CN102067476B - 发送设备、接收设备以及发送和接收方法 - Google Patents

Abstract

公开了发送设备、接收设备以及发送和接收方法。该发送设备包括：调制单元，对要发送的信号进行星座调制；编码单元，将调制后的信号中的符号进行分组并进行双极性空频或空时分块编码，其中双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反，并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码的码块；以及频时变换单元，对经过双极性空频或空时分块编码的信号进行时频映射后进行频时变换，通过相应的天线发射经过频时变换的信号。本发明实施例所提出的方案具有较低的复杂度，这是能够灵活应用于实际的通信***。另外，能够提供附加的空间分集增益，这更进一步提高了高移动性应用中无线电链路的鲁棒性。

Description

发送设备、接收设备以及发送和接收方法

技术领域

本发明涉及一种移动通信技术领域，具体涉及一种发送设备、接收设备以及发送和接收方法，能够在终端高速移动的情况下保持通信双方之间的通信连接。

背景技术

现代通信***都要满足高移动性要求，例如在高速移动的车辆上的用户配备的移动终端需要时刻保持与基站或者通信对方的连接。在IEEE802.16m和3GPP LTE中，需要支持大约120～350km/h的移动性，甚至未来在某些频段或者布置中要满足高达500km/h的移动性。但是，在OFDM通信***中，该移动性会带来较大的多普勒频移，这将破坏子载波之间的正交性并且导致严重的载波间干扰(ICI)。因此，***的性能严重恶化。

在高移动性应用中，目前有两种ICI消除方案。一种是将复杂的信道均衡技术应用于接收机侧，以便消除ICI的影响，例如在非专利文献1(Xiaodong Cai，Georgios B.Giannakis，Bounding Performance and Suppressing Intercarrier Interference in WirelessMobile OFDM，IEEE Transactions on Communications，Vol.51，No.12，Dec 2003)和非专利文献2(Won Gi Jeon，Kyung Hi Chang，An Equalization Technique for OrthogonalFrequency-Division Multiplexing Systems in Time-Variant Multipath Channels，IEEETransactions on Communications，Vol.47，No.1，Jan 1999)中描述的那样。但是，由于采用了高复杂度的均衡技术，但是在实际的应用中不灵活(尽管可以在一定程度上降低复杂度)。

图1示出了高复杂度均衡技术在单天线通信***中的应用。如图1所示，在基站侧，FEC单元110例如用Turbo编码方案之类的信道编码方法对所输入的信息比特序列进行信道编码，输出编码比特序列。然后，QAM调制单元111例如用16QAM调制方案对信道编码编码输出的编码比特序列进行星座调制，输出调制符号序列，作为编码数据流。IDFT单元112对编码数据流通过IDFT变换进行OFDM调制，产生对应针对发射天线的时域信号。该时域信号通过上转换之类的操作通过该发射天线发射出去。

另外，在移动设备侧，DFT单元113对输入信号进行DFT变换，将信号从时域转换到频域。然后，信道估计单元114根据接收到的训练序列，获得信道估计信号，例如从基站到移动设备的信道矩阵。如上所述，在该现有技术中，信道均衡单元115使用高复杂度的信道均衡技术对信号进行均衡，以便消除ICI的影响。然后，QAM解调单元116对均衡后的符号进行QAM解调，输出对应比特的软信息序列。解码单元117对于QAM解调单元116输出的比特软信息进行信道译码，输出译码后的信息比特序列。

第二种是将干扰抵消调制技术应用于发射机侧，这种调制技术可以使得在接收机侧以较低的复杂度抵消子载波间干扰，如非专利文献3(Yuping Zhao，et al，IntercarrierInterference Self-Cancellation Scheme for OFDM Mobile Communication Systems，IEEETransactions on Communications，Vol.49，No.7，July 2001)所述。

图2示出了ICI抵消调制技术在OFDM***中的应用。如图2所示，在基站侧，FEC单元211例如用Turbo编码方案之类的信道编码方法对所输入的信息比特序列进行信道编码，输出编码比特序列。然后，QAM调制单元212例如用16QAM调制方案对信道编码编码输出的编码比特序列进行星座调制，输出调制符号序列，作为编码数据流。ICI抵消调制单元213对调制符号流进行ICI自抵消调制。

IDFT单元214对编码数据流通过IDFT变换进行OFDM调制，产生对应针对发射天线的时域信号。该时域信号通过上转换之类的操作通过该发射天线发射出去。

另外，在移动设备侧，DFT单元215对输入信号进行DFT变换，将信号从时域转换到频域。然后，信道估计单元216根据接收到的训练序列，获得信道估计信号，例如信道矩阵。如上所述，在该现有技术中，ICI抵消合并单元217对接收到的数据信号和信道估计信号进行抵消合并处理，以便消除ICI的影响。然后，QAM解调单元218对均衡后的符号进行QAM解调，输出对应比特的软信息序列。解码单元219对于QAM解调单元218输出的比特软信息进行信道译码，输出译码后的信息比特序列。

如上所述，在单天线OFDM***中，在发射机侧进行ICI抵消调制，而在接收机侧进行ICI抵消解调操作，从而以简单的方式实现了高移动性情况下的ICI消除。虽然第二种方案能够消除ICI，但是它仅仅能够应用于单发射天线的情况下。对于多天线传输而言，目前还没有有效的消除ICI的方案。

发明内容

本发明的目的是提出一种发送设备、接收设备以及发送和接收方法，能够通过多天线技术减轻ICI的影响并且同时提高发送设备和接收设备之间的无线电链路的鲁棒性。

在本发明的一个方面，提出了一种具备多根天线的发送设备，包括：调制单元，对要发送的信号进行星座调制；编码单元，将调制后的信号中的符号进行分组并进行双极性空频或空时分块编码，其中双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反，并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码的码块；以及频时变换单元，对经过双极性空频或空时分块编码的信号进行时频映射后进行频时变换，通过相应的天线发射经过频时变换的信号。

在本发明的另一方面，提出了一种接收设备，包括：时频变换单元，对来自发送设备的时域信号进行时频变换，输出频域信号；信道估计单元，估计从发送设备到接收设备的信道信息；子载波间干扰抵消合并单元，对接收到的数据信号和信道信息进行子载波间干扰抵消合并处理，其中所述数据信号在发送设备侧被双极性空频或空时分块编码，双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反并且第一行元素及第三行元素构成空频分块编码后的码块；以及检测单元，用预定的检测方法对抵消合并处理后的信号进行检测，以便将与经过了双极性空频或空时分块编码的符号分开。在本发明的再一方面，提出了一种在具备多根天线的设备中的发送方法，包括：对要发送的信号进行星座调制；将调制后的信号中的符号进行分组并进行双极性空频或空时分块编码，其中双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反，并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码的码块；以及对经过双极性空频或空时分块编码的信号进行时频映射后进行频时变换，通过相应的天线发射经过频时变换的信号。

在本发明的又一方面，提出了一种接收来自发送设备的信号的方法，包括：对来自发送设备的时域信号进行时频变换，输出频域信号；估计从发送设备到接收设备的信道信息；对接收到的数据信号和信道信息进行子载波间干扰抵消合并处理，其中所述数据信号在发送设备侧被双极性空频或空时分块编码，双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码后的码块；以及用预定的检测方法对抵消合并处理后的信号进行检测，以便将与经过了双极性空频或空时分块编码的符号分开。

本发明实施例提出的基于DP-SFBC/DP-STBC的发射和接收方案不仅提供空间分集增益，从而提高发送设备和接收设备之间的链路鲁棒性，而且以非常低的计算复杂度降低了ICI的影响。因此，本发明实施例的基于DP-SFBC/DP-STBC的方案非常适合于未来移动通信***的高移动性。

附图说明

阅读了下面的详细说明以及附图之后，本发明的这些以及其它的目的和优点将变得更加清楚，在附图中：

图1示出了一种现有技术的ICI消除方法的示意图；

图2示出了另一现有技术的ICI消除方法的示意图；

图3是根据本发明实施例的通信***的示意性结构框图；

图4是说明根据本发明实施例的发送方法的详细流程图；

图5是说明根据本发明实施例的接收方法的详细流程图；以及

图6是根据本发明实施例的通信***与传统SFBC OFDM的SIR比较示例。

具体实施方式

下面对照附图来说明根据本发明各个实施例的发送设备、接收设备及发送和接收方法。

在高移动性应用中，最需要考虑的并不是高数据率，而是要保持通信连接。为了增加发送设备和接收设备之间的无线电链路的鲁棒性，可以考虑传统的(标准的)空间-频率分块编码方案，这样可以引入空间分集，从而提高高移动性情况下的无线电链路的鲁棒性。这里，发送设备例如是基站，而接收设备例如是移动终端。自然，发送设备也可以是移动终端，此时接收设备是基站。

但是，在传统的SFBC方案中，高移动性应用中出现的严重子载波干扰同样会大大降低链路的性能。为了解决该问题，提出了一种双极性SFBC。该双极性SFBC的基本思想是将ICI抵消调制方案嵌入在SFBC编码方中。由于这种方案等同于两个符号相反的SFBC编码矩阵的交错布置，因此将其称为双极性SFBC。

图3示出了根据本发明实施例的通信***的示意性结构框图。在该方案中，发送设备侧有两根发射天线，而接收设备侧有一根接收天线。但是这仅仅是示意性的说明，本领域的普通技术人员很容易将上述的情形扩展到更多发射天线和更多接收天线的情况。

如图3所示，根据本发明实施例的发送设备包括FEC单元310、QAM调制单元311、DP-SFBC单元312、第一IDFT单元313、第二IDFT单元314。下面对照附图4详细说明该发送设备的具体构成和操作过程。

FEC单元310例如用Turbo编码之类的信道编码方法对所输入的信息比特序列进行信道编码，输出编码比特序列(S10)。QAM调制单元311例如用16QAM或者QPSK等调制方案对编码输出的编码比特序列进行星座调制，输出调制符号序列(S11)。DP-SFBC单元312对调制符号序列分组(分块)并进行双极性空频分块编码(分组编码)，即DP-SFBC编码，输出两个编码数据流分别对应两个发射天线(S12)。然后，第一IDFT单元313对上述第一个编码数据流通过IDFT变换进行OFDM调制，产生对应第一发射天线的时域信号，第二IDCT单元314对上述第二个编码数据流通过IDFT变换进行OFDM调制，产生对应第二发射天线的时域信号。然后，两根发射天线将两个数据流信号在经过数模变换(ADC)，上变频等(为清楚描述本发明的目的，ADC，上变频等模块在框图中已省略)处理之后发射出去(S13)。

下面以具体的例子详细说明本发明的发送方法的处理过程。例如，QAM调制单元311对输入的符号进行QAM调制，得到QAM调制符号，例如s₀，s₁，s₂，……，s₁₅，作为DP-SFBC单元312的输入。在DP-SFBC单元312中，对上述的QAM调制符号中两两相邻的符号作为一组，进行编码，输出针对两根发射天线的经DP-SFBC编码的符号。与传统的SFBC编码矩阵(块)不同，对于符号s₀，s₁，本发明实施例的DP-SFBC单元312的编码结果表示如下：

${\mathrm{Matrix}}_{\mathrm{DP}-\mathrm{SFBC}}=\left[\begin{array}{cc}{s}_0& s_1\\ -s_0& -s_1\\ -s_1^{*}& s_0^{*}\\ s_1^{*}& -s_0^{*}\end{array}\right]...\left(1\right)$

其中，s₀ ^*和s₁ ^*是s₀和s₁的共轭，编码矩阵的列对应于两根发射天线，而编码矩阵(块)的行对应于物理上相邻的四个子载波。根据该编码矩阵，我们可以看出，第一和第三行构成了传统的SFBC编码矩阵(块)，也就是第一和第三行正好对应于通过标准的SFBC进行编码后的结果，而第二和第四行是正好与第一和第三行的符号相反。自然，对于其他的符号s₂和s₃，s₄和s₅，……，s₁₄和s₁₅，有类似的编码结果。

然后，在经过时频资源映射之后，通过分别与发射天线1和发射天线2相对应的第一IDFT单元313和第二IDFT单元314对上述编码结果进行IDFT变换，将信号变换到时域，再经过数模变换，上变频等处理(图中未示出)之后通过两个天线发射出去。

如图3所示，根据本发明实施例的接收设备包括：DFT单元315、信道估计单元316、ICI抵消合并单元317、检测单元318、QAM解调单元319和解码单元320。下面对照附图5详细说明该接收设备的具体构成和操作过程。

首先，接收天线接收无线射频信号，再经过低噪放大，下变频，同步等处理(图中未示出)，输出接收信号，作为DFT单元135的输入信号。然后，DFT单元315对输入信号进行DFT变换，转换到频域(S20)。信道估计单元316例如根据接收到的训练序列，获得信道估计信息，诸如信道矩阵(S21)。ICI抵消合并单元317对接收到的数据信号和信道估计信号进行抵消合并处理(S22)。

检测单元318对于抵消合并后的数据信号和信道估计信号进行SFBC检测，输出检测后的调制符号估计(S23)。

QAM解调单元319对检测单元318输出的符号进行QAM解调，输出对应比特的软信息序列(S24)。接下来，解码单元320对于QAM解调单元318输出的比特软信息进行新到译码，输出译码后的信息比特序列(S25)。

具体来说，在接收设备侧，在通过DFT单元315进行OFDM解调后，对DP-SFBC的检测分两步进行。在第一步，在ICI抵消解调单元317，进行ICI抵消合并，以便消除ICI的影响。在第二步，在检测单元318，进行最大相似度检测，以便将与DP-SFBC编码相关的两个符号分开。

下面描述的ICI抵消合并处理和DP-SFBC编码的检测过程主要是针对DP-SFBC编码中涉及的四个相邻子载波而进行的。另外，设信道在频域是准静态的，也就是信道变化是基于块的，在四个子载波的块内，信道基本上保持恒定。这是针对简单的ML检测所要求的，但是需要注意本发明并不局限于准静态的情况，对于具有较大频率选择性的无线电信道，本发明实施例的方案可以使用MMSE检测来代替ML检测。

例如，在第一和第二子载波上接收的信号可以表示如下：

$y_0=\underset{\stackrel{l=0}{l=4k}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{1,l/4}\×(S_{l/2}\×(p\left(l\right)-p(l+1))+S_{l/2+1}^{*}\×(p(l+3)-p(l+2)))$ …(2)

$+\underset{\stackrel{l=0}{l=4k}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{2,l/4}\×(S_{l/2+1}\×(p\left(l\right)-p(l+1))+S_{l/2}^{*}\×(p(l+2)-p(l+3)))+n_0$

$y_1=\underset{\stackrel{l=0}{l=4k}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{1,l/4}\×(S_{l/2}\×(p(l-1)-p\left(l\right))+S_{l/2+1}^{*}\×(p(l+2)-p(l+1)))$

…(3)

$+\underset{\stackrel{l=0}{l=4k}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{2,l/4}\×(S_{l/2+1}\×(p(l-1)-p\left(l\right))+S_{l/2}^{*}\×(p(l+1)-p(l+2)))+n_1$

这里，H_m，k表示第k个子载波上发射天线m-1之间的信道系数(注意，每个块包含4个子载波)。序列p(l)被定义为子载波偏移为l的ICI系数，表示如下

$p\left(l\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(l+\mathrm{\ϵ})\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}(l+\mathrm{\ϵ})\right)}\×\exp \left(\mathrm{j\π}(1-\frac{1}{N})(l+\mathrm{\ϵ})\right)...\left(4\right)$

其中ε表示用载波间隔归一化后的频率偏移值(例如由于移动性引起的多普勒频移)。

对于符号s₀和s₁，可以利用上式(2)和(3)来进行ICI抵消合并操作，也就是将y₀与负的y₁相加，具体如下：

${y_0}^{\′}=\underset{\stackrel{l=0}{l=4k}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{1,l/4}\×(S_{l/2}\×(2p\left(l\right)-p(l+1)-p(l-1))+S_{l/2+1}^{*}\×(p(l+3)+p(l+1)-2p(l+2)))$

$+\underset{\stackrel{l=0}{l=4k}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{2,l/4}\×(S_{l/2+1}\×(2p\left(l\right)-p(l+1)-p(l-1))+S_{l/2}^{*}\×(2p(l+2)-p(l+3)-p(l+1)))+n_0-n_1$

…(5)

由公式(5)可以看出，本发明DP-SFBC的ICI系数可以表示为：

q(l)＝2p(l)-p(l-1)-p(l+1)     ...(6)

并且信号与ICI干扰的功率比可以表示为：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{DP}-\mathrm{SFBC}}=\frac{{|2p\left(0\right)-p\left(1\right)-p(-1)|}^2}{\underset{l=\mathrm{2,4,6}...}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|2p\left(l\right)-p(l+1)-p(l-1)|}^2}=\frac{{\left|q\left(0\right)\right|}^2}{\underset{l=\mathrm{2,4},...}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|q\left(l\right)\right|}^2}...\left(7\right)$

作为参照，传统SFBC的ICI系数如公式(4)所示，并且信号与ICI干扰的功率比可以表示如下：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{SFBC}}=\frac{{\left|p\left(k\right)\right|}^2}{\underset{l=0,l\≠k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p(l-k)\right|}^2}=\frac{{\left|p\left(0\right)\right|}^2}{\underset{l=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p\left(l\right)\right|}^2}...\left(8\right)$

图6中比较了DP-SFBC及传统SFBC的信号与ICI干扰的功率比，由图6中可以看出，本发明实施例提出的DP-SFBC比传统SFBC提高了约15个dB的信号与ICI干扰的功率比，因此，可以大大提高***性能。

上式(5)还可以表示成：

${y_0}^{\′}=S_0\×H_{\mathrm{1,0}}\×(2p\left(0\right)-p\left(1\right)-p(-1))+S_1\×H_{\mathrm{2,0}}\×(2p\left(0\right)-p\left(1\right)-p(-1))+w_0$

$=S_0\×{\tilde{H}}_{\mathrm{1,0}}+S_1\×{\tilde{H}}_{\mathrm{2,0}}+w_0$

…(9)

其中w₀包含了上式(5)中的噪声和所有的ICI项.i＝1，2，表示等效信道系数，它可以通过对信道估计结果进行自抵消合并得到。

类似地，在ICI抵消合并之后的第三载波上的接收符号表示如下

${y_3}^{\′}=-S_1^{*}\×H_{\mathrm{1,0}}\×(2p\left(0\right)-p\left(1\right)-p(-1))+S_0^{*}\×H_{\mathrm{2,0}}\×(2p\left(0\right)-p\left(1\right)-p(-1))+w_1$

$=-S_1^{*}\×{\tilde{H}}_{\mathrm{1,0}}+S_0^{*}\×{\tilde{H}}_{\mathrm{2,0}}+w_1$

…(10)

基于上式(9)和(10)，针对S₀和S₁的ML检测可以基于下面的最大比合并而进行：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_0\\ {\hat{S}}_1\end{array}\right]=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}{\tilde{H}}_{\mathrm{1,0}}^{*}& {\tilde{H}}_{\mathrm{2,0}}\\ {\tilde{H}}_{\mathrm{2,0}}^{*}& -{\tilde{H}}_{\mathrm{1,0}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_0^{\′}\\ y_3^{\′*}\end{array}\right]...\left(11\right)$

其中，

和

表示自抵消合并之后的结果，分别如公式(9)和公式(10)所示。

表示对信道估计结果进行自抵消合并得到的等价信道估计。Δ表示合并增益，表示如下：

$\mathrm{\Δ}={\left|{\tilde{H}}_{\mathrm{1,0}}^{*}\right|}^2+{\left|{\tilde{H}}_{\mathrm{2,0}}^{*}\right|}^2......\left(12\right)$

相比于基于高复杂度信道均衡的ICI消除方案，本发明实施例所提出的方案具有较低的复杂度，这是能够灵活应用于实际的通信***。与使用ICI抵消调制技术的方案相比，所提出的新方案能够提供附加的空间分集增益，这更进一步提高了高移动性应用中无线电链路的鲁棒性。

【变体】

虽然以上以两根天线和双极性空频分组编码为例描述了本发明实施例的方法和设备，但是本领域的普通技术人员会将其扩展到更多根发射天线的情况以及双极性空时分组编码(DP-STBC)的情况。例如在双极性空时分组编码的情况下，每个双极性空时编码块中的每一行对与相邻的多个时域符号相关联，而每一行对中的两行与物理上相邻的两个子载波相关联，并且公式(1)中的第一行和第三行构成了标准的(传统的)STBC编码后的码块。

以上所虽然以功能模块的形式描述了本发明实施例的通信***的构成及其功能，但是这并不意味着将本发明限定于上述的形式。本领域的普通技术人员能够将其中的一个或者多个模块进行组合，或者将其中的一个模块的功能分别在两个或者更多个模块中实现。

另外，上述的通信***中的功能模块可以由软件来实现，也可以由硬件来实现，或者由软件和硬件一起来实现。

可以对上述的内容进行各种具体的实施或者改变而不偏离本发明的实质和精髓。上述的实施例意欲例证本发明，而非想要限制本发明的范围。本发明的范围由所附的权利要求而非实施例来限定。在权利要求范围内和本发明权利要求的意义和等同范围内进行的各种修改被视为在本发明的范围之中。

Claims (16)

1.一种具备多根天线的发送设备，包括：

调制单元，对要发送的信号进行星座调制；

编码单元，将调制后的信号中的符号进行分组并进行双极性空频或空时分块编码，其中双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反，并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码的码块；以及

频时变换单元，对经过双极性空频或空时分块编码的信号进行时频映射后进行频时变换，通过相应的天线发射经过频时变换的信号。

2.根据权利要求1所述的发送设备，其中每个双极性空频编码块中的行与物理上相邻的多个子载波相关联。

3.根据权利要求1所述的发送设备，其中每个双极性空时编码块中的每一行对与相邻的多个时域符号相关联，而每一行对中的两行与物理上相邻的两个子载波相关联。

4.根据权利要求1所述的发送设备，其中所述发送设备是基站或移动终端。

5.一种接收设备，包括：

时频变换单元，对来自发送设备的时域信号进行时频变换，输出频域信号；

信道估计单元，估计从发送设备到接收设备的信道信息；

子载波间干扰抵消合并单元，对接收到的数据信号和信道信息进行子载波间干扰抵消合并处理，其中所述数据信号在发送设备侧被双极性空频或空时分块编码，双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码后的码块；以及

检测单元，用预定的检测算法对抵消合并处理后的信号进行检测，以便将与经过了双极性空频或空时分块编码的符号分开。

6.根据权利要求5所述的接收设备，其中所述检测算法包括最大相似度检测算法和最小均方差算法之一。

7.根据权利要求5所述的接收设备，其中所述子载波间干扰抵消合并单元将相邻子载波上接收的信号相减来消除子载波间干扰。

8.根据权利要求5所述的接收设备，其中所述子载波间干扰抵消合并单元在与双极性空频或空时分块编码相关联的多个子载波间进行子载波干扰抵消合并处理。

9.根据权利要求5所述的接收设备，其中所述接收设备是移动终端或基站。

10.一种在具备多根天线的设备中的发送方法，包括：

对要发送的信号进行星座调制；

将调制后的信号中的符号进行分组并进行双极性空频或空时分块编码，其中双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反，并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码的码块；以及

对经过双极性空频或空时分块编码的信号进行时频映射后进行频时变换，通过相应的天线发射经过频时变换的信号。

11.根据权利要求10所述的发送方法，其中每个双极性空频或空时编码块中的行与物理上相邻的多个子载波相关联。

12.根据权利要求10所述的发送方法，其中每个双极性空时编码块中的每一行对与相邻的多个时域符号相关联，而每一行对中的两行与物理上相邻的两个子载波相关联。

13.一种接收来自发送设备的信号的方法，包括：

对来自发送设备的时域信号进行时频变换，输出频域信号；

估计从发送设备到接收设备的信道信息；

对接收到的数据信号和信道信息进行子载波间干扰抵消合并处理，其中所述数据信号在发送设备侧被双极性空频或空时分块编码，双极性空频或空时分块编码后的码块中的奇数行的元素的符号与偶数行的元素的符号相反并且第一行元素及第三行元素构成空频或空时分块编码后的码块；以及

用预定的检测算法对抵消合并处理后的信号进行检测，以便将与经过了双极性空频或空时分块编码的符号分开。

14.根据权利要求13所述的方法，其中所述检测算法包括最大相似度检测算法和最小均方差算法之一。

15.根据权利要求13所述的方法，其中将相邻子载波上接收的信号相减来消除子载波间干扰。

16.根据权利要求13所述的方法，其中在与双极性空频或空时分块编码相关联的多个子载波间进行子载波干扰抵消合并处理。

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