KR20050120244A

KR20050120244A - 직교주파수분할다중 시스템에서 주파수 공간 블록 부호의부호화/복호화 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050120244A
Application number: KR1020040045526A
Authority: KR
Inventors: 채찬병; 정홍실; 조영권; 카츠; 박동식
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-06-18
Filing date: 2004-06-18
Publication date: 2005-12-22
Also published as: DE602005014307D1; JP2008503150A; JP4468446B2; CN1969522B; US7606320B2; CN1969522A; EP1608081A2; US20050281350A1; WO2005125140A1; KR100754795B1; EP1608081B1; EP1608081A3

Abstract

본 발명은 복수개()의 송신 안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 송신기에서 주파수 공간 블록 부호화 장치에 관한 것으로, 입력되는 심볼열을 의 단일 행렬(unitary matrix)을 소정 규칙에 의해 천공한 선부호화 행렬을 이용해 선부호화하는 선부호화기와, 상기 선부호화기로부터의 심볼열을 알라모우티(Alamouti) 방식으로 부호화하여 개의 심볼들로 구성되는 벡터를 개 생성하고, 상기

Description

직교주파수분할다중 시스템에서 주파수 공간 블록 부호의 부호화/복호화 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING/DECODING SPACE FREQUENCY BLOCK CODE FOR ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}

본 발명은 무선통신 시스템의 송신 안테나 다이버시티 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히, 다중 안테나를 사용하는 이동통신시스템에서 다이버시티 이득(diversity gain) 및 전송률(throughput)을 최대화하기 위한 주파수 공간 블록 부호화 장치 및 방법에 관한 것이다.

통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.

일반적으로, 이동통신시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과 달리 다중 경로 간섭(multipath interference), 쉐도잉(shadowing), 전파 감쇠, 시변 잡음 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다.

상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템의 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.

또한, 무선통신 시스템에서 다중경로 페이딩을 완화시키기 위해 다이버시티 기술을 사용하는데, 예를들어 시간 다이버시티(time diversity), 주파수 다이버시티(frequency diversity)와 안테나 다이버시티(antenna diversity) 등이 있다.

상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 사용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개 사용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 송신 안테나들과 다수개의 수신 안테나들을 사용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 방식으로 분류된다.

여기서, 상기 MIMO 방식은 일종의 시공간 부호화(STC : Space-Time Coding) 방식이며, 상기 시공간 부호화 방식은 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화된 신호를 다수개의 송신 안테나들을 사용하여 송신함으로써 시간 영역(time domain)에서의 부호화 방식을 공간 영역(space domain)으로 확장하여 보다 낮은 에러율을 달성하는 방식이다.

한편, 상기 안테나 다이버시티 방식을 효율적으로 적용하기 위해서 제안된 방식들중의 하나인 시공간 블록 부호화(STBC : Space Time Block Coding) 방식은 "Vahid Tarokh" 등에 의해 제안되었으며(Vahid Tarokh, "Space time block coding from orthogonal design," IEEE Trans. on Info., Theory, Vol. 45, pp. 1456-1467, July 1999), 상기 시공간 블록 부호화 방식은 S.M.Alaouti, " A simple transmitter diversity scheme for wireless communication, " IEEE Journal on Selected Area in Communication, Vol. 16, pp.1451-1458, Oct.1998) 송신 안테나 다이버시티 방식을 2개 이상의 송신 안테나들에 적용할수 있도록 확장한 방식이다.

도 1은 종래 기술에 따른 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 보여주고 있다. 이는 Tarokh에 의해 제안된 것으로서, 도시된 바와 같이 변조기(100), 직/병렬 변환기(Serial to Parallel Converter: S/P Converter)(102), 시공간 블록 부호화기(Encoder)(104) 및 4개의 송신 안테나들(106, 108, 110, 112)로 구성된다.

도 1을 참조하면, 먼저, 변조기(100)는 입력되는 정보 데이터(또는 부호화 데이터)를 미리 설정된 변조 방식으로 변조하여 변조 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 미리 설정된 변조 방식은 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), QAM(Quadrature Amplitude Modulation), PAM(Pulse Amplitude Modulation), PSK(Phase Shift Keying) 등과 같은 변조방식들중 어느 한 방식이 될 수 있다.

직렬/병렬 변환기(102)는 상기 변조기(100)로부터의 직렬 데이터를 병렬 데이터로 변환하여 시공간 블록 부호화기(104)로 출력한다. 여기서, 상기 변조기(100)에서 출력되는 직렬 변조 심볼들을 s₁s₂s₃s₄라고 가정하기로 한다. 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 상기 직렬/병렬 변환기(102)로부터 입력된 4개의 심볼들을 시공간 블록 부호화(STBC)하여 8개의 조합들을 생성하고, 상기 8개의 조합들을 순차로 4개의 송신 안테나들을 통해 송신한다. 상기 상기 8개의 조합들을 생성하기 위한 부호화 행렬은 하기 <수학식 1>와 같다.

여기서, G₄는 4개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 심볼들의 부호화 행렬(matrix)을 나타내고, s₁,s₂,s₃,s₄는 전송하고자 하는 4개의 입력 심볼들을 나타낸다. 상기 부호화 행렬에서 열(column)의 개수는 송신 안테나 개수에 대응되고, 행(row)의 개수는 상기 4개의 심볼들을 전송하는데 소요되는 시간을 나타낸다. 즉, 4개의 심볼들이 8개의 시간구간동안 4개의 안테나들을 통해 송신됨을 알 수 있다.

즉, 첫 번째 시간 구간에서는 제1송신안테나(106)를 통해서 s₁이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해 s₂가 송신되며, 제3송신안테나(110)를 통해서 s₃이 송신되고, 제4송신안테나(112)를 통해서 s₄가 송신된다. 이런식으로, 8번째 시간 구간에서는 제1송신안테나(106)를 통해서 이 송신되고, 제2송신안테나(108)를 통해서 가 송신되며, 제3송신안테나(110)를 통해서 가 송신되고, 제4송신안테나(112)를 통해서 이 송신된다. 즉, 상기 시공간 부호화기(104)는 i번째 안테나로 상기 부호화 행렬의 i번째 열(column)의 심볼들을 순서대로 전달한다.

이상 살펴본 바와 같이, 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 입력되는 4개의 심볼들에 반전(negative)과 공액(conjugate)을 적용하여 8개의 심볼열들을 생성하고, 상기 8개의 심볼열들을 8개의 시간구간동안 4개의 안테나들(106,108,110,112)을 통해 송신한다. 여기서 각각의 안테나로 출력되는 심볼 시퀀스들, 즉 부호화 행렬의 열(column)들은 상호간에 직교성을 갖기 때문에 다이버시티 차수(diversity order)만큼의 다이버시티 이득(gain)을 획득할수 있다.

도 2는 종래 기술에 따른 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 수신기 구성을 도시하고 있다. 특히, 상기 도 2는 도 1의 송신기 구조에 대응하는 수신기 구조를 보여준다.

도시된 바와 같이, 상기 수신기는 복수의 수신 안테나들(200 내지 202), 채널 추정기(Channel Estimator)(204), 신호 결합기(Signal Combiner)(206), 검출기(Detector)(208), 병렬/직렬 변환기(210) 및 복조기(212)로 구성된다.

도 2를 참조하면, 먼저 도 1의 송신기에서 4개의 송신 안테나들을 통해 송신된 신호는 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각을 통해 수신된다. 상기 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각은 수신된 신호를 채널 추정기(204)와 신호 결합기(206)로 출력한다.

상기 채널 추정기(204)는 상기 제1수신안테나(200) 내지 제P수신안테나(202) 각각을 통해 수신된 신호를 입력하여 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정하여 검출기(208)와 상기 신호 결합기(206)로 출력한다. 즉, 상기 채널 추정기(204)는 상기 송신기의 송신 안테나들(106, 108, 110, 112)로부터 상기 수신안테나들(200 내지 202)로의 채널 이득들을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정한다.

상기 신호 결합기(206)는 상기 제1수신안테나(200) 내지 제P수신안테나(202) 각각을 통해 수신된 신호와 상기 채널 추정기(204)에서 출력되는 채널 계수들을 소정 규칙에 의해 결합하여 수신 심볼들을 출력한다.

상기 검출기(208)는 상기 신호 결합기(206)로부터의 상기 수신 심볼들에 상기 채널 추정기(204)로부터의 상기 채널 계수들을 곱하여 추정(hypotheses) 심볼들을 생성하고, 상기 추정(hypotheses) 심볼들을 가지고 상기 송신기에서 송신 가능한 모든 심볼들에 대한 결정 통계량(decision statistic)을 계산한후, 임계값 검출(threshold detection)을 통해 상기 송신기에서 송신한 심볼들을 검출하여 출력한다.

병렬/직렬 변환기(210)는 상기 검출기(208)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. 복조기(212)는 상기 병렬/직렬 변환기(210)로부터의 심볼들을 미리 설정된 복조 방식으로 복조하여 원래의 정보 데이터 비트들로 복원한다.

앞서 언급한 Alamouti의 시공간 블록 부호화 기술은 2개의 송신 안테나들을 통해 복소 심볼들(complex symbols)을 송신하더라도, 전송률(data rate)을 손실하지 않고 송신 안테나들의 개수와 동일한, 즉 최대의 다이버시티 차수(diversity order)를 얻을수 있는 이점이 있다.

한편, 상기 Alamouti의 시공간 블록 부호화 기술을 확장한 Tarokh의 방식은 앞서 도 1과 도 2에서 설명한 바와 같이, 상호간에 직교적인(orthogonal) 열들을 가지는 행렬 형태의 시공간 블록 부호를 사용하여 최대 다이버시티 차수를 얻는다. 그러나 상기 Tarokh 방식은 4개의 복소 심볼들을 8개의 시간구간(time interval) 동안 전송하기 때문에 전송률이 1/2로 감소하게 된다. 또한 한 블록(4개의 심볼들)을 완전히 전송하는데 8개의 시간구간들이 소요되기 때문에 고속 페이딩의 경우 블록 내에서의 채널 변화로 인해 수신 성능이 열화되는 문제점이 있다. 다시말해, 4개 이상의 안테나들을 사용하여 복소 심볼들을 전송하는 경우, N개의 심볼들을 송신하기 위해 2N개의 시간구간들이 필요하므로 지연시간(latency)이 길어지고 전송률이 저하되는 문제점이 있다.

한편, 3개 이상의 송신 안테나를 통해 복소 신호를 전송하는 다중 안테나 시스템에서 최대 전송률을 가지는 방식을 설계하기 위하여, Giannakis 그룹이 복소 필드(Complex Field)에서의 성상도 회전(constellation rotation)을 통해 4개의 송신안테나에서 최대 다이버시티 최대 전송률(FDFR : full diversity full rate) STBC를 제안한 바 있다.

그러면, 여기서 Giannakis 그룹에서 제안한 시공간 블록 부호화 방식에 대하여 설명하기로 한다.

도 3은 종래기술에 따른 Giannakis가 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 상기 송신기는, 변조기(300), 선부호화기(302), 시공간 사상기(304) 및 복수의 송신 안테나들(306, 308, 310, 312)로 구성된다.

도 3을 참조하면, 먼저 변조기(300)는 입력되는 정보 데이터(또는 부호화 데이터)를 미리 설정된 변조 방식으로 변조하여 변조 심볼들을 출력한다. 여기서, 상기 미리 설정된 변조방식은 BPSK, QPSK, QAM, PAM, PSK 방식 등과 같은 변조 방식들중 어느 한 방식이 될 수 있다.

상기 선부호화기(302)는 상기 변조기(300)로부터의 개의 변조 심볼들(d₁,d₂,d₃,d₄)을 신호 공간상에서 신호의 회전(rotation)이 발생하도록 부호화하여 개의 심볼들을 출력한다. 설명의 편의를 위하여 송신 안테나 개수가 4개인 경우에 대하여 설명하도록 한다. 여기서, 상기 변조기(300)에서 출력되는 4개의 변조 심볼들로 구성되는 심볼열을 라고 가정한다. 상기 선부호화기(302)는 상기 변조 심볼열 을 하기 <수학식 2>와 같은 연산 동작을 통해 복소 벡터(complex vector) 을 생성한다.

여기서, BOLD THETA 는 선부호화 행렬을 나타내며, Giannakis 그룹에서는 상기 선부호화 행렬로 단일 행렬(unitary matrix)인 Vandermonde 행렬을 사용하고 있다. 또한, 상기 선부호화 행렬에서 는 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.

앞서 언급한 바와 같이, Giannakis 그룹에서 제안한 시공간 부호화 방식은 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우 뿐만 아니라 4개를 초과하는 개수의 송신 안테나들로 확장이 용이한 방식이다. 상기 시공간 사상기(304)는 상기 선부호화기(302)로부터의 심볼들을 하기 <수학식 4>와 같이 시공간 블록 부호화하여 출력한다.

상기 <수학식 4>에서 S는 4개의 송신안테나들(306,308,310,312)을 통해 송신되는 심볼들의 부호화 행렬을 나타낸다. 상기 부호화 행렬에서 열(column)의 개수는 송신 안테나 개수에 대응되고, 행(row)의 개수는 상기 4개의 심볼들을 전송하는데 소요되는 시간에 대응된다. 즉, 4개의 심볼들이 4개의 시간구간동안 4개의 안테나들을 통해 송신됨을 알 수 있다.

즉, 첫 번째 시간구간에서는 제1송신안테나(306)를 통해서 신호 을 송신하고, 상기 제1송신안테나(306)를 제외한 나머지 송신안테나들(308, 310, 312)에서는 어떤 신호도 송신하지 않는다. 두 번째 시간 구간에서는 제2송신안테나(308)를 통해서 을 송신하고, 상기 제2송신안테나(308)를 제외한 나머지 송신안테나들(306, 310, 312)에서는 어떤 신호도 전송하지 않는다. 세 번째 시간구간에서는 제3송신안테나(310)를 통해서 을 전송하고, 상기 제3안테나(310)를 제외한 나머지 송신안테나들(306, 308, 312)에서는 어떤 신호도 전송하지 않는다. 네 번째 시간구간에서는 제4송신안테나(312)를 통해서 을 전송하고, 상기 제4송신안테나(312)를 제외한 나머지 송신안테나들(306, 308, 310)에서는 어떤 신호도 전송하지 않는다.

이와 같이, 4개의 심볼들이 4개의 시간구간동안 무선 채널을 통해 수신기(도시하지 않음)에 수신되면, 상기 수신기는 ML(Maximum Likelihood) 복호화 방식으로 상기 변조 심볼열 을 복원하게 된다.

또한, 정태진, 전경훈 연구팀에서 2003년에 Giannakis 그룹에서 제안한 시공간 블록 부호화 방식에 비해 부호화 이득(coding gain)이 우수한 선부호화기 및 연접 부호(concatenated code)를 제안하였다. 정태진, 전경훈 연구팀은 Giannakis 그룹에서 제안한 대각 행렬(diagonal matrix) 대신 S.M. Alamouti가 제안한 시공간 블록 부호를 연접하여 사용함으로써 부호화 이득을 향상시키고 있다. 설명의 편의를 위해 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 시공간 블록 부호를 Alamouti FDFR STBC(Alamouti Full Diversity Full Rate Space Time Block Codes)라 칭하기로 한다.

이하 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 시공간 블록 부호화 방식에 대하여 설명하기로 한다.

도 4는 종래기술에 따른 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 4개의 송신 안테나들을 사용하며, 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 상기 송신기는, 선부호화기(400), 사상기(402), 지연기(404), 2개의 Alamouti 부호화기들(406, 408) 및 4개의 송신 안테나들(410, 412, 414, 416)로 구성된다.

도 4를 참조하면, 먼저 선부호화기(400)는 입력되는 4개의 변조 심볼들을 신호 공간상에서 신호의 회전이 발생하도록 부호화하여 출력한다. 여기서, 상기 선부호화기(400)로 입력되는 상기 4개의 변조 심볼들을 d1,d2,d3,d4라고 가정하고, 상기 4개의 변조심볼들로 구성되는 심볼열을 d라고 가정한다. 상기 선부호화기(400)는 상기 변조 심볼열 d를 하기 <수학식 5>와 같은 연산 동작을 통해 복소 벡터(complex vector) 을 생성한다.

여기서, 이다.

상기 사상기(402)는 상기 선부호화기(400)로부터의 4개의 심볼들을 2개씩 묶어 2개의 성분(element)들로 구성된 2개의 벡터들(, ) 을 출력한다. 여기서, 상기 첫 번째 벡터() 는 Alamouti 부호화기(406)로 입력되고, 두 번째 벡터() 는 지연기(404)로 입력된다.

상기 지연기(404)는 상기 두 번째 벡터( ) 을 한 시간구간동안 버퍼링한후 Alamouti 부호화기(408)로 출력한다. 즉, 상기 사상기(402)의 첫 번째 벡터( ) 는 첫 번째 시간에 Alamouti 부호화기(406)에 입력되며, 두 번째 벡터() 는 두 번째 시간에 Alamouti 부호화기(408)에 입력된다. 여기서, Alamouti 부호화기라 함은 S.M.Alamouti 가 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 부호화기를 나타낸다.

상기 Alamouti 부호화기(406)는 상기 사상기(402)로부터의 ( ) 을 첫 번째 및 두 번째 시간구간에서 제1송신안테나(410)와 제2송신안테나(412)를 통해서 송신되도록 부호화한다. 그리고 상기 Alamouti 부호화기(408)는 상기 지연기(404)로부터의 () 을 세 번째 및 네 번째 시간구간에서 제3송신안테나(414)와 제4송신안테나(416)를 통해서 송신되도록 부호화한다. 즉, 상기 Alamouti 부호화기들(406, 408)의 출력 신호를 다중 안테나를 통해 송신하기 위한 부호화 행렬은 하기 <수학식 6>과 같이 표현된다.

상기 수학식 6의 부호화 행렬이 상기 수학식 4에서 설명한 부호화 행렬과 다른 점은 대각 행렬형태가 아니라 Alamouti 방식으로 구현된다는 점이다. 즉, Alamouti 의 STBC 방식을 사용함으로서 부호화 이득(coding gain)을 증가시키고 있다. 상기 부호화 행렬의 I번째 행(row)은 i번째 시간구간에 송신됨을 나타내고, j번째 열(column)은 j번째 송신안테나를 통해 송신됨을 나타낸다.

즉, 첫 번째 시간구간에서는 제1송신안테나(410)와 제2송신안테나(412)를 통해 과 을 각각 송신한다. 두 번째 시간구간에서는 제1송신안테나(410)와 제2송신안테나(412)를 통해 과 을 각각 송신한다. 세 번째 시간구간에서는 제3송신안테나(414)와 제4송신안테나(416)를 통해 과 을 각각 송신한다. 네 번째 시간구간에서는 제3송신안테나(414)와 제4송신안테나(416)를 통해 과 을 각각 송신한다.

그러나, 상술한 Alamouti FDFR STBC도 송신기에서 선부호화(precoding)를 하기 위하여 선부호화기(Precoder)단의 모든 구성 성분(element)들과 입력 벡터 사이의 계산이 필요하므로 부호화 복잡도가 높다. 예를들어, 송신안테나가 4개일 경우 선부호화기(precoder)의 성분(element)에 0이 포함되어 있지 않으므로 16개의 항들에 대해 모두 연산을 수행해야 한다. 역시, 수신기도 송신기에서 송신한 신호 bold d`에 대하여 최대 유사도 복호(maximum likelihood decoding : ML 복호)를 수행하여야 하므로 상당히 많은 계산량이 요구된다. 또한, FDFR을 만족하는 주파수 공간 블록 부호화 기술이 전무한 상태이다. 따라서, 최대 다이버시티 이득 및 최대 전송률을 가지면서 복잡도 및 연산량을 최소화할수 있는 주파수 공간 블록 부호화 방식에 대한 연구가 필요한 실정이다.

현재, 4세대 이동통신 시스템에서는 채널의 페이딩을 줄이기 위하여 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM) 방식을 사용하고자 하는 추세이다. 특히, 여러 사용자를 동시에 지원하는 다중 사용자 OFDM 시스템이 고려되고 있으며 각 사용자는 주파수 영역에서 구분을 하게 된다. 따라서, OFDM 시스템을 사용할 경우, 주파수 영역에서의 채널 변화도 고려해야 하기 때문에 주파수 공간 안테나 다이버시티를 고려하지 않을 수 없다. 즉, OFDM 시스템을 위한 주파수 공간 블록 부호 방식에 대한 연구가 필요한 실정이다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나를 사용하는 이동통신시스템에서 최대 다이버시티 이득 및 최대 전송률을 가지는 주파수 공간 블록 부호를 부호화/복호화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중 안테나를 사용하는 이동 통신 시스템에서 연산량 및 복잡도를 최소화시키는 주파수 공간 블록 부호를 부호화/복호화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 다중 안테나를 사용하는 이동통신시스템에서 최대 다이버시티 이득과 최대 전송률을 지원하고 부호화 및 복호화 복잡도가 낮은 주파수 공간 블록 부호를 부호화/복호화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 주파수 공간 블록 부호를 사용하는 안테나 다이버시티 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신시스템에 적용하기 위한 주파수 공간 블록 부호의 부호화/복호화 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 복수개()의 송신 안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 송신기에서 주파수 공간 블록 부호화 장치는, 입력되는 심볼열을 의 단일 행렬(unitary matrix)을 소정 규칙에 의해 천공한 선부호화 행렬을 이용해 선부호화하는 선부호화기와, 상기 선부호화기로부터의 심볼열을 알라모우티(Alamouti) 방식으로 부호화하여 개의 심볼들로 구성되는 벡터를 개 생성하고, 상기 개의 벡터들을 각각 대응되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조기로 출력하는 인코더와, 상기 인코더로부터의 심볼들을 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 OFDM변조하고, 상기 OFDM변조된 신호를 대응되는 송신안테나를 통해 송신하는 복수의 OFDM변조기들을 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제2견지에 따르면, 송신기가 복수개()의 송신안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템에서 수신기의 장치는, 적어도 하나의 수신안테나들과, 대응되는 수신안테나를 통해 수신되는 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)복조하여 출력하는 복수의 OFDM복조기들과, 상기 복수의 OFDM복조기들로부터의 신호들을 가지고 채널 계수들(channel coefficients)을 산출하는 채널추정기와, 상기 채널추정기로부터의 채널계수들을 가지고 채널응답행렬을 구성하고, 상기 채널응답행렬 와 미리 알고 있는 선부호화 행렬 을 곱해 새로운 채널응답행렬 을 생성하는 행렬생성기와, 상기 복수의 OFDM복조기들로부터의 신호들과 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬 을 소정 규칙에 의해 결합하여 사이즈의 벡터를 산출하고, 상기 벡터를 2개로 분리하여 출력하는 신호 결합기와, 상기 신호결합기로부터의 첫 번째 사이즈의 벡터와 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 제1신호결정기와, 상기 신호결합기로부터의 두 번째 사이즈의 벡터와 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 제2신호결정기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제3견지에 따르면, 복수개()의 송신 안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 송신기에서 주파수 공간 블록 부호화 방법은, 입력되는 심볼열을 의 단일 행렬(unitary matrix)을 소정 규칙에 의해 천공한 선부호화 행렬을 이용해 선부호화하는 과정과, 상기 선부호화된 심볼열을 알라모우티(Alamouti) 방식으로 부호화하여 개의 심볼들로 구성되는 벡터를 개 생성하는 과정과, 상기 개의 벡터들 각각에 대하여 벡터를 구성하는 심볼들을 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조하는 과정과, 상기 개의 OFDM변조된 신호들을 각각 대응되는 안테나를 통해 동시에 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제4견지에 따르면, 송신기가 복수개()의 송신안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템에서 수신기의 수신 방법은, 적어도 하나의 수신안테나를 통해 수신되는 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)복조하는 과정과, 상기 OFDM복조된 신호를 가지고 채널 계수들(channel coefficients)을 산출하는 과정과, 상기 채널계수들을 가지고 채널응답행렬 을 구성하고, 상기 채널응답행렬 와 미리 알고 있는 선부호화 행렬 을 곱해 새로운 채널응답행렬 을 생성하는 과정과, 상기 OFDM복조된 신호와 상기 채널응답행렬 을 소정 규칙에 의해 결합하여 사이즈의 벡터를 산출하고, 상기 벡터를 2개로 분리하는 과정과, 상기 2개의 벡터들중 첫 번째 사이즈의 벡터와 상기 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 과정과, 상기 2개의 벡터들중 두 번째 사이즈의 벡터와 상기 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

이하 본 발명은 다중 안테나를 사용하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 이동통신시스템에서 최대 다이버시티 이득과 최대 전송률(FDFR : Full Diversity Full Rate)을 가지는 주파수 공간 블록 부호화(SFBC : Space Frequency Block Coding) 방식을 제안한다. 특히, 본 발명은 최대 다이버시티 이득 및 최대 전송률을 가지면서도 연산량 및 복잡도가 낮은 주파수 공간 블록 부호를 부호화/복호화하기 위한 장치 및 방법에 대해 설명한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 복수개()의 송신 안테나들을 사용하며, 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하고 있다. 이하 송신안테나가 4개인 경우를 가정하여 설명하기로 한다.

도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는, 선부호화기(Precoder)(500), 인코더(Encoder)(502), 복수의 OFDM변조기들(504, 506, 508, 510), 복수의 송신 안테나들(512, 514, 516, 518)을 포함하여 구성된다.

도 5를 참조하면, 먼저, 선부호화기(500)는 입력되는 (예 : 4)개의 심볼들(x₁,x₂,x₃,x₄)을 신호 공간상에서의 신호의 회전(rotation)이 발생하도록 부호화하여 4개의 심볼들로 구성된 벡터(r₁,r₂,r₃,r₄)를 출력한다. 특히, 상기 선부호화기(500)는 입력되는 심볼들을 본 발명에서 제안하는 선부호화 행렬로 부호화하여 복소 벡터(complex vector) r을 생성한다. 본 발명에서 제안하는 선부호화 행렬에 대해서는 이후 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

인코더(502)는 상기 선부호화기(500)로부터의 4개의 심볼들을 2개씩 묶어 2개의 성분(element)으로 구성된 2개의 벡터들(, )을 생성하고, 상기 2개의 벡터들 각각을 Alamouti 방식으로 부호화하여 주파수 공간 사상을 수행한다. 여기서, 상기 인코더(502)의 동작에 따른 부호화 행렬을 살펴보면 하기 <수학식 7>과 같다.

상기 부호화 행렬에서 열(column)의 개수는 송신 안테나 개수에 대응되고, 행(row)의 개수는 사용되는 서브캐리어의 개수에 대응된다.

즉, 상기 인코더(502)는 4개의 안테나신호(또는 벡터)들, , , , 을 생성하고, 각각을 대응되는 OFDM변조기로 출력한다. 상기 는 제1 OFDM변조기(504)로 출력되고, 상기 는 제2 OFDM변조기(506)로 출력되며, 상기 는 제3 OFDM변조기(508)로 출력되고, 상기 는 제4 OFDM변조기(510)로 출력된다.

상기 제1 OFDM변조기(504)는 상기 인코더(502)로부터의 심볼들()을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호를 RF(Radio Frequency) 신호로 변환하여 제1송신안테나(512)를 통해 송신한다.

상기 제2 OFDM변조기(506)는 상기 인코더(502)로부터의 심볼들()을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호를 RF 신호로 변환하여 제2송신안테나(514)를 통해 송신한다.

상기 제3 OFDM변조기(508)는 상기 인코더(502)로부터의 심볼들()을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호를 RF 신호로 변환하여 제3송신안테나(516)를 통해 송신한다.

상기 제4 OFDM변조기(510)는 상기 인코더(502)로부터의 심볼들()을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 역 고속 푸리에 변환하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호를 RF 신호로 변환하여 제4송신안테나(518)를 통해 송신한다. 도면에서, (a), (b), (c) 및 (d)은 상기 제1, 제2, 제3 및 제4송신안테나(512, 514, 516, 518)를 통해 송신되는 심볼들을 시간-주파수 평면상에 나타낸 것이다.

이와 같이, 본 발명은 전송할 데이터를 본 발명에서 새롭게 제안하는 선부호화기를 통해 선부호화하고, 상기 선부호화된 심볼들을 Alamouti 방식으로 주파수 공간 사상하며, 상기 주파수 공간 사상된 심볼들을 하나의 시간구간동안 복수의 안테나들을 통해 송신하는 것을 특징으로 한다.

그러면, 여기서 상기 도 5의 선부호화기(500)의 동작을 상세히 살펴보면 다음과 같다.

본 발명에서 제안하는 선부호화기(500)를 설명함에 앞서 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 방식을 사용하는 이동통신시스템의 수신기에 대해 살펴보기로 한다.

먼저, 상기 수신기로 수신되는 수신신호 는 하기 <수학식 8>과 같이 표현될 수 있다.

상기 <수학식 8>에서 알수 있듯이, 상기 수신신호는 4개의 시간 구간들 동안 상기 수신기에서 수신한 신호들과 상기 수신한 신호들의 공액(conjugate)으로 구성된 벡터로 나타낼 수 있다. 송신기에서 송신한 심볼들을 추정하기 위해서 수신 벡터 y에 을 곱하는 연산을 수행한다. 이것을 수식으로 나타내면 하기 <수학식 9>와 같다. 여기서, 상기 H는 채널 응답(channel response) 행렬을 나타낸다.

상기 <수학식 9>에서 알 수 있듯이, 모든 심볼들은 2개의 채널들을 겪게 되므로 상기 도 4에서 설명한 선부호화기(400)를 사용할 필요가 없음을 알 수가 있다.

따라서 본 발명은 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 시스템과 비교하여 동일한 성능을 획득하면서 부호화 및 복호화의 복잡도(연산량)를 최소화할수 있는 선부호화기를 제안한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 선부호화기(500)에 구비되는 선부호화 행렬 생성장치의 상세 구성을 보여준다.

도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 선부호화 행렬 생성장치는, 행렬생성기(600), 천공기(602) 및 쉬프트기(604)를 포함하여 구성된다.

도 6을 참조하면, 먼저 행렬생성기(600)는 송신 안테나의 개수에 따른 Vandermonde 행렬을 생성하여 출력한다. 예를들어, 송신안테나의 개수가 라 할때, 크기의 Vandermonde 행렬을 발생한다. 천공기(602)는 상기 행렬 생성기(600)로부터의 크기의 Vandermonde 행렬에 대하여 개의 열들을 천공(puncturing)하여 출력한다. 여기서, 상기 천공기(602)의 천공 동작은 상기 Vandermonde 행렬의 해당 열들의 성분(element)들을 '0'으로 대체하는 동작을 나타낸다.

쉬프트기(604)는 상기 천공기(602)로부터의 상기 천공된 Vandermonde 행렬에서 짝수번째 행들을 쉬프트하여 천공되지 않은 성분들을 천공된 성분들의 위치들로 이동하여 출력한다. 여기서, 상기 쉬프트기(604)가 짝수번째 행들을 쉬프트하는 경우를 일 예로 설명하였지만, 홀수번째 행들을 쉬프트해도 동일한 효과를 가진다. 또한, 행들을 2개씩 그룹화하고 그룹화된 2개의 행들중 하나를 쉬프트해도 동일한 효과를 가짐은 물론이다.

앞서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 선부호화 행렬은 크기의 행렬에 대해 개의 성분들이 천공되기 때문에 부호화 및 복호화 복잡도(연산량)를 현저하게 줄일 수 있다. 한편, 상술한 실시 예에서는 선부호화 행렬을 생성하는 경우를 일 예로 설명하지만, 도 6의 방식으로 미리 생성된 선부호화 행렬을 메모리에 저장해두고 선부호화기(500)가 필요할때마다 선부호화 행렬을 독출해서 선부호화 동작을 수행할 수도 있다.

여기서, 상기 선부호화 행렬 생성장치의 동작을 정리하면 다음과 같다.

(1) Vandermonde 행렬 생성

하기 <수학식 10>과 같은 Vandermonde 행렬을 생성한다. 여기서, 는 앞서 설명한 바와 같이 송신안테나의 개수를 나타낸다.

여기서,

(2) Vandermonde 행렬 천공

상기 생성된 크기의 Vandermonde 행렬에서 부분을 천공한다. 여기서, 천공 동작은 상기 Vandermonde 행렬의 해당 열들의 성분(element)들을 '0'으로 대체하는 동작을 나타내는 것으로, 천공후의 행렬은 하기 <수학식 11>과 같다.

(3) 천공된 행렬의 짝수번째 행 쉬프트

상기 천공된 크기의 상기 Vandermonde 행렬에서 짝수번째 행들을 쉬프트하여 최종 선부호화 행렬을 생성한다. 여기서, 상기 쉬프트 동작은 짝수번째 행들의 천공되지 않은 성분들을 천공된 성분들의 위치로 이동하는 동작을 나타내는 것으로, 쉬프트 후의 행렬은 하기 <수학식 12>과 같이 나타난다.

여기서, 상기 들은 그리고 으로 설정하여도 성능의 변화가 없다. 또한, 짝수번째 행들을 쉬프트하는 경우를 설명하지만, 홀수번째 행들을 쉬프트해도 무방하다.

이상 살펴본 바와 같이, 송신 안테나 개수가 개인 경우, 상기 선부호화기(500)의 동작은 하기 <수학식 13>과 같다.

여기서, 는 선부호화기(500)로 입력되는 심볼열을 나타내고, 는 상기 선부호화기(500)에서 출력되는 심볼열을 나타낸다.

상기와 같이 설계한 선부호화 행렬()은 부호화 이득(coding advantage)을 최대화(maximize)하기 위하여 성분 값들을 최적화(optimize)하여야 한다. 이것은 수학적 지식 또는 시뮬레이션을 통해 가능하다.

본 발명의 실시 예에서는 최대 부호 이득을 얻을 수 있는 선부호화 행렬()을 시뮬레이션(simulation)을 통해 구하였으며, 그 결과를 살펴보면 다음과 같다.

먼저, 4개의 안테나를 사용하는 Alamouti FDFR SFBC 시스템에서는 하기 <수학식 14>과 같은 선부호화 행렬()을 사용할수 있다.

여기서, 상기 은 각각 을 만족한다.

다음으로, 6개의 안테나를 사용하는 Alamouti FDFR SFBC 시스템에서는 하기 <수학식 15>과 같은 선부호화 행렬()을 사용할수 있다.

한편, 8개 이상의 안테나를 사용하는 Alamouti FDFR SFBC 시스템에서는 하기 <수학식 16>와 같은 선부호화 행렬()을 사용할수 있다.

여기서, 이다.

그러면, 여기서 도 5와 같은 송신기의 동작을 살펴보기로 한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 복수의 송신안테나들을 사용하며, 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하고 있다. 이하 송신안테나가 4개인 경우를 가정하여 설명하기로 한다.

도 7을 참조하면, 먼저 송신기는 700단계에서 전송하고자 하는 데이터열 x()을 입력받는다. 이후, 상기 송신기의 선부호화기에서는 702단계에서 상기 입력받은 데이터열을 미리 설정된 선부호화 행렬(bold theta)을 이용해 부호화하여 선부호화 심볼열 r()을 생성한다. 여기서, 상기 선부호화 행렬()은 앞서 설명한 바와 같이 Vandermonde 행렬의 반을 천공하고 소정 행들을 쉬프트하여 구해진 행렬로, 상기 선부호화 행렬을 사용할 경우 행렬의 반이 천공되었기 때문에 부호화 및 복호화 복잡도를 현저히 줄 일수 있다.

상기 선부호화 심볼열 (r)을 생성한후, 상기 송신기의 인코더에서는 704단계에서 상기 심볼열(r)을 구성하는 심볼들을 2개씩 묶어서 2개의 벡터들()을 생성한다.

그리고, 상기 송신기의 인코더에서는 706단계에서 상기 2개의 벡터들을 Alamouti 방식을 이용해 부호화하여 주파수 공간 사상을 수행한다. 이 과정에서 4개의 안테나 신호들이 생성된다. 상기 4개의 안테나 신호들은 앞서 <수학식 7>에서 살펴본 바와 같이 , , , 이다. 여기서, 하나의 안테나 신호를 구성하는 4개의 심볼들은 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당된다.

상기 4개의 안테나 신호들을 생성한후, 상기 송신기는 708단계에서 4개의 안테나 신호들 각각을 부반송파에 할당하여 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하고, 상기 역 고속 푸리에 변환된 신호들을 각각 래디오 RF(Radio Frequency) 신호로 변환하여 OFDM 변조를 수행한다. 이후, 상기 송신기는 710단계에서 상기 OFDM 변조된 신호들을 각각 해당 안테나를 통해 송신한다.

구체적으로, 상기 을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 OFDM변조하고, 상기 OFDM변조된 신호를 제1송신안테나(512)를 통해 송신한다. 상기 을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 OFDM변조하고, 상기 OFDM변조된 신호를 제2송신안테나(514)를 통해 송신한다. 상기을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 OFDM변조하고, 상기 OFDM변조된 신호를 제3송신안테나(516)룰 통해 송신한다. 상기 을 소정 인접된 4개의 부반송파들에 할당하여 OFDM변조하고, 상기 OFDM변조된 신호를 제4송신안테나(518)룰 통해 송신한다.

그러면, 이하에서 상기 도 5의 송신기에 대응하는 수신기에 대해 살펴보기로 한다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 수신기의 구성을 도시하고 있다. 이하 송신기의 송신안테나가 4개인 경우를 가정하여 설명하기로 한다.

도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 수신기는, 복수의 수신안테나들(800 내지 802), 복수의 OFDM복조기들(804 내지 806), 채널추정기(channel estimator)(808), 채널응답행렬 생성기(810), 신호결합기(signal combiner)(812), 제1신호결정기(814) 및 제2신호결정기(815)를 포함하여 구성된다. 여기서, 상기 수신안테나의 개수와 송신기의 송신안테나 개수가 상이한 경우를 가정하지만, 상기 송신기의 송신안테나 개수와 수신기의 수신안테나 개수는 동일할수 있음은 물론이다.

도 8을 참조하면, 먼저 송신기의 송신안테나들(512 내지 518)을 통해 송신된 신호는 제1수신안테나(800) 내지 제P수신안테나(802) 각각을 통해 수신된다. 상기 제1수신안테나(800) 내지 제P수신안테나(802) 각각은 수신된 신호를 대응되는 OFDM변조기로 출력한다.

상기 OFDM복조기들(804 내지 806) 각각은 대응되는 수신안테나로부터의 수신신호를 기저대역 신호로 변환하고, 상기 기저대역 신호를 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 OFDM 복조를 수행한다. 상기 OFDM복조기들(804 내지 806) 각각은 상기 OFDM복조된 데이터를 상기 채널 추정기(808)와 상기 신호 결합기(812)로 출력한다.

상기 채널 추정기(808)는 상기 OFDM복조기들(804 내지 806)로부터의 OFDM복조된 데이터들을 가지고 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정한다. 상기 추정된 채널 계수들은 상기 채널응답행렬 생성기(810)로 제공된다.

여기서, 상기 수신기의 수신안테나 개수를 1개라고 가정하면, 상기 1개의 수신안테나를 통해서 수신된 신호는 하기 <수학식 17>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 상기 는 수신안테나를 통해 수신된 수신벡터를 나타내고, 상기 는 채널 응답(channel response) 행렬을 나타내며, 상기은 잡음(noise)벡터를 나타낸다.

상기 채널 추정기(808)는 상기 <수학식 17>와 같은 수신 신호 을 입력하여 채널 추정하고, 상기 채널 추정 결과(채널 계수들)를 상기 채널응답행렬 생성기(810)로 출력한다. 상기 채널 응답 행렬 생성기(810)는 상기 채널 추정기(808)로부터의 채널 계수들을 가지고 하기 <수학식 18>와 같은 채널 응답 행렬 을 생성한다. 여기서, 상기 채널응답행렬는 상기 <수학식 17>로부터 알수 있듯이 채널응답행렬 와 미리 알고 있는 선부호화 행렬 의 곱으로 산출될수 있다. 상기 채널 응답 행렬 는 상기 신호결합기(812)와 상기 신호결정기들(814, 615)로 제공된다.

상기 신호 결합기(812)는 상기 OFDM복조기들(804 내지 806)로부터의 OFDM복조된 데이터들과 상기 채널응답행렬 생성기(810)로부터의 채널 응답 행렬 을 소정 규칙에 의해 결합하여 사이즈의 벡터를 출력한다. 구체적으로, 상기 신호 결합기(812)는 상기 채널응답행렬 의 허미시안 행렬 을 구하고, 상기 OFDM복조기들(804 내지 806)로부터의 수신신호 을 곱해 벡터 을 출력한다. 이때 상기 벡터 을 구성하는 심볼의 개수가 라고 가정할 경우, 상기 심볼열에서 첫 번째 심볼부터 번째 심볼까지는 상기 제1신호결정기(814)로 제공되고, 번째 심볼부터 번째 심볼까지는 상기 제2신호 결정기(815)로 제공된다.

상기 제1신호결정기(814)는 상기 채널응답행렬 생성기(810)로부터의 채널응답행렬과 상기 신호결합기(812)로부터의 벡터를 가지고 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 송신기가 송신한 심볼들을 추정하여 출력한다. 상기 제2신호결정기(815)는 상기 채널응답행렬 생성기(810)로부터의 채널응답행렬과 상기 신호결합기(812)로부터의 벡터를 가지고 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 송신기가 송신한 심볼들을 추정하여 출력한다. 이와 같이, 본 발명은 사이즈 의 최대 유사도 복호를 수행하기 때문에, 사이즈 의 최대 유사도 복호에 비해 계산량을 현저히 줄일 수 있다.

여기서, 상기 신호결정기들(814, 815)의 동작을 상세히 살펴보면 다음과 같다.

먼저, 상기 채널응답행렬 의 허미시안 행렬 을 구하고, 하기 <수학식 19>과 같이 상기 채널응답행렬 과 상기 허미시안 행렬을 곱한다.

여기서, 상기이고,

상기 이다.

한편, 상기 신호결합기(812)에서 발생하는 상기 와 상기 수신신호의 곱은 하기 <수학식 20>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 20>에 나타난 바와 같이, 와 으로부터 x₁과 x₂를 추정할 수 있고, 와 으로부터 x₃과 x₄를 추정할 수 있음을 알 수 있다. 따라서, 상기 송신기가 송신한 심볼들 x₁,x₂,x₃,x₄를 추정하는 방법은 하기 <수학식 21>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 이고, 이며,이고, 이며, 이고, 이며, 이다. 이와 같이, 송신기가 송신한 심볼들 x₁,x₂,x₃,x₄를 x₁,x₂와 x₃,x₄로 분류하여 추정하는 것이 가능하다.

즉, 상기 제1 신호결정기(814)는 상술한 방식으로 x₁,x₂를 추정하여 을 출력하고, 상기 제2신호결정기(815)는 x₃,x₄에 대한 추정치 을 결정하여 출력한다.

그러면 여기서 도 8과 같은 수신기의 동작을 살펴보기로 한다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 수신기의 수신 절차를 도시하고 있다.

도 9를 참조하면, 먼저 수신기는 911단계에서 복수의 수신안테나들을 통해 수신되는 신호들을 각각 OFDM복조하고, 상기 OFDM복조된 데이터들을 가지고 송신기와 수신기 사이의 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정한다.

이후, 상기 수신기는 913단계에서 상기 추정된 채널계수들을 가지고 채널 응답 행렬()을 생성한다. 상기 채널 응답 행렬()을 생성한후, 상기 수신기는 915단계에서 상기 OFDM복조된 데이터들과 상기 채널 응답 행렬()을 소정 규칙에 의해 결합하여 개의 심볼들로 구성된 벡터를 산출한다.

이후, 상기 수신기는 917단계에서 상기 벡터를 2개로 분리하고, 상기 2개의 벡터들 각각과 상기 채널 응답 행렬()을 가지고 ML(Maximum Likelihood decoding)복호를 수행하여 송신기에서 송신한 심볼들을 결정한다.

이상 살펴본 바와 같이, 본 발명에서 제안하는 선부호화 행렬을 사용할 경우 상기 Vandermonde 행렬을 그대로 선부호화 행렬로 사용할 경우에 비해 사이즈 4의 ML(Maximum Likelihood) 복호화에서 사이즈 2의 ML 복호화로 복잡도가 줄어들어 연산량을 최소화할 수 있다. 그러나, 부호화 이득을 최대화하기 위해서는 선부호화 행렬을 최적화시켜야만 한다. 앞서 언급한 바와 같이, 상기 선부호화 행렬의 최적화는 수학적 지식 또는 시뮬레이션(computer search)을 통해 가능하다.

예들들어, 송신안테나가 4개일 때 사용되는 선부호화 행렬의 최적화를 살펴보면 다음과 같다.

도 10은 본 발명에서 제안하는 선부호화 행렬(수학식 14 참조)의 , 에 대하여 θ₀과 θ₁을 0°에서 360°까지 1°씩 변화시킬 경우의 부호화 이득을 보여주는 시뮬레이션 결과 그래프이다.

도시된 바와 같이, x축은 θ₀의 값을 나타내며, y축은 θ₁의 값을 나타내고, z축은 부호화 이득을 나타낸다. 도면에서 굵은 선으로 표시한 지점들에서의 θ₀의 값과, θ₁의 값이 최대 부호화 이득을 나타낼 경우의 θ₀의 값과, θ₁의 값이다. 상기 도 10에 나타난 바와 같이 부호화 이득을 최대화시키기 위해서는 하기 <수학식 22>의 조건을 만족해야만 한다.

따라서, 상기 <수학식 22>의 조건을 만족하는 모든 θ₀, θ₁의 값에 대해서 동일한 성능을 획득할 수 있음을 알 수 있으며, 따라서 본 발명에서 제안하는 선부호화 행렬에 따른 주파수공간 블록 부호의 종류는 무수히 많게 생성될 수 있음을 알 수 있다.

여기서, 종래기술에서 설명된 시공간 블록 부호화 방식들과 본 발명에서 제안하는 주파수 공간 블록 부호화 방식의 복호화 복잡도를 비교하면 다음과 같다.

도 11은 본 발명에서 제안하는 주파수 공간 블록 부호화 방식과 종래기술에서 설명된 시공간 블록 부호화 방식들의 성능을 도시하는 그래프이다.

특히, 본 발명에서 제안하는 주파수 공간 블록 부호화 방식과, S.M.Alamouti가 제안한 시공간 블록 부호화 방식과, 정태진·전경훈 연구팀에서 제안한 시공간 블록 부호화 방식(A-ST-CR) 및 다이버시티를 사용하지 않을 경우(No Div)의 성능 곡선을 도시하고 있다.

도시된 바와 같이, 변조 방식으로 QPSK를 사용하는 경우의 성능 곡선이며, x축은 신호대 잡음비(SNR : signal to Noise Ratio)를 나타내고, y축은 비트 에러율(BER : Bit Error Rate)을 나타낸다. 도면에서 알수 있듯이, 동일한 채널(SNR)에서 본 발명이 제안하는 주파수 공간 블록 부호화 방식과 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 시공간 블록 부호화 방식이 타 방식에 비해 비트 에러율(BER)에서 우수한 성능을 나타냄을 알수 있다.

하지만, 본 발명은 앞서 설명한 바와 같이, 새로운 선부호화기를 사용함으로써 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 방식에 비해 부호화 및 복호화 복잡도(연산량)를 현저히 줄이고 있다.

예를들어, 2^m의 복소 신호를 사용하는 경우를 가정하면, 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 선부호화기의 경우 의 복호화 복잡도를 갖는다. 그러나, 본 발명에서 제안하는 선부호화기의 경우 의 복호화 복잡도를 가지므로 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 선부호화기의 복호화 복잡도에 비해 복호화 복잡도가 현저히 감소됨을 알 수 있다.

일 예로, 상기 송신기에서 변조 방식으로 16QAM 방식을 사용한다고 가정할 경우 정태진, 전경훈 연구팀에서 제안한 선부호화기의 복호화 복잡도는 이며, 본 발명에서 제안하는 선부호화기의 복호화 복잡도는 이다. 따라서, 의 관계를 가지므로 연산량이 현저하게 감소함을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에 적용하기 위한 주파수 공간 블록 부호화(SFBC : Space Frequency Block Coding) 방식을 제안하고 있다. 특히, 본 발명에 따른 주파수 공간 블록 부호화 방식은 최대 다이버시티 이득 및 최대 전송률을 지원하면서 부호화 및 복호화 복잡도(연산량)를 최소화하는 이점을 가진다.

도 1은 종래기술에 따른 Vahid Tarokh이 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.

도 2는 도 1의 송신기 구조에 대응하는 수신기 구조를 도시하는 도면

도 3은 종래기술에 따른 Giannakis 그룹에서 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.

도 4는 종래기술에 따른 정태진, 전경훈 연구 그룹에서 제안한 4개의 송신 안테나들을 사용하며, 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 복수개()의 송신 안테나들을 사용하며, 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 송신기의 구성을 도시하는 도면.

도 6은 도 5의 선부호화기(500)의 선부호화 행렬 생성장치의 상세 구성을 도시하는 도면.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 복수의 송신안테나들을 사용하며, 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하는 도면.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 수신기의 구성을 도시하는 도면.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 공간 블록 부호화 방식을 사용하는 OFDM 이동통신시스템에서 수신기의 수신 절차를 도시하는 도면.

도 10은 본 발명에서 제안하는 선부호화 행렬의 , 에 대하여 θ₀과 θ₁을 0°에서 360°지 1°씩 변화시킬 경우의 부호화 이득을 보여주는 시뮬레이션 결과 그래프.

도 11은 본 발명에서 제안하는 주파수 공간 블록 부호화 방식과 종래기술에서 설명된 시공간 블록 부호화 방식들의 성능을 도시하는 그래프.

Claims

복수개()의 송신 안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 송신기에서 주파수 공간 블록 부호화 장치에 있어서,

입력되는 심볼열을 의 단일 행렬(unitary matrix)을 소정 규칙에 의해 천공한 선부호화 행렬을 이용해 선부호화하는 선부호화기와,

상기 선부호화기로부터의 심볼열을 알라모우티(Alamouti) 방식으로 부호화하여 개의 심볼들로 구성되는 벡터를 개 생성하고, 상기 개의 벡터들을 각각 대응되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조기로 출력하는 인코더와,

상기 인코더로부터의 심볼들을 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 OFDM변조하고, 상기 OFDM변조된 신호를 대응되는 송신안테나를 통해 송신하는 복수의 OFDM변조기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 선부호화 행렬은, 의 Vandermonde 행렬에서 소정 개의 열들을 천공하고, 상기 천공된 행렬의 행들을 순차로 2개씩 그룹화하고, 상기 그룹화된 2개의 행들중 하나를 쉬프트하여 얻어진 행렬인 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 인코더는 입력되는 심볼열 을 하기 <수학식 23>과 같은 부호화 행렬을 이용해 부호화하고, 각 열(column)에 해당하는 벡터를 대응되는 OFDM 변조기로 출력하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수()가 4개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 24>와 같은 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, 이고, 임.
제1항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수()가 6개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 25>와 같은 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수가 개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 26>와 같은 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, 임.
송신기가 복수개()의 송신안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템에서 수신기의 장치에 있어서,

적어도 하나의 수신안테나들과,

대응되는 수신안테나를 통해 수신되는 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)복조하여 출력하는 복수의 OFDM복조기들과,

상기 복수의 OFDM복조기들로부터의 신호들을 가지고 채널 계수들(channel coefficients)을 산출하는 채널추정기와,

상기 채널추정기로부터의 채널계수들을 가지고 채널응답행렬을 구성하고, 상기 채널응답행렬 와 미리 알고 있는 선부호화 행렬 을 곱해 새로운 채널응답행렬 을 생성하는 행렬생성기와,

상기 복수의 OFDM복조기들로부터의 신호들과 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬 을 소정 규칙에 의해 결합하여 사이즈의 벡터를 산출하고, 상기 벡터를 2개로 분리하여 출력하는 신호 결합기와,

상기 신호결합기로부터의 첫 번째 사이즈의 벡터와 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 제1신호결정기와,

상기 신호결합기로부터의 두 번째 사이즈의 벡터와 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 제2신호결정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제7항에 있어서,

상기 선부호화 행렬은, 의 Vandermonde 행렬에서 소정 개의 열들을 천공하고, 상기 천공된 행렬의 행들을 순차로 2개씩 그룹화하고, 상기 그룹화된 2개의 행들중 하나를 쉬프트하여 얻어진 행렬인 것을 특징으로 하는 장치.
제7항에 있어서,

상기 신호결합기는, 상기 행렬생성기로부터의 채널응답행렬의 허미시안 행렬 을 구하고, 상기 복수의 OFDM복조기들로부터의 신호들과 상기 허미시안 행렬 을 곱해 상기 사이즈의 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
제7항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수()가 4개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 27>와 같은 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, 이고, 임.
복수개()의 송신 안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 송신기에서 주파수 공간 블록 부호화 방법에 있어서,

입력되는 심볼열을 의 단일 행렬(unitary matrix)을 소정 규칙에 의해 천공한 선부호화 행렬을 이용해 선부호화하는 과정과,

상기 선부호화된 심볼열을 알라모우티(Alamouti) 방식으로 부호화하여 개의 심볼들로 구성되는 벡터를 개 생성하는 과정과,

상기 개의 벡터들 각각에 대하여 벡터를 구성하는 심볼들을 소정 인접된 부반송파들에 할당하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조하는 과정과,

상기 개의 OFDM변조된 신호들을 각각 대응되는 안테나를 통해 동시에 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제11항에 있어서,

상기 선부호화 행렬은, 의 Vandermonde 행렬에서 소정 개의 열들을 천공하고, 상기 천공된 행렬의 행들을 순차로 2개씩 그룹화하고, 상기 그룹화된 2개의 행들중 하나를 쉬프트하여 얻어진 행렬인 것을 특징으로 하는 방법.
제11항에 있어서,

상기 선부호화된 심볼열이 일 때, 상기 개의 벡터들을 생성하기 위한 부호화 행렬 는 하기 <수학식 28>과 같은 것을 특징으로 하는 방법.
제11항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수()가 4개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 29>와 같은 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, 이고, 임.
제11항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수()가 6개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 30>와 같은 것을 특징으로 하는 방법.
제11항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수가 개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 31>와 같은 것을 특징으로 하는 장치.

여기서, 임.
송신기가 복수개()의 송신안테나들을 사용하는 직교주파수분할다중 통신시스템에서 수신기의 수신 방법에 있어서,

적어도 하나의 수신안테나를 통해 수신되는 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)복조하는 과정과,

상기 OFDM복조된 신호를 가지고 채널 계수들(channel coefficients)을 산출하는 과정과,

상기 채널계수들을 가지고 채널응답행렬을 구성하고, 상기 채널응답행렬 와 미리 알고 있는 선부호화 행렬 을 곱해 새로운 채널응답행렬 을 생성하는 과정과,

상기 OFDM복조된 신호와 상기 채널응답행렬 을 소정 규칙에 의해 결합하여 사이즈의 벡터를 산출하고, 상기 벡터를 2개로 분리하는 과정과,

상기 2개의 벡터들중 첫 번째 사이즈의 벡터와 상기 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 과정과,

상기 2개의 벡터들중 두 번째 사이즈의 벡터와 상기 채널응답행렬을 이용해 최대 유사도 복호(Maximum Likelihood decoding)를 수행하여 상기 송신기가 송신한 심볼들을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제17항에 있어서,

상기 선부호화 행렬은, 의 Vandermonde 행렬에서 소정 개의 열들을 천공하고, 상기 천공된 행렬의 행들을 순차로 2개씩 그룹화하고, 상기 그룹화된 2개의 행들중 하나를 쉬프트하여 얻어진 행렬인 것을 특징으로 하는 방법.
제17항에 있어서, 상기 사이즈의 벡터를 산출하는 과정은,

상기 채널응답행렬의 허미시안 행렬 을 산출하는 과정과,

상기 OFDM복조된 신호와 상기 허미시안 행렬 을 곱해 상기 N_t사이즈의 벡터를 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제17항에 있어서,

상기 송신안테나의 개수()가 4개일 경우, 상기 선부호화 행렬은 하기 <수학식 32>와 같은 것을 특징으로 하는 방법.

여기서, 임.