KR102633598B1 - 쌍방향dc/dc컨버터 및 에너지 저장 시스템 - Google Patents
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Links
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 title claims description 48
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims abstract description 57
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 30
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims abstract description 11
- 238000010992 reflux Methods 0.000 claims description 27
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 18
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 28
- WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N Lithium Chemical compound [Li] WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 12
- 229910052744 lithium Inorganic materials 0.000 description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000006837 decompression Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/14—Indicating direction of current; Indicating polarity of voltage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/0068—Battery or charger load switching, e.g. concurrent charging and load supply
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
- H02J7/04—Regulation of charging current or voltage
- H02J7/06—Regulation of charging current or voltage using discharge tubes or semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
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- H—ELECTRICITY
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Abstract
쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로 및 제어 회로를 포함한다. 제어 회로는, 동작 모드에 근거하여 어느 하나의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 및 목적 스위칭 회로 및 환류 스위칭 회로를 확정한다. 상기 제어 회로는, 또한 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 목적 스위칭 회로가 온일 때에 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고, 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 환류 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값이 소정 한계값 이하일 때에 환류 스위칭 회로를 차단한다.
Description
관련 출원의 상호 참조
본 출원은, 2021년02월03일에 출원된 중국 특허출원번호가 202110146268.6이고, 발명의 명칭이 쌍방향DC/DC컨버터 및 에너지 저장 시스템인 우선권을 주장하고, 그 모든 내용은 본 명세서에 구비된다.
본 발명은, 전압전환 기술분야에 속하고, 특히 쌍방향DC/DC컨버터 및 에너지 저장 시스템에 관한 것이다.
여기에서의 설명은, 본 출원과 관련되는 배경정보만을 제공하는 것이며, 반드시 예시적인 기술을 구성하는 것은 아니다.
DC/DC컨버터는 전압전환을 실현하기 때문에, 리튬전지의 충방전에 적용될 수 있다. 구체적으로는, 리튬전지를 충방전할 때에 DC/DC컨버터의 내부에 buck회로 또는 boost회로가 형성됨으로써 전압전환을 실현한다. 하지만 종래 기술에 있어서, DC/DC컨버터가 동작할 때의 신뢰성이 낮은 문제가 존재한다.
본 발명의 각 실시예에 의하면, 쌍방향DC/DC컨버터 및 에너지 저장 시스템이 제공된다.
제1태양에서는, 본 발명의 실시예에 의하면 쌍방향DC/DC컨버터를 제공하고,
제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로, 제어 회로를 포함하고,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제1전원 포트에 연결되고, 상기 제1전원 포트는 직류 모선에 연결되고,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제2전원 포트에 연결되고, 상기 제2전원 포트는 에너지 저장 장치에 연결되고,
상기 인덕턴스 회로는, 일단이 상기 제1하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 타단은 상기 제2하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 상기 제1하프 브리지 회로 및 상기 제2하프 브리지 회로는 상기 인덕턴스 회로에 의해 H형 브리지 회로를 형성하고,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 채집하고,
상기 제어 회로는 4개의 상기 스위칭 회로 및 상기 인덕턴스 전류 검출회로에 각각 연결되어, 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하고, 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 상기 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 또 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 상기 목적 스위칭 회로가 온일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 전류값이 소정 한계값 이하일 때에, 상기 인덕턴스 회로의 저장 에너지의 방출이 완료된 것을 확정하고, 또한 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단한다.
제2태양에서는, 본 발명의 실시예에 의하면 쌍방향DC/DC컨버터를 제공하고,
제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로, 제어 회로를 포함하고,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제1전원 포트에 연결되고, 상기 제1전원 포트는 직류 모선에 연결되고,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제2전원 포트에 연결되고, 상기 제2전원 포트는 에너지 저장 장치에 연결되고, 각 상기 스위칭 회로는 각각 1개의 스위치관 또는 병렬 연결되는 복수의 스위치관으로 이루어지고,
상기 인덕턴스 회로는, 일단이 상기 제1하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 타단은 상기 제2하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 상기 제1하프 브리지 회로 및 상기 제2하프 브리지 회로는, 상기 인덕턴스 회로에 의해 H형 브리지 회로를 형성하고,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는, 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 채집하고,
상기 제어 회로는 4개의 상기 스위칭 회로 및 상기 인덕턴스 전류 검출회로에 각각 연결되어, 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하고, 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 또 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 상기 목적 스위칭 회로가 온일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 전류값이 소정 한계값 이하일 때에 상기 인덕턴스 회로의 저장 에너지의 방출이 완료되었다고 확정하고, 상기 환류 스위칭 회로를 차단하고,
상기 제어 회로는, 또한 스위칭 제어량에 근거하여 상기 목적 스위칭 회로의 듀티비를 확정하고, 상기 스위칭 제어량은 전류편차 제어량을 포함하고, 상기 스위칭 제어량은 상기 전류편차 제어량의 변화에 의해 변화되고, 상기 전류편차 제어량은 상기 동작 모드에서의 전류 설정값과 상기 전류값과의 차이이고,
상기 제어 회로는, 또한 보상 전류값에 근거하여 상기 전류편차 제어량을 보정하여 제어 정밀도를 향상시키고,
상기 보상 전류값은, 상기 전류 설정값과 상기 제2전원 포트에 흐르는 전류평균치와의 차이이다.
제3태양에서는, 본 발명의 실시예에 의하면 에너지 저장 시스템을 제공하고,
쌍방향DC/DC컨버터 및 에너지 저장 장치를 포함하고,
상기 에너지 저장 장치는 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 제2전원 포트에 연결되고,
상기 쌍방향DC/DC컨버터는, 제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로, 제어 회로를 포함하고,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제1전원 포트에 연결되고, 상기 제1전원 포트는 직류 모선에 연결되고,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제2전원 포트에 연결되고, 상기 제2전원 포트는 에너지 저장 장치에 연결되고,
상기 인덕턴스 회로는, 일단이 상기 제1하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 타단은 상기 제2하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 상기 제1하프 브리지 회로 및 상기 제2하프 브리지 회로는 상기 인덕턴스 회로에 의해 H형 브리지 회로를 형성하고,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 채집하고,
상기 제어 회로는 4개의 상기 스위칭 회로 및 상기 인덕턴스 전류 검출회로에 각각 연결되어, 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하고, 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 또 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 상기 목적 스위칭 회로가 온일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 전류값이 소정 한계값 이하일 때에 상기 인덕턴스 회로의 저장 에너지의 방출이 완료되었다고 확정하고, 또한 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따른 쌍방향DC/DC컨버터 및 에너지 저장 시스템에 의하면, 환류 종료시에 환류 스위칭 회로를 적절하게 차단할 수 있기 때문에, 전류가 역방향으로 유동하여 정귀환이 엄중하게 발생되고 나아가서는 제어가 실패되어서 DC/DC과전류보호가 발생하거나 전력부품이 손상되는 문제가 발생되는 것을 효과적으로 회피할 수 있는 동시에, 스위칭 회로를 인덕턴스 회로의 환류 회로로 사용함으로써, 큰 에너지 손실을 초래하지 않을 수 있는 효과가 있다.
본 발명의 기술방안을 더 명확히 설명하기 위하여, 이하 실시예에 필요한 도면을 이용하여 간단히 설명한다. 명확한바와 같이, 하기에 나타내는 도면은 본 발명의 몇가지의 실시예이고, 당업자가 창조적인 노동없이 본 도면에 근거하여 다른 도면을 얻을 수 있다.
도1은 종래 기술 중의 DC/DC컨버터의 회로 구조 모식도이다.
도2는 종래 기술 중의 DC/DC컨버터의 다른 회로 구조 모식도이다.
도3은 일 실시예 중의 에너지 저장 시스템의 회로 구조 모식도이다.
도4는 일 실시예 중의 에너지 저장 시스템이 리튬전지의 충방전에 사용될 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도5는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 회로 구조 모식도이다.
도6은 일 실시예에 있어서 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값에 근거하여 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하는 제어 타이밍 순서도이다.
도7은 일 실시예 중의 인덕턴스 전류 검출회로의 일종의 회로 구조 모식도이다.
도8은 일 실시예 중의 샘플링 회로의 일종의 회로 구조 모식도이다.
도9는 일 실시예 중의 제어 회로가 동작 모드를 확정하는 순서도이다.
도10A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압충전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도10B는 도10A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제1스위칭 회로가 온이고 또한 제2스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도10C는 도10A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제1스위칭 회로가 오프이고 또한 제2스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도10D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압충전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도11A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압충전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도11B는 도11A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제4스위칭 회로가 온이고 또한 제3스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도11C는 도11A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제4스위칭 회로가 오프이고 또한 제3스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도11D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압충전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도12A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압방전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도12B는 도12A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제2스위칭 회로가 온이고 또한 제1스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도12C는 도12A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제2스위칭 회로가 오프이고 또한 제1스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도12D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압방전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도13A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압방전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도13B는 도13A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제3스위칭 회로가 온이고 또한 제4스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도13C는 도13A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제3스위칭 회로가 오프이고 또한 제4스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도13D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압방전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도14는 일 실시예에 이용되는 폐쇄루프의 모식도이다.
도15는 일 실시예에 이용되는 별도의 폐쇄루프의 모식도이다.
도16은 일 실시예 중의 바이패스 스위칭 회로의 회로 구조 모식도이다.
도17은 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 구체적인 회로 구조 모식도이다.
도1은 종래 기술 중의 DC/DC컨버터의 회로 구조 모식도이다.
도2는 종래 기술 중의 DC/DC컨버터의 다른 회로 구조 모식도이다.
도3은 일 실시예 중의 에너지 저장 시스템의 회로 구조 모식도이다.
도4는 일 실시예 중의 에너지 저장 시스템이 리튬전지의 충방전에 사용될 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도5는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 회로 구조 모식도이다.
도6은 일 실시예에 있어서 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값에 근거하여 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하는 제어 타이밍 순서도이다.
도7은 일 실시예 중의 인덕턴스 전류 검출회로의 일종의 회로 구조 모식도이다.
도8은 일 실시예 중의 샘플링 회로의 일종의 회로 구조 모식도이다.
도9는 일 실시예 중의 제어 회로가 동작 모드를 확정하는 순서도이다.
도10A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압충전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도10B는 도10A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제1스위칭 회로가 온이고 또한 제2스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도10C는 도10A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제1스위칭 회로가 오프이고 또한 제2스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도10D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압충전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도11A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압충전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도11B는 도11A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제4스위칭 회로가 온이고 또한 제3스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도11C는 도11A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제4스위칭 회로가 오프이고 또한 제3스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도11D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압충전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도12A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압방전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도12B는 도12A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제2스위칭 회로가 온이고 또한 제1스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도12C는 도12A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제2스위칭 회로가 오프이고 또한 제1스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도12D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 승압방전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도13A는 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압방전일 경우에 형성된 회로 구조 모식도이다.
도13B는 도13A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제3스위칭 회로가 온이고 또한 제4스위칭 회로가 오프일 때의 회로 구조 모식도이다.
도13C는 도13A에 나타내는 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서, 제3스위칭 회로가 오프이고 또한 제4스위칭 회로가 온일 때의 회로 구조 모식도이다.
도13D는 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드가 감압방전일 경우의 예시적인 회로 구조 모식도이다.
도14는 일 실시예에 이용되는 폐쇄루프의 모식도이다.
도15는 일 실시예에 이용되는 별도의 폐쇄루프의 모식도이다.
도16은 일 실시예 중의 바이패스 스위칭 회로의 회로 구조 모식도이다.
도17은 일 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터의 구체적인 회로 구조 모식도이다.
이하, 본 발명의 실시예 중의 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예에 영향을 미치는 기술적 해결책을 명확하게 완전히 설명한다. 분명히 이하에 기재된 실시예는 모든 실시예가 아니고, 본 출원의 실시예의 일부에 지나지 않는다. 본 발명의 실시예에 근거하여 당업자가 창조적인 노동을 하지 않고 획득한 모든 다른 실시예는 본 발명의 보호 범위에 포함된다.
또한 본 명세서 특허청구의 범위, 또는 상기 도면 중의 용어 [제1], [제2], [제3], [제4] 등 (존재할 경우)은, 유사한 대상을 구별하기 위하여 사용되는 것이고, 반드시 특정한 순서 또는 우선 순위를 기술하는 것이 아니고, 그것들의 상대적 중요성을 가리키거나 또는 암시하는 것으로 이해해서는 안된다.
게다가 본 명세서 및 특허청구의 범위에서 사용되는 용어 [및/또는]는 관련되는 항목 중의 1개 또는 복수의 임의의 조합 및 가능한 모든 조합을 가리키고, 상기 조합을 포함하는 것으로 이해하여야 한다.
DC/DC컨버터가 리튬전지의 충방전에 사용될 때, 그 내부에는 buck회로 또는 boost회로가 형성됨으로써 직류로부터 직류에의 전압전환을 실현할 수 있다.
도1에 나타내는 바와 같이, DC/DC컨버터 내부에는 buck회로를 형성할 수 있고, 즉 메인 스위치관(S1), 환류 다이오드(S2) 및 인덕턴스(L)로 이루어진다. 때문에 DC/DC컨버터는 리튬전지의 감압충전이 가능해지고, 직류 전원이 출력한 전압을 리튬전지가 이겨낼 수 있는 충전 전압을 저감시킬 수 있다. 혹은 도2에 나타내는 바와 같이, DC/DC컨버터 내부에는 boost회로를 형성할 수 있기 때문에, DC/DC컨버터는 리튬전지의 승압충전이 가능해지고, 직류 전원이 출력한 전압을 리튬전지에 적합한 충전 전압으로 상승시킬 수 있다. 도1 및 도2 중의 메인 스위치관(S1) 및 환류 다이오드(S2)는 모두 MOS트랜지스터로 사용되고 있는 예이고, 당업자라면 MOS트랜지스터가 기생 다이오드(바디 다이오드라고 칭할 수 있음)를 가지고, 본 발명의 도면에는 MOS트랜지스터의 기생 다이오드를 나타내지 않는다.
본 발명자는, DC/DC컨버터가 동작할 때에 안정성이 낮기 때문에, DC/DC컨버터의 신뢰성이 낮은 문제를 발견했다. 구체적으로 종래 기술 중의 DC/DC컨버터는 스위치관을 이용하여 환류 다이오드로(즉 스위치관을 이용하여 서브 트랜지스터로 한다) 하고, 메인 트랜지스터 및 서브 트랜지스터는 통상적으로 엄격한 상보적으로 도통(導通)된 제어 전략을 채용한다. 즉, 메인 트랜지스터가 온일 때 서브 트랜지스터는 오프로 되고, 메인 트랜지스터가 오프일 때 서브 트랜지스터는 온으로 된다. 이것에 의해 인덕턴스 전류가 단속적일 경우, 서브 트랜지스터는 환류가 완료된 후에도 온 상태일 가능성이 있다. 그렇다면 전류가 역방향으로 흐르는 등 문제가 생겨서 DC/DC컨버터가 전압을 정상적으로 전환시킬 수 없는 우려가 존재하여, DC/DC컨버터의 안정성이 낮아진다. 예를 들면, 도1 및 도2에 나타내는 DC/DC컨버터에서는 스위치관(S2)을 환류 다이오드(즉 스위치관(S2)을 서브 트랜지스터로 한다)로 사용하기 때문에, 인덕턴스(L)의 전류가 단속적일 경우, 스위치관(S2)은 환류가 완료된 후에도 온 상태로 될 수 있다. 이 경우, 전지는 스위치관(S2) 및 인덕턴스(L)를 통하여 방전함으로써 인덕턴스(L)를 흐르는 전류가 역방향으로 되어서, 정귀환이 엄중하게 발생되고, 제어가 실패되어서 과전류보호가 기동되고 또는 전력부품이 손상될 가능성이 있기 때문에, DC/DC컨버터는 정상적으로 전압을 전환할 수 없고 컨버터의 안정성이 낮아진다.
때문에, 본 발명의 실시예에 의하면, 에너지 저장 시스템이 제공된다. 도3에 나타내는 바와 같이, 상기 에너지 저장 시스템은 쌍방향DC/DC컨버터(10) 및 에너지 저장 장치(20)를 포함한다. 구체적으로 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 직류 모선에 연결되는 제1전원 포트(110) 및 에너지 저장 장치(20)에 연결되는 제2전원 포트(120)를 가진다. 직류 모선은 직류 부하 또는 직류 전원에 직접 연결되어도 되고, AC/DC변환 회로를 통하여 교류 부하 또는 교류 전원에 연결되어도 된다. 설명을 편의하게 하기 위하여, 본 실시예에서는 직류 모선에 연결되는 설비를 외부설비(30)로 칭한다. 에너지 저장 장치(20)는 전기 에너지를 저장하는 능력을 가지는 장치이고, 예를 들면, 리튬전지 등이여도 좋다. 예시적으로 본 발명의 실시예에 기재된 에너지 저장 시스템은 리튬전지의 충방전 시험에 적용될 수 있고, 리튬전지의 정상사용 과정에도 적용될 수 있다. 도4에 나타내는 바와 같이, 에너지 저장 장치(20)는 리튬전지여도 된다. 제1전원 포트(110)에 연결되는 직류 모선은 AC/DC변환 장치를 통하여 상용전원에 연결된다. 상용전원은 교류 전원으로써 에너지 저장 장치를 충전한다. 또한, 쌍방향DC/DC컨버터가 쌍방향변환 회로이기 때문에, 에너지 저장 장치가 출력한 직류 전류는 쌍방향DC/DC컨버터를 통과한 후, AC/DC변환 장치에 의해 교류 전류로 변환되어서 배전망으로 들어가도 된다.
본 발명의 실시예에 관련되는 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 도5에 나타내는 바와 같이, 제1하프 브리지 회로(130), 제2하프 브리지 회로(140), 인덕턴스 회로(150), 인덕턴스 전류 검출회로(160) 및 제어 회로(170)를 포함한다.
제1하프 브리지 회로(130) 및 제2하프 브리지 회로(140)는 모두 직렬 연결된 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 제1하프 브리지 회로(130)는 제1전원 포트(110)에 연결되고, 제2하프 브리지 회로(140)는 제2전원 포트(120)에 연결된다. 인덕턴스 회로(150)는 인덕턴스를 포함하고, 그 일단은 제1하프 브리지 회로(130) 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 타단은 제2하프 브리지 회로(140) 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결된다. 이해되게끔, 제1하프 브리지 회로(130) 및 제2하프 브리지 회로(140)는 인덕턴스 회로(150)를 통하여 H형 브리지 회로를 형성한다. 인덕턴스 전류 검출회로(160)는 상기 H형 브리지 회로에 설치되어 인덕턴스 회로(150)에 흐르는 전류값을 채집한다.
제어 회로(170)는 마이크로 컨트롤러 유닛(Microcontroller Unit, MCU), 디지털 신호 처리(Digital Signal Processor, DSP)제어 시스템 등을 포함하고, 각각 4개의 스위칭 회로에 연결된다(도에는 연결 관계를 나타내지 않는다). 구체적으로는 각 스위칭 회로의 제어 단자에 각각 연결될 수 있고, 제어 회로(170)는 또한 인덕턴스 전류 검출회로(160)에도 연결된다.
제어 회로(170)는 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드를 확정하고, 동작 모드에 근거하여 1개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 및 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 또 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정할 수 있다. 구체적으로 제어 회로(170)는 구체적인 동작 모드에 근거하여 2개의 하프 브리지 회로에서 목적 하프 브리지 회로를 확정함과 동시에, 목적 스위칭 회로 및 환류 스위칭 회로를 확정한다. 이것에 의해 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 목적 하프 브리지 회로 및 인덕턴스 회로(150)를 통하여 승압 회로 또는 감압 회로를 형성하고, 예를 들면 boost회로 또는 buck회로를 형성할 수 있다.
게다가, 제어 회로(170)는 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하는 동시에, 목적 스위칭 회로가 온일 때에 환류 스위칭 회로를 차단하고, 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 환류 스위칭 회로를 온으로 하고, 인덕턴스 회로(150)에 흐르는 전류값이 소정 한계값 이하일 경우, 환류 스위칭 회로를 차단한다. 즉, 환류 스위칭 회로가 온으로 된 후, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값과 소정의 한계값의 크기 관계에 의하여 사전에 상기 환류 스위칭 회로를 오프로 할 필요가 있는지를 판단한다. 소정의 한계값은 인덕턴스 회로(150)에 저장된 에너지의 방출이 완료되었거나 또는 거의 완료된다고 확정하였을 때의 전류 한계값이다. 1실시 형태에서 상기 소정의 한계값을 0A로 설정해도 좋고, 다른 실시 형태에서 상기 한계값을 일정한 범위내에 설정해도 좋고, 전류가 상기 범위내이면 인덕턴스 회로(150) 중의 저장 에너지의 방출이 완료되었다고 판정할 수 있다. 때문에 실제적으로 검출된 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값과 인덕턴스 회로(150) 중의 저장 에너지의 방출이 완료되었을 때의 한계값을 비교함으로써, 인덕턴스 회로(150) 중의 저장 에너지의 방출이 완료되었는지, 즉, 회로에 환류 전류가 아직도 존재하는지를 판단할 수 있다. 이것에 의해 환류 종료시에 환류 스위칭 회로를 차단할 수 있다.
구체적으로, 인덕턴스 회로(150)에 환류 스위칭 회로에 의해 환류가 형성될 경우, 연속적인 방전에 의해 인덕턴스 회로(150)에 저장된 전기 에너지는 서서히 방출하여 적어지고, 전체 환류 회로의 전류도 서서히 감소된다. 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값이 소정의 한계값보다도 낮을 경우, 제어 회로(170)는 인덕턴스 회로(150)에 저장된 전기 에너지의 방출이 완료되었다고 또는 거의 완료된다고 확정할 수 있다. 이것에 의해, 제어 회로(170)는 환류 스위칭 회로를 차단할 수 있다. 본 실시예에 있어서, 인덕턴스 회로(150)가 위치하는 회로의 실제적인 전류 검출에 근거하여 환류 스위칭 회로를 차단하는 시점을 확정할 수 있기 때문에, 인덕턴스 회로(150)의 환류가 종료된 후에 환류 스위칭 회로를 적절하게 차단할 수 있다. 종래의 메인 스위치관과 환류 스위치관의 양자는 엄격하고 또한 상보적으로 도통되고, 즉 한쪽이 온으로 되면, 다른쪽은 오프가 된다. 환류 스위치관은 메인 스위치관이 다시 온으로 되었을 때에만 오프로 된다. 때문에 환류 스위치관이 온으로 되는 시간은, 인덕턴스 회로의 환류 시간보다도 길고, 즉 환류 종료후에도 환류 스위치관이 온 상태로 존재할 경우가 있다. 이 경우, 환류 회로 중의 전원설비는 방전할 수 있기 때문에 전류가 역방향으로 유동하여, 정귀환이 엄중하게 발생되고, 나아가서는 제어가 실패되어서, DC/DC과전류보호가 발생하거나, 전력부품이 손상될 우려가 있다. 본 실시예에 있어서, 환류 종료시에 환류 스위칭 회로를 적절하게 차단할 수 있기 때문에, 상기 문제가 발생되는 것을 효과적으로 회피할 수 있는 동시에, 스위칭 회로를 인덕턴스 회로(150)의 환류 회로로 사용함으로써, 큰 에너지 손실을 초래하지 않는다.
예시적으로 도6을 참조하면, 제어 회로(170)는 도에 나타내는 바와 같이, “메인 스위치 구동 신호 곡선도”에 대응하는 PWM제어 신호에 의해 목적 스위칭 회로를 제어함으로써, 목적 스위칭 회로가 주기적 온/오프를 실현할 수 있다. 이해될 수 있게끔, 목적 스위칭 회로의 매개 온/오프 주기T는 동일하고, 즉, T1, T2, T3, T4, T5는 모두 동일하며, 또한, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 각 시점의 전류값은, 도 중의 대응 곡선에 의해 나타나고, 소정의 한계값의 구체적인 수치도 합리적으로 설정할 수 있다. 여기에 근거하여, 목적 스위칭 회로가 온일 때, 제어 회로(170)는 환류 스위칭 회로(즉, 서브 스위치)를 제어하여 차단하고, 이 경우, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값은 조금씩 커진다. 예를 들면, T1 및 T2온/오프 주기내에서, 목적 스위칭 회로가 t1시간대에서 온 상태일 경우, 상기 시간대에서 제어 회로(170)는 환류 스위칭 회로를 제어하여 오프 할 필요가 있고, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값은 커진다. 또한, 목적 스위칭 회로가 차단되었을 경우, 제어 회로(170)는 환류 스위칭 회로를 온으로 할 필요가 있고, 이 경우, 인덕턴스 회로(150)는 환류 스위칭 회로에 의해 환류를 형성하고, 환류가 진행함에 따라서 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값은 작아진다. 때문에 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값이 소정의 한계값보다도 낮을 때, 제어 회로(170)는 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하며, 즉 환류 종료시에 환류 스위칭 회로를 적절하게 차단할 수 있다. 예를 들면, T1 및 T2온/오프 주기내에서, 인덕턴스 회로(150)는 t2시간대내에서 환류를 형성하고, 환류가 진행됨에 따라서, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값이 소정의 한계값보다도 낮아지기 때문에, 제어 회로(170)는 사전에 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하면, 메인 스위칭 회로 및 환류 스위칭 회로는 t3시간대내에서 모두 오프 상태로 된다. 한편, T3, T4 및 T5온/오프 주기내에 있어서, 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값이 소정의 한계값보다도 낮지는 않기 때문에, 제어 회로(170)는 사전에 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단할 필요가 없고, 즉, 본 실시예에서는 “사전에 차단”하는 것은, 환류가 종료되고 또한 메인 스위치관이 기동되지 않았을 경우에 실행되며, 환류가 종료되지 않고 또한 메인 스위치관이 이미 온으로 되었을 경우에, 환류 스위치관을 직접 차단하면 된다.
일 실시예에 있어서, 도7에 나타내는 바와 같이, 인덕턴스 전류 검출회로(160)은, 저항 회로(161) 및 샘플링 회로(162)를 포함한다. 저항 회로(161)는 고정밀도 저항을 포함하고, 상기 H형 브리지 회로에 설치된다. 샘플링 회로(162)는 저항 회로(161) 및 제어 회로(170)에 연결된다. 구체적으로 쌍방향DC/DC컨버터(10)가 동작 상태에 있을 경우, 저항 회로(161)와 인덕턴스 회로(150)는 직렬 연결 관계이기 때문에, 저항 회로(161)를 흐르는 전류는 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류와 동일하다. 이것에 의해, 제어 회로(170)는 샘플링 회로(162)에 의해 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값을 확정할 수 있다. 예를 들면, 제어 회로(170)는 샘플링 회로(162)에 의해 저항 회로(161)의 양단 전압값을 취득하고, 상기 전압값 및 저항 회로(161)의 저항치에 근거하여 저항 회로(161)를 흐르는 전류값을 확정할 수 있다. 저항 회로(161)와 인덕턴스 회로(150)가 동일한 회로에 직렬 연결되기 때문에, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값을 확정할 수 있다.
일 실시 형태에 있어서, 도8에 나타내는 바와 같이, 샘플링 회로(162)는 제1차동회로(1621) 및 제2차동회로(1622)를 포함한다. 제1차동회로(1621)의 정 입력 단자는 저항 회로(161)의 제1단자에 연결되고, 부 입력 단자는 저항 회로(161)의 제2단자에 연결되고, 신호 출력 단자는 제어 회로(170)에 연결된다. 따라서, 저항 회로(161)를 흐르는 전류의 방향이 제1단자로부터 제2단자로 흐르는 방향일 경우, 제어 회로(170)는 제1차동회로(1621)에 의해 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값을 확정할 수 있다. 예를 들면, 제1차동회로(1621)는 저항 회로(161)의 양단 전압을 채집하여 대응하는 전기신호를 생성하기 때문에, 제어 회로(170)는 제1차동회로(1621)에 의해 입력된 전기신호에 근거하여 저항 회로(161)의 양단 전압값을 확정하고, 더욱이 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값을 확정할 수 있다. 동일하게, 제2차동회로(1622)의 정 입력 단자는 저항 회로(161)의 제2단자에 연결되고, 부 입력 단자는 저항 회로(161)의 제1단자에 연결되고, 신호 출력 단자는 제어 회로(170)에 연결된다. 따라서, 저항 회로(161)를 흐르는 전류방향이 제2단자로부터 제1단자로 흐르는 방향일 경우, 제어 회로(170)는 제2차동회로(1622)에 의해 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값을 확정할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 제어 회로(170)는 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드를 확정하고, 구체적으로 동작 지령을 취득하고, 동작 지령 및 제1전원 포트(110)의 전압값과 제2전원 포트(120)의 전압값 사이의 크기 관계에 근거하여 동작 모드를 확정한다. 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드는, 승압충전, 승압방전, 감압충전 및 감압방전을 포함한다. 구체적으로 동작 지령은, 충전 지령, 방전 지령 등을 포함하여도 된다. 상기 동작 지령은, 모니터링 호스트 컴퓨터를 이용하여 통신 방식에 의해 제어 회로(170)에 송신하여도 좋고, 사용자가 컨버터 위의 지령 버튼을 직접 조작하여 송신하여도 된다. 예를 들면, 모니터링 호스트 컴퓨터는 사용자의 조작에 근거하여 제어 회로(170)에 구체적인 동작 지령을 송신할 수 있다. 혹은, 예를 들면, 사용자는 컨버터 위의 방전 스위치 버튼 또는 충전 스위치 버튼을 직접 조작하여 구체적인 동작 지령을 송신할 수도 있다. 이것에 의해, 제어 회로(170)는 동작 지령을 수신하고, 제1전원 포트(110)의 전압값과 제2전원 포트(120)의 전압값 사이의 크기 관계에 근거하여 동작 모드를 확정할 수 있다. 예를 들면, 도9에 나타내는 바와 같이, 동작 지령이 충전 지령일 경우, 제1전원 포트(110)의 전압값(도 중, V1)이 제2전원 포트(120)의 전압값(도 중, V2)을 초과할 경우, 동작 모드가 감압충전으로 확정되고, 그렇지 않을 경우, 동작 모드가 승압충전으로 확정된다. 동일하게, 동작 지령이 방전 지령일 경우, 제1전원 포트(110)의 전압값이 제2전원 포트(120)의 전압값을 초과할 경우, 동작 모드가 승압방전으로 확정되고, 그렇지 않을 경우, 동작 모드가 감압방전으로 확정된다.
일 실시예에 있어서, 도5에 나타내는 바와 같이, 제1하프 브리지 회로(130)는 직렬 연결되는 제1스위칭 회로와 제2스위칭 회로를 포함하고, 제2하프 브리지 회로(140)는 직렬 연결되는 제3스위칭 회로와 제4스위칭 회로를 포함한다. 제1스위칭 회로 및 제3스위칭 회로는, 각각 대응하는 하프 브리지 회로의 상부 암이 되고, 제2스위칭 회로 및 제4스위칭 회로는, 각각 대응하는 하프 브리지 회로의 하부 암이 된다. 구체적으로, 제1스위칭 회로는 제1하프 브리지 회로(130)의 상부 암으로 되어서 제1전원 포트(110)의 정극(110A)에 연결되고, 제3스위칭 회로는 제1하프 브리지 회로(130)의 하부 암으로 되어서 제1전원 포트(110)의 부극(110B)에 연결된다. 동일하게, 제3스위칭 회로는 제2하프 브리지 회로(140)의 상부 암으로 되어서 제2전원 포트(120)의 정극(120A)에 연결되고, 제4스위칭 회로는 제2하프 브리지 회로(140)의 하부 암으로 되어서 제2전원 포트(120)의 부극(120B)에 연결된다. 또한, 일 실시 형태에서, 각 스위칭 회로는 각각 1개의 스위치관 또는 병렬 연결되는 복수의 스위치관을 포함할 수 있다. 예를 들면, 1개의 MOS트랜지스터 또는 병렬 연결되는 3개의 MOS트랜지스터를 포함한다. 또한, 스위치관은 바디 다이오드 스위치관 등을 포함하여도 된다. 도에는 바디 다이오드를 나타내지 않는다.
본 실시예에 있어서, 제어 회로(170)는 동작 모드에 근거하여 목적 하프 브리지 회로, 목적 스위칭 회로 및 환류 스위칭 회로를 확정할 수 있다. 목적 스위칭 회로는 메인 스위치로 이해하여도 된다. 환류 스위칭 회로는 서브 스위치로 이해될 수 있다. 이것에 의해, 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 목적 하프 브리지 회로 및 인덕턴스 회로(150)에 의해 승압 회로 또는 감압 회로를 형성할 수 있다. 이하 구체적으로 설명한다.
(1)동작 모드가 감압충전일 경우, 제어 회로(170)는 제1하프 브리지 회로(130)를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 제1스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 제2스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고, 즉, 제1스위칭 회로가 메인 스위치이고, 제2스위칭 회로가 서브 스위치이다. 도10A에 나타내는 바와 같이, 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 제1하프 브리지 회로(130) 및 인덕턴스 회로(150)에 의해 buck감압 회로를 형성한다. 이 경우, 제2하프 브리지 회로(140)는 오프 상태이고, 제1하프 브리지 회로(130) 및 인덕턴스 회로(150)에 생성되는 전류는, 제2하프 브리지 회로(140) 중의 스위치관의 바디 다이오드를 흐른 후, 에너지 저장 장치(20)로 출력된다. 따라서, 회로를 명확히 설명하기 위하여, 도10A에는 오프 상태인 제2하프 브리지 회로(140)를 생략한다. 다른 실시예에 있어서, 인덕턴스 회로(150)와 제2전원 포트(120)의 (120A)가 연결되게 끔, 제3스위칭 회로를 온 상태로 보유해도 좋지만, 이것에 한정되지 않는다.
보다 구체적으로, 제1스위칭 회로가 온이고, 제2스위칭 회로가 오프일 때, 도10B에 나타내는 바와 같이, 외부설비(30)는 제1스위칭 회로에 의해 에너지 저장 장치(20)를 충전함과 동시에, 인덕턴스 회로(150)를 충전한다. 도10B에는 오프 상태인 제2하프 브리지 회로(140) 및 오프 상태인 제2스위칭 회로를 생략하였다. 회로의 동작을 더 명확히 설명하기 위하여, 이후의 도면에서도 오프 상태인 스위치 유닛을 생략한다. 제1스위칭 회로가 오프이고, 제2스위칭 회로가 온일 때, 도10C에 나타내는 바와 같이, 인덕턴스 회로(150)에 저장된 전기 에너지는 제2스위칭 회로에 의해 환류를 형성하고, 에너지 저장 장치(20)를 충전한다. 예시적으로 도10D에 나타내는 바와 같이, 제1스위칭 회로는 스위치관(S1)을 포함해도 되고, 제2스위칭 회로는 스위치관(S2)을 포함해도 되고, 인덕턴스 회로(150)는 인덕턴스(L)를 포함해도 되고, 스위치관(S1) 및 스위치관(S2)은 모두 적어도 1개의 MOS트랜지스터를 포함한다. 인덕턴스 전류 검출회로(160) 중의 저항 회로(161)는 저항R를 포함해도 된다. 이 경우, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 감압충전일 경우, 스위치관(S1)은 메인 스위치, 스위치관(S2)은 서브 스위치이다. 이것에 의해, 메인 스위치(S1)가 온이고, 서브 스위치(S2)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선①에 나타내고, 메인 스위치(S1)가 오프이고, 서브 스위치(S2)가 온일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선②에 나타낸다.
(2) 동작 모드가 승압충전일 경우, 제어 회로(170)는 제2하프 브리지 회로(140)를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 제4스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 제3스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정할 수 있고, 즉, 제4스위칭 회로는 메인 스위치, 제3스위칭 회로는 서브 스위치이다. 도11A에 나타내는 바와 같이, 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 제2하프 브리지 회로(140) 및 인덕턴스 회로(150)에 의해 boost승압 회로를 형성한다. 이 때, 제1하프 브리지 회로(130)는 오프 상태이고, 인덕턴스 회로 중의 전류가 제1스위칭 회로의 스위치관의 바디 다이오드를 흐른 후, 제1전원 포트(110)에 의해 출력된다. 다른 실시예에 있어서, 인덕턴스 회로(150)가 제1전원 포트(110)의 (110A)에 연결되게 끔, 제1스위칭 회로를 온 상태로 보유하지만, 이것에 한정되는 것은 아니다. 더 구체적으로, 제4스위칭 회로가 온이고, 제3스위칭 회로가 오프일 때, 도11B에 나타내는 바와 같이, 외부설비(30)는 제4스위칭 회로에 의해 인덕턴스 회로(150)를 충전하고, 제4스위칭 회로가 오프이고, 제3스위칭 회로가 온일 때, 도11C에 나타내는 바와 같이, 인덕턴스 회로(150)에 저장된 전기 에너지는 제3스위칭 회로에 의해 환류를 형성하고, 외부설비(30) 및 인덕턴스 회로(150)는 모두 에너지 저장 장치(20)를 충전한다. 예시적으로 도11D에 나타내는 바와 같이, 제3스위칭 회로는 스위치관(S3)을 포함해도 되고, 제4스위칭 회로는 스위치관(S4)을 포함해도 되고, 인덕턴스 회로(150)는 인덕턴스(L)를 포함해도 되고, 인덕턴스 전류 검출회로(160) 중의 저항 회로(161)는 저항(R)을 포함해도 된다. 이 경우, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 승압충전일 경우, 스위치관(S4)은 메인 스위치이고, 스위치관(S3)은 서브 스위치이다. 이것에 의해, 메인 스위치(S4)가 온이고, 서브 스위치(S3)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선①에 나타내고, 메인 스위치(S4)가 오프이고, 서브 스위치(S3)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 그림 중의 곡선②에 나타낸다.
(3)동작 모드가 승압방전일 경우, 제어 회로(170)는 제1하프 브리지 회로(130)를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 제2스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 제1스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고, 즉, 제2스위칭 회로가 메인 스위치이고, 제1스위칭 회로가 서브 스위치이고, 도12A에 나타내는 바와 같이, 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 제1하프 브리지 회로(130) 및 인덕턴스 회로(150)에 의해 boost승압 회로를 형성한다. 이 때, 제2하프 브리지 회로(140)는 오프 상태이고, 에너지 저장 장치가 출력한 전류는 제3스위칭 회로의 스위치관의 바디 다이오드를 흐른 후, 인덕턴스 회로에 출력된다. 다른 실시예서, 인덕턴스 회로(150)가 제2전원 포트(120)의 (120A)에 연결되게 끔, 제3스위칭 회로를 온 상태로 보유해도 좋지만, 이것에 한정되지 않는다. 더 구체적으로, 제2스위칭 회로가 온이고, 제1스위칭 회로가 오프일 때, 도12B에 나타내는 바와 같이, 에너지 저장 장치(20)는 제2스위칭 회로에 의해 인덕턴스 회로(150)에 전력을 제공하고, 제2스위칭 회로가 오프이고, 제1스위칭 회로가 온일 때, 도12C에 나타내는 바와 같이, 인덕턴스 회로(150)에 저장된 전기 에너지는 제1스위칭 회로에 의해 환류를 형성하고, 에너지 저장 장치(20) 및 인덕턴스 회로(150)는 모두 외부설비(30)에 전력을 제공한다. 예시적으로, 도12D에 나타내는 바와 같이 제1스위칭 회로는 스위치관(S1)을 포함해도 되고, 제2스위칭 회로는 스위치관(S2)을 포함해도 되고, 인덕턴스 회로(150)은 인덕턴스(L)를 포함해도 되고, 인덕턴스 전류 검출회로(160) 중의 저항 회로(161)는 저항(R)을 포함해도 된다. 이 경우, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 승압방전일 경우, 스위치관(S2)은 메인 스위치, 스위치관(S1)은 서브 스위치이다. 이것에 의해, 메인 스위치(S2)가 온이고, 서브 스위치(S1)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선①에 나타내고, 메인 스위치(S2)이 오프이고, 서브 스위치(S1)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선②에 나타낸다.
(4)당동작 모드가 감압방전일 경우, 제어 회로(170)는 제2하프 브리지 회로(140)를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 제3스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 제4스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하며, 즉, 제3스위칭 회로가 메인 스위치이고, 제4스위칭 회로가 서브 스위치이다. 도13A에 나타내는 바와 같이, 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 제2하프 브리지 회로(130) 및 인덕턴스 회로(150)에 의해 buck감압 회로를 형성한다. 이 때, 제1하프 브리지 회로(130)는 오프 상태이고, 인덕턴스 회로 중의 전류는 제1스위칭 회로의 스위치관의 바디 다이오드가 흐른 후, 제1전원 포트(110)에 의해 출력된다. 다른 실시예에 있어서, 인덕턴스 회로(150)가 제1전원 포트(110)의 (110A)에 연결되게 끔, 제1스위칭 회로를 온 상태로 보유해도 되지만, 이것에 한정되지 않는다. 더 구체적으로, 제3스위칭 회로가 온이고, 제4스위칭 회로가 오프일 때, 도13B에 나타내는 바와 같이, 에너지 저장 장치(20)는 제3스위칭 회로에 의해 외부설비(30)에 전력을 제공함과 동시에, 인덕턴스 회로(150)에 전력을 제공하고, 제3스위칭 회로가 오프이고, 제4스위칭 회로가 온일 때, 도13C에 나타내는 바와 같이, 인덕턴스 회로(150)에 저장된 전기 에너지는 제4스위칭 회로에 의해 환류를 형성하고, 외부설비(30)에 전력을 제공한다. 예시적으로, 도13D에 나타내는 바와 같이, 제3스위칭 회로는 스위치관(S3)을 포함해도 되고, 제4스위칭 회로는 스위치관(S4)을 포함해도 되고, 인덕턴스 회로(150)는 인덕턴스(L)를 포함해도 좋고, 인덕턴스 전류 검출회로(160) 중의 저항 회로(161)는 저항(R)을 포함해도 된다. 이 경우, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 승압충전일 경우, 스위치관(S4)은 메인 스위치이고, 스위치관(S3)은 서브 스위치이다. 이것에 의해, 메인 스위치(S4)가 온이고, 서브 스위치(S3)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선①에 나타내고, 메인 스위치(S4)가 오프이고, 서브 스위치(S3)가 오프일 때, 전류가 흐르는 방향은 도면 중의 곡선②에 나타낸다.
일 실시예에 있어서, 쌍방향DC/DC컨버터(10)가 에너지 저장 장치(20)의 충방전에 적용될 경우, 에너지 저장 장치(20)의 충전 전류 또는 방전 전류의 크기를 제어하기 위하여, 제어 회로(170)는 스위칭 제어량에 근거하여 목적 스위칭 회로의 듀티비를 확정하기 위하여서도 사용된다. 스위칭 제어량은 전류편차 제어량을 포함한다. 전류편차 제어량은 동작 모드에서의 전류 설정값과 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값의 차이다.
본 실시예에 있어서, 전류 설정값은 사용자 또는 시스템이 원하는 충방전의 전류값이고, 즉, 사용자 또는 시스템이 원하는 에너지 저장 장치(20)가 충전할 때의 충전 전류 값 또는 방전할 때의 방전 전류값이다. 일 실시 형태에 있어서, 상기 전류 설정값은 사용자가 모니터링 호스트 컴퓨터에 의해 제어 회로(170)에 송신하는 것이여도 된다. 예를 들면, 사용자는 모니터링 호스트 컴퓨터에 의해 제어 회로(170)에 동작 지령을 송신할 때 상기 전류 설정값을 함께 송신하고, 또는 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 동작과정에서 사용자가 조정 등 목적으로 상기 전류 설정값을 제어 회로(170)에 송신한다. 또는 상기 전류 설정값은 소정의 파라미터여도 된다. 예를 들면, 쌍방향DC/DC컨버터(10)에 복수의 기준값이 기억되어 있으며, 예를 들면, 충전 전류 기준값, 방전 전류 기준값 등이 기억된다. 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 승압 또는 감압충전일 경우, 제어 회로(170)는 충전 전류 기준값을 상기 전류 설정값으로 할 수 있다. 동일하게, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 승압 또는 감압방전일 경우, 제어 회로(170)는 방전 전류기준값을 상기 전류 설정값으로 할 수 있다. 일 실시 형태에 있어서, 상기 전류 설정값은, 수치적으로는, 매핑 관계표에 의해 확정할 수 있다. 예를 들면, 상기 매핑 관계표에는 복수의 사용 장면에 대응하는 충방전 전류 기준값이 기록되어 있기 때문에, 구체적인 사용 장면에 따라서, 상기 매핑 관계표에 의해 대응하는 기준값을 취득하고, 상기 기준값을 상기 전류 설정값으로 할 수 있다.
구체적으로, 제어 회로(170)는 PWM제어 신호에 의해 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 구동할 수 있다. 이해될 수 있게 끔, 에너지 저장 장치(20)의 충방전 전류는 인덕턴스 회로(150)에 의해 영향을 받기 때문에, 제어 회로(170)는 전류폐쇄루프에 의해 에너지 저장 장치(20)의 충방전 전류를 제어할 수 있다. 더 구체적으로는 도14에 나타내는 바와 같이, 제어 회로(170)는 확정된 전류 설정값(도에서 Iref)과 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값(도에서 Ifed) 사이의 차에 근거하여 전류편차 제어량을 확정할 수 있다. 스위칭 제어량은 전류편차 제어량을 포함하기 때문에, 전류편차 제어량이 변화되면 스위칭 제어량도 변화된다. 따라서, 제어 회로(170)는 스위칭 제어량에 근거하여 목적 스위칭 회로의 듀티비를 확정하고, 즉, PWM제어 신호의 듀티비를 조정하고, 예를 들면, 듀티비를 증대 또는 감소시킬 수 있다. 이것에 의해, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값을 조정하고, 나아가서는 에너지 저장 장치(20)의 충방전 전류값을 조정할 수 있다. 이것에 의해, 제어 회로(170)는 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 충전 전류 값 또는 방전 전류값을 효과적으로 제어할 수 있다.
일 실시 형태에 있어서, 제어 정밀도를 향상시키기 위하여 제어 회로(170)는 보상 전류값에 근거하여 전류편차 제어량을 보정하는 것에도 사용된다. 보상 전류값은 전류 설정값과 제2전원 포트(120)를 흐르는 전류평균치의 차이다. 상기와 같이, 메인회로 및 환류 회로가 존재하기 때문에, 인덕턴스 전류의 피크와 전지전류의 평균치 사이의 대응 관계는 변화될 수 있다. 즉, 다른 동작 조건 하에서 대응 관계는 서로 다르다. 따라서, 상기 전류 피크 제어 알고리즘에만 의하여 출력 전류의 정밀도를 보증할 수 없다. 따라서 일 실시예에 있어서, 인덕턴스 전류에 의해 편차를 제어할 때, 전지전류의 평균치에 의해 보상하고, 전지전류(즉, 에너지 저장 장치(20)의 전류가 충전 전류 또는 방전 전류일 수 있다)의 제어 정밀도를 향상시킨다. 구체적으로, 제2전원 포트(120)를 흐르는 전류의 평균치는 소정 시간대내에서 제2전원 포트(120)를 흐르는 전류의 평균치이다. 또한, 에너지 저장 장치(20)가 제2전원 포트(120)에 연결되기 때문에 제2전원 포트(120)를 흐르는 전류의 평균치는, 에너지 저장 장치(20)를 흐르는 전류의 평균치로 간주할 수 있다. 게다가, 보상 전류값이 전류 설정값과 제2전원 포트(120)를 흐르는 전류평균의 차이값이기 때문에, 보상 전류값은 원하는 충방전 전류값과 실제적 충방전 전류값의 차이다. 따라서, 제어 회로(170)는 보상 전류값에 근거하여 전류편차 제어량을 보정하고, 제어 정밀도를 향상시킬 수 있다. 예를 들면, 도15에 나타내는 바와 같이, 제어 회로(170)는 전류 설정값(도면 중 Iref)과 제2전원 포트(120)를 흐르는 전류평균치(도면 중 Iave)의 차이에 근거하여 보상 전류값(도면 중, Io_avg)을 확정하고, Iref, Ifed 및 Io_avg에 근거하여 전류편차 제어량을 확정할 수 있으며, 이것에 의해 제어 정밀도를 향상시킨다.
일 실시예에 있어서, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 소비 전력을 더 저감시키기 위하여, 도16에 나타내는 바와 같이, 제1하프 브리지 회로(130)는 제1스위칭 회로에 병렬 연결되는 제1바이패스 스위칭 회로를 더 포함하고, 제2하프 브리지 회로(140)는 제3스위칭 회로에 병렬 연결되는 제2바이패스 스위칭 회로를 더 포함한다. 제1바이패스 스위칭 회로의 내부저항치는 제1스위칭 회로의 내부저항치보다도 낮고, 제2바이패스 스위칭 회로의 내부저항치는 제3스위칭 회로의 내부저항치보다도 낮다. 따라서 제1바이패스 스위치의 도통손실은, 제1스위칭 회로의 도통손실보다도 낮다. 동일하게, 제2바이패스 스위치의 도통손실은, 제3스위칭 회로의 도통손실보다도 낮다.
본실시예에 있어서, 제어 회로(170)는, 더욱 제1하프 브리지 회로(130)가 목적 하프 브리지 회로일 경우, 제1바이패스 스위칭 회로를 끄고, 제2바이패스 스위칭 회로를 온으로 하고, 제2하프 브리지 회로(140)가 목적 하프 브리지 회로일 경우, 제1바이패스 스위칭 회로를 온으로 하고, 제2바이패스 스위치를 끈다. 구체적으로는, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 감압충전 및 승압방전일 경우, 제1하프 브리지 회로(130)는 목적 하프 브리지 회로이며, 제어 회로(170)는, 제1바이패스 스위칭 회로를 끄고, 제2바이패스 스위칭 회로를 온으로 할 수 있다. 이것에 의해, 인덕턴스 회로(150)와과 제2전원 포트(120)에 120A와, 제2바이패스 스위칭 회로에 의해 연결되는 것이 이해될 수 있다. 동일하게, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 동작 모드가 승압충전 및 감압방전일 경우, 제2하프 브리지 회로(140)는 목적 하프 브리지 회로이며, 제어 회로(170)는, 제1바이패스 스위칭 회로를 온으로 하고, 제2바이패스 스위칭 회로를 끌 수 있다. 이것에 의해, 인덕턴스 회로(150)와과 제1전원 포트(110)에 110A와, 제1바이패스 스위칭 회로에 의해 연결시키는 것이 이해될 수 있다. 따라서, 바이패스 스위치의 도통손실은 스위칭 회로의 도통손실보다도 낮기 때문에, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 소비 전력을 더 저감시키고, 쌍방향DC/DC컨버터(10)의 신뢰성을 더 향상시킬 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기와 같이, 각 스위칭 회로는 각각 1개의 스위치관 또는 병렬 연결되는 복수의 스위치관을 포함할 수 있기 때문에, 제어 회로(170)는 충전 전력 또는 방전 전력에 근거하여 온으로 되는 스위치관의 개수를 확정할 수 있다. 예시적으로 제1하프 브리지 회로(130)는 목적 하프 브리지 회로여도 되고, 제1스위칭 회로는 목적 스위칭 회로여도 된다. 제1스위칭 회로는 병렬 연결되는 3개의 스위치관을 포함해도 되고, 각 스위치관이 이겨낼 수 있는 전력은 1100W이다. 이것에 의해, 이 때의 충전 전력 또는 방전 전력이 3000W일 경우, 제어 회로(170)는 온으로 되는 스위치관의 개수를 3으로 확정하고, 이 때의 충전 전력 또는 방전 전력이 1000W일 경우, 제어 회로(170)는 온으로 되는 스위치관의 개수를 하나로 확정할 수 있다.
이상에 의해, 본 발명의 실시예 중의 쌍방향DC/DC컨버터(10)는 도17에 나타내는 바와 같이, 각각 에너지 저장 장치(20) 및 외부설비(30)에 연결될 수 있고, 에너지 저장 장치(20)의 충방전에 적용될 수 있다. 구체적으로 상기 컨버터에 있어서, 제1스위칭 회로는 스위치관(S1)을 포함하고, 제2스위칭 회로는 스위치관(S2)을 포함하고, 제3스위칭 회로는 스위치관(S3)을 포함하고, 제4스위칭 회로는 스위치관(S4)을 포함하고, 인덕턴스 회로(150)는 인덕턴스(L)를 포함하고, 저항 회로(161)는 고정밀도 저항(R)을 포함하고, 제1바이패스 스위칭 회로는 계전기(K1)를 포함하고, 제2바이패스 스위칭 회로는 계전기(K2)를 포함한다. 제어 회로(170)는, 스위치관(S1), 스위치관(S2), 스위치관(S3) 및 스위치관(S4)의 제어 단자에 각각 연결된다. 다른 소자 및 연결 관계는, 상기의 설명 및 도면을 참조하면 된다. 이것에 의해, 제어 회로(170)는, 동작 지령 및 제1전원 포트(110)의 전압값과 제2전원 포트(120)의 전압값의 크기의 관계에 근거하여 동작 모드를 확정하는 것; 동작 모드에 근거하여 한개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 하여 목적 하프 브리지 회로 중의 한개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로로 확정하고, 또 다른 하나를 환류 스위칭 회로로 확정하고, 목적 하프 브리지 회로 중의 바이패스 스위칭 회로를 차단하고, 또 다른 하나의 하프 브리지 회로의 바이패스 스위칭 회로를 온으로 하는 것; 목적 하프 브리지 회로 중의 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 목적 스위칭 회로가 온일 때 환류 스위칭 회로를 차단하고, 목적 스위칭 회로가 오프일 때 환류 스위칭 회로를 온으로 하고, 인덕턴스 회로(150)를 흐르는 전류값이 소정 한계값 이하일 때에 환류 스위칭 회로를 차단하는 것에 적용할 수 있지만, 이것들에 한정되지 않는다.
이상의 설명은, 본 발명의 구체적인 실시 형태에 지나치지 않고, 본 발명의 보호 범위는 이것에 한정되지 않는다. 당업자는 본 발명에 의해 공개된 기술범위내에서 각종 동등한 수정 또는 교체를 용이하게 생각 할 수 있다. 이러한 수정 또는 교체는 모두 본 발명의 보호 범위에 포함되어야 한다. 따라서 본 발명의 보호 범위는 특허청구의 범위를 기준으로 해야 한다.
Claims (14)
- 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서,
제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로 및 제어 회로를 포함하고,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하며, 또한 제1전원 포트에 연결되고, 상기 제1전원 포트는 직류 모선에 연결되며,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제2전원 포트에 연결되며, 상기 제2전원 포트는 에너지 저장 장치에 연결되고,
상기 인덕턴스 회로는, 일단이 상기 제1하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되며, 타단은 상기 제2하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 상기 제1하프 브리지 회로 및 상기 제2하프 브리지 회로는, 상기 인덕턴스 회로에 의해 H형 브리지 회로를 형성하며,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는, 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 채집하고,
상기 제어 회로는, 4개의 상기 스위칭 회로 및 상기 인덕턴스 전류 검출회로에 각각 연결되어, 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하며, 또한 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 상기 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 다른 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하며,
상기 제어 회로는, 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하는 것에 더 이용되며, 상기 목적 스위칭 회로가 온일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고,
상기 제어 회로는, 상기 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 온으로 하는 것에 더 이용되며, 상기 전류값이 소정 한계값 이하일 때에, 상기 인덕턴스 회로의 저장 에너지의 방출이 완료된 것을 확정하고, 또한 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하며,
상기 제어 회로는, 또한 스위칭 제어량에 근거하여 상기 목적 스위칭 회로의 듀티비를 확정하고,
상기 스위칭 제어량은 전류편차 제어량을 포함하며,
상기 전류편차 제어량은 상기 동작 모드에서의 전류 설정값과 상기 전류값의 차이이고,
상기 제어 회로는, 또한 보상 전류값에 근거하여 상기 전류편차 제어량을 보정하며,
상기 보상 전류값은 상기 전류 설정값과 상기 제2전원 포트를 흐르는 전류평균치의 차인, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제1항에 있어서,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는 저항 회로 및 샘플링 회로를 포함하고,
상기 저항 회로는 상기 H형 브리지 회로에 설치되고, 상기 샘플링 회로는 상기 저항 회로 및 상기 제어 회로에 연결되며, 상기 제어 회로는 상기 샘플링 회로에 의해 상기 저항 회로에 흐르는 전류값을 취득하여 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 확정하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제2항에 있어서,
상기 샘플링 회로는 제1차동회로 및 제2차동회로를 포함하고,
상기 제1차동회로의 정 입력 단자는 상기 저항 회로의 제1단자에 연결되며, 상기 제1차동회로의 부 입력 단자는 상기 저항 회로의 제2단자에 연결되고, 상기 제1차동회로의 신호 출력 단자는 상기 제어 회로에 연결되며,
상기 제2차동회로의 정 입력 단자는 상기 저항 회로의 제2단자에 연결되고, 상기 제2차동회로의 부 입력 단자는 상기 저항 회로의 제1단자에 연결되며, 상기 제2차동회로의 신호 출력 단자는 상기 제어 회로에 연결되고,
상기 저항 회로에 흐르는 전류의 방향이 제1단자로부터 제2단자의 방향일 경우, 상기 제어 회로는 상기 제1차동회로에 의해 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 확정하며,
상기 저항 회로에 흐르는 전류의 방향이 제2단자로부터 제1단자의 방향일 경우, 상기 제어 회로는 상기 제2차동회로에 의해 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 확정하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제1항에 있어서,
상기 제어 회로는 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하고, 구체적으로는,
동작 지령을 취득하고, 상기 동작 지령 및 상기 제1전원 포트의 전압값과 상기 제2전원 포트의 전압값 사이의 크기 관계에 근거하여 상기 동작 모드를 확정하며,
상기 동작 모드는, 승압충전, 승압방전, 감압충전 및 감압방전을 포함하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제4항에 있어서,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 제1스위칭 회로와 제2스위칭 회로를 포함하고,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 제3스위칭 회로와 제4스위칭 회로를 포함하며,
상기 제1스위칭 회로는, 상기 제1하프 브리지 회로의 상부 암이고,
상기 제3스위칭 회로는, 상기 제2하프 브리지 회로의 상부 암이며,
상기 제2스위칭 회로는, 상기 제1하프 브리지 회로의 하부 암이고,
상기 제4스위칭 회로는, 상기 제2하프 브리지 회로의 하부 암이며,
상기 제어 회로는 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하며, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 다른 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고, 구체적으로는,
상기 동작 모드가 감압충전일 경우, 상기 제1하프 브리지 회로를 상기 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 제1스위칭 회로를 상기 목적 스위칭 회로, 상기 제2스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하며,
상기 동작 모드가 승압충전일 경우, 상기 제2하프 브리지 회로를 상기 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 제4스위칭 회로를 상기 목적 스위칭 회로, 상기 제3스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고,
상기 동작 모드가 승압방전일 경우, 상기 제1하프 브리지 회로를 상기 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 제2스위칭 회로를 상기 목적 스위칭 회로, 상기 제1스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하며,
상기 동작 모드가 감압방전일 경우, 상기 제2하프 브리지 회로를 상기 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 제3스위칭 회로를 상기 목적 스위칭 회로, 상기 제4스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제5항에 있어서,
상기 제1하프 브리지 회로는, 상기 제1스위칭 회로에 병렬 연결되는 제1바이패스 스위칭 회로를 더 포함하고,
상기 제2하프 브리지 회로는, 상기 제3스위칭 회로에 병렬 연결되는 제2바이패스 스위칭 회로를 더 포함하며,
상기 제1바이패스 스위칭 회로의 내부저항치는 상기 제1스위칭 회로의 내부저항치보다도 낮고,
상기 제2바이패스 스위칭 회로의 내부저항치는 상기 제3스위칭 회로의 내부저항치보다도 낮으며,
상기 제어 회로는, 또한, 상기 제1하프 브리지 회로가 상기 목적 하프 브리지 회로일 경우, 상기 제1바이패스 스위칭 회로를 제어하여 차단하고, 및 상기 제2바이패스 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 제2하프 브리지 회로가 상기 목적 하프 브리지 회로일 경우, 상기 제1바이패스 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 제2바이패스 스위치를 제어하여 차단하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제6항에 있어서,
상기 제1바이패스 스위칭 회로 및 상기 제2바이패스 스위칭 회로는 모두 계전기를 포함하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 삭제
- 삭제
- 제1항에 있어서,
상기 스위칭 회로는 1개의 스위치관 또는 병렬 연결되는 복수의 스위치관을 포함하고,
상기 제어 회로는 충전 전력 또는 방전 전력에 근거하여 온으로 하는 스위치관의 개수를 확정하는데 더 사용되는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제10항에 있어서,
상기 스위치관은 MOS트랜지스터인, 쌍방향DC/DC컨버터. - 제10항에 있어서,
상기 제어 회로는 PWM제어 신호에 의해 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하는, 쌍방향DC/DC컨버터. - 쌍방향DC/DC컨버터에 있어서,
제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로 및 제어 회로를 포함하고,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제1전원 포트에 연결되고, 상기 제1전원 포트는 직류 모선에 연결되며,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제2전원 포트에 연결되고, 상기 제2전원 포트는 에너지 저장 장치에 연결되고,
각 상기 스위칭 회로는 각각 1개의 스위치관 또는 병렬 연결되는 복수의 스위치관으로 이루어지며,
상기 인덕턴스 회로는, 일단이 상기 제1하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 타단은 상기 제2하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 상기 제1하프 브리지 회로 및 상기 제2하프 브리지 회로는 상기 인덕턴스 회로에 의해 H형 브리지 회로를 형성하고,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 채집하며,
상기 제어 회로는 4개의 상기 스위칭 회로 및 상기 인덕턴스 전류 검출회로에 각각 연결되어, 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하고, 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 또 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 상기 목적 스위칭 회로가 온일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하며,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 전류값이 소정 한계값 이하일 때에 상기 인덕턴스 회로의 저장 에너지의 방출이 완료되었다고 확정하고, 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고,
상기 제어 회로는, 또한 스위칭 제어량에 근거하여 상기 목적 스위칭 회로의 듀티비를 확정하고, 상기 스위칭 제어량은 전류편차 제어량을 포함하고, 상기 스위칭 제어량은 상기 전류편차 제어량의 변화에 의해 변화되고, 상기 전류편차 제어량은 상기 동작 모드에서의 전류 설정값과 상기 전류값과의 차이이며,
상기 제어 회로는, 또한 보상 전류값에 근거하여 상기 전류편차 제어량을 보정하여 제어 정밀도를 향상시키고,
상기 보상 전류값은 상기 전류 설정값과 상기 제2전원 포트를 흐르는 전류평균치와의 차이인, 쌍방향DC/DC컨버터. - 에너지 저장 시스템에 있어서,
쌍방향DC/DC컨버터 및 에너지 저장 장치를 포함하고,
상기 에너지 저장 장치는 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 제2전원 포트에 연결되며,
상기 쌍방향DC/DC컨버터는, 제1하프 브리지 회로, 제2하프 브리지 회로, 인덕턴스 회로, 인덕턴스 전류 검출회로 및 제어 회로를 포함하고,
상기 제1하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제1전원 포트에 연결되고, 상기 제1전원 포트는 직류 모선에 연결되며,
상기 제2하프 브리지 회로는, 직렬 연결되는 2개의 스위칭 회로를 포함하고, 또한 제2전원 포트에 연결되고, 상기 제2전원 포트는 에너지 저장 장치에 연결되고,
상기 인덕턴스 회로는, 일단이 상기 제1하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 타단은 상기 제2하프 브리지 회로 중의 2개의 스위칭 회로의 연결부위에 연결되고, 상기 제1하프 브리지 회로 및 상기 제2하프 브리지 회로는 상기 인덕턴스 회로에 의해 H형 브리지 회로를 형성하며,
상기 인덕턴스 전류 검출회로는 상기 인덕턴스 회로에 흐르는 전류값을 채집하고,
상기 제어 회로는 4개의 상기 스위칭 회로 및 상기 인덕턴스 전류 검출회로에 각각 연결되어, 상기 쌍방향DC/DC컨버터의 동작 모드를 확정하고, 상기 동작 모드에 근거하여 1개의 하프 브리지 회로를 목적 하프 브리지 회로로 확정하고, 상기 목적 하프 브리지 회로 중의 1개의 스위칭 회로를 목적 스위칭 회로, 또 하나의 스위칭 회로를 환류 스위칭 회로로 확정하며,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로의 주기적 온/오프를 제어하고, 상기 목적 스위칭 회로가 온일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하고,
상기 제어 회로는, 또한 상기 목적 스위칭 회로가 오프일 때에 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 온으로 하고, 상기 전류값이 소정 한계값 이하일 때에 상기 인덕턴스 회로의 저장 에너지의 방출이 완료되었다고 확정하고, 또한 상기 환류 스위칭 회로를 제어하여 차단하며,
상기 제어 회로는, 또한 스위칭 제어량에 근거하여 상기 목적 스위칭 회로의 듀티비를 확정하고,
상기 스위칭 제어량은 전류편차 제어량을 포함하며,
상기 전류편차 제어량은 상기 동작 모드에서의 전류 설정값과 상기 전류값의 차이고,
상기 제어 회로는, 또한 보상 전류값에 근거하여 상기 전류편차 제어량을 보정하며,
상기 보상 전류값은 상기 전류 설정값과 상기 제2전원 포트를 흐르는 전류평균치의 차인, 에너지 저장 시스템.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110146268.6A CN112511005B (zh) | 2021-02-03 | 2021-02-03 | 双向dc/dc变换器及储能*** |
| CN202110146268.6 | 2021-02-03 | ||
| PCT/CN2021/110804 WO2021254533A1 (zh) | 2021-02-03 | 2021-08-05 | 双向dc/dc变换器及储能*** |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20220112744A KR20220112744A (ko) | 2022-08-11 |
| KR102633598B1 true KR102633598B1 (ko) | 2024-02-02 |
Family
ID=74952525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020227005076A KR102633598B1 (ko) | 2021-02-03 | 2021-08-05 | 쌍방향dc/dc컨버터 및 에너지 저장 시스템 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US11368087B1 (ko) |
| EP (1) | EP4290752A1 (ko) |
| JP (1) | JP7169467B2 (ko) |
| KR (1) | KR102633598B1 (ko) |
| CN (1) | CN112511005B (ko) |
| WO (1) | WO2021254533A1 (ko) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN112511005B (zh) | 2021-02-03 | 2021-06-01 | 深圳市正浩创新科技有限公司 | 双向dc/dc变换器及储能*** |
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-
2021
- 2021-02-03 CN CN202110146268.6A patent/CN112511005B/zh active Active
- 2021-08-05 JP JP2021564219A patent/JP7169467B2/ja active Active
- 2021-08-05 KR KR1020227005076A patent/KR102633598B1/ko active IP Right Grant
- 2021-08-05 EP EP21826698.9A patent/EP4290752A1/en active Pending
- 2021-08-05 WO PCT/CN2021/110804 patent/WO2021254533A1/zh unknown
- 2021-11-08 US US17/521,294 patent/US11368087B1/en active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP7169467B2 (ja) | 2022-11-10 |
| JP2022532311A (ja) | 2022-07-14 |
| CN112511005B (zh) | 2021-06-01 |
| US11368087B1 (en) | 2022-06-21 |
| KR20220112744A (ko) | 2022-08-11 |
| EP4290752A1 (en) | 2023-12-13 |
| CN112511005A (zh) | 2021-03-16 |
| WO2021254533A1 (zh) | 2021-12-23 |
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