JP6453526B1

JP6453526B1 - 電力変換装置

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Publication number: JP6453526B1
Application number: JP2018524303A
Authority: JP
Inventors: 秀太石川; 岩田　明彦; 明彦岩田; 樹松永
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-02-10
Filing date: 2017-11-21
Publication date: 2019-01-16
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Abstract

コンバータ（４０ａ）は、直流電源（１０）からの入力電圧（Ｖｉｎ）を降圧または昇圧した出力電圧（Ｖｄｃ）を、交流電動機（２００）を駆動するためのインバータ（６０）に供給する。コンバータ（４０ａ）では、昇圧モードにおいて、降圧回路（２０）は停止される一方で昇圧回路（３０）が動作するとともに、第１のバイパススイッチ（２５）のオンによって直流電源（１０）から昇圧回路（３０）への経路が形成される。降圧モードにおいて、昇圧回路（３０）は停止される一方で降圧回路（２０）が動作するとともに、第２のバイパススイッチ（３５）のオンによって降圧回路（２０）からインバータ（６０）への経路が形成される。

Description

この発明は電力変換装置に関し、より特定的には、交流電動機駆動用の電力変換装置に関する。

従来、直流／交流電圧変換を行うインバータへ入力される直流電圧を可変制御する構成が用いられている。たとえば、特開２０１０−１６６７１９号公報（特許文献１）には、空気調和装置の圧縮機を駆動するモータ駆動制御装置として、三相交流電源および三相整流回路によって構成される直流電源と、モータに交流電圧を供給するインバータとの間に昇圧コンバータを配置する構成が記載されている。

昇圧コンバータを用いることにより、インバータへ入力される直流電圧を、直流電源からの入力電圧よりも上昇することができる。これにより、誘起電圧が大きくなる高回転速度領域において、モータ電流増加による損失増大や温度上昇を回避して、モータを適切に駆動することができる。

また、国際公開第２０１６／００２０５３号（特許文献２）には、特許文献１と同様の直流電源およびインバータの間に、マルチレベルチョッパ回路が接続された電力変換装置の構成が記載されている。マルチレベルチョッパ回路では、交流電動機の負荷状態に応じて昇圧モードが切換えられることにより、スイッチング素子の小型化による低コスト化および、昇圧比の増加による交流電動機の運転範囲の拡大を図ることができる。

特開２０１０−１６６７１９号公報国際公開第２０１６／００２０５３号

しかしながら、特許文献１および２では、インバータに入力される直流電圧を、直流電源からの入力電圧よりも低くすることができない。このため、モータの低回転速領域では、インバータから出力される交流電圧よりも、インバータへの入力電圧（すなわち、直流電源からの入力電圧）が高くなることによって、モータ鉄損やインバータの損失が増加してしまう問題があった。すなわち、特許文献１および２では、高回転速度域（すなわち、重負荷時）の効率を改善することができる一方で、軽負荷時（すなわち、低回転速度領域）における効率改善が課題となる。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機駆動用の電力変換装置において、交流電動機の動作状態に応じて、重負荷領域および軽負荷領域の両方で交流電動機を高効率で駆動することである。

本発明のある局面では、交流電動機を駆動するための電力変換装置は、交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、直流電源とインバータとの間に接続されたコンバータと、第１および第２のバイパススイッチと、制御回路とを備える。コンバータは、入力ノードと、出力ノードと、第１の半導体素子を有する降圧回路と、第２の半導体素子を有する昇圧回路とを含む。入力ノードには、直流電源からの第１の直流電圧が入力される。出力ノードは、インバータの直流側と接続される。昇圧回路および降圧回路は、入力ノードおよび出力ノードの間に直列接続される。降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行するように構成される。昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行するように構成される。第１のバイパススイッチは、第１の半導体素子と並列に接続される。第２のバイパススイッチは、第２の半導体素子と並列に接続される。

この発明によれば、交流電動機駆動用の電力変換装置において、交流電動機２００の動作状態に応じて、重負荷領域および軽負荷領域の両方で交流電動機を高効率で駆動することができる。

実施の形態１に従う電力変換装置の構成を説明するための概略的な回路図である。図１に示されたコンバータの目標電圧の設定例を説明する概念図である。コンバータの各動作モードでの回路動作を説明する図表である。コンバータでのＰＷＭ制御を説明するための波形例が示される。降圧モードでの昇圧回路の動作を説明する部分的な回路図である。降圧モードにおける出力電圧の波形図の一例である。昇圧モードでの降圧回路の動作を説明する部分的な回路図である。昇圧モードにおける出力電圧の波形図の一例である。インバータでの直流／交流電圧変換のためのＰＷＭ制御を説明するための概略的な波形図である。実施の形態１の変形例１に従うコンバータの目標電圧の設定のための制御処理を説明するフローチャートである。実施の形態１の変形例２に従う電力変換装置の構成を説明するための概略的な回路図である。実施の形態２に従う電力変換装置の構成を説明するための概略的な回路図である。実施の形態２に従う電力変換装置におけるコンバータの各動作モードでの回路動作を説明する図表である。図１に示された直流電源からの入力電圧の波形図である。実施の形態３に従うコンバータの目標電圧の設定のための制御処理を説明するフローチャートである。実施の形態３に従うコンバータの目標電圧の設定およびコンバータの動作モードの選択を説明する概念図である。実施の形態４に従うコンバータの目標電圧の設定のための制御処理を説明するフローチャートである。実施の形態４に従うコンバータの目標電圧の設定およびコンバータの動作モードの選択を説明する概念図である。実施の形態５に従うコンバータの目標電圧の設定のための制御処理を説明するフローチャートである。実施の形態５に従うコンバータの目標電圧の設定およびコンバータの動作モードの選択を説明する概念図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に従う電力変換装置の構成を説明するための概略的な回路図である。

図１を参照して、実施の形態１に従う電力変換装置１００ａは、直流電源１０からの直流電圧Ｖｉｎを、交流電動機２００を駆動するための交流電圧に変換する。

直流電源１０は、たとえば、交流電源（たとえば、三相交流電源）１２および整流回路１５によって構成することができる。電力変換装置１００ａは、直流／直流電力変換を行なうためのコンバータ４０ａと、平滑コンデンサ５０と、直流／交流電力変換を行うためのインバータ６０と、制御回路９０とを含む。制御回路９０は、コンバータ４０およびインバータ６０の動作を制御する。制御回路９０は、予め格納されたプログラムの実行によるソフトウェア処理および／または専用電子回路によるハードウェア処理によって、後述する各制御機能を実現するように構成される。たとえば、制御回路９０は、いわゆるマイクロコンピュータによって構成することができる。

コンバータ４０ａは、降圧回路２０と、昇圧回路３０と、バイパススイッチ２５，３５とを有する。後ほど説明するように、降圧回路２０および昇圧回路３０は、リアクトル４５を共有するように構成されている。

コンバータ４０の入力ノードＮｉは、直流電源１０の正極側と接続される。基準電圧配線１１は、直流電源１０の負極側と接続される。これにより、コンバータ４０ａには、直流電源１０からの直流電圧Ｖｉｎ（以下、入力電圧Ｖｉｎとも称する）が入力される。

降圧回路２０は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）２１、ダイオード２２、および、リアクトル４５を有する。スイッチング素子２１は、入力ノードＮｉおよびノードＮ１の間に接続される。バイパススイッチ２５は、入力ノードＮｉおよびノードＮ１の間に、スイッチング素子２１と並列に電気的に接続される。

本実施の形態において、スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）によって構成することができる。なお、スイッチング素子２１，３１およびダイオード２２，３２を形成する半導体材料は特に限定されことはなく、Ｓｉ（シリコン）の他、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）等を適用することも可能である。スイッチング素子２１のオンオフは、制御回路９０によって制御される。

ダイオード２２は、基準電圧配線１１からノードＮ１へ向かう方向を順方向として、基準電圧配線１１およびノードＮ１の間に電気的に接続される。昇圧回路３０との間で共有されるリアクトル４５は、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。このように、スイッチング素子２１、ダイオード２２およびリアクトル４５によって、いわゆる、降圧チョッパを構成することができる。

昇圧回路３０は、スイッチング素子３１、ダイオード３２および、リアクトル４５を有する。スイッチング素子３１は、ノードＮ２および基準電圧配線１１の間に電気的に接続される。バイパススイッチ３５は、ノードＮ２および基準電圧配線１１の間に、ダイオード３２と並列に電気的に接続される。スイッチング素子３１のオンオフは、制御回路９０によって制御される。

ダイオード２２は、ノードＮ２からコンバータ４０の出力ノードＮｏへ向かう方向を順方向として、ノードＮ２および出力ノードＮｏの間に電気的に接続される。ノードＮ１およびＮ２の間に接続されるリアクトル４５は、上述のように、降圧回路２０との間で共有される。このように、スイッチング素子３１、ダイオード３２およびリアクトル４５によって、いわゆる、昇圧チョッパを構成することができる。

バイパススイッチ２５，３５のオンオフは、制御回路９０によって制御される。好ましくは、バイパススイッチ２５は、スイッチング素子２１のオン抵抗よりも低いオン抵抗を有する素子によって構成される。同様に、バイパススイッチ３５は、ダイオード３２のオン抵抗よりも低いオン抵抗を持つ素子で構成されることが好ましい。たとえば、バイパススイッチ２５，３５は、制御回路９０からの励磁信号に応じて開閉制御される電磁リレーを用いて構成することができる。

降圧チョッパ（降圧回路２０）では、スイッチング素子２１のオン期間およびオフ期間が繰り返し設けられる。これにより、リアクトル４５およびスイッチング素子２１を含む電流経路と、リアクトル４５およびダイオード２２を含む電流経路とを切換えることによって、入力された直流電圧（図１の例では、入力電圧Ｖｉｎ）を降圧する電力変換が実行される。一方で、スイッチング素子２１を常時オンすると、降圧のための電力変換は停止されて、入力された直流電圧は変換されることなく降圧回路２０を通過する。

すなわち、スイッチング素子２１は「第１の半導体素子」の一実施例に対応し、スイッチング素子２１のオンオフによる降圧チョッパでの電力変換は「第１の電力変換」の一実施例に対応する。また、バイパススイッチ２５は、「第１のバイパススイッチ」の一実施例に対応する。

昇圧チョッパ（昇圧回路３０）では、スイッチング素子３１のオン期間およびオフ期間を繰り返し設けられる。これにより、リアクトル４５およびスイッチング素子３１を含む電流経路と、リアクトル４５およびダイオード３２を含む電流経路とを切換えることによって、入力された直流電圧（図１の例では、ノードＮ１の電圧）を昇圧する電力変換が実行される。具体的には、スイッチング素子３１のオン期間で直流電源１０からの電力をリアクトル４５に電磁エネルギとして蓄積し、スイッチング素子３１のオフ期間で、ダイオード３２を経由して、直流電源１０からの電力と、リアクトル４５に蓄積された電磁エネルギとが、出力ノードＮｏへ出力されることで、入力電圧Ｖｉｎを昇圧することができる。一方で、スイッチング素子３１を常時オフしてダイオード３２が常時オンすると、昇圧のための電力変換は停止されて、入力された直流電圧は変換されることなく昇圧回路３０を通過する。

すなわち、ダイオード３２は「第２の半導体素子」の一実施例に対応し、スイッチング素子３１のオンオフによる昇圧チョッパでの電力変換は「第２の電力変換」の一実施例に対応する。また、バイパススイッチ３５は、「第２のバイパススイッチ」の一実施例に対応する。

コンバータ４０の出力ノードＮｏおよび基準電圧配線１１は、インバータ６０の直流リンク側と接続される。出力ノードＮｏおよび基準電圧配線１１の間には、平滑コンデンサ５０が接続される。以下では、出力ノードＮｏの直流電圧Ｖｄｃを、出力電圧Ｖｄｃとも称する。出力電圧Ｖｄｃは、電圧センサ５１によって検出される。なお、図示を省略しているが、入力電圧Ｖｉｎを検出するための電圧センサをさらに配置することも可能である。各電圧センサによる検出値は、制御回路９０へ入力される。

インバータ６０は、コンバータ４０ａの出力電圧Ｖｄｃを、交流電動機２００を可変速駆動するための交流電圧に変換する。インバータ６０の出力電圧（交流電圧）は、交流電動機２００のコイル巻線に供給される。交流電動機２００は、たとえば、三相交流電動機によって構成される。このとき、インバータ６０は、一般的な三相インバータによって構成することができる。

インバータ６０は、各相の上下アームに配置された複数のスイッチング素子（図示せず）を制御回路９０によってオンオフ制御することによって、直流電圧Ｖｄｃをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御したパルス波形電圧（以下、ＰＷＭ電圧とも称する）を発生する。インバータ６０からのＰＷＭ電圧は、交流電動機２００を駆動するための、擬似交流電圧として、交流電動機２００のコイル巻線に供給される。たとえば、交流電動機２００が三相交流電動機である場合には、インバータ６０は、位相が１２０度ずつずれた交流電圧（ＰＷＭ電圧）を、各相のコイル巻線へ供給する。

交流電動機２００が同期電動機で構成される場合には、回転速度に応じた振幅の誘起電圧が発生する。インバータ６０から交流電動機２００に印加される擬似交流電圧（ＰＷＭ電圧）の振幅が、当該誘起電圧の振幅よりも低いと、交流電動機２００を流れる電流の増加により、インバータ６０および交流電動機２００での電力損失の増加および温度上昇が懸念される。したがって、特許文献１，２にも記載されるように、ＰＷＭ電圧の振幅（すなわち、コンバータ４０ａの出力電圧Ｖｄｃ）が、誘起電圧の振幅よりも高くなるように、コンバータ４０の出力電圧Ｖｄｃを、入力電圧Ｖｉｎよりも高く制御することが好ましい。

一方で、交流電動機２００が軽負荷（たとえば、低回転速度）で動作しているときには、インバータ６０からの交流電圧は、実効値が小さくなるように制御される。このとき、特許文献１，２のように、コンバータ４０からの出力電圧Ｖｄｃを入力電圧Ｖｉｎより低くできない構成では、出力電圧Ｖｄｃが交流電動機２００に印加される交流電圧と比較して高すぎることによって、モータ電流のリップル成分が大きくなることにより、交流電動機２００での鉄損の増加が懸念される。また、インバータ６０でのスイッチング損失の増加も懸念される。

また、交流電動機２００が誘導電動機で構成される場合にも、低回転速度ではＰＷＭ電圧の振幅を小さくし、高回転速度ではＰＷＭ電圧の振幅を大きくすることが、効率面から好ましい。

制御回路９０は、図示しないセンサからの交流電動機２００の動作状態の検出値（たとえば、回転速度および／または電流）に基づいて、コンバータ４０ａの出力電圧Ｖｄｃの目標値Ｖｄｃ＊（以下、目標電圧Ｖｄｃ＊とも称する）を設定し、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ＊とするようにコンバータ４０ａの動作を制御する。

図２は、コンバータ４０ａの目標電圧Ｖｄｃ＊の設定例を説明する概念図である。
図２を参照して、目標電圧Ｖｄｃ＊は、交流電動機２００の回転速度に応じて、高回転速度領域では上昇する一方で低回転速度領域では低下するように設定される。たとえば、図２に例示されるように、回転速度に比例させて目標電圧Ｖｄｃ＊を設定することができる。

本実施の形態に従うコンバータ４０ａは、降圧回路２０および昇圧回路３０の両方を有するため、Ｖｄｃ＊＜Ｖｉｎの領域、および、Ｖｉｎ≦Ｖｄｃ＊の領域の両方に亘って目標電圧Ｖｄｃ＊を設定することができる。

制御回路９０は、目標電圧Ｖｄｃ＊および入力電圧Ｖｉｎの比較に基づき、コンバータ４０ａの動作モードを選択する。具体的には、Ｖｄｃ＊≧Ｖｉｎの領域ではコンバータ４０ａを昇圧モードで動作させる一方で、Ｖｄｃ＊＜Ｖｉｎの領域ではコンバータ４０ａを降圧モードで動作させる。ここで、目標電圧Ｖｄｃ＊と比較される入力電圧Ｖｉｎは、電圧センサ（図示せず）による検出値とすることができる。あるいは、直流電源１０の特性に従って予め設定される定数値を目標電圧Ｖｄｃ＊と比較してもよい。

図３は、コンバータ４０ａの各動作モードでの回路動作を説明するための図表である。
図３を参照して、降圧モードでは、降圧回路２０が動作する一方で、昇圧回路３０は停止する。降圧チョッパで構成される降圧回路２０では、スイッチング素子２１のＰＷＭ制御により、Ｖｄｃ≦Ｖｉｎの範囲で出力電圧Ｖｄｃを制御することができる。降圧モードは「第２のモード」に対応する。

降圧チョッパ（降圧回路２０）のみが動作する降圧モードでは、デューティ比をＤＴとすると、出力電圧Ｖｄｃおよび入力電圧Ｖｉｎの間には、下記（１）式が成立する。

Ｖｄｃ＝ＤＴ・Ｖｉｎ …（１）
図４には、コンバータでのＰＷＭ制御を説明するための波形例が示される。

図４を参照して、ＰＷＭ制御では、周期信号（たとえば、のこぎり波や三角波）によって構成されるキャリア波の電圧Ｖｃｗと、目標デューティ比ＤＴ＊に対応する制御電圧Ｖｃとの電圧比較に従って、スイッチング素子２１がオンオフされる。

目標デューティ比ＤＴ＊は、式（１）からＤＴ＊＝（Ｖｄｃ＊／Ｖｉｎ）に設定することができる。あるいは、電圧偏差ΔＶｄｃ＝（Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃ）のフィードバック項をさらに加算して、目標デューティ比ＤＴ＊を算出することも可能である。

降圧チョッパでは、Ｖｃｗ＞Ｖｃの期間ではスイッチング素子２１がオフされる一方で、Ｖｃ＞Ｖｃｗの期間ではスイッチング素子２１がオンされる。スイッチング素子２１のオン期間およびオフ期間の和で示されるスイッチング周期Ｔｃに対する、オン期間Ｔｏｎの比が、式（１）でのデューティ比ＤＴに相当する（ＤＴ＝Ｔｏｎ／Ｔｃ）。制御電圧Ｖｃは、キャリア波の振幅および目標デューティ比ＤＴ＊の積に従って設定することができる。

再び図３および図２を参照して、降圧モードにおいて、降圧回路２０は、スイッチング素子２１のオンオフ制御によって、入力電圧Ｖｉｎを降圧した直流電圧をノードＮ２に出力する。一方で、昇圧回路３０は、スイッチング素子３１を常時オフとすることによって、電力変換を停止する。

図５は、降圧モードでの昇圧回路３０の動作を説明する部分的な回路図である。
図５を参照して、降圧モードにおいて、昇圧回路３０は、スイッチング素子３１を常時オフして電力変換（昇圧動作）を停止する一方で、降圧回路２０がノードＮ２に出力した電圧（降圧）を変換することなく通過させて、出力ノードＮｏへ伝達する経路を形成する必要がある。

スイッチング素子３１が常時オフされることにより、昇圧回路３０では、ダイオード３２の導通（オン）によって、ノードＮ２から出力ノードＮｏへの電流経路Ｐ１を常時形成することができる。さらに、バイパススイッチ３５が常時オンすることによっても、ノードＮ２から出力ノードＮｏへの電流経路Ｐ２を形成することができる。

このように、バイパススイッチ３５による電流経路Ｐ２をダイオード３２と並列に設けることにより、降圧モードにおいて、降圧回路２０の出力電圧を出力ノードＮｏへ伝達する経路の電気抵抗値を低下できるので、コンバータ４０ａの電力損失を抑制することができる。

図６には、降圧モードにおける出力電圧の波形例が示される。
図６を参照して、直流電源１０が三相交流電源および整流回路で構成されていると、入力電圧Ｖｉｎには、電源周波数の３倍の周波数を有するリップル電圧が発生している。降圧モードでは、Ｖｄｃ＊＜Ｖｉｎの領域に設定された目標電圧Ｖｄｃ＊に従って降圧回路２０が電力変換（降圧）を実行するとともに、降圧回路２０の出力電圧がバイパススイッチ３５を含む経路によって出力ノードＮｏに伝達されることによって、直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に制御することができる。

再び図３および図２を参照して、昇圧モードでは、降圧回路２０は、スイッチング素子２１を常時オンすることによって電力変換（降圧動作）を停止する。昇圧モードは「第１のモード」に対応する。

図７は、昇圧モードでの降圧回路２０の動作を説明する部分的な回路図である。
図７を参照して、昇圧モードにおいて、降圧回路２０は、スイッチング素子２１を常時オンして電力変換（降圧動作）を停止する。一方で、昇圧モードでは、入力ノードＮｉからノードＮ１へ入力電圧Ｖｉｎを伝達する経路を形成する必要がある。

降圧回路２０では、常時オンされたスイッチング素子２１によって、入力ノードＮｉからノードＮ１への電流経路Ｐ３を形成することができる。さらに、バイパススイッチ２５が常時オンすることによって、入力ノードＮｉからノードＮ１への電流経路Ｐ４を形成することができる。

このように、バイパススイッチ２５による電流経路Ｐ４をスイッチング素子２１と並列に設けることにより、昇圧モードにおいて、入力電圧Ｖｉｎを昇圧回路３０へ伝達する経路の電気抵抗値を低下できる。なお、昇圧モードでは、バイパススイッチ２５に電流が流れた後に、スイッチング素子２１をオフして電流経路Ｐ３を遮断することも可能である。

再び図３および図２を参照して、昇圧モードにおいて、昇圧チョッパで構成される昇圧回路３０では、スイッチング素子３１のＰＷＭ制御により、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して、出力電圧Ｖｄｃを制御することができる（Ｖｄｃ≧Ｖｄｃ）。

昇圧チョッパ（昇圧回路３０）のみが動作する昇圧モードでは、スイッチング周期Ｔｃに対するスイッチング素子３１のオン期間の比で定義されるデューティ比をＤＴとすると、出力電圧Ｖｄｃおよび入力電圧Ｖｉｎの間には、下記（２）式が成立する。

Ｖｄｃ＝１／（１−ＤＴ）・Ｖｉｎ …（２）
昇圧モードでは、図４で説明したＰＷＭ制御において、制御電圧Ｖｃは、式（２）を変形して得られる目標デューティ比ＤＴ＊を用いて設定することができる。具体的には、目標デューティ比ＤＴ＊は下記の式（３）で算出することができる。

ＤＴ＊＝１．０−１／（Ｖｄｃ＊／Ｖｉｎ） …（３）
なお、降圧回路２０の制御で説明したのと同様に、式（３）で算出された値に、電圧偏差ΔＶｄｃ＝（Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃ）に基づくフィードバック項をさらに加算して、目標デューティ比ＤＴ＊を算出することも可能である。

図８には、昇圧モードにおける出力電圧の波形例が示される。
図８を参照して、図７と同様に、入力電圧Ｖｉｎには、電源周波数の３倍の周波数を有するリップル電圧が発生している。昇圧モードでは、入力電圧Ｖｉｎがバイパススイッチ２５を含む経路によって昇圧回路３０へ伝達される。さらに、Ｖｄｃ＊＞Ｖｉｎの領域に設定された目標電圧Ｖｄｃ＊に従って昇圧回路３０が電力変換（昇圧）を実行することにより、直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に制御することができる。

以上説明したように、実施の形態１に従う電力変換装置では、昇圧回路および降圧回路を選択的に動作させるようにコンバータ４０ａを構成することにより、交流電動機２００を駆動するインバータ６０に入力される直流電圧Ｖｄｃを、入力電圧Ｖｉｎよりも高電圧の範囲および低電圧の範囲の両方に亘って制御することができる。さらに、バイパススイッチ２５，３５によって、降圧回路２０および昇圧回路３０を選択的に動作させるコンバータ４０ａの電力損失を抑制できる。この結果、交流電動機２００の動作状態に応じて、重負荷領域および軽負荷領域の両方において交流電動機２００を高効率で駆動することができる。

実施の形態１の変形例１．
実施の形態１の変形例１では、コンバータ４０ａの目標電圧Ｖｄｃ＊の他の設定例を説明する。具体的には、インバータ６０での電力変換に係る指標が一定となるように、目標電圧Ｖｄｃ＊を設定する例が示される。

図９は、インバータ６０での直流／交流電圧変換のためのＰＷＭ制御を説明するための概略的な波形図である。

図９を参照して、電圧指令（相電圧）Ｖａｃ＊は、交流電動機２００の各相コイル巻線に印加されるべき正弦波電圧を示している。三相交流電動機では、電圧指令Ｖａｃ＊は、相間で１２０度ずつ位相がずれた正弦波電圧として生成される。たとえば、交流電動機２００の各相の電流フィードバック制御によって、電圧指令Ｖａｃ＊を求めることができる。電圧指令Ｖａｃ＊の振幅によって、交流電動機２００のトルクを制御することができる。また、電圧指令Ｖａｃ＊の周波数は、交流電動機２００の回転速度に対応する。

インバータ６０のＰＷＭ制御によって、コンバータ４０ａからの直流電圧Ｖｄｃを振幅とするＰＷＭ電圧が、交流電動機２００に出力される。三角波のキャリア波の電圧Ｖｃｗと、電圧指令Ｖａｃ＊との電圧比較に従って、インバータ６０を構成するスイッチング素子（図示せず）がオンオフ制御されることにより、電圧指令Ｖａｃ＊に従うＰＷＭ電圧が発生される。ＰＷＭ電圧の基本波成分は、電圧指令Ｖａｃ＊に相当する。また、ＰＷＭ制御におけるキャリア波電圧Ｖｃｗのピーク・トゥ・ピーク値は、コンバータ４０ａからの直流電圧Ｖｄｃに相当する。

一般に、インバータ６０による変調率Ｋ１および電圧利用率Ｋ２は、下記の（４）式および（５）式で示されることが知られている。

Ｋ１＝Ｖａｍ／（Ｖｄｃ／２） …（４）
Ｋ２＝√２・Ｖｌｍ／Ｖｄｃ …（５）
なお、式（４）中におけるＶａｍは、Ｖａｃ＊の振幅である。式（５）中において、Ｖｌｍは、Ｖａｃ＊（相電圧）によって生じる交流電動機２００での線間電圧の実効値であり、Ｖｌｍ＝√（３／２）・Ｖａｍの関係がある。

図１０は、実施の形態１の変形例１に従うコンバータの目標電圧の設定のための制御処理を説明するフローチャートである。

図１０を参照して、制御回路９０はステップＳ１００により、交流電動機２００の動作状態から、交流電圧指令Ｖａｃ＊を算出する。たとえば、交流電動機２００の回転速度および／または電流のフィードバック制御により、交流電動機２００のトルクおよび／または回転速度を適切に制御するための振幅および周波数を有するように、交流電圧指令Ｖａｃ＊が求められる。

制御回路９０は、ステップＳ１１０により、ステップＳ１００で求められた交流電圧指令Ｖａｃ＊（振幅Ｖａｍ）から、式（４）または式（５）に従って、目標電圧Ｖｄｃ＊を算出する。

たとえば、式（４）においてＫ１が一定値（たとえば、Ｋ１＝１．０、すなわち、変調率＝１００（％））、または、式（５）においてＫ２が一定値（たとえば、Ｋ２＝１．０、すなわち、電圧利用率＝１００（％））となるように、目標電圧Ｖｄｃ＊を算出することができる。あるいは、上記一定値は、インバータ６０を過変調運転するように、１．０より大きく設定することも可能である。過変調運転では、電圧波形に歪みが生じるが、インバータ６０での効率を改善することができる。

このように、実施の形態１に従う電力変換装置において、コンバータ４０ａの目標電圧Ｖｄｃ＊は、図２に示したように交流電動機２００の回転速度に従った設定に代えて、この変形例で説明したように、インバータ６０での変調率または電圧利用率が一定となるように設定しても、交流電動機２００の動作状態に対応させて適切に設定することができる。

実施の形態１の変形例２．
図１１は、実施の形態１の変形例２に従う電力変換装置１００ｂの構成を説明するための概略的な回路図である。

図１１を図１と比較して、実施の形態１の変形例２に従う電力変換装置１００ｂは、コンバータ４０ａ（図１）に代えて、コンバータ４０ｂを備える。コンバータ４０ｂは、コンバータ４０ａと比較して、降圧回路２０に対応して配置されるバイパススイッチ２５が、複数個（図１１の例では３個）の並列接続されたスイッチ素子２５ａ〜２５ｃによって構成されている点で異なる。スイッチ素子２５ａ〜２５ｃは、制御回路９０によって共通に制御される。すなわち、スイッチ素子２５ａ〜２５ｃのオンオフは、バイパススイッチ２５と同様に制御される。スイッチ素子２５ａ〜２５ｃについても、たとえば、電磁リレーによって構成することができる。

コンバータ４０ｂのその他の部分の構成および動作は、コンバータ４０ａと同様であり、電力変換装置１００ｂについても、コンバータ４０ｂ以外の部分の構成および動作は、電力変換装置１００ａと同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。したがって、コンバータ４０ｂによる出力電圧Ｖｄｃの制御は、実施の形態１のコンバータ４０ａと同様であり、インバータ６０による交流電動機２００の制御についても実施の形態１と同様である。

バイパススイッチを、並列接続された複数個のスイッチ（たとえば、電磁リレー）で構成することにより、電流容量の確保は容易となる。特に、大容量へ対応する場合には、比較的安価な低容量のスイッチを用いて電流容量を確保することにより、単一のバイパススイッチの容量を大きくする構成と比較して、コストを抑制することができる。

なお、図１１では、バイパススイッチ２５を並列接続された複数個のスイッチ素子で構成する例を説明したが、昇圧回路３０に対応して配置されるバイパススイッチ２５についても、同様の構成を適用することができる。

すなわち、実施の形態１の変形例２によれば、バイパススイッチ２５および／または３５を、並列接続された複数個のスイッチ素子によって構成することにより、コストを抑制した上で電流容量を確保することが容易となる。

実施の形態２．
図１２は、実施の形態２に従う電力変換装置の構成を説明するための概略的な回路図である。

図１２を図１と比較して、実施の形態２に従う電力変換装置１００ｃは、コンバータ４０ａ（図１）に代えて、コンバータ４０ｃを備える。コンバータ４０ｃは、コンバータ４０ａと比較して、昇圧回路３０に代えて昇圧回路７０を有する点で異なる。

昇圧回路７０は、ダイオード７１，７２と、スイッチング素子７３，７４と、中間コンデンサ７５と、降圧回路２０と共有されるリアクトル４５とを有する。

ダイオード７１および７２は、ノードＮ２および出力ノードＮｏの間に直列接続される。ダイオード７１および７２の各々は、ノードＮ２から出力ノードＮｏに向かう方向を順方向として接続される。

スイッチング素子７３および７４は、ノードＮ２および基準電圧配線１１の間に直列に接続される。中間コンデンサ７５は、ダイオード７１および７２の接続点と、スイッチング素子７３および７４の接続点との間に電気的に接続される。スイッチング素子７３，７４の各々のオンオフは、制御回路９０によって制御される。

リアクトル４５は、実施の形態１と同様に、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続されて、降圧回路２０および昇圧回路７０によって共有される。昇圧回路７０は、特許文献２に記載されたマルチレベルチョッパ回路と同様の回路構成を有している。

コンバータ４０ｃにおいても、バイパススイッチ３５は、ノードＮ２および出力ノードＮｏの間に接続される。すなわち、バイパススイッチ３５は、ダイオード７１および７２と並列に接続されており、コンバータ４０ｃでは、ダイオード７１および７２は「第１および第２のダイオード」にそれぞれ対応し、ダイオード７１および７２によって「第２の半導体素子」の一実施例を構成することができる。また、ノードＮ２は「中間ノード」に対応し、スイッチング素子７３および４２は「第１および第２のスイッチング素子」に対応する。

コンバータ４０ｃのその他の部分の構成および動作は、コンバータ４０ａと同様であり、電力変換装置１００ｃについて、コンバータ４０ｃ以外の部分の構成および動作は、電力変換装置１００ａと同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。コンバータ４０ｃの目標電圧Ｖｄｃ＊についても、実施の形態１またはその変形例１に従って、交流電動機２００の動作状態に対応させて設定することができる。

また、実施の形態２においても、バイパススイッチ２５および３５の各々は、実施の形態１の変形例１と同様に、並列接続された複数個のスイッチ素子によって構成することが可能である。

図１３には、実施の形態２に従うコンバータ４０ｃの各動作モードでの回路動作が示される。

図１３を参照して、Ｖｄｃ＊＜Ｖｉｎの領域で適用される降圧モードでは、降圧回路２０は、実施の形態１で説明したスイッチング素子２１のＰＷＭ制御によって、目標電圧Ｖｄｃ＊（Ｖｄｃ＊≦Ｖｉｎ）に従って出力電圧Ｖｄｃを制御することができる。ＰＷＭ制御されるスイッチング素子２１と並列に接続されたバイパススイッチ２５は、実施の形態１と同様に常時オフされる。

降圧モードでは、昇圧回路７０は、スイッチング素子７３および７４を常時オフすることによって電力変換（昇圧動作）を停止する。一方で、昇圧回路７０は、降圧回路２０がノードＮ２に出力した電圧を、出力電圧Ｖｄｃとして出力ノードＮｏへ伝達する経路を形成する必要がある。

降圧モードにおいて、バイパススイッチ３５は、実施の形態１と同様に常時オンされる。これにより、降圧モードにおいて、降圧回路２０の出力電圧（Ｖｄｃ相当）を出力ノードＮｏへ伝達する経路の電気抵抗値を、ダイオード７１，７２のみで伝達する構成と比較して低下することができる。

Ｖｄｃ＊≧Ｖｉｎの領域で適用される昇圧モードにおいて、実施の形態１と同様に、スイッチング素子２１を常時オンするとともに、バイパススイッチ２５がオンされる。これにより、降圧回路２０が電力変換（降圧動作）を停止するとともに、入力ノードＮｉの入力電圧Ｖｉｎを、昇圧チョッパの入力ノードに相当するノードＮ１へ伝達する経路を形成することができる。実施の形態１で説明した様に、スイッチング素子２１は、バイパススイッチ２５に電流が流れた後にオフすることも可能である。

一方で、昇圧回路７０は、スイッチング素子７３および７４のＰＷＭ制御によって、入力電圧Ｖｉｎを昇圧する電力変換を実行する。昇圧回路７０は、特許文献２の図３に示されるように、スイッチング素子７４のみがオンされる第１の期間、スイッチング素子７３のみがオンされる第２の期間、スイッチング素子７３，７４ともオンされる第３の期間、および、スイッチング素子７３，７４ともオフされる第４の期間のうちの少なくとも一部を組み合わせるように、スイッチング素子７３，７４のＰＷＭ制御を行うことができる。特に、位相が１８０度ずれたキャリア波を用いたＰＷＭ制御によって、スイッチング素子７３および７４が交互にオンオフすることにより、第１の期間および第２の期間を交互に設けることも可能である。

上記第１〜第４の期間では、リアクトル４５を含む異なった電流経路が形成される。したがって、昇圧回路７０は、これらのリアクトル４５を含む電流経路を切換えながら、直流電源１０からの電力を、リアクトル４５および中間コンデンサ７５に蓄積する期間を設けることによって、ノードＮ２に伝達された入力電圧を昇圧する電力変換（すなわち、「第２の電力変換」）を実行することができる。

したがって、昇圧回路７０は、昇圧回路３０と同様に、目標電圧Ｖｄｃ＊に従って、ノードＮ２の直流電圧よりも高い出力電圧Ｖｄｃを、出力ノードＮｏに生成することができる。この際に、中間コンデンサ７５の電圧をＶｄｃ／２に制御するようにスイッチング素子７３，７４のオンオフ（すなわち、第１〜４の期間の設定）を制御することによって、スイッチング素子７３，７４での損失の抑制、および、出力電圧Ｖｄｃのリップルの抑制を図ることができる。

この結果、コンバータ４０ｃでは、昇圧モードにおけるコンバータ４０ｃの効率を高めることができる。一方で、昇圧回路７０では、ノードＮ２および出力ノードＮｏの間の経路に２個のダイオード７１，７２が接続されるので、降圧モードにおける当該経路での損失の増加が懸念される。しかしながら、バイパススイッチ３５を配置することによって、降圧モードの効率についても、コンバータ４０ａと同等に維持できる。

このように、実施の形態２に従う電力変換装置によれば、半導体素子数が多い昇圧回路７０によって昇圧モードでの効率を高めるとともに、バイパススイッチ３５によって降圧モードでの効率を維持することができる。

なお、実施の形態２での昇圧回路７０（マルチレベルチョッパ回路）に代えて、半導体素子を含んで構成された、昇圧機能を有する任意の昇圧回路を配置することも可能である。この場合にも、降圧モードにおいて、昇圧回路をバイパスする電圧伝達経路を形成するためのバイパススイッチを、当該昇圧回路の半導体素子と並列に接続することにより、同様の効果を得ることができる。

同様に、各実施の形態において、降圧回路２０についても、半導体素子を含んで構成された、降圧機能を有する任意の降圧回路を降圧チョッパに代えて配置することが可能である。この場合にも、昇圧モードにおいて、降圧回路２０をバイパスする電圧伝達経路を形成するためのバイパススイッチを、当該降圧回路の半導体素子と並列に接続することにより、同様の効果を得ることができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、直流電源が交流電源および整流回路によって構成されることによって、入力電圧Ｖｉｎがリップル成分を有しているときの好ましい制御例について説明する。

図１４は、直流電源１０からの入力電圧Ｖｉｎの波形例である。
図１４を参照して、入力電圧Ｖｉｎには、三相交流電圧の整流によって、電源周波数の６倍の周波数のリップル電圧が発生する。これにより、入力電圧Ｖｉｎは、三相交流電圧の振幅に相当する上限値Ｖ１と、下限値Ｖ２との間で周期的に変動する。下限値Ｖ２は、電源電圧値に基づいて予め求めることが可能である。

このように入力電圧Ｖｉｎが変動することにより、交流電動機２００の動作状態に対応して設定された目標電圧Ｖｄｃ＊がＶ１〜Ｖ２の範囲内であるときには、昇圧モードおよび降圧モードの切換えが頻繁に発生することで、コンバータ４０ａ〜４０ｃの動作が不安定化することが懸念される。

したがって、実施の形態３では、実施の形態１および２ならびにその変形例で説明した電力変換装置１００ａ〜１００ｃの動作を安定化するように目標電圧Ｖｄｃ＊を設定する。

図１５は、実施の形態３に従うコンバータの目標電圧の設定手法を説明するフローチャートである。

図１５を参照して、制御回路９０は、ステップＳ２００により、交流電動機２００の動作状態に対応させて、図２または図１０で説明した内容に従って、コンバータ４０ａ〜４０ｃの目標電圧Ｖｄｃ＊を設定する。すなわち、ステップＳ２００では、交流電動機２００の動作状態に基づく理想的なＶｄｃの値が算出されている。

制御回路９０は、ステップＳ２１０により、ステップＳ２００で算出した目標電圧Ｖｄｃ＊が、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内であるかどうかを判定する。Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内であるとき（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）には、このままの目標電圧Ｖｄｃ＊を用いると、昇圧モードおよび降圧モードが頻繁に切換わることが懸念される。したがって制御回路は、ステップＳ２２０により、目標電圧Ｖｄｃ＊＝Ｖ２に修正する。これにより、コンバータ４０ａ〜４０ｃは、昇圧モードで動作することになる。

一方で、制御回路９０は、目標電圧Ｖｄｃ＊がＶ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内にないとき（Ｓ２１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２２０をスキップして、ステップＳ２００で設定された目標電圧Ｖｄｃ＊を維持する。

図１６には、実施の形態３によるコンバータの目標電圧Ｖｄｃ＊の設定および動作モードの選択の一例が示される。

図１６を参照して、図２と同様に交流電動機２００の回転速度に比例して目標電圧Ｖｄｃ＊を設定すると、回転速度がＮ１より高くＮ２以下の範囲では、ステップＳ２００では、点線で示すようにＶ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲に、目標電圧Ｖｄｃ＊が設定されてしまう。

図１６中に実線で示されるように、ステップＳ２１０〜Ｓ２２０の処理により、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の電圧範囲内では、強制的にＶｄｃ＊＝Ｖ２に修正される。したがって、回転速度がＮ１〜Ｎ２の範囲では、継続的に昇圧モードが適用されることにより、昇圧モードおよび降圧モードの切換えが頻繁に発生することを回避して、コンバータ４０ａ〜４０ｃを安定的に動作させることができる。

なお、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内において、降圧モードではなく昇圧モードを適用することにより、インバータ６０の交流電圧（ＰＷＭ電圧）の振幅を、交流電動機２００の誘起電圧よりも高く維持することができるので、交流電動機２００の効率が大幅に低下することを防止できる。

このように、実施の形態３に従う電力変換装置によれば、電力変換装置の直流電源が交流電源および整流回路で構成されることによって、入力電圧がリップル成分を有しているときにも、安定的に動作することが可能である。

実施の形態４．
実施の形態４では、直流電源が交流電源および整流回路によって構成されることによって、入力電圧Ｖｉｎがリップル成分を有しているときの好ましい他の制御例について説明する。実施の形態４では、実施の形態３と比較して、降圧モードと昇圧モードの切り替え方が異なる。

図１７は、実施の形態４に従うコンバータの目標電圧の設定手法を説明するフローチャートである。

図１７を参照して、制御回路９０は、ステップＳ３００により、交流電動機２００の動作状態に対応させて、コンバータ４０ａ〜４０ｃの目標電圧Ｖｄｃ＊を設定する。ステップＳ３００においても、図１５のステップＳ２００と同様に、図２または図１０で説明した内容に従って、交流電動機２００の動作状態に基づく理想的なＶｄｃの値を算出することができる。

制御回路９０は、ステップＳ３１０により、ステップＳ３００で算出した目標電圧Ｖｄｃ＊が、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内であるかどうかを判定する。Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内であるとき（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）には、このままの目標電圧Ｖｄｃ＊を用いると、昇圧モードおよび降圧モードが頻繁に切換わることが懸念される。したがって制御回路は、ステップＳ３２０により、目標電圧Ｖｄｃ＊＝Ｖ１に修正する。これにより、コンバータ４０ａ〜４０ｃは、降圧モードで動作することになる。

一方で、制御回路９０は、目標電圧Ｖｄｃ＊がＶ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内にないとき（Ｓ３１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３２０をスキップして、ステップＳ３００で設定された目標電圧Ｖｄｃ＊を維持する。

図１８には、実施の形態４によるコンバータの目標電圧Ｖｄｃ＊の設定および動作モードの選択の一例が示される。

図１８を参照して、図２と同様に交流電動機２００の回転速度に比例して目標電圧Ｖｄｃ＊を設定すると、回転速度がＮ１より高くＮ２以下の範囲では、ステップＳ３００では、点線で示すようにＶ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲に、目標電圧Ｖｄｃ＊が設定されてしまう。

図１８中に実線で示されるように、ステップＳ３１０〜Ｓ３２０の処理により、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の電圧範囲内では、強制的にＶｄｃ＊＝Ｖ１に修正される。したがって、回転速度がＮ１〜Ｎ２の範囲では、継続的に降圧モードが適用されることにより、昇圧モードおよび降圧モードの切換えが頻繁に発生することを回避して、コンバータ４０ａ〜４０ｃを安定的に動作させることができる。

Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内において、昇圧モードではなく降圧モードを適用することにより、昇圧モードと比較して交流電動機２００の効率が悪化するものの、平滑コンデンサ５０の電圧が低くなることから、インバータ６０のスイッチングによって生じる損失を低減することができる。

このように、実施の形態４に従う電力変換装置によっても、実施の形態３に従う電力変換装置と同様に入力電圧がリップル成分を有しているときにも、安定的に動作することが可能である。

実施の形態５．
実施の形態５では、実施の形態３および４と同様に入力電圧Ｖｉｎがリップル成分を有しているときに、電力変換装置を高効率に動作させるための制御例を説明する。

図１９は、実施の形態５に従うコンバータの目標電圧の設定手法を説明するフローチャートである。

図１９を参照して、制御回路９０は、ステップＳ４００により、交流電動機２００の動作状態に対応させて、コンバータ４０ａ〜４０ｃの目標電圧Ｖｄｃ＊を設定する。ステップＳ３００においても、図１５のステップＳ２００および図１７のステップＳ３００と同様に、図２または図１０で説明した内容に従って、交流電動機２００の動作状態に基づく理想的なＶｄｃの値を算出することができる。

制御回路９０は、ステップＳ４１０により、ステップＳ４００で算出した目標電圧Ｖｄｃ＊が、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内であるかどうかを判定する。Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内であるとき（Ｓ４１０のＹＥＳ判定時）には、このままの目標電圧Ｖｄｃ＊を用いると、昇圧モードおよび降圧モードが頻繁に切換わることが懸念される。

そこで、制御回路９０は、ステップＳ４２０により、Ｖｄｃ＊＜Ｖ３の範囲内であるか確認する。制御回路９０は、Ｖｄｃ＊＜Ｖ３であるときには（Ｓ４２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ４３０により、Ｖｄｃ＊＝Ｖ１に修正する。一方で、制御回路９０は、Ｖｄｃ＊≧Ｖ３であるときには（Ｓ４２０のＮＯ判定時）、ステップＳ４４０により、Ｖｄｃ＊＝Ｖ２に修正する。

これにより、コンバータ４０ａ〜４０ｃは、Ｖｄｃ＊＜Ｖ３の範囲内にあるときは、降圧モードで動作し、逆に範囲外であるときは、コンバータ４０ａ〜４０ｃは、昇圧モードで動作することになる。

これに対して、制御回路９０は、目標電圧Ｖｄｃ＊がＶ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内にないとき（Ｓ４１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ４２０〜Ｓ４４０をスキップして、ステップＳ４００で設定された目標電圧Ｖｄｃ＊を維持する。

図２０には、実施の形態５によるコンバータの目標電圧Ｖｄｃ＊の設定および動作モードの選択の一例が示される。

図２０を参照して、図２と同様に交流電動機２００の回転速度に比例して目標電圧Ｖｄｃ＊を設定すると、回転速度がＮ１より高くＮ２以下の範囲では、ステップＳ４００では、点線で示すようにＶ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲に、目標電圧Ｖｄｃ＊が設定されてしまう。

図２０中に実線で示されるように、ステップＳ４１０〜Ｓ４４０の処理により、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲内では、Ｖｄｃ＊と予め定められた境界値Ｖ３との比較に従って、Ｖｄｃ＊＝Ｖ１またはＶｄｃ＊＝Ｖ２に修正される。したがって、回転速度がＮ１〜Ｎ２の範囲では、昇圧モードおよび降圧モードの切換えが頻繁に発生することを回避して、コンバータ４０ａ〜４０ｃを安定的に動作させることができる。

ここで、境界値Ｖ３は、Ｖ１＜Ｖ３＜Ｖ２の値で設定される。境界値Ｖ３の設定値によって、降圧モードと昇圧モードの境目を決定できる。境界値Ｖ３は、電力変換装置１００ａまたは１００ｂと、交流電動機２００のトータル損失に基づいて設定することができる。例えば、Ｖ１＜Ｖｄｃ＊＜Ｖ２の範囲において、実施の形態３のように昇圧モードで固定的に動作させた場合における、電力変換装置１００ａ，１００ｂ（昇圧回路３０およびインバータ６０）ならびに交流電動機２００のトータル損失（第１の全損失）と、実施の形態３のように降圧モードで固定的に動作させた場合における、電力変換装置１００ａ，１００ｂ（降圧回路２０およびインバータ６０）ならびに交流電動機２００のトータル損失（第２の全損失）とを、シミュレーション等によって各Ｖｄｃ＊に対して取得する。そして、昇圧モードで固定的に動作させた場合における第１の全損失と、降圧モードで固定的に動作させた場合における第２の全損失とが等しくなるポイントをＶ３に設定することができる。

これにより、Ｖｄｃ＊＜Ｖ３の範囲では、電力変換装置１００ａ，１００ｂが降圧モードで動作したときのトータル損失（第２の全損失）が、電力変換装置１００ａ，１００ｂが昇圧モードで動作したときのトータル損失（第１の全損失）よりも小さくなるように、境界値Ｖ３を設定することができる。同様に、Ｖｄｃ＊＞Ｖ３の範囲では、電力変換装置１００ａ，１００ｂが昇圧モードで動作したときのトータル損失（第１の全損失）が、電力変換装置１００ａ，１００ｂが降圧モードで動作したときのトータル損失（第２の全損失）よりも小さくなるように、境界値Ｖ３を設定することができる。この結果、Ｖｄｃ＊＜Ｖ３の範囲では降圧モードを適用し、Ｖｄｃ＊≧Ｖ３の範囲では昇圧モードを適用することによって、電力変換装置１００ａ，１００ｂおよび交流電動機２００による損失を低減することができる。

このように、実施の形態５に従う電力変換装置によれば、実施の形態３および４に従う電力変換装置と同様に入力電圧がリップル成分を有しているときにも、安定的に動作することが可能であるとともに、電力変換装置１００ａ，１００ｂおよび交流電動機２００の損失を最小化するように高効率で動作することが可能である。

なお、実施の形態１および２、ならびに、それらの変形例では、直流電源１０からインバータ６０へ向かう方向で、降圧回路２０、昇圧回路３０（７０）の順で接続される構成を例示したが、昇圧回路３０（７０）および降圧回路２０の順に接続する構成とすることも可能である。このような構成としても、バイパススイッチ２５，３５を降圧回路２０および昇圧回路３０（７０）に対応して配置することにより、交流電動機２００の動作状態に応じて、重負荷領域および軽負荷領域の両方において交流電動機を高効率で駆動する機能を実現することができる。なお、このような構成においても、実施の形態３〜５によって目標電圧Ｖｄｃ＊を修正することが可能である。

しかしながら、昇圧回路および降圧回路の順に接続した構成では、リアクトル４５を共有することができなくなり、昇圧回路および降圧回路の両方にリアクトルを配置することが必要となる。言い換えると、図１等に例示したように降圧回路および昇圧回路の順で接続される構成とすることによって、リアクトル４５の共有による、小型化および低コスト化の効果をさらに享受することが可能となる。

なお、実施の形態１および２、ならびに、それらの変形例では、直流電源１０は、バッテリやコンデンサ等の直流電力の蓄積要素によって構成することも可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０直流電源、１１基準電圧配線、１５整流回路、２０降圧回路、２１，３１，７３，７４スイッチング素子、２２，３２，７１，７２ダイオード、２５，３５バイパススイッチ、２５ａ，２５ｃスイッチ素子、３０，７０昇圧回路、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃコンバータ、４５リアクトル、５０平滑コンデンサ、５１電圧センサ、６０インバータ、７５中間コンデンサ、９０制御回路、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ電力変換装置、２００交流電動機、ＤＴデューティ比、Ｎ１，Ｎ２ノード、Ｎｉ入力ノード（コンバータ）、Ｎｏ出力ノード（コンバータ）、Ｐ１〜Ｐ４電流経路、Ｔｃスイッチング周期、Ｔｏｎオン期間、Ｖｃ制御電圧、Ｖｃｗキャリア波電圧、Ｖｄｃ出力電圧（コンバータ）、Ｖｄｃ＊目標電圧（コンバータ）。

Claims

交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有し、前記入力ノードに接続される降圧回路と、
第２の半導体素子を有し、前記降圧回路および前記出力ノードの間に接続される昇圧回路と、
前記第１および第２の半導体素子の間に電気的に接続されるリアクトルとを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記昇圧回路は、
接地配線および中間ノードの間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記中間ノードおよび前記出力ノードの間に、前記第２の半導体素子として、直列に接続された第１および第２のダイオードと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接続点との間に接続された中間コンデンサとを有し、
前記リアクトルは、前記中間ノードおよび前記降圧回路の前記第１の半導体素子の間に電気的に接続され、
前記第２のバイパススイッチは、前記中間ノードおよび前記出力ノードに、直列接続された前記第１および第２のダイオードと並列に接続され、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記制御回路は、前記交流電動機の回転速度の上昇に応じて前記第２の直流電圧を上昇するとともに、前記回転速度の低下に応じて前記第２の直流電圧を低下するように、前記回転速度に応じて前記第２の直流電圧の目標値を設定し、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値を前記電圧範囲よりも高い電圧に修正するとともに、前記第１のモードで前記電力変換装置を動作させる、電力変換装置。
交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有し、前記入力ノードに接続される降圧回路と、
第２の半導体素子を有し、前記降圧回路および前記出力ノードの間に接続される昇圧回路と、
前記第１および第２の半導体素子の間に電気的に接続されるリアクトルとを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記昇圧回路は、
接地配線および中間ノードの間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記中間ノードおよび前記出力ノードの間に、前記第２の半導体素子として、直列に接続された第１および第２のダイオードと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接続点との間に接続された中間コンデンサとを有し、
前記リアクトルは、前記中間ノードおよび前記降圧回路の前記第１の半導体素子の間に電気的に接続され、
前記第２のバイパススイッチは、前記中間ノードおよび前記出力ノードに、直列接続された前記第１および第２のダイオードと並列に接続され、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記制御回路は、前記交流電圧および前記第２の直流電圧から算出される前記インバータの変調率または電圧利用率が一定となるように、前記第２の直流電圧の目標値を設定し、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値を前記電圧範囲よりも高い電圧に修正するとともに、前記第１のモードで前記電力変換装置を動作させる、電力変換装置。
交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有し、前記入力ノードに接続される降圧回路と、
第２の半導体素子を有し、前記降圧回路および前記出力ノードの間に接続される昇圧回路と、
前記第１および第２の半導体素子の間に電気的に接続されるリアクトルとを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記昇圧回路は、
接地配線および中間ノードの間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記中間ノードおよび前記出力ノードの間に、前記第２の半導体素子として、直列に接続された第１および第２のダイオードと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接続点との間に接続された中間コンデンサとを有し、
前記リアクトルは、前記中間ノードおよび前記降圧回路の前記第１の半導体素子の間に電気的に接続され、
前記第２のバイパススイッチは、前記中間ノードおよび前記出力ノードに、直列接続された前記第１および第２のダイオードと並列に接続され、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記制御回路は、前記交流電動機の回転速度の上昇に応じて前記第２の直流電圧を上昇するとともに、前記回転速度の低下に応じて前記第２の直流電圧を低下するように、前記回転速度に応じて前記第２の直流電圧の目標値を設定し、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値を前記電圧範囲よりも低い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第２のモードで動作させる、電力変換装置。
交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有し、前記入力ノードに接続される降圧回路と、
第２の半導体素子を有し、前記降圧回路および前記出力ノードの間に接続される昇圧回路と、
前記第１および第２の半導体素子の間に電気的に接続されるリアクトルとを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記昇圧回路は、
接地配線および中間ノードの間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記中間ノードおよび前記出力ノードの間に、前記第２の半導体素子として、直列に接続された第１および第２のダイオードと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接続点との間に接続された中間コンデンサとを有し、
前記リアクトルは、前記中間ノードおよび前記降圧回路の前記第１の半導体素子の間に電気的に接続され、
前記第２のバイパススイッチは、前記中間ノードおよび前記出力ノードに、直列接続された前記第１および第２のダイオードと並列に接続され、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記制御回路は、前記交流電圧および前記第２の直流電圧から算出される前記インバータの変調率または電圧利用率が一定となるように、前記第２の直流電圧の目標値を設定し、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値を前記電圧範囲よりも低い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第２のモードで動作させる、電力変換装置。
交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有し、前記入力ノードに接続される降圧回路と、
第２の半導体素子を有し、前記降圧回路および前記出力ノードの間に接続される昇圧回路と、
前記第１および第２の半導体素子の間に電気的に接続されるリアクトルとを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記昇圧回路は、
接地配線および中間ノードの間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記中間ノードおよび前記出力ノードの間に、前記第２の半導体素子として、直列に接続された第１および第２のダイオードと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接続点との間に接続された中間コンデンサとを有し、
前記リアクトルは、前記中間ノードおよび前記降圧回路の前記第１の半導体素子の間に電気的に接続され、
前記第２のバイパススイッチは、前記中間ノードおよび前記出力ノードに、直列接続された前記第１および第２のダイオードと並列に接続され、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記制御回路は、前記交流電動機の回転速度の上昇に応じて前記第２の直流電圧を上昇するとともに、前記回転速度の低下に応じて前記第２の直流電圧を低下するように、前記回転速度に応じて前記第２の直流電圧の目標値を設定し、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値が、前記電圧範囲内に予め定められた境界値よりも低いときには、前記目標値を前記電圧範囲よりも低い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第２のモードで動作させる一方で、前記目標値が前記境界値よりも高いときには、前記目標値を前記電圧範囲よりも高い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第１のモードで動作させる、電力変換装置。
交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有し、前記入力ノードに接続される降圧回路と、
第２の半導体素子を有し、前記降圧回路および前記出力ノードの間に接続される昇圧回路と、
前記第１および第２の半導体素子の間に電気的に接続されるリアクトルとを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記昇圧回路は、
接地配線および中間ノードの間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、
前記中間ノードおよび前記出力ノードの間に、前記第２の半導体素子として、直列に接続された第１および第２のダイオードと、
前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接続点との間に接続された中間コンデンサとを有し、
前記リアクトルは、前記中間ノードおよび前記降圧回路の前記第１の半導体素子の間に電気的に接続され、
前記第２のバイパススイッチは、前記中間ノードおよび前記出力ノードに、直列接続された前記第１および第２のダイオードと並列に接続され、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記制御回路は、前記交流電圧および前記第２の直流電圧から算出される前記インバータの変調率または電圧利用率が一定となるように、前記第２の直流電圧の目標値を設定し、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値が、前記電圧範囲内に予め定められた境界値よりも低いときには、前記目標値を前記電圧範囲よりも低い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第２のモードで動作させる一方で、前記目標値が前記境界値よりも高いときには、前記目標値を前記電圧範囲よりも高い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第１のモードで動作させる、電力変換装置。
前記制御回路は、前記交流電動機の回転速度に応じて、前記第１および第２のバイパススイッチのオンオフを制御する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記交流電動機の動作状態の検出値に基づいて、前記第１および第２のバイパススイッチのオンオフを制御する、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記第１のバイパススイッチのオン抵抗は、前記第１の半導体素子のオン抵抗よりも低く、かつ、前記第２のバイパススイッチのオン抵抗は、前記第２の半導体素子のオン抵抗よりも低い、請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記降圧回路は、前記リアクトルを含む複数の異なる電流経路を切換えることによって、前記第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、前記リアクトルを含む複数の異なる電流経路を切換えることによって、前記第２の電力変換を実行する、請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記第１のモードにおいて、前記降圧回路による前記第１の電力変換を停止する一方で前記昇圧回路を動作させ、かつ、
前記第２のモードにおいて、前記昇圧回路による前記第２の電力変換を停止する一方で前記降圧回路を動作させる、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記第１の半導体素子は、第３のスイッチング素子であり、
前記制御回路は、前記第１のモードにおいて、前記第３のスイッチング素子をオンしつつ前記第１のバイパススイッチをオンする、請求項１〜６および１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
交流電動機を駆動するための電力変換装置であって、
前記交流電動機に交流電圧を供給するためのインバータと、
直流電源と前記インバータとの間に接続されたコンバータとを備え、
前記コンバータは、
前記直流電源と接続される入力ノードと、
前記インバータの直流側と接続される出力ノードと、
第１の半導体素子を有する降圧回路と、
第２の半導体素子を有する昇圧回路とを含み、
前記降圧回路および前記昇圧回路は、前記入力ノードおよび前記出力ノードの間に直列接続され、
前記降圧回路は、動作時に入力された電圧を降圧するための第１の電力変換を実行し、
前記昇圧回路は、動作時に入力された電圧を昇圧するための第２の電力変換を実行し、
前記電力変換装置は、
前記第１の半導体素子と並列に接続された第１のバイパススイッチと、
前記第２の半導体素子と並列に接続された第２のバイパススイッチと、
前記昇圧回路、前記降圧回路、ならびに、前記第１および第２のバイパススイッチを制御するための制御回路とをさらに備え、
前記入力ノードには第１の直流電圧が入力されるとともに前記出力ノードから第２の直流電圧が出力され、
前記制御回路は、前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも高い範囲に制御する第１のモードにおいて、前記第１のバイパススイッチをオンする一方で前記第２のバイパススイッチをオフし、かつ、
前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低く制御する第２のモードにおいて、前記第２のバイパススイッチをオンする一方で前記第１のバイパススイッチをオフし、
前記直流電源は、交流電源と、前記交流電源および前記入力ノードの間に接続された整流回路とを含んで構成され、
前記制御回路は、前記交流電動機の状態に応じて設定された前記第２の直流電圧の目標値が、前記整流回路からの出力電圧がリップル成分を有する電圧領域に対応して予め定められた電圧範囲内である場合には、前記目標値が、前記電圧範囲内に予め定められた境界値よりも低いときには、前記目標値を前記電圧範囲よりも低い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第２のモードで動作させる一方で、前記目標値が前記境界値よりも高いときには、前記目標値を前記電圧範囲よりも高い電圧に修正するとともに、前記電力変換装置を前記第１のモードで動作させ、
前記制御回路は、前記交流電動機の回転速度に応じて、又は、前記交流電圧および前記第２の直流電圧から算出される前記インバータの変調率または電圧利用率が一定となるように、前記第２の直流電圧の目標値を設定する、電力変換装置。
前記境界値は、前記電力変換装置が前記第１のモードで動作したときの前記電力変換装置および前記交流電動機のトータル損失である第１の全損失と、前記電力変換装置が前記第１のモードで動作したときの前記電力変換装置および前記交流電動機のトータル損失である第２の全損失との比較に基づいて予め設定される、請求項５、６および１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記第１および第２のバイパススイッチの少なくとも一方は、並列接続された複数のスイッチ素子によって構成される、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。