의 코드 워드 내의 암호화된 비트들을 스크램블링하는 단계

(2) 스크램블링된 비트들을 변조하여 복소수 값을 갖는 변조 심볼들을 생성하는 단계

(3) 복소수 값을 갖는 변조 심볼들을 하나 이상의 전송 레이어 상에 매핑하는 단계

(4) 안테나 포트 상의 전송을 위한 각 레이어 상에서 복소수 값을 갖는 변조 심볼들을 프리코딩하는 단계

(5) 각 안테나 포트에 대한 복소수 값을 갖는 변조 심볼들을 자원 요소들에 매핑하는 단계

(6) 각 안테나 포트에 대해 복소수 값을 갖는 시간 영역 OFDM 신호를 생성하는 단계

스크림블링 블록(201)에서, 하나의 서브프레임 내에서 물리 채널 상으로 전송되는 M ^{( q )} _bit개의 비트(b ^{( q )}(0),...,b ^{( q )}(M ^{( q )} _bit-1))를 갖는 각각의 코드워드 q 내의 비트들은, 변조 단계를 거치기 이전에 수학식 36에 의해 스크램블링되어, 한 블럭의 스크램블링된 비트()들로 변환될 수 있다.

여기서 스크램블링 시퀀스 c ^{( q )}(i)는 길이 31의 골드 시퀀스(Gold sequence)로서 정의될 수 있다. 이 스크램블링 시퀀스 생성단은 각각의 서브프레임의 시작 시점에 초기화될 수 있다.

변조 매핑 블록(202)에서, 각각의 코드워드 q에 대하여, 한 블록의 스크램블된 비트()들은, PDSCH, PMCH 에 대해서 QPSK, 16QAM, 64QAM에 의해 변조되어, 한 블록의 복소수 값을 갖는 변조 심볼들(d ^{( q )}(0),...,d ^{( q )}(M ^{( q )} _symb-1))로 변환될 수 있다.

레이어 매핑 블록(203)에서, 전송될 각각의 코드워드들에 대한 복소수 값을 갖는 변조 심볼들은 하나 이상의 레이어 상에 매핑될 수 있다. 코드워드 q에 대한 복소수 값을 갖는 변조 심볼들(d ^{( q )}(0),...,d ^{( q )}(M ^{( q )} _symb-1))은 레이어 x(i)=[x ⁽⁰⁾(i) ... x ^{( ν -1)}(i)]^T상에 매핑될 수 있다. 여기서, i=0,1,..., M ^layer _symb-1이며, ν는 레이어의 개수이고, M ^layer _symb는 레이어당 변조 심볼의 개수일 수 있다.

프리코딩 블록(204)에서, 한 블록의 벡터 x(i)=[x ⁽⁰⁾(i) ... x ^{( ν -1)}(i)]^T, i=0,1,..., M ^layer _symb-1를 입력으로 삼아, 각각의 안테나 포트의 자원에 매핑되는 한 블록의 벡터 y(i)=[... y ^{( p )}(i) ...]^T, i=0,1,..., M ^ap _symb-1를 생성할 수 있다. 여기서, y ^{( p )}(i)는 안테나 포트 p에 대한 신호를 나타낸다.

자원 요소 매핑 블록(205)에서, 물리 채널의 전송에 사용되는 각각의 안테나 포트에 대하여, 한 블록의 복소수 값을 갖는 심볼들(y ^{( p )}(0),..., y ^{( p )}(M ^ap _symb-1))은, 전송을 위해 할당된 가상 자원 블록에 대응하는 물리 자원 블록의 (k,l)번째 자원 요소에 매핑될 수 있다. 이때, y ^{( p )}(0)으로부터 시작하여 순차적으로 매핑될 수 있다. 이때, 위의 가상 자원 블록은 PCFICH, PHICH, PDCCH, PBCH, 동기 신호 또는 기준 신호(reference signals)에 대해서는 사용되지 않을 수 있다.

이하, 프리코딩 블록(204)에 대하여 더 자세히 설명한다.

단일 안테나 포트 상의 전송에 대해, 프리코딩은 y ^{( p )}(i)=x ⁽⁰⁾(i) 에 의해 정의될 수 있다. 여기서, i=0,1,...,M ^ap _symb-1, M ^ap _symb=M ^layer _symb이다.

공간 다중화를 위한 프리코딩은 공간 다중화를 위한 레이어 매핑과 함께 사용될 수 있다. 이때, 공간 다중화는 두 개 또는 네 개의 안테나 포트를 지원하며, 사용되는 안테나 포트는 각각, p∈{0,1} 또는 p∈{0,1,2,3}이다.

순환 지연 다이버시티(CDD) 없이, 공간 다중화를 위한 프리코딩은 수학식 37에 의해 정의될 수 있다.

여기서, 프리코딩 행렬 W(i) 의 크기는 P x ν이며, i=0,1,...,M ^ap _symb-1, M ^ap _symb=M ^layer _symb이다.

프리코딩 행렬 W(i)의 값(또는, 프리코딩 행렬 W(i)의 인덱스)는 eNodeB 및 UE 내에 구성되어 있는 코드북에서 선택될 수 있다. eNodeB는, UE로 하여금, 코드북 내의 요소들로 이루어진 하나의 서브셋 내에서만 프리코더를 선택하도록 제한할 수 있다(이하, 코드북 서브셋 제한(codebook subset restriction)).

이때, 코드북은 표 5 또는 표 6으로부터 선택될 수 있다.

표 5는 두 개의 안테나 포트 상에서의 전송을 위한 것으로서, 프리코딩 행렬 W(i)는 표 5 또는 표 5의 서브셋(subset)으로부터 선택될 수 있다. 폐루프 공간 다중화 전송 모드를 위해, 레이어 개수가 2일 때에 코드북 인덱스 0(zero)는 사용되지 않을 수 있다.

표 6은 네 개의 안테나 포트 상에서의 전송을 위한 것으로서, 프리코딩 행렬 W(i) 는 표 2 또는 표 2의 서브셋으로부터 선택될 수 있다. 표 6에서, W _n ^{s}은, 행렬 W _n =I-2u _n u _n ^H /u _n ^H u _n 으로부터 집합 {s}에 의해 주어지는 행(columns)에 의해 정의되는 행렬을 나타낸다. 여기서 I는 4x4 유니터리 행렬이고, 벡터 u _n 은 표 2에 의해 주어진다. 예를 들어, 코드북 인덱스=0이고 레이어 개수가 ν=2인 경우에, u ₀ =[1 -1 -1 -1]^T이고, W ₀ =I-2u ₀ u ₀ ^H /u ₀ ^H u ₀ 는 4x4 행렬로 주어진다. 이때, 행렬 W _n ^{14}는, 행렬 W ₀ 중 {s}={1, 4}이 가리키는 두 개의 열, 즉, 첫 번째 열(column) 및 네 번째 열(column)로 구성되는 4x2 행렬이다.

이하, 큰 지연 CDD를 위한 프리코딩에 대하여 설명한다.

3GPP LTE 시스템에서, 랭크가 1보다 클 때에 개루프 공간분할 다중화 전송 방식으로서의 큰-지연 CDD는 다음과 같이 정의될 수 있다. 즉, 큰-지연 CDD에 대하여, 공간분할 다중화를 위한 프리코딩은 수학식 38과 같이 정의될 수 있다.

여기서, 프리코딩 행렬 W(i)의 크기는 P x ν이다(단, i=0,1,...,M ^ap _symb-1, M ^ap _symb=M ^layer _symb).

서로 다른 레이어 번호 ν에 대하여, 순환 지연 다이버시티를 지원하는 크기 ν x ν의 대각 행렬(diagonal matrix) D(i) 및 크기가 ν x ν인 행렬 U은 표 7에 의해 주어질 수 있다.

프리코딩 행렬 W(i)의 값(또는, 프리코딩 행렬의 인덱스)은 eNodeB 및 UE 내에 구성되어 있는 코드북에서 선택될 수 있다. eNodeB는, UE로 하여금, 코드북 내의 요소들로 이루어진 하나의 서브셋 내에서만 프리코더를 선택하도록 제한할 수 있다(이하, 코드북 서브셋 제한(codebook subset restriction). 2Tx를 위해 구성된 코드북은 표 5로부터 선택될 수 있고, 4Tx를 위해 구성된 코드북은 표 6으로부터 선택될 수 있다.

이하, 큰 지연 CDD를 위한 프리코딩 중 4Tx에 대하여 자세히 설명한다.

4Tx에 대하여, 프리코딩 행렬 W(i)는 표 6에 정의된 코드북 내의 프리코딩 요소 중 하나이어야 한다. 4Tx 안테나 시스템을 위한 개루프 SM 동작은 아래와 같이 정의된다.

(1) PMI 피드백이 사용되지 않는다. 큰-지연 CCD 동작은 다음과 같이 정의되는 개루프 공간 다중화로서만 특정된다. Node-B는, 스케쥴된 부대역(subband) 내의 서로 다른 데이터용 서브캐리어에게, 고정된 코드북 서브셋으로부터 선택되는 서로 다른 프리코더들을 순환적으로 할당한다. 서로 다른 프리코더는 γ개의 데이터 자원요소(RE) 서브캐리어마다 한 번씩 사용된다. 여기서, γ은 전송 랭크(transmission rank)이다. 특히, 데이터 인덱스 i에 대한 프리코더 W(i)는 W(i)=C _k 에 의해 선택된다. 여기서 k는 프리코더 인덱스로서 에 의해 주어진다. 이때, k=1, 2, ..., N이고, N은 {C₁, C₂, ..., C_N}으로 표시되는 코드북 서브셋의 크기이다.

(2) {C₁, C₂, ..., C_N}으로 표시되는 코드북 서브셋은 아래의 실시예 1, 실시예 2, 및 실시예 3과 같이 정의될 수 있다.

실시예 1

N은 랭크와 상관없이 동일한 값을 가질 수 있다. 예를 들어, 만일 랭크에 관계없이 N=4라면, 코드북 서브셋은 아래와 같이 정의되는 표 8에 정의된 코드북으로부터 선택될 수 있다. 여기서, 코드북 내의 선택된 프리코딩 행렬들은, 주파수 다이버시티 이득(frequency diversity gain)을 최대화하기 위하여 최대의 코드워드 거리(maximum codeword distance)를 갖는다.

실시예 2

부호화 및 복호화의 복잡도를 줄이기 위해서, N은 랭크에 따라 서로 다른 값을 가질 수 있다. 일반적으로, 랭크 값이 커짐에 따라, 프리코딩 행렬 사이클링(precoding matrix cycling)으로부터 얻는 주파수 다이버시티 이득은 감소한다. 따라서, 랭크 값이 커짐에 따라 더 작은 N 값을 사용하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 랭크 2, 3, 4에 대하여 각각 N이 4, 2, 1의 값을 갖도록 N값을 정의할 수 있다. 이때, 코드북 서브셋은 아래의 표 9에 정의된 코드북으로부터 선택될 수 있다.

대안으로서, 랭크 2, 3, 4에 대하여 각각 N이 4, 3, 2의 값을 갖도록 N값을 정의할 수 있다. 이때, 코드북 서브셋은 아래의 표 10에 정의된 코드북으로부터 선택될 수 있다.

실시예 3

프리코딩 행렬 사이클링으로부터 얻어지는 주파수 다이버시티 이득은 랭크가 최대값을 가질 때에 한계치에 이르러 미미하기 때문에, 풀 랭크 전송(full rank transmission)을 위해서 고정된 행렬(즉, N=1)이 사용되고, 복수의 프리코딩 행렬은 랭크 수(rank number)가 전송 안테나의 개수보다 작은 경우에 사용하는 방식을 사용할 수 있다. 예를 들어, 풀 랭크를 위해 고정 행렬이 사용되며 랭크 2, 랭크 3에 대하여 N=4로 정의되는 경우에는, 코드북 서브셋은 아래의 표 11에 정의된 코드북으로부터 선택될 수 있다.

<실시예 4>

위상천이 기반의 프리코딩을 수행하는 송수신기

일반적으로 통신 시스템은 송신기(transmitter)와 수신기(receiver)를 포함한다. 여기서, 송신기와 수신기는 송신 기능과 수신 기능을 모두 수행하는 송수신기(transceiver)라 할 수 있다. 다만, 피드백에 관한 설명을 명확하게 하기 위해 일반 데이터의 전송을 담당하는 일방을 송신기라 하고, 송신기로 피드백 데이터를 전송하는 타방을 수신기라 한다.

하향링크에서 송신기는 기지국의 일부분(part)일 수 있고, 수신기는 단말기의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말기의 일부분일 수 있고, 수신기는 기지국의 일부분일 수 있다. 기지국은 다수의 수신기와 다수의 송신기를 포함할 수 있고, 단말기 역시 다수의 수신기와 다수의 송신기를 포함할 수 있다. 일반적으로 수신기의 각 구성은 그에 대응되는 송신기의 각 구성의 역기능을 수행하므로 이하에서는 송신기에 대하여만 상세히 설명하기로 한다.

도 8은 위상천이 기반 프리코딩 기법이 적용된 SCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이고, 도 9는 MCW OFDM 송신기의 일 실시예에 대한 블록 구성도이다.

채널 인코더(510, 610), 인터리버(520, 620), 고속 역퓨리에 변환기(IFFT)(550, 650) 및 아날로그 변환기(560, 660)를 비롯한 기타의 구성은 도 1에서의 그것들과 동일하므로 여기서는 설명을 생략하고, 여기서는 프리코더(540, 640)에 대하여만 상세히 설명한다.

프리코더(540, 640)는 프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)과, 프리코딩 모듈(542, 642)를 포함하여 이루어진다.

프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)은 수학식 12, 14, 15 및 수학식 20, 21 중 하나의 형태로 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 결정한다. 구체적인 프리코딩 행렬 결정 방법은 상세히 설명한 바 있으므로 여기서는 그에 대한 설명은 생략한다. 수학식 12, 14, 15 및 수학식 20, 21 중 하나의 형태로 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬은 수학식 18에서 보듯 시간에 따라 부 반송파 간 간섭 배제를 위한 프리코딩 행렬 및/또는 대각행렬의 위상각 및/또는 단위행렬을 변경할 수 있다.

또한, 프리코딩 행렬 결정모듈(541, 641)은 상기 프리코딩 행렬 및 단위행렬 중 적어도 하나는 수신단으로부터 피드백된 정보에 기초하여 선택할 수 있으며, 이때 상기 피드백 정보는 소정의 코드북에 대한 행렬 인덱스를 포함하는 것이 바람직하다.

프리코딩 모듈(542, 642)은 상기 결정된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 OFDM 심벌의 해당 부반송파에 곱하여 프리코딩을 수행한다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명은 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 이용될 수 있다.

Claims (8)

1. 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법에 있어서,

   상기 위상천이 기반 행렬을 이용하여 부 반송파 또는 가상자원에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하며,

   상기 위상천이 기반 행렬은, 프리코딩 행렬, 위상 천이를 위한 대각행렬, 및 유니터리 행렬의 곱으로 구성되고,

   상기 프리코딩 행렬로 구성되는 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 1개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0)을 갖는,

   프리코딩 수행 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(1) 및 W3(1)은 벡터 [1 -1 1 -1]^T로부터 생성되며, W2(2) 및 W3(2)은 벡터 [1 1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(3) 및 W3(3)은 벡터 [1 1 1 1]^T로부터 생성되는, 프리코딩 수행 방법.
3. 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법에 있어서,

   상기 위상천이 기반 행렬을 이용하여 부 반송파 또는 가상자원에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하며,

   상기 위상천이 기반 행렬은, 프리코딩 행렬, 위상 천이를 위한 대각행렬, 및 유니터리 행렬의 곱으로 구성되고,

   상기 프리코딩 행렬로 구성되는 코드북은, 랭크 값이 커질수록 상기 랭크에 대해 정의된 프리코딩 행렬의 개수가 더 작아지는 구성을 갖는,

   프리코딩 수행 방법.
4. 제3항에 있어서,

   상기 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 3개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1,2)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 2개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0,1)을 갖는,

   프리코딩 수행 방법.
5. 제4항에 있어서,

   상기 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(1), W3(1), W4(1)는 벡터 [1 -1 1 -1]^T로부터 생성되며, W2(2) 및 W3(2)은 벡터 [1 1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(3)은 벡터 [1 1 1 1]^T로부터 생성되는, 프리코딩 수행 방법.
6. 제3항에 있어서,

   상기 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 2개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 1개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0)을 갖는,

   프리코딩 수행 방법.
7. 제6항에 있어서,

   상기 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(1) 및 W3(1)는 벡터 [1 -1 1 -1]^T로부터 생성되며, W2(2)는 벡터 [1 1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(3)은 벡터 [1 1 1 1]^T로부터 생성되는, 프리코딩 수행 방법.
8. 다수의 부 반송파를 이용하며 위상천이 기반 행렬을 사용하는 다중 안테나 시스템에서의 프리코딩 수행 방법에 있어서,

   상기 위상천이 기반 행렬을 이용하여 부 반송파 또는 가상자원에 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하며,

   상기 위상천이 기반 행렬은, 프리코딩 행렬, 위상 천이를 위한 대각행렬, 및 유니터리 행렬의 곱으로 구성되고,

   상기 프리코딩 행렬로 구성되는 코드북은, 랭크 2에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W2(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지고, 랭크 3에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W3(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지며, 그리고 랭크 4에 대하여 4개의 프리코딩 행렬 W4(i)(단, i=0,1,2,3)을 가지며,

   상기 W2(i), W3(i), W4(i) 중, W2(0), W3(0), 및 W4(0)는 벡터 [1 -1 -1 -1]^T로부터 생성되며, W2(1), W3(1), 및 W4(1)는 벡터 [1 1 -1 1]^T로부터 생성되며, W2(2), W3(2), 및 W4(2)는 벡터 [1 -1 1 1]^T로부터 생성되며, W2(3), W3(3), 및 W4(3)는 벡터 [1 1 1 -1]^T로부터 생성되는,

   프리코딩 수행 방법.