KR20070009418A - 도플러 주파수 산출 장치와 방법 및 직교 주파수 분할 다중복조 장치 - Google Patents

도플러 주파수 산출 장치와 방법 및 직교 주파수 분할 다중복조 장치 Download PDF

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Abstract

직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호가 전송되는 전송로의 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 장치는, 상기 OFDM 신호 중 기준 반송파(캐리어) 신호를 갖는 서브캐리어의 수신 신호점을 격납하는 수신 신호점 기억부와; 상기 수신 신호점 기억부에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하는 변조 성분 제거부; 및 상기 변조 성분 제거부에 의해 변조 성분이 제거된 상기 각 서브캐리어의 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출부를 포함한다.
도플러 주파수, OFDM, 복조

Description

도플러 주파수 산출 장치와 방법 및 직교 주파수 분할 다중 복조 장치{DOPPLER FREQUENCY CALCULATING APPARATUS AND METHOD AND OFDM DEMODULATING APPARATUS}
도 1은 본 발명의 실시예의 OFDM 수신 장치의 블록 구성도.
도 2는 OFDM 수신 장치 내의 도플러 주파수 산출 회로의 블록 구성도.
도 3은 도플러 주파수 산출 회로 내의 수신 신호점 메모리의 메모리 공간을 도시하는 도면.
도 4는 도플러 주파수 산출 회로 내의 최대 도플러 주파수 산출 회로에 의해 산출되는 최대 도플러 주파수를 도시하는 도면.
도 5는 제 1의 변형예에 따른 도플러 주파수 산출 회로의 블록 구성도.
도 6은 제 2의 변형예에 따른 도플러 주파수 산출 회로의 블록 구성도.
도 7은 OFDM 수신 장치 내의 등화 회로의 블록 구성도.
도 8은 등화 회로 내의 시간 방향 보간 필터의 블록 구성도.
도 9는 시간 방향 보간을 행하지 않으면서 전송로 특성을 추정하기 위한 주파수 방향의 보간 필터 처리를 설명하는 도면.
도 10은 OFDM 신호의 전송 심볼을 설명하는 도면.
도 11은 OFDM 신호의 SP 신호의 삽입 위치를 설명하기 위한 도면.
도 12는 시간 방향 보간 필터에 의해 전송로 특성이 추정된 서브캐리어를 설명하는 도면.
도 13은 전송로 특성을 추정하기 위한 주파수 방향의 보간 필터 처리를 설명하는 도면.
(도면의 주요부분에 대한 부호의 설명)
1 : OFDM 수신 장치 20 : 전송 제어 정보 복호 회로
21 : 도플러 주파수 산출 회로 22 : 등화 회로
31 : 수신 신호점 메모리 32 : 변조 위상 재생 회로
33 : 변조 위상 제거 회로 34 : FFT 연산 회로
35 : 최대 도플러 주파수 산출 회로 36 : 보간 필터 제어 회로
41 : SP 신호 추출 회로 42 : 기준 SP 신호 발생 회로
43 : 변조 위상 제거 회로 44 : 시간 방향 보간 필터
45 : 주파수 방향 보간 필터 46 : 복소 제산 회로
51 : 보간 필터 52 : 지연 회로
53 : 2배기 54 : 선택기
관련 문헌
본 발명은 2005년 7월 15일자로 일본 특허청에 출원된 일본 특허출원 제2005-207417호를 우선권으로 주장한다.
기술 분야
본 발명은, 예를 들면 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 이동 수신할 때에, 전송로 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 장치와 방법, 및 산출된 도플러 주파수를 이용하여 등화(等化) 처리를 행하는 OFDM 복조 장치에 관한 것이다.
배경 기술
디지털 신호는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing ； OFDM) 방식(이하, OFDM 방식이라고 한다)이라고 불리는 변조 방식에 의해 전송될 수 있다. OFDM 방식은, 전송 대역 내에 다수의 직교하는 부반송파(서브캐리어)를 마련하고, 각 서브캐리어의 진폭 및 위상에 PSK(Phase Shift Keying)나 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)에 의해 데이터를 할당하여, 디지털 변조하는 방식이다.
OFDM 방식에서는, 다수의 서브캐리어로 전송 대역을 분할하기 때문에, 서브캐리어 각각에 대한 대역은 좁아지고 변조 속도는 늦어지지만, 전체적인 전송 속도는 종래의 변조 방식과 동일하다. 또한, OFDM 방식에서는, 다수의 서브캐리어가 병렬로 전송되기 때문에 심볼 속도가 늦어지고, 심볼의 시간 길이에 대한 상대적인 멀티패스의 시간 길이를 단축할 수 있고, 멀티패스 방해를 받기 어려워진다는 특징을 갖고 있다.
또한, OFDM 방식에서는, 복수의 서브캐리어에 대해 데이터의 할당이 행하여지기 때문에, 송수신 회로는, 변조시에는 역 푸리에 변환을 행하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산 회로와 복조시에는 푸리에 변환을 행하는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산 회로를 포함할 수 있다.
이상과 같은 특징 때문에, OFDM 방식은, 멀티패스 방해의 영향을 강하게 받는 지상파 디지털 방송에 적용되는 일이 많다. 이와 같은 OFDM 방식을 채용하는 지상파 디지털 방송으로서는, 예를 들면, DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)나 ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)라는 규격이 있다.
OFDM 방식의 전송 심볼(이하, OFDM 심볼이라고 한다)은, 도 10에 도시한 바와 같이, 유효 심볼과 가드 인터벌(guard interval)을 포함한다. 유효 심볼은 송신시에 IFFT가 행하여지는 신호 기간이다. 가드 인터벌은 유효 심볼의 후반의 일부분의 파형의 카피이다. 가드 인터벌은, OFDM 심볼의 전반에 마련되어 있다. OFDM 방식에서는, 이와 같은 가드 인터벌이 마련됨에 의해, 멀티패스에 의한 심볼간 간섭(inter-symbol interference)을 허용하고, 멀티패스 내성을 향상시키고 있다.
예를 들면 ISDB-TSB 규격(일본에서 채용되고 있는 지상 디지털 음성 방송의 방송 규격. 비특허 문헌 1 참조)의 모드 3에서는, 유효 심볼 내에, 512개의 서브캐리어가 포함되어 있고, 그 서브캐리어 간격은, 125/126≒0.992kHz가 된다. 또한, 이 ISDB-TSB 규격의 모드 3에서는, 유효 심볼 내의 512개의 서브캐리어 중, 433개의 서브캐리어에 전송 데이터가 변조되어 있다. 또한, ISDB-TSB 규격의 모드 3에서 는, 가드 인터벌의 시간 길이가, 유효 심볼의 시간 길이의 1/4, 1/8, 1/16, 1/32의 어느 하나가 된다.
또한, OFDM 방식에서는, 이상과 같은 OFDM 심볼을 복수 모아서 하나의 OFDM 프레임이라는 전송 단위를 형성하는 것이 규정되어 있다. 예를 들면, ISDB-TSB 규격에서는, 204 OFDM 심볼로 하나의 OFDM 프레임을 형성하고 있다. OFDM 방식에서는, 예를 들면, 파일럿 신호가 삽입될 위치가 OFDM 프레임 단위로 정의될 수 있다.
또한, 각 서브캐리어에 대한 변조 방식으로서 QAM 변조를 이용하는 OFDM 방식에서는, 전송시에 멀티패스 등의 영향에 의해 각 서브캐리어로 반송 및 변조된 신호에 왜곡이 생기면, 서브캐리어마다 진폭 및 위상의 특성이 다른 것으로 되어 버린다. 그 때문에, 수신측에서는, 각 서브캐리어마다의 진폭 및 위상이 동등하게 되도록, 수신 신호를 파형 등화를 할 필요가 있다. OFDM 방식에서는, 송신측에서 전송 신호중에 소정의 진폭 및 소정의 위상의 파일럿 신호를 전송 심볼 내에 산재시켜 두고, 수신측에서 이 파일럿 신호의 진폭 및 위상을 감시하여, 전송로의 주파수 특성을 구하고, 이 구한 전송로 특성에 의해 수신 신호를 등화하도록 하고 있다. OFDM 방식에서는, 전송로 특성을 산출하기 위해 이용되는 파일럿 신호로서, 후술될, 분산 파일럿(Scattered Pilot ；SP) 신호 및/또는 연속 파일럿(continual pilot; CP) 신호가 사용될 수 있다.
도 11에, ISDB-T 규격에서 채용되고 있는 SP 신호의 OFDM 심볼 내에서의 배치 패턴을 도시한다.
ISDB-T 규격에서는, 서브캐리어 방향(주파수 방향)으로 12개의 서브캐리어에 1개의 비율로 BPSK 변조된 SP 신호가 삽입되어 있다. 또한, DVB-T 규격이나 ISDB-T 규격에서는, SP 신호의 삽입 위치를 OFDM 심볼마다 3 서브캐리어씩 주파수 방향으로 시프트시키고 있다. 그 결과, SP 신호는, OFDM 심볼 방향(시간 방향)에서 하나의 서브캐리어의 4 OFDM 심볼마다 삽입된다.
이와 같이, ISDB-T 규격에서는, SP 신호를 공간적으로 산재시킨 상태에서 OFDM 심볼에 삽입하고, 본래의 정보에 대한 SP 신호의 용장도(冗長度)를 낮게 하고 있다.
그런데, 이 SP 신호를 이용하여 전송로 특성을 산출하는 경우, SP 신호가 삽입되는 서브캐리어에 대해서는 그 특성을 특정할 수는 있지만, 그 이외의 서브캐리어, 즉 본래의 정보가 포함되어 있는 그 밖의 서브캐리어에 대해서는, 그 특성을 직접적으로 산출할 수는 없다. 그 때문에, 수신측에서는, 2차원 보간 필터를 이용하여 SP 신호를 필터링함에 의해, 본래의 정보가 포함되어 있는 다른 서브캐리어의 전송로 특성을 추정하고 있다.
통상, 2차원 보간 필터를 이용한 전송로 특성의 추정 처리는 이하와 같이 행하여진다.
전송로 특성의 추정 처리를 행하는 경우, 우선, 수신한 OFDM 신호로부터 정보 성분을 제거하고, 도 11에 도시한 위치에 삽입된 SP 신호만을 추출한다.
계속해서, 기준 SP 신호를 이용하여, 추출한 SP 신호의 변조 성분을 제거한다. 변조 성분이 제거된 SP 신호는, SP 신호가 삽입된 서브캐리어의 전송로 특성을 나타내고 있다.
계속해서, 변조 성분이 제거된 SP 신호를 시간 방향의 보간 필터에 입력하여 시간 방향 보간 처리를 행하고, OFDM 심볼마다, SP 신호를 포함하는 서브캐리어의 전송로 특성을 추정한다. 그 결과, 도 12에 도시한 바와 같이, 모든 OFDM 심볼에 대해, 주파수 방향으로 3 서브캐리어마다, 전송로 특성을 추정할 수 있다.
계속해서, 도 13에 도시한 바와 같이, 시간 방향으로 보간한 SP 신호를 주파수 방향의 보간 필터에 입력하여 3배 오버샘플링함에 의해 주파수 방향 보간 처리를 행하고, OFDM 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정한다. 그 결과, 수신한 OFDM 신호의 모든 서브캐리어에 대해, 전송로 특성을 추정할 수 있다.
비특허 문헌 1 : 「지상 디지털 음성 방송용 수신 장치 표준 규격(바람직한 사양) ARIB STD-B30」, 사단법인 전파산업계
특허 문헌 1 : 일본 특개평10-75226호 공보
그런데, OFDM 신호를 이동 수신하는 경우, 전송로 특성이 시간 변동하기 때문에, SP 신호를 이용하여 전송로 특성을 추정하는 것이 곤란해진다. 예를 들면, 전송로 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수가 큰 경우에 SP 신호에 대해 시간 방향 보간 처리가 수행될 수도 있다. 이 경우, 나이키스트 조건(Nyquist condition)을 충족시키지 않기 때문에, 전송로 특성에 대해 잘못된 추정 결과가 얻어진다. 그래서 종래, 속도계로부터의 속도 정보에 의거하여 도플러 주파수를 산출하고, 산출한 도플러 주파수의 크기에 따라, 전송로 특성을 수정하는 것이 제안되어 있다(특허 문헌 1 참조).
그러나, 이와 같은 속도계를 이용한 종래의 도플러 주파수 산출 방법에서는, 속도계로부터의 속도 정보를 이용할 수 없는 상황하에서는 도플러 주파수를 산출할 수 없었다.
따라서, 속도계를 이용하지 않고도 도플러 주파수를 산출하는 것이 가능한 도플러 주파수 산출 장치와 방법, 및 산출된 도플러 주파수를 이용하여 등화 처리를 행하는 OFDM 복조 장치를 제공하는 것이 바람직하다.
본 발명의 실시예에 따르면, 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호가 전송되는 전송로의 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 장치가 제공되는데, 상기 장치는:
상기 OFDM 신호 중 기준 캐리어 신호를 갖는 서브캐리어의 수신 신호점을 격납하는 수신 신호점 기억부와;
상기 수신 신호점 기억부에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하는 변조 성분 제거부; 및
상기 변조 성분 제거부에 의해 변조 성분이 제거된 상기 각 서브캐리어의 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출부를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호가 전송되는 전송로의 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 방법이 제공되는데, 상기 방법은:
상기 OFDM 신호 중 기준 캐리어 신호를 갖는 서브캐리어의 수신 신호점을 수신 신호점 기억 수단에 격납하는 단계와;
상기 수신 신호점 기억 수단에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하는 단계; 및
변조 성분이 제거된 각 서브캐리어의 상기 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해 도플러 주파수를 산출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 소정의 대역 내의 복수의 서브캐리어에 대한 정보의 분할 및 직교 변조에 의해 생성되며 전송 단위로 취급되는 전송 심볼 내의 소정의 서브캐리어에, 특정량의 전력을 가지며 특정한 위상으로 된 파일럿 신호가 이산적으로 삽입된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 복조하는 OFDM 복조 장치가 제공되는데, 상기 장치는:
상기 전송 심볼의 OFDM 신호에 대해 푸리에 변환을 수행하는 푸리에 변환부와;
상기 푸리에 변환부에 의해 푸리에 변환된 신호로부터 전송 심볼마다 상기 파일럿 신호를 추출하는 파일럿 신호 추출부와;
상기 파일럿 신호 추출부에 의해 추출된 상기 파일럿 신호를 시간 방향 보간 필터 및 주파수 방향 보간 필터를 이용하여 보간함에 의해 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정하고, 추정된 서브캐리어의 전송로 특성에 의거하여 상기 푸리에 변환부에 의해 푸리에 변환된 신호를 파형 등화하는 파형 등화부; 및
상기 OFDM 신호의 파일럿 신호를 갖는 상기 서브캐리어의 수신 신호점을 수 신 신호점 기억부에 격납하고, 상기 수신 신호점 기억부에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하고, 변조 성분이 제거된 각 서브캐리어의 상기 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해, 전송로 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출부를 포함하고,
상기 파형 등화부는, 상기 도플러 주파수 산출부에 의해 산출된 상기 도플러 주파수가 임계치 주파수보다도 큰 경우, 상기 주파수 방향 보간 필터만을 이용하여 보간함에 의해 상기 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 산출한다.
발명을 실시하기 위한 최선의 형태
이하, 본 발명의 실시예에 따른 ISDB-T 규격의 OFDM 수신 장치에 관해 설명한다.
도 1에, 본 발명의 실시예의 OFDM 수신 장치(1)의 블록 구성도를 도시한다. 본 명세서에서는, 블록 사이에서 전달되는 신호가 복소(複素) 신호인 경우에는 굵은 실선으로 신호 성분을 표현하고, 블록 사이에서 전달되는 신호가 실수 신호인 경우에는 세선(thin lines)으로 신호 성분을 표현한다.
OFDM 수신 장치(1)는, 도 1에 도시한 바와 같이, 안테나(11)와, 주파수 변환 회로(12)와, 국부 발진기(13)와, A/D 변환 회로(14)와, 직교 복조 회로(15)와, 반송파(캐리어) 동기 회로(16)와, 국부 발진기(17)와, FFT 연산 회로(18)와, 윈도우 재생 회로(19)와, 전송 제어 정보 복호 회로(20)와, 도플러 주파수 산출 회로(21)와, 등화 회로(equalizing circuit; 22)와, 디매핑 회로(23)와, 오류 정정 회로(24)를 포함한다.
방송국으로부터 전송되는 디지털 텔레비전 방송의 방송파는, OFDM 수신 장치(1)의 안테나(11)에 의해 수신되고, 캐리어 주파수(fc)의 RF 신호로서 주파수 변환 회로(12)에 공급된다.
주파수 변환 회로(12)에서, 안테나(11)에 의해 수신된 RF 신호는 국부 발진기(13)에서 발진된 캐리어 주파수(fc+fIF)의 캐리어 신호에 의해 승산되어, 중간 주파수(fIF)의 IF 신호로 주파수 변환되고, A/D 변환 회로(14)에 공급된다. IF 신호는, A/D 변환 회로(14)에 의해 디지털화되고, 직교 복조 회로(15)에 공급된다.
직교 복조 회로(15)는, 반송파 동기 회로(16)에 의해 제어되며 국부 발진기(17)에 의해 생성되는 중간 주파수(fIF)의 캐리어 신호를 이용하여, 디지털화된 IF 신호를 직교 복조하고, 베이스밴드의 OFDM 신호를 출력한다. 이 직교 복조 회로(15)로부터 출력되는 베이스밴드의 OFDM 신호는, FFT 연산 이전에는, 이른바 시간 영역의 신호이다. 이 때문에, 직교 복조 이후 그리고 FFT 연산 이전의 베이스밴드 신호를, 이하, OFDM 시간 영역 신호라고 부른다. OFDM 시간 영역 신호는, 직교 복조된 결과, 실축(實軸) 성분(I채널 신호)과 허축 성분(Q채널 신호)을 포함하는 복소 신호가 된다. 직교 복조 회로(15)에 의해 출력되는 OFDM 시간 영역 신호는, FFT 연산 회로(18) 및 윈도우 재생 회로(19)에 공급된다.
FFT 연산 회로(18)는, OFDM 시간 영역 신호에 대해 FFT 연산을 행하고, 각 서브캐리어에 직교 변조되어 있는 데이터를 추출하여 출력한다. 이 FFT 연산 회로(18)로부터 출력되는 신호는, FFT 연산이 수행된 이후의 이른바 주파수 영역의 신호이다. 이 때문에, 이하, FFT 연산 후의 신호를 OFDM 주파수 영역 신호라고 부른다.
FFT 연산 회로(18)는, 하나의 OFDM 심볼로부터 유효 심볼 길이의 범위(예를 들면 2048샘플)의 신호를 발출(拔出)하고, 즉, 하나의 OFDM 심볼로부터 가드 인터벌분의 범위를 제외하고, 발출한 2048 샘플의 OFDM 시간 영역 신호에 대해 FFT 연산을 행한다. 구체적으로 그 연산 시작 위치는, OFDM 심볼의 경계로부터 가드 인터벌의 종료 위치까지의 범위에서 어느 하나의 위치가 된다. 이 연산 범위를 FFT 윈도우라고 부른다.
이와 같이, FFT 연산 회로(18)로부터 출력된 OFDM 주파수 영역 신호는, OFDM 시간 영역 신호와 마찬가지로, 실축 성분(I채널 신호)과 허축 성분(Q채널 신호)으로 이루어지는 복소 신호이다. 이 복소 신호는, 예를 들면, 16 QAM 방식이나 64 QAM 방식에 의해 직교 변조된 진폭을 갖는 신호이다. OFDM 주파수 영역 신호는, 반송파 동기 회로(16), 전송 제어 정보 복호 회로(20), 도플러 주파수 산출 회로(21) 및 등화 회로(22)에 공급된다.
윈도우 재생 회로(19)는, 입력된 OFDM 시간 영역 신호를 유효 심볼 기간만큼 지연시키고, 가드 인터벌 부분과 이 가드 인터벌의 카피원이 되는 신호와의 상관성을 구하고, 이 상관성이 높은 부분에 의거하여 OFDM 심볼의 경계 위치를 산출하고, 그 경계 위치를 나타내는 윈도우 동기 신호를 발생한다. 윈도우 재생 회로(19)는, 발생한 윈도우 동기 신호를 FFT 연산 회로(18)에 공급한다.
전송 제어 정보 복호 회로(20)는, OFDM 주파수 영역 신호의 소정의 서브캐리 어로부터, 기준 캐리어 신호로서 사용되는 TMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control) 신호를 추출한다.
204 비트의 정보를 각각 포함하는 TMCC 신호는, 이하의 표 1에 도시한 바와 같이, 선두로부터 1비트의 DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) 초기 위상, 16비트의 동기 신호, 3 비트의 세그먼트 식별자, 102 비트의 TMCC 정보 및 82 비트의 패리티 비트를 포함한다.
B0 DBPSK 초기 위상
B1-B16 동기 신호
B17-B19 세그먼트 식별자
B20-B121 TMCC 정보
B122-B203 패리티 비트
DBPSK 초기 위상은, 차동 변조 방식의 기준 위상이 되는 신호이다. 동기 신호는, 204 비트의 정보 단위의 선두 위치를 나타내는 정보이다. 구체적으로는, W0="0011010111101110"과, 그 반전 워드인 W1="1100101000010001"이 프레임 단위로 교대로 삽입되어 있다. 세그먼트 식별자는, 전송 데이터가 차동 변조되었는지 동기 변조되어 있는지를 나타내는 정보이다. TMCC 정보는, 수신한 신호의 캐리어 변조 방식, 시간 방향 인터리브 패턴 및 컨볼루션 부호(convolution code)의 부호화율을 포함하는 전송 제어 정보이다. 패리티 비트는, 102 비트의 TMCC 정보에 대한 오류 정정 부호이고, 그 방식으로는, 차집합 순회 부호(difference set cyclic code)(273, 191)의 단축 부호(184, 102)를 채용한다.
전송 제어 정보 복호 회로(20)는, TMCC 신호에 포함되어 있는 동기 신호를 검출하여, OFDM 프레임의 동기를 취하고, 동기를 취한 후의 TMCC 신호에 포함되는 TMCC 정보를 차집합 순회 부호로 오류 정정 복호한다. 전송 제어 정보 복호 회로(20)는, 복호한 TMCC 정보를 도플러 주파수 산출 회로(21)에 공급한다. 또한, 오류 정정 복호할 수 없었던 경우에는, 전송 제어 정보 복호 회로(20)는, 과거에 수신한 정보로부터 TMCC 정보를 추정한다.
도플러 주파수 산출 회로(21)는, TMCC 신호가 삽입된 서브캐리어의 수신 신호점과 TMCC 정보로부터 후술하는 바와 같이 최대 도플러 주파수를 산출하고, 이 최대 도플러 주파수에 의거하여, 보간 유효 신호의 출력을 제어한다.
등화 회로(22)는, SP 신호를 이용하여, OFDM 주파수 영역 신호의 위상 등화 및 진폭 등화를 행한다. 이때, 등화 회로(22)는, 도플러 주파수 산출 회로(21)로부터 출력되는 보간 유효 신호에 의거하여, 시간 방향 보간 처리의 유무를 후술하는 바와 같이 전환한다. 위상 등화 및 진폭 등화가 된 OFDM 주파수 영역 신호는, 디매핑 회로(23)에 공급된다.
디매핑 회로(23)는, 등화 회로(22)에 의해 진폭 등화 및 위상 등화된 OFDM 주파수 영역 신호를, 16 QAM 방식에 따라 디매핑을 행하는 것에 의해 데이터로 복호한다. 디매핑 회로(23)에 의해 복호된 데이터는, 오류 정정 회로(24)에 공급된다.
오류 정정 회로(24)는, 공급된 데이터에 대해, 예를 들면, 비터비 복호나 리드-솔로몬 부호를 이용한 오류 정정을 행한다. 오류 정정이 행하여진 데이터는, 예를 들면 후단의 MPEG 복호 회로 등에 공급된다.
다음에, 도플러 주파수 산출 회로(21)에 관해 더 자세히 설명한다. 도 2는 도플러 주파수 산출 회로(21)의 블록 구성도를 도시한다.
도플러 주파수 산출 회로(21)는, 도 2에 도시한 바와 같이, 수신 신호점 메모리(31)와, 변조 위상 재생 회로(32)와, 변조 위상 제거 회로(33)와, FFT 연산 회로(34)와, 최대 도플러 주파수 산출 회로(35)와, 보간 필터 제어 회로(36)를 갖고 있다.
수신 신호점 메모리(31)는, TMCC 신호가 삽입된 서브캐리어의 수신 신호점을 하나의 OFDM 프레임분 기억한다. 도 3은, 수신 신호점 메모리(31)의 메모리 공간을 도시한다. ISDB-TSB 규격의 모드 3, 동기 변조 방식의 경우, 하나의 OFDM 프레임 내에 TMCC 신호가 삽입된 서브캐리어는 4개 존재한다. 또한, 하나의 OFDM 프레임은 204 OFDM 심볼로 형성되기 때문에, 메모리 공간은 204행×4열이 된다. 메모리 공간의 각각의 어드레스에는, 복소 신호점이 저장된다.
변조 위상 재생 회로(32)는, TMCC 정보에 의거하여 TMCC 신호가 삽입된 서브캐리어의 송신 신호점을 재생한다. 변조 위상 재생 회로(32)는, 이 송신 신호점을 변조 위상 제거 회로(33)에 공급한다.
변조 위상 제거 회로(33)는, 변조 위상 재생 회로(32)로부터 공급되는 서브캐리어의 송신 신호점에 의거하여, 수신 신호점 메모리(31)로부터 판독한 수신 신호점의 변조 성분을 제거하고, 변조 성분을 제거한 수신 신호점을 FFT 연산 회로(34)에 공급한다.
FFT 연산 회로(34)는, 변조 위상 제거 회로(33)로부터 공급되는 각 서브캐리어의 수신 신호점에 대해 FFT 연산을 수행하고, FFT 연산 후의 데이터를 최대 도플러 주파수 산출 회로(35)에 공급한다.
최대 도플러 주파수 산출 회로(35)는, 각 서브캐리어의 FFT 연산 후의 데이터를 실수 신호로 변환하여 진폭을 구하고, 도 4에 도시한 바와 같이, 외부에서 설정되는 임계치 진폭(Th)을 초과하는 최대 도플러 주파수(fd)를 산출한다. 모든 주파수 대역에서의 진폭이 임계치 진폭 아래에 있으면, 최대 도플러 주파수(fd)는 0이다. 임계치 진폭과 비교하는 것은, 노이즈에 의한 영향을 배제하기 위해서이다. 최대 도플러 주파수 산출 회로(35)는, 각 서브캐리어에 대해 산출된 최대 도플러 주파수(fd)의 최대치를 최대 도플러 주파수(fdmax)로서 보간 필터 제어 회로(36)에 공급한다. 모든 서브캐리어의 최대 도플러 주파수(fd)가 0이면, 최대 도플러 주파수 산출 회로(35)는 전회에 구한 최대 도플러 주파수(fdmax)를 보간 필터 제어 회로(36)에 공급한다.
또한, 최대 도플러 주파수 산출 회로(35)는, 임계치 진폭을 초과하는 최대 도플러 주파수(fd)의 평균치를 최대 도플러 주파수(fdmax)로서 보간 필터 제어 회로(36)에 공급할 수도 있다.
보간 필터 제어 회로(36)는, 최대 도플러 주파수(fdmax)와 외부에서 설정되는 임계치 주파수를 비교하고, 비교 결과에 따라 보간 유효 신호의 출력을 제어한다. 보간 유효 신호는, 최대 도플러 주파수(fdmax)가 임계치 주파수보다도 큰 경우에는 "H"(하이)로 되어 보간이 필요 없음을 나타내고, 최대 도플러 주파수(fdmax)가 임계치 주파수 이하인 경우에는 "L"(로우)로 되어 보간이 필요함을 나타내는 플래그이다. 이 보간 유효 신호는 등화 회로(22)에 공급된다.
이와 같이, 도플러 주파수 산출 회로(21)는, 속도계로부터의 속도 정보를 이용하지 않고도, TMCC 신호가 삽입된 서브캐리어의 수신 신호점과 TMCC 정보로부터 최대 도플러 주파수를 산출할 수 있다.
또한, 상술한 설명에서는, 변조 성분 제거 후의 수신 신호점에 대해 FFT 연산을 행하는 것으로 하였지만, 다른 직교 변환 연산을 행하도록 하여도 좋고, 복수의 대역 필터(band pass filter)로 필터링하도록 하여도 좋다. 즉, 변조 성분 제거 후의 수신 신호점에 대해 주파수 해석이 수행될 수 있으면 좋다. 특히, 상술한 바와 같이 보간 유효 신호의 출력을 제어하는 것만으로도 좋은 경우에는, 각 서브캐리어에 대한 정확한 최대 도플러 주파수를 산출할 필요는 없고, 임계치 주파수보다도 큰 주파수 대역에서의 진폭이 임계치 진폭을 초과하는지의 여부를 알면 좋다.
여기서, 도플러 주파수 산출 회로(21)의 제 1의 변형예에 관해 설명한다. 도 5는, 제 1의 변형예에 따른 도플러 주파수 산출 회로(21)의 블록 구성도를 도시한 다.
최대 도플러 주파수 산출 회로(35)는, TMCC 정보에 대한 오류 정정의 성공/실패를 나타내는 에러 플래그의 공급을 수신한다. 이 에러 플래그는, 오류 정정에 성공한 경우에는 "L"(로우)로 되고, 오류 정정에 실패한 경우에는 "H"(하이)로 된다. 최대 도플러 주파수 산출 회로(35)는, 에러 플래그가 "H"(하이)로 되어 있는 경우, 즉 TMCC 정보의 오류 정정에 실패하고 있는 경우에는, 최대 도플러 주파수를 산출하기 위한 임계치 진폭을 크게 하여, 보다 신뢰성이 높은 정보만을 채용한다.
다음에, 도플러 주파수 산출 회로(21)의 제 2의 변형예에 관해 설명한다. 도 6은 제 2의 변형예에 따른 도플러 주파수 산출 회로(21)의 블록 구성도를 도시한다.
보간 필터 제어 회로(36)는, TMCC 정보에 대한 오류 정정의 성부를 나타내는 에러 플래그의 공급을 수신한다. 이 에러 플래그는, 제 1의 변형예의 것과 동일하다. 보간 필터 제어 회로(36)는, 에러 플래그가 "H"(하이)로 되어 있는 경우, 즉 TMCC 정보의 오류 정정에 실패하고 있는 경우에는, 보간 유효 신호의 플래그의 상태를 유지한다.
다음에, 등화 회로(22)에 관해 자세히 설명한다. 도 7은 등화 회로(22)의 블록 구성도를 도시한다.
등화 회로(22)는, 도 7에 도시한 바와 같이, SP 신호 추출 회로(41)와, 기준 SP 신호 발생 회로(42)와, 변조 위상 제거 회로(43)와, 시간 방향 보간 필터(44)와, 주파수 방향 보간 필터(45)와, 복소 제산 회로(complex dividing circuit; 46)를 포함한다.
SP 신호 추출 회로(41)는, OFDM 주파수 영역 신호로부터 정보 성분을 제거하고, SP 신호만을 추출한다.
변조 위상 제거 회로(43)는, 기준 SP 신호 발생 회로(42)에서 발생된 기준 SP 신호를 이용하여, 추출된 SP 신호의 변조 성분을 제거한다. 변조 성분이 제거된 SP 신호는, SP 신호가 삽입된 서브캐리어의 전송로 특성을 나타낸다.
시간 방향 보간 필터(44)는, 보간 유효 신호를 식별하고, 판별 결과에 따라 시간 방향 보간 처리의 유무를 전환한다.
도 8은 시간 방향 보간 필터(44)의 블록 구성도를 도시한다.
시간 방향 보간 필터(44)는, 도 8에 도시한 바와 같이, 보간 필터(51)와, 지연 회로(52)와, 2배기(doubler; 53)와, 선택기(54)를 포함한다.
보간 필터(51)는, 변조 성분이 제거된 SP 신호를 시간 방향의 보간 필터에 입력하여 시간 방향 보간 처리를 행하고, 각 OFDM 심볼의 SP 신호를 포함하는 서브캐리어의 전송로 특성을 추정한다. 그 결과, 모든 OFDM 심볼에 대해, 주파수 방향으로 3 서브캐리어마다, 전송로 특성을 추정한다.
지연 회로(52)는, 보간 필터(51)에 있어서의 지연 시간만큼 SP 신호를 지연시킨다. 2배기(53)의 이득은, 보간 필터(51)의 직류 이득과 같다.
선택기(54)는 보간 유효 신호에 의해 제어된다. 보간 유효 신호가 "L"(로우)를 나타내는 경우, 즉 보간이 요구되는 경우, 선택기(54)는 보간 필터(51)로부터의 출력을 선택하고 선택된 것을 주파수 방향 보간 필터(45)에 출력한다. 한편, 보간 유효 신호가 "H"(하이)를 나타내는 경우, 즉 보간이 필요 없는 경우, 선택기(54)는 2배기(53)로부터의 출력을 선택하여 주파수 방향 보간 필터(45)에 출력한다.
주파수 방향 보간 필터(45)는 보간 유효 신호에 의해 제어된다. 보간 유효 신호가 "L"(로우)를 나타내는 경우, 즉 보간이 요구되는 경우, 주파수 방향 보간 필터(45)는 시간 방향으로 보간한 SP 신호를 3배 오버 샘플링함에 의해 주파수 방향 보간 처리를 행하고, OFDM 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정한다. 한편, 보간 유효 신호가 "H"(하이)를 나타내는 경우, 즉 보간이 필요 없는 경우, 주파수 방향 보간 필터(45)는, 도 9에 도시한 바와 같이, 시간 방향으로 보간되지 않은 SP 신호를 12배 오버 샘플링함에 의해 주파수 방향 보간 처리를 행하고, OFDM 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정한다.
복소 제산 회로(46)는, OFDM 주파수 영역 신호를 추정된 전송로 특성에 의해 제산함에 의해, OFDM 주파수 영역 신호의 위상 등화 및 진폭 등화를 행한다.
이와 같이, 등화 회로(22)는, 보간 유효 신호가 "H"(하이)를 나타내는 경우, 즉 최대 도플러 주파수(fdmax)가 임계치 주파수보다도 큰 경우에는, 시간 방향 보간 처리를 행하지 않도록 동작을 전환한다. 이로써, 도플러 주파수가 크고, 나이키스트 조건을 충족시키지 않는 경우라도, 전송로 특성을 적절하게 추정할 수 있다.
이상, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태에 관해 설명하였지만, 본 발명은 상술한 실시예만으로 한정된 것이 아니라, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 여러가지의 변경이 가능한 것은 물론이다.
예를 들면, 상술한 실시예에서는, 최대 도플러 주파수를 산출할 때에 TMCC 신호가 삽입된 서브캐리어의 수신 신호점을 이용하였지만, TMCC 신호로 한정되지 않고, AC(Auxiliary Channel) 신호나 CP(Continual Pilot) 신호, 또는, DVB-T 규격에서의 TPS(Transmission Parameter Signaling) 신호를 이용하여도 된다. 즉, OFDM 프레임의 모든 OFDM 심볼에 관해 보내지며, 또한, 등화 처리의 필요가 없는 신호라면 이용 가능하다.
또한, 상술한 실시예에서는, 최대 도플러 주파수에 의거하여, 등화 회로에서의 시간 방향 보간 처리의 유무를 전환하는 것으로 하여 설명하였지만, 등화 처리로 한정되지 않고, 최대 도플러 주파수에 의거하여, AGC(Auto Gain Control)의 응답 속도를 변화시키도록 하여도 상관없다. 예를 들면, 최대 도플러 주파수가 큰 경우, 즉 이동 수신할 때의 이동 속도가 큰 경우에는, AGC의 응답 속도를 높이는 것이 바람직하다.
본 발명에 관한 도플러 주파수 산출 장치 및 그 방법에서는, 전송 제어 정보, AC 신호, 또는 CP 신호 및 SP 신호와 같은 기준 캐리어 신호를 포함하는 서브캐리어의 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하고, 변조 성분이 제거된 수신 신호점을 서브캐리어마다 주파수 해석한다. 이로써, 속도계 없이 도플러 주파수를 산출할 수 있다.
또한, 본 발명에 관한 OFDM 복조 장치에서는, 산출된 도플러 주파수가 임계치 주파수보다도 큰 경우에는, 시간 방향 보간 필터를 이용하지 않고, 주파수 방향 보간 필터만을 이용하여 보간함에 의해 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정한다. 이로써, 도플러 주파수가 크고, 나이키스트 조건을 충족시키지 않는 경우라도, 전송로 특성을 적절하게 추정할 수 있다.

Claims (8)

  1. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호가 전송되는 전송로의 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 장치에 있어서,
    상기 OFDM 신호 중 기준 캐리어 신호를 갖는 서브캐리어의 수신 신호점을 격납하는 수신 신호점 기억 수단과;
    상기 수신 신호점 기억 수단에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하는 변조 성분 제거 수단; 및
    상기 변조 성분 제거 수단에 의해 변조 성분이 제거된 상기 각 서브캐리어의 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 도플러 주파수 산출 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 도플러 주파수 산출 수단은, 상기 변조 성분 제거 수단에 의해 변조 성분이 제거된 상기 수신 신호점를, 서브캐리어마다, 푸리에 변환하고, 임계치 진폭을 초과하는 최대 주파수를 도플러 주파수로서 산출하는 것을 특징으로 하는 도플러 주파수 산출 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    전송 제어 정보를 오류 정정 복호하는 오류 정정 복호 수단을 더 포함하고,
    상기 도플러 주파수 산출 수단은, 오류 정정 복호에 성공한 경우의 상기 임계치 진폭보다도 오류 정정 복호에 실패한 경우의 상기 임계치 진폭을 큰 값으로 설정하는 것을 특징으로 하는 도플러 주파수 산출 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 기준 캐리어 신호는 전송 제어 정보, AC(Auxiliary Channel) 신호 및 CP(Continual Pilot) 신호 중 하나인 것을 특징으로 하는 도플러 주파수 산출 장치.
  5. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호가 전송되는 전송로의 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 방법에 있어서,
    상기 OFDM 신호 중 기준 캐리어 신호를 갖는 서브캐리어의 수신 신호점을 수신 신호점 기억 수단에 격납하는 단계와;
    상기 수신 신호점 기억 수단에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하는 단계; 및
    변조 성분이 제거된 각 서브캐리어의 상기 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해 도플러 주파수를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 도플러 주파수 산출 방법.
  6. 소정의 대역 내의 복수의 서브캐리어에 대한 정보의 분할 및 직교 변조에 의 해 생성되며 전송 단위로 취급되는 전송 심볼 내의 소정의 서브캐리어에, 특정량의 전력을 가지며 특정한 위상으로 된 파일럿 신호가 이산적으로 삽입된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 복조하는 OFDM 복조 장치에 있어서,
    상기 전송 심볼의 OFDM 신호에 대해 푸리에 변환을 수행하는 푸리에 변환 수단과;
    상기 푸리에 변환 수단에 의해 푸리에 변환된 신호로부터 전송 심볼마다 상기 파일럿 신호를 추출하는 파일럿 신호 추출 수단과;
    상기 파일럿 신호 추출 수단에 의해 추출된 상기 파일럿 신호를 시간 방향 보간 필터 및 주파수 방향 보간 필터를 이용하여 보간함에 의해 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정하고, 추정된 서브캐리어의 전송로 특성에 의거하여 상기 푸리에 변환 수단에 의해 푸리에 변환된 신호를 파형 등화하는 파형 등화 수단; 및
    상기 OFDM 신호의 파일럿 신호를 갖는 상기 서브캐리어의 수신 신호점을 수신 신호점 기억 수단에 격납하고, 상기 수신 신호점 기억 수단에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하고, 변조 성분이 제거된 각 서브캐리어의 상기 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해, 전송로 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 수단을 포함하고,
    상기 파형 등화 수단은, 상기 도플러 주파수 산출 수단에 의해 산출된 상기 도플러 주파수가 임계치 주파수보다도 큰 경우, 상기 주파수 방향 보간 필터만을 이용하여 보간함에 의해 상기 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 산 출하는 것을 특징으로 하는 OFDM 복조 장치.
  7. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호가 전송되는 전송로의 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출 장치에 있어서,
    상기 OFDM 신호 중 기준 캐리어 신호를 갖는 서브캐리어의 수신 신호점을 격납하는 수신 신호점 기억부와;
    상기 수신 신호점 기억부에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하는 변조 성분 제거부; 및
    상기 변조 성분 제거부에 의해 변조 성분이 제거된 상기 각 서브캐리어의 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출부를 포함하는 것을 특징으로 하는 도플러 주파수 산출 장치.
  8. 소정의 대역 내의 복수의 서브캐리어에 대한 정보의 분할 및 직교 변조에 의해 생성되며 전송 단위로 취급되는 전송 심볼 내의 소정의 서브캐리어에, 특정량의 전력을 가지며 특정한 위상으로 된 파일럿 신호가 이산적으로 삽입된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 복조하는 OFDM 복조 장치에 있어서,
    상기 전송 심볼의 OFDM 신호에 대해 푸리에 변환을 수행하는 푸리에 변환부와;
    상기 푸리에 변환부에 의해 푸리에 변환된 신호로부터 전송 심볼마다 상기 파일럿 신호를 추출하는 파일럿 신호 추출부와;
    상기 파일럿 신호 추출부에 의해 추출된 상기 파일럿 신호를 시간 방향 보간 필터 및 주파수 방향 보간 필터를 이용하여 보간함에 의해 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 추정하고, 추정된 서브캐리어의 전송로 특성에 의거하여 상기 푸리에 변환부에 의해 푸리에 변환된 신호를 파형 등화하는 파형 등화부; 및
    상기 OFDM 신호의 파일럿 신호를 갖는 상기 서브캐리어의 수신 신호점을 수신 신호점 기억부에 격납하고, 상기 수신 신호점 기억부에 격납된 상기 수신 신호점으로부터 변조 성분을 제거하고, 변조 성분이 제거된 각 서브캐리어의 상기 수신 신호점에 대해 주파수 해석을 수행함에 의해, 전송로 특성의 시간 변동의 크기인 도플러 주파수를 산출하는 도플러 주파수 산출부를 포함하고,
    상기 파형 등화부는, 상기 도플러 주파수 산출부에 의해 산출된 상기 도플러 주파수가 임계치 주파수보다도 큰 경우, 상기 주파수 방향 보간 필터만을 이용하여 보간함에 의해 상기 전송 심볼 내의 모든 서브캐리어의 전송로 특성을 산출하는 것을 특징으로 하는 OFDM 복조 장치.
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