JP5195101B2

JP5195101B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置及び制御方法

Info

Publication number: JP5195101B2
Application number: JP2008180699A
Authority: JP
Inventors: 浩横溝; 重俊大道寺
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2008-07-10
Filing date: 2008-07-10
Publication date: 2013-05-08
Anticipated expiration: 2028-07-10
Also published as: JP2010022136A

Description

本発明は、双方向に電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及び制御方法に関する。

車両や動力機械の省エネルギーのために、力行と回生の双方向に電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが利用されている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、無負荷、力行、または回生等の急激な変動に対して、安定且つ高速に対応するために、１サイクル中のリアクトル電流の状態を３モードに分け、各モード毎にスイッチング素子のデューティ比を補正する技術が知られている（例えば、特許文献１）。

この技術によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力に基づいて、１サイクル中のリアクトル電流の変化を推定し、推定したリアクトル電流の変化が、常に正のモードＩ（力行時）と、０を跨いで正負となるモードII（無負荷時）と、常に負のモードIII （回生時）とに分類し、モードに応じてデューティ比を補正していた。
特開２００４−１２０８４４号公報

しかしながら、上記従来技術においては、平滑コンデンサで平滑された後の出力電力に基づいたモード判定によりデューティ比を補正していたため、例えば、１サイクル中の大半の期間でリアクトル電流が負の値であるが、デッドタイム中にリアクトル電流が０となる場合や、１サイクル中の大半の期間でリアクトル電流が負の値であるが、デッドタイム付近でリアクトル電流が０を超えて正の値となり、デッドタイム中に再び０となるような場合に対して、正確なデッドタイム補正ができずに、電圧変動が発生するという問題点があった。

上記問題点を解決するために、本発明は、第一充放電手段と第二充放電手段との間で双方向に電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子をオン／オフさせる降圧制御信号及び昇圧制御信号を生成する電圧制御手段と、デッドタイムのない場合に前記リアクトルに流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値ＩLMN を演算するリアクトル電流演算手段と、前記降圧制御信号及び昇圧制御信号を前記リアクトル電流演算手段が演算した電流値に基づいてデッドタイム補償演算を行うデッドタイム補償演算手段と、を備える。

そして、前記デッドタイム補償演算手段は、前記デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値を５通りに分類して、それぞれデッドタイム補償値を決定し、第１分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以下である分類とし、第２分類は、一周期中で、リアクトル電流値が負から正に変化後、電流が最大値になり、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、第３分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正と負に変化している範囲で、第２分類と第４分類の範囲を除いた分類とし、第４分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正から負に変化後、電流が最小値になり、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、第５分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以上である分類とする。

上記構成の本発明によれば、実際に計測不可能なデッドタイムのないリアクトル電流値を推定し、推定したリアクトル電流を５分類して、分類毎にデッドタイムを補償するので、正確なデッドタイム補償を行って、電圧変動を抑制することができるという効果がある。

次に図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。尚、以下に説明する各実施例は、左右両アームの中央にリアクトルを配置したＨブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータ例を説明するが、特許文献１に記載されたような片アームのＤＣ／ＤＣコンバータにも本発明を適用することができるのは明らかである。

図１は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の実施例１の構成を示す概略ブロック図である。

図１において、第一充放電手段としてバッテリ５１，第二充放電手段として回生機能付きのインバータ６３を備えている。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータは、バッテリ５１からの入力電圧Ｖinに対して出力電圧Ｖout を自由に可変でき、更に充電と放電を可能とする４象限のＤＣ／ＤＣコンバータである。

バッテリ５１には、平滑コンデンサ５２が並列接続されている。バッテリ５１の正極には、第一スイッチング素子であるトランジスタ５４のコレクタが接続されている。トランジスタ５４のエミッタには、第二スイッチング素子であるトランジスタ５５のコレクタが接続されている。トランジスタ５５のエミッタは、バッテリ５１の負極に接続されている。即ち、トランジスタ５４と、トランジスタ５５とは、直列接続されている。そして、トランジスタ５４とトランジスタ５５との接続点に、リアクトル５３の一方の端子が接続されている。

インバータ６３は、図示しないモータジェネレータに駆動電力を供給するとともに、モータジェネレータの回生電力を整流する機能を備えている。インバータ６３には平滑コンデンサ６２が並列接続されている。インバータ６３の一方の端子には、第三スイッチング素子であるトランジスタ５６のコレクタが接続されている。トランジスタ５６のエミッタには、トランジスタ５７のコレクタが接続されている。トランジスタ５７のエミッタは、インバータ６３の他方の端子に接続されている。即ち、トランジスタ５６と、トランジスタ５７とは、直列接続されている。そして、トランジスタ５６とトランジスタ５７との接続点に、リアクトル５３の他方の端子が接続されている。

また、トランジスタ５４，５５，５６及び５７には、それぞれコレクタ側にカソード、エミッタ側にアノードとしたダイオード５８，５９，６０及び６１が並列接続されている。以上の接続により、リアクトル５３、トランジスタ５４，５５，５６，５７，ダイオード５８，５９，６０，６１から成るＨブリッジが構成されている。

また、トランジスタ５４とダイオード５８、及びトランジスタ５５とダイオード５９は、左側アームを構成し、トランジスタ５６とダイオード６０、及びトランジスタ５７とダイオード６１は、右側アームを構成している。

このＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置１は、降圧制御信号Ｄ１ｃ及び昇圧制御信号Ｄ２ｃを生成する電圧制御部２と、デッドタイムのない場合にリアクトル５３に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値ＩLMN を演算するリアクトル電流演算部３と、降圧制御信号Ｄ１ｃ及び昇圧制御信号Ｄ２ｃをリアクトル電流演算部３が演算した電流値に基づいてデッドタイム補償した降圧制御信号Ｄ１及び昇圧制御信号Ｄ２を演算するデッドタイム補償演算部４と、降圧制御信号Ｄ１及び昇圧制御信号Ｄ２に基づいてデッドタイムを生成するデッドタイム生成部５と、デッドタイム生成部５が生成したデッドタイムに基づいて、各トランジスタ５４，５５，５６，５７の駆動信号を生成するＰＷＭ信号発生部６とを備える。

電圧制御部２は、出力電圧指令値Ｖt を入力し、図示しないセンサによって検出された出力電圧Ｖout 、入力電圧Ｖin、リアクトル電流ＩL を取り込み、出力電圧Ｖout を出力電圧指令値Ｖt に一致させるのに必要な、降圧制御信号Ｄ１ｃと、昇圧制御信号Ｄ２ｃを出力する。

リアクトル電流演算部３は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値ＩLMN を演算して出力する。

デッドタイム補償演算部４は、降圧制御信号Ｄ１ｃと、昇圧制御信号Ｄ２ｃと、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値ＩLMN とを入力として、デッドタイム補償を演算して降圧制御信号Ｄ１及び昇圧制御信号Ｄ２を出力する。

デッドタイム生成部５は、基本的には制御マイコンに内蔵されており、降圧制御信号Ｄ１と昇圧制御信号Ｄ２から、それぞれのトランジスタ５４，５５，５６，５７のスイッチング用のＤ２−Ｄｄ、１−Ｄ２−Ｄｄ、Ｄ１−Ｄｄ、１−Ｄ１−Ｄｄに別けて出力する。

ＰＷＭ信号発生部６は、基本的には制御マイコンに内蔵されており、内部で発生したキャリア周波数の三角波と、デッドタイム生成部５が出力したレベル信号とを比較してＰＷＭスイッチング信号を生成し、トランジスタ５４，５５，５６，５７を駆動するためのドライバ回路を経由して、それぞれ駆動信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を出力する。

それぞれ直列に接続されたトランジスタ５４と５５、及びトランジスタ５６と５７は、上アームと下アームが同時にオン状態にならないように、それぞれのターンオン、ターンオフ時間を考慮して、駆動信号Ｇ１とＧ２、Ｇ３とＧ４にデッドタイムを設けている。

次に図２を参照して、電圧制御部２、リアクトル電流演算部３、及びデッドタイム補償演算部４の詳細を説明する。電圧制御部２は、減算器２１と、電圧エラー算出部２２と、降圧制御部２３と、昇圧制御部２４と、セレクタ２５と、切換判定部２６とを備えている。

減算器２１は、出力電圧指令値Ｖt と出力電圧検出値Ｖout との偏差を演算する。電圧エラー算出部２２は、減算器２１が演算した出力電圧指令値Ｖt と出力電圧検出値Ｖout との偏差を、リアクトル電流検出値ＩL を使用して、周知のフィードバック制御、またはフィードフォワード制御によって補正制御し、電圧エラーＶerr を出力する。

降圧制御部２３は、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作が降圧時に作用し、電圧エラーＶerr 、出力電圧検出値Ｖout 、及び入力電圧検出値Ｖinに基づいて、降圧制御信号Ｄ１相当と、昇圧制御信号Ｄ２相当を出力する。

昇圧圧制御部２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作が昇圧時に作用し、電圧エラーＶerr 、出力電圧検出値Ｖout 、及び入力電圧検出値Ｖinに基づいて、降圧制御信号Ｄ１相当と、昇圧制御信号Ｄ２相当を出力する。

尚、本実施例は、フィードフォワード演算の昇降圧を切り換える方式を例としているが、完全なフィードバック制御でも良い。その場合は、降圧制御部２３，昇圧制御部２４の制御は不要となり、電圧エラー算出部２２から直接、降圧制御信号Ｄ１相当と、昇圧制御信号Ｄ２相当を出力する。

切換判定部２６は、出力電圧指令値Ｖt と、入力電圧検出値Ｖinとを比較して、昇圧または降圧であることを示すフラグを出力する。

セレクタ２５は、切換判定部２６からのフラグによって、降圧制御部２３からの出力か、昇圧制御部２４からの出力どちらを利用するかの選択をする。尚、本実施例では、選択は最後に示すが、あらかじめ選択し、その後、降圧制御部２３か昇圧制御部２４のどちらかの制御を行ってもよい。

リアクトル電流演算部３は、リアクトル電流検出値ＩL と、入力電圧検出値Ｖinと、出力電圧検出値Ｖout を利用して、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値ＩLMN を推定する。

デッドタイム補償演算部４は、リアクトル電流演算部３が演算したデッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値ＩLMN に基づいてデッドタイム補正値Ｄerr を算出する補正値算出部４１と、降圧制御信号Ｄ１ｃにデッドタイム補正値Ｄerr を加算して補正する加算器４２と、昇圧制御信号Ｄ２ｃからデッドタイム補正値Ｄerr を減算して補正する減算器４３とを備える。

次に、リアクトル電流演算部３における演算の詳細を説明する。まず最初に、出力電流Ｉout を検出または推定する。出力電流Ｉout については、出力負荷が直流であったり、単独の負荷で電流値が検出できる場合は、検出値を利用してもよい。

出力負荷が交流成分であったり、複数の負荷、または平滑コンデンサ６２が出力負荷と共通な場合は、出力電流Ｉout の検出値はＤＣ／ＤＣコンバータから出た値と異なるため、式（１）の推定出力電流値Ｉout-e を利用する。

Ｉout-e ＝（Ｖin／Ｖout）・ＩL ＋Ｃ・（dＶout／dt） …（１）
ここで、右辺第一項のうち（Ｖin／Ｖout ）は、演算結果の上限値を１とする。また、出力電圧検出値Ｖout に代えて、出力電圧指令値Ｖt を用いてもよい。

右辺第二項のＣは、平滑コンデンサ６２の静電容量である。微分要素は制御周期での電圧差分演算である。

出力電流値Ｉout-e が求まると、次いで、ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式により、
ＩLMN ＝（ＶHI／ＶLO）・Ｉout-e …（２）
式（２）として、リアクトル電流推定値ＩLMN （一周期の平均値）が求まる。

ここで、ＶLOは、入力電圧検出値Ｖinと出力電圧検出値Ｖout を比較し、小さい方の電圧値であり、ＶHIは、入力電圧検出値Ｖinと出力電圧検出値Ｖout を比較し、大きい方の電圧値を代入する。
但し、（ＶHI／ＶLO）は、演算結果の下限値を１とする。

また、ＶLO、もしくはＶHIに代入する出力電圧検出値Ｖout は、出力電圧指令値Ｖt を用いてもよい。

こうして求まったデッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値ＩLMN を利用して、リアクトル電流の５分類に沿った補正値をデッドタイム補償演算部４の補正値演算部４１で算出する。

この５分類は、図４に示すように、
分類１は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以下である分類とし、
分類２は、一周期中で、リアクトル電流値が負から正に変化後、電流が最大値になり、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、
分類３は、一周期中で、リアクトル電流値が正と負に変化している範囲で、分類２と分類４の範囲を除いた分類とし、
分類４は、一周期中で、リアクトル電流値が正から負に変化後、電流が最小値になり、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、
分類５は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以上である分類とする。

次に、５分類するリアクトル電流ＩL の閾値の求め方を図４を用いて説明する。
分類１と分類２との境界点７１は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値が、一周期の中で、リアクトル電流値がすべて０以下である状態と、リアクトル電流値が負から正に変化後、電流が最大値になり、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である状態との閾値である。リアクトル電流のピーク・ツ・ピークをＩLpp とすると、その２分の１の値である。

ＩLpp は、入出力電圧値、及び昇降圧比によって変化するため、常に式（３）の演算をして求める。
ＩLpp ＝ＶLO・Ｔｃ・（ＶHI−ＶLO）／（Ｌ・ＶHI） …（３）
ここで、ＴｃはＰＷＭのキャリア周期を代入する。よって、
境界点７１の閾値＝−ＩLpp／２ …（４）
式（４）となる。

分類２と分類３との境界点７２は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値が、リアクトル電流値が負から正に変化後、電流が最大値になり、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である状態と、デッドタイム時間以上になったときの閾値である。この境界点７２の閾値は、式（５）となる。

境界点７２の閾値＝（ＶHI−ＶLO）・Ｔｃ・Ｄｄ／Ｌ−ＩLpp／２ …（５）
分類３と分類４との境界点７３は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値が、リアクトル電流値が正から負に変化後、電流が最小値になり、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以上である状態と、デッドタイム時間以下になったときの閾値である。この境界点７３の閾値は、式（６）となる。

境界点７３の閾値＝ＩLpp／２−ＶLO・Ｔｃ・Ｄｄ／Ｌ …（６）
分類４と分類５の間の点７４は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値が、一周期の中で正から負に変化後、電流が最小値になり、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である状態と、リアクトル電流値がすべて０以上である状態となる時の閾値である。この境界点７４の閾値は、式（７）となる。

境界点７４の閾値＝ＩLpp／２ …（７）
デッドタイム補償演算部４の補正値演算部４１は、上記で求めた境界点７１，７２，７３，７４のそれぞれの閾値と、リアクトル電流演算部３で求めたデッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値ＩLMN とを比較して、補正値演算部４１は、補正値Ｄerr を以下のように出力する。

分類１となった場合は、デッドタイム比をＤｄとすると、Ｄerr ＝−Ｄｄを出力する。分類２となった場合は、ＩLMN に比例して、Ｄerr を−Ｄｄから０に向かって変化させて出力する。
分類３となった場合は、Ｄerr ＝０を出力する。
分類４となった場合は、ＩLMN に比例して、Ｄerr を０からＤｄに向かって変化させて出力する。
分類５となった場合は、Ｄerr ＝Ｄｄを出力する。

ここで出力されたＤerr は、セレクタ２５によって選択された降圧制御信号Ｄ１ｃに加算して制御信号Ｄ１を出力し、同様に昇圧制御信号Ｄ２ｃから減算して制御信号Ｄ２を出力することにより、デッドタイム補償を行う。

以上のようにデッドタイム補償された制御信号Ｄ１，Ｄ２を利用して、ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることによって、デッドタイムのないＤＣ／ＤＣコンバータと同等の電圧変動特性を得ることが可能となり、電圧変動を大幅に抑制することが可能となる。

ＤＣ／ＤＣコンバータの出力負荷に燃料電池やインバータを単独、または並列に接続した場合は、それらの制御安定性が向上する他、燃料電池の電圧変動マージン量を低減することができるため、燃費性能を向上することができる。

次に、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の実施例２を説明する。図３は、実施例２におけるリアクトル電流演算部の詳細を説明するブロック部である。

実施例１では、リアクトル電流を演算するための出力電流を推定する際に、式（１）の右辺第二項を微分要素として演算したが、微分項はノイズやＡＤ変換時の量子化誤差に敏感であり、分解能の高いマイコンを利用する必要がある。そこで、本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータの推定出力電流値を求める際の出力電圧の現在値と前回値の差分を求めるハードウェアである出力電圧差分検出部３１を備える。

出力電圧差分検出部３１は、出力電圧検出値Ｖout を入力して、Ｖout からVout の前回値であるＶoutzを減算した結果であるＶout −Ｖoutzをリアクトル電流演算部３Ａへ出力するものである。このため、出力電圧差分検出部３１は、一演算周期前の出力電圧検出値であるＶoutzを保持するためのサンプルホールド部３２と、差動増幅器を用いてＶout からVoutzを減算する減算器３３とを備える。この出力電圧差分検出部３１の回路を組むことによって微分項を高分解能で実現可能である。

このようにリアクトル電流演算部３Ａの入力として、出力電圧差分（Ｖout −Ｖoutz）を追加すると、サンプルホールド部３２のサンプリング周期をｔｃとして、式（１）の右辺第二項を次に示す式（８）で演算することができる。

Ｃ・（dＶout／dt）＝Ｃ・（Ｖout−Ｖoutz）／ｔｃ …（８）
本実施例によれば、出力電圧の現在値と前回値の差分を求めるハードウェアである出力電圧差分検出部を備えたことにより、微分項の高分解能化による制御安定性が向上し、高分解能なＡＤ変換器が不要になるという効果がある。

次に、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の実施例３を説明する。実施例３の全体構成は、実施例１と同様であるが、リアクトル電流演算部３の演算内容が異なる。

実施例１では演算に微分項があり、高分解能を必要とするが、本実施例の演算法では微分を利用しなくてもデッドタイムのないリアクトル電流を推定することが可能である。

ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式より、以下を求めると、
dＩL／dt＝（１／Ｌ）・（Ｄ1・Ｖin−Ｄ2・Ｖout） …（９）
より、両辺にＴｃ時間分の積分を行うと、Ｔｃ時間のリアクトル電流変化分をΔＩL とすると、

Ｄ1・Ｖin−Ｄ2・Ｖout ＝ＶL とすると、
ΔＩL ＝（Ｔc／Ｌ）・｛ＶL(Ｔ)＋ＶL(Ｔ＋Ｔc)｝／２ …(11）
これに実際のリアクトル電流値と加算して、デッドタイムのない場合のリアクトル電流値ＩLMN を推定することが可能となる。

ＩLMN ＝ＩL ＋（Ｔc／Ｌ）・｛ＶL(Ｔ)＋ＶL(Ｔ＋Ｔc)｝／２ …(12）
こうして求まったデッドタイムのないリアクトル電流推定値ＩLMN を利用して、５分類に沿った補正値Ｄerr を補正値演算部４１で算出する。

尚、制御出力Ｄ１については、１を上限値とした出力電圧検出値、または出力電圧指令値を入力電圧検出値で除算した値でもよく、制御出力Ｄ２に関しても、１を上限値とした入力電圧検出値と出力電圧指令値で除算した値でもよい。以降実施例１と同様の計算を行う。

以上説明した本実施例によれば、演算で微分項が不要となり、外乱やノイズに対して安定性したデッドタイム補償制御が可能となるという効果がある。

次に、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の実施例４を説明する。実施例４の全体構成は、実施例１と同様であるが、リアクトル電流演算部３の演算内容が異なる。実施例４は、実施例１の図４で示した、リアクトル電流ＩL の閾値によるデッドタイム補償値の分類２と分類４とを省略して、３分類に簡略化したものである。

図５は、実施例４における分類１’、分類３’、分類５’を図示したものである。次に、本実施例における閾値の求め方を説明する。

分類１’と分類３’との境界点８１は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値が、リアクトル電流値が負から正に変化後、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である状態と、デッドタイム時間以上になったときの閾値である。境界点８１の閾値＝−ＶLO・(ＶHI−ＶLO)・(Ｔc／２−Ｔc・Ｄd)／(Ｌ・ＶHI)
…(13)
となる。

分類３’と分類５’との境界点８２は、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値が、リアクトル電流値が正から負に変化後、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以上である状態と、デッドタイム時間以下になったときの閾値である。

境界点８２の閾値＝(ＶHI−ＶLO)・(Ｔc／２−Ｔc・Ｄd)／(Ｌ・ＶHI) …(14)
となる。

尚、境界点８１，８２の閾値は、固定的に示したが、リアクトル電流が増加して境界点を超える場合と、リアクトル電流が減少して境界点を超える場合とで、ヒステリシスを持たせてもよい。

また、入出力の電圧値や昇圧率によって流動的な点となるが、簡易的には実施例１で示した境界点７１と境界点７２との中間値を境界点８１としてもよく、境界点７３と境界点７４との中間値を境界点８２としてもよい。

図２の補正値演算部４１では、上記で求まった境界点８１，８２の閾値と、リアクトル電流演算部３で求まったデッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値ＩLMN とを比較して、補正値演算部４１の出力であるＤerr は、以下のように分類を行う。
尚、ＩLMN の値は実施例２、３の求め方で求めてもよい。

分類１’となった場合は、デッドタイム比をＤｄとすると、Ｄerr ＝−Ｄｄを出力する。
分類３’となった場合は、Ｄerr ＝０を出力する。
分類５’となった場合は、Ｄerr ＝Ｄｄを出力する。
ここで出力されたＤerr は、切換判定部２６で昇圧か降圧かの判定を行った後、セレクタ２５によって選択された降圧制御信号Ｄ１ｃに加算して制御出力Ｄ１を出力し、同様に昇圧制御信号Ｄ２ｃに減算して制御出力Ｄ２を出力する。

以上説明した本実施例によれば、実施例１と比較して、制御周期毎に演算される最適演算を省いたため、制御装置１の演算負荷は大幅に低減され、実施例１に比べて演算性能が低いＣＰＵを用いてもＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧変動を抑制することができるという効果がある。

また本実施例によれば、実施例１の分類２と分類４とを省いたデッドタイム補償であるため、実施例１に比べればＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧変動は若干増加するが、従来方式に比べれば大幅に出力電圧変動を抑制することができるという効果がある。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の実施例１を説明する概略ブロック図である。実施例１の制御装置の詳細ブロック図である。実施例２の制御装置の要部を示す詳細ブロック図である。実施例１におけるデットタイム補償方法を説明する図である。実施例４におけるデットタイム補償方法を説明する図である。

符号の説明

１ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置
２電圧制御部
３リアクトル電流演算部
４デッドタイム補償演算部
５デッドタイム生成部
６ＰＷＭ信号発生部

Claims

直列に接続された第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、
第一スイッチング素子に逆並列に接続された第一ダイオードと、
第二スイッチング素子に逆並列に接続された第二ダイオードと、
第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との接続点に接続されたリアクトルと、
を備え、第一充放電手段と第二充放電手段との間で双方向に電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子をオン／オフさせる降圧制御信号及び昇圧制御信号を生成する電圧制御手段と、
デッドタイムのない場合に前記リアクトルに流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値を演算するリアクトル電流演算手段と、
前記降圧制御信号及び昇圧制御信号を前記リアクトル電流演算手段が演算した平均電流値に基づいてデッドタイム補償演算を行うデッドタイム補償演算手段と、
を備え、
前記デッドタイム補償演算手段は、
前記デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値を５通りに分類して、それぞれデッドタイム補償値を決定し、
第１分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以下である分類とし、
第２分類は、一周期中で、リアクトル電流値が負から正に変化後、電流が最大値になり、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、
第３分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正と負に変化している範囲で、第２分類と第４分類の範囲を除いた分類とし、
第４分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正から負に変化後、電流が最小値になり、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、
第５分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以上である分類とし、
前記電圧制御手段の出力である降圧制御信号をＤ１ｃ、昇圧制御信号をＤ２ｃとし、デッドタイム補償デューティをＤｅｒｒ、デッドタイムデューティをＤｄ、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均値をＩLMN とし、デッドタイム補償後の降圧制御信号をＤ１、昇圧制御信号をＤ２としたときに、
Ｄ１＝Ｄ１ｃ＋Ｄｅｒｒ
Ｄ２＝Ｄ２ｃ − Ｄｅｒｒ
の式によりデッドタイムを補償し、
Ｄｅｒｒは、前記分類毎に、
第１分類において、Ｄｅｒｒ＝−Ｄｄとし、
第２分類において、Ｄｅｒｒは、平均電流値ＩLMN に比例した値とし、
第３分類において、Ｄｅｒｒ＝０とし、
第４分類において、Ｄｅｒｒは、平均電流値ＩLMN に比例した値とし、
第５分類において、Ｄｅｒｒ＝Ｄｄとした、
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
直列に接続された第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、
第一スイッチング素子に逆並列に接続された第一ダイオードと、
第二スイッチング素子に逆並列に接続された第二ダイオードと、
第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との接続点に接続されたリアクトルと、
を備え、第一充放電手段と第二充放電手段との間で電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子をオン／オフさせる降圧制御信号及び昇圧制御信号を生成する電圧制御手段と、
デッドタイムのない場合に前記リアクトルに流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値を演算するリアクトル電流演算手段と、
前記降圧制御信号及び昇圧制御信号を前記リアクトル電流演算手段が演算した平均電流値に基づいてデッドタイム補償演算を行うデッドタイム補償演算手段と、
を備え、
前記デッドタイム補償演算手段は、
前記デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値を３通りに分類して、それぞれデッドタイム補償値を決定し、
第１’分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以下である分類とし、
第３’分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正と負に変化している範囲の分類とし、
第５’分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以上である分類とし、
前記電圧制御手段の出力である降圧制御信号をＤ１ｃ、昇圧制御信号をＤ２ｃとし、デッドタイム補償デューティをＤｅｒｒ、デッドタイムデューティをＤｄ、デッドタイム補償後の降圧制御信号をＤ１、昇圧制御信号をＤ２としたときに、
Ｄ１＝Ｄ１ｃ＋Ｄｅｒｒ
Ｄ２＝Ｄ２ｃ − Ｄｅｒｒ
の式によりデッドタイムを補償し、
Ｄｅｒｒは、前記分類毎に、
第１’分類において、Ｄｅｒｒ＝−Ｄｄとし、
第３’分類において、Ｄｅｒｒ＝０とし、
第５’分類において、Ｄｅｒｒ＝Ｄｄとした、
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
直列に接続された第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、
第一スイッチング素子に逆並列に接続された第一ダイオードと、
第二スイッチング素子に逆並列に接続された第二ダイオードと、
第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との接続点に接続されたリアクトルと、
を備え、第一充放電手段と第二充放電手段との間で電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
デッドタイムのない場合に前記リアクトルに流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値を演算するリアクトル電流演算過程と、
前記スイッチング素子のオン／オフを制御する降圧制御信号及び昇圧制御信号を前記リアクトル電流演算過程が演算した電流値に基づいてデッドタイム補償演算を行うデッドタイム補償演算過程と、
を備え、
前記デッドタイム補償演算過程は、
前記デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流値を５通りに分類して、それぞれデッドタイム補償値を決定し、
第１分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以下である分類とし、
第２分類は、一周期中で、リアクトル電流値が負から正に変化後、電流が最大値になり、再び正から負に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、
第３分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正と負に変化している範囲で、第２分類と第４分類の範囲を除いた分類とし、
第４分類は、一周期中で、リアクトル電流値が正から負に変化後、電流が最小値になり、再び負から正に戻るまでの時間が、デッドタイム時間以下である分類とし、
第５分類は、一周期中で、リアクトル電流値がすべて０以上である分類とすることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。