KR101653255B1 - 모터 제어 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 저감하면서, 효율적으로 전동기를 구동시키는 모터 제어 장치를 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위한 수단으로서, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기를 구비하고, 전력 변환 회로에 접속된 전동기에 의해 부하를 구동시키기 위한 모터 제어 장치로서, 전압 지령은, 부하의 기계각 1주기의 기간에 있어서 정현파 형상으로 변화함과 함께, 그 일부 기간에 있어서 저감값을 부여하는 것을 특징으로 한다.

Description

모터 제어 장치{MOTOR CONTROL DEVICE}

본 발명은 모터 제어 장치에 관한 것이다.

모터 제어 장치의 배경 기술로서, 예를 들면 특허문헌 1에는 「구동 대상의 특성에 따라서 모터의 구동 토크를 제어하는 모터 제어 장치에 있어서, 구동 대상의 기계적인 회전각을 추정하는 회전각 추정 수단과, 회전각에 의거하여 미리 정해진 소정의 회전각에 있어서 구동 토크를 저감하는 충격력 완화 수단을 구비하고 있는 것을 특징으로 함」이라고 기재되어 있다.

일본국 특개2007-295674호 공보

특허문헌 1에는 소리나 진동의 저감을 위한 부하 장치의 기계적 회전각에 의해 정해지는 충격을 완화하는 구조가 기재되어 있다. 그러나, 특허문헌 1의 모터 제어 장치는 소리나 진동 억제와 고효율화를 양립하는 것에 대하여 고려되어 있지 않다.

그래서, 본 발명은 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 저감하면서 효율적으로 전동기를 구동시키는 모터 제어 장치를 제공한다.

상기 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 있어서는, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기를 구비하며, 전력 변환 회로에 접속된 전동기에 의해 부하를 구동시키기 위한 모터 제어 장치로서, 전압 지령은, 부하의 기계각(機械角) 1주기의 기간에 있어서 정현파 형상으로 변화함과 함께, 그 일부 기간에 있어서 저감값을 부여하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명에 적용 가능한 일반적인 모터 제어 시스템의 전체 구성예를 나타내는 도면.
도 2는 전력 변환 회로의 구성예를 나타내는 도면.
도 3은 부하의 일례로서 압축 기구를 나타내는 도면.
도 4는 회전자의 회전 각도 위치에 대한 부하 토크의 변화의 예를 나타내는 도면.
도 5는 제어축의 회전 각도 위치와, 실제의 회전자의 회전 각도 위치의 관계를 나타내는 도면.
도 6은 3상축(相軸)과 제어축(dc-qc축)의 관계를 나타내는 도면.
도 7은 전압 지령값과 삼각파 신호를 비교하여 드라이브 신호를 생성하는 관계를 나타내는 도면.
도 8은 제어부의 구체 회로 구성예를 나타내는 도면.
도 9는 전압 지령값 연산 수단의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 10은 PLL 제어기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 11은 속도 제어기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 12는 압축기 구동 시의 구동 파형예를 일반적인 제어 장치 구성을 사용해서 수치 해석한 도면.
도 13은 토크 전류 지령값 작성기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 14는 전압 억제 지령값 작성기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 15는 도 14일 때의 토크와 교류 전압 파형을 나타내는 도면.
도 16은 전압 억제 지령값 작성기의 제1 변형예를 나타내는 도면.
도 17은 도 16일 때의 토크와 교류 전압 파형을 나타내는 도면.
도 18은 전압 억제 지령값 작성기의 제2 변형예를 나타내는 도면.
도 19는 도 18일 때의 토크와 교류 전압 파형을 나타내는 도면.
도 20은 실시예 2에 있어서의 모터 제어 장치를 사용한 냉장고를 나타내는 도면.
도 21은 냉장고에 적합한 전압 억제 지령값 작성기의 구성예를 나타내는 도면.
도 22는 도 21일 때의 토크와 교류 전장 파형을 나타내는 도면.
도 23은 냉장고에 적합한 전압 억제 지령값 작성기의 다른 구성예를 나타내는 도면.

이하, 도면을 사용해서 실시예를 설명한다.

[실시예 1]

이하 본 발명에 대하여 설명하지만, 그 전제로서 일반적인 모터 제어 시스템의 구성과, 이 시스템에 의해 야기되는 부하의 진동이나 소음 및 소비 에너지의 문제에 대하여 명확히 해 둔다. 이 설명을 도 1 내지 도 12를 사용해서 행하며 구체적인 본 발명의 설명은 이후의 도면을 사용한다.

도 1에 본 발명에 적용 가능한 일반적인 모터 제어 시스템의 전체 구성예를 나타내고 있다. 이 도면에 나타나 있는 바와 같이, 일반적인 모터 제어 시스템에서는 모터 제어 장치(1)가 부여하는 3상 교류에 의해 전동기(6)를 원하는 속도, 토크로 제어하여 전동기(6)에 결합된 부하(9)를 회전 구동시킨다.

이 경우에, 구동되는 측인 전동기(6) 및 부하(9)로서는 다양한 것이 적용 가능하다. 본 발명은 적용 대상을 한정하는 것은 아니지만, 이하의 설명에서는 전동기(6)는 회전자에 영구 자석을 갖는 영구 자석 동기 모터를 사용한 예로 행하는 것으로 한다.

도 1에 나타낸 모터 제어 장치(1)의 기능을 대별(大別)해서 나타내면, 이것은 출력 전압 지령값을 출력하는 제어부(2)와, 직류 전압원을 사용해서 교류 전압을 출력하는 전력 변환 회로(5)와, 전동기(6) 혹은 전력 변환 회로(5)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 수단(7)으로 구성된다. 다음으로 부하(9)도 포함한 이들 주요 기능의 구성과 동작에 대하여 설명한다.

우선 전력 변환 회로(5)는 도 2에 나타내는 바와 같이, 인버터(21), 직류 전압원(20), 게이트 드라이버 회로(23)에 의하여 구성되어 있다. 인버터(21)는 스위칭 소자(22)(예를 들면, IGBT나 MOS-FET 등의 반도체 스위칭 소자)에 의하여 구성된다. 이러한 스위칭 소자(22)는 직렬로 접속되며 U상(相), V상, W상의 상하 암(arm)을 구성하고 있다. 각 상의 상하 암의 접속점은 3상의 전동기(6)에 배선되어 있다. 스위칭 소자(22)는, 제어부(2)에 의해 생성되는 3상 교류 전압 지령값을 기초로, 게이트 드라이버 회로(23)가 출력하는 펄스 형상의 드라이브 신호(24a∼24f)에 따라서 스위칭 동작을 한다. 직류 전압원(20)을 스위칭해서 전압을 출력함으로써, 임의의 주파수의 3상 교류 전압을 전동기(6)에 인가할 수 있으며, 이에 따라 전동기를 가변속 구동시킨다.

또 전력 변환 회로(5)의 직류측에 션트 저항(25)을 부가했을 경우, 과대한 전류가 흘렀을 때에 스위칭 소자(22)를 보호하기 위한 과전류 보호 회로나, 후술하는 싱글 션트 전류 검출 방식 등에 이용할 수 있다.

또한 도 2에 있어서 전류 검출 수단(7)은, 전동기(6) 또는 전력 변환 회로(5)에 흐르는 3상의 교류 전류의 중, U상과 W상으로 흐르는 전류를 검출한다. 모든 상의 교류 전류를 검출해도 상관없지만, 키르히호프의 법칙으로부터, 3상 중 2상을 검출할 수 있으면, 다른 1상은 검출된 2상으로부터 산출할 수 있다.

전동기(6) 또는 전력 변환 회로(5)에 흐르는 교류 전류를 검출하는 다른 방식으로서, 예를 들면, 전력 변환 회로(5)의 직류측에 부가된 션트 저항(25)에 흐르는 직류 전류로부터, 전력 변환 회로(5)의 교류측의 전류를 검출하는 싱글 션트 전류 검출 방식이 있다. 이 방식은, 전력 변환 회로(5)를 구성하는 스위칭 소자의 통전 상태에 따라서, 전력 변환 회로(5)의 각 상의 교류 전류와 동등한 전류가 션트 저항에 흐르는 것을 이용하고 있다. 션트 저항에 흐르는 전류는 시간적으로 변화하기 때문에, 드라이브 신호(24a∼24f)가 변화하는 타이밍을 기준으로 적절한 타이밍에 전류 검출할 필요가 있다. 도시는 하고 있지 않지만, 전류 검출 수단(7)에 싱글 션트 전류 검출 방식을 사용해도 된다.

본 발명에서는, 전동기나 부하 등의 기계 부분에 있어서 발생하는 진동이나 소음 및 소비 에너지의 문제를 해소하는 것이며, 그것을 위하여 부하에 있어서의 구체적인 과제를 명확히 해 둔다. 여기에서는, 부하(9)로서 압축 기구를 사용한 경우에 대하여 설명한다.

도 3에 나타내는 바와 같이, 기구부(압축 기구부)(500)는 전동기(6)를 동력원으로 해서 피스톤(501)을 구동시키고 있다. 이에 따라, 압축 동작을 행한다. 전동기(6)의 샤프트(502)에 크랭크 샤프트(503)가 접속되어 전동기(6)의 회전 운동을 직선 운동으로 변환하고 있다. 전동기(6)의 회전에 의해서 피스톤(501)도 동작하여 흡입, 압축, 토출과 같은 일련의 공정을 행한다.

전동기(6)와 피스톤(501) 사이의 동력 전달은, 도 3과 같이 기계적으로 접속하는 경우가 많지만, 윤활유의 급유의 구성이나, 압축 혹은 반송 대상(예를 들면 유해 가스)에 따라서는, 자기적(磁氣的)으로 접속된 기구를 포함함으로써, 안전성이나 메인터넌스성을 높일 수 있다는 효과가 있다.

압축 기구의 공정은, 우선 실린더(504)에 설치된 흡입구(505)로부터 냉매를 흡입한다. 그 후, 밸브(506)를 닫고 압축을 행하여 토출구(507)로부터 압축된 냉매를 토출한다.

일련의 공정에 있어서, 피스톤(501)에 가해지는 압력이 변화한다. 이것은, 피스톤을 구동시키는 전동기(6)로부터 보면, 주기적으로 부하 토크가 변화하고 있는 것을 의미한다.

도 4는 기계각 1회전에 있어서의 회전자의 회전 각도 위치 θ_d에 대한 부하 토크의 변화의 예를 나타내고 있다. 도 4에서는 전동기(6)로서 4극(極) 전동기의 예를 나타내고 있기 때문에, 전기각(電氣角) 2주기가 기계각 1주기에 상당한다. 예를 들면, 전동기(6)가 6극인 경우에는, 전기각 3주기가 기계각 1주기에 상당한다. 회전자의 위치와 피스톤의 위치 관계는 어셈블리에 따라서 결정되지만, 도 4에서는 피스톤의 하사점(下死点)이 기계각의 0°로서, 피스톤 위치에 대한 부하 토크의 변화를 나타내고 있다. 압축 공정이 진행됨에 따라 부하 토크가 커지고 토출 공정에서는 급격히 부하 토크가 작아지는 것이 특징적이다.

도 4로부터 1회전 중에 있어서 부하 토크가 변동하고 있음을 알 수 있다. 회전할 때마다 부하 토크가 변동하기 때문에, 전동기(6)로부터 보면 주기적으로 부하 토크가 변동하고 있게 된다.

이 경우에 비록 같은 압축 기구부(500)를 사용했다고 해도, 전동기(6)의 회전수, 흡입구(505)나 토출구(507)의 압력, 흡입구(505)와 토출구(507)의 압력차 등에 따라 부하 토크의 변동은 변화한다.

밸브(506)의 개폐 타이밍과 피스톤의 위치의 관계는 밸브(506)의 구성에 따라서 변한다. 예를 들면, 흡입구(505)와 실린더(504) 내의 압력차에 의해 작동하는 간이한 밸브를 사용했을 경우에는 압력 조건에 따라서 밸브의 개폐 타이밍이 변한다. 즉, 부하 토크가 1회전 중에서 최대로 되는 피스톤 위치도 변화한다.

앞서 기술한 바와 같이 부하 토크의 변동이 큰 경우에는, 제어부(2)의 구성에 따라서는, 전동기(모터)(6)에 흐르는 전류에 점핑이 발생하거나, 전동기(6)의 회전 속도 변동이 발생하거나 할 우려가 있다. 그 결과, 진동이나 소음이 발생하는 경우도 있다. 그 때문에, 도 4에 나타낸 부하 토크 변동을 고려해서 제어부(2)를 구성할 필요가 있다.

진동이나 소음을 억제하는 수단에 따라서는 그 구동 효율이 크게 변하는 경우가 있다. 환언하면, 제어부(2)의 구성을 고안하는 것에 의해 진동이나 소음과 소비 에너지 절감을 동시에 달성하는 것이 가능하다.

따라서, 본원의 목적 중 하나는, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이다.

이하, 이 목적을 달성하기 위해서 필요한 모터 제어 장치의 구성에 대하여 설명하지만, 그 전제로서는, 영구 자석 동기 모터를 사용하고 있기 때문에 모터 제어 장치(1)에 의해 검출, 추정, 혹은 가정하는 제어축의 회전 각도 위치와, 실제의 회전자의 회전 각도 위치는, 기본적으로 동기해 있는 것으로 해서 설명한다. 단 실제로는, 가감속 시나 부하 변동 시 등의 과도 상태에 있어서, 제어축의 위치와 회전자의 위치에 어긋남(축 오차)이 발생하는 경우가 있다. 축 오차가 발생했을 경우, 전동기(6)가 실제로 발생시키는 토크가 감소하거나, 전동기(6)에 흐르는 전류에 왜곡이나 점핑이 발생하거나 하는 경우도 있다.

모터 제어 장치 내에 있어서의 처리에서는 전동기(6)의 회전자의 회전 각도 위치 정보를 이용한다. 이 점에 대하여, 본 실시예에서는, 회전자의 회전 각도 위치 정보는, 전동기(6)에 흐르는 전류 및 전동기(6)에의 인가 전압을 입력하여 전동기(6)의 추정 회전 각도 위치를 출력하는 위치 추정 수단을 사용한 위치센서리스 제어에 의하여 얻는 것으로 한다.

모터 제어 장치(1)에 의해 검출, 추정, 혹은 가정하는 제어축의 회전 각도 위치와, 실제의 회전자의 회전 각도 위치의 관계가 도 5에 나타나 있다. 도 5에 있어서, 회전자의 영구 자석의 주(主)자속 방향의 위치를 d축으로 하고, d축으로부터 회전 방향으로 전기적으로 90도(전기각 90도) 진행한 q축으로 이루어지는 d-q축(회전 좌표계)을 정의한다. 회전자의 회전 각도 위치 θd는 d축의 위상을 나타낸다. 이 d-q축(회전 좌표계)에 대하여, 제어 상의 가상 회전자 위치를 dc축으로 하고, 그로부터 회전 방향으로 전기적으로 90도 진행한 qc축으로 이루어지는 dc-qc축(회전 좌표계)도 정의한다.

본 실시예에서는, 이 회전 좌표계인 제어축 상에서 전압이나 전류를 제어하는 것을 기본으로 해서 설명하고 있지만, 전압의 진폭과 위상을 조정해서 전동기를 제어하는 것도 가능하다. 이들의 좌표축의 관계가 도 5에 나타나 있다. 또, 이 이후의 설명에 있어서, d-q축을 실축(實軸), dc-qc축을 제어축, 실축과 제어축의 어긋남인 오차각을 축 오차 Δθ_c로 부른다.

도 6에는 고정 좌표계인 3상축과 회전 좌표계인 제어축(dc-qc축)의 관계가 나타나 있다. 여기에서는 예를 들면 U상을 기준으로 dc축의 회전 각도 위치(추정 자극(磁極) 위치) θdc로 정의한다. dc축은 도면 중의 원호 형상 화살표 방향(반시계 방향)으로 회전하고 있다. 그 때문에, 회전 주파수(추후에 나타내는 인버터 주파수 지령값 ω1)를 적분함으로써, 추정 자극 위치 θ_dc가 얻어진다.

도 1로 되돌아가, 전동기(6)에 부여하는 3상 교류를 결정하는 모터 제어 장치(1) 내의 제어부(2)는, 모터(6)에 접속되는 부하(9)의 평균값 및 주기적으로 변동하는 값에 따른 토크 전류 지령값을 작성하는 토크 전류 지령값 작성기(10)와, 전압 억제 지령값 작성기(11)와, 토크 전류 지령값 작성기(10)나 전압 억제 지령값 작성기(11) 등의 값을 기초로 전력 변환 회로(5)의 출력 전압값을 작성하는 전압 지령값 작성기(3)와, 전압 지령값 작성기(3)에서 작성한 출력 전압 지령값을 기초로 전력 변환 회로(5)를 구동시키는 드라이브 신호를 작성하는 PWM 신호 작성기(33)로 구성된다. 전압 억제 지령값 작성기(11) 및 전압 지령값 작성기(3)의 처리에 있어서는, 전류 검출 수단(7)에 의해 검출된 전동기 전류(혹은 전력 변환 회로(5)에 흐르는 전류)를 이용한다.

또 모터 제어 장치(1) 내의 제어부(2)에 있어서, 전압 억제 지령값 작성기(11)는 본 발명에 의해 추가 설치된 것이며, 이 설명에 들어가기 전에 주변 회로 부분의 기능, 동작을 명확히 해 둔다.

도 1에 도시된 이상의 구성에 의해 모터 제어 장치(1)는, 도 4에서 설명한 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 부하가 변동하는 기구부를 구동시키는 전동기(6)가 원하는 동작을 하도록 제어한다.

도 1의 모터 제어 장치(1)를 구성하는 각 구성 요소의 동작, 기능에 대하여 그 개략을 설명한다. 우선 제어부(2) 내의 전압 지령값 작성기(3)와 PWM 신호 작성기(33)에 대하여 설명한다.

전압 지령값 작성기(3)는, 후술하는 토크 전류 지령값 작성기(10)나 전압 억제 지령값 작성기(11)의 출력인 전류 지령값을 입력하고, 전동기에 인가하는 3상의 정현파 형상의 전압 지령값을 출력한다. 전압 지령값 작성기(3)의 보다 구체적인 구성예와 그 동작에 대해서는 도 8 등을 사용해서 후술한다.

PWM 신호 작성기(33)는, 전압 지령값 작성기(3)에서 얻어진 3상의 정현파 형상의 전압 지령값과, 예를 들면 캐리어 신호로서 삼각파의 비교에 의해, 전력 변환 회로(5)에 부여하는 드라이브 신호를 작성한다. 도 7은 전기각 360도에 있어서의 1상분의 전압 지령값과 드라이브 신호 Gp, Gn을 생성하기 위한 삼각파 캐리어 신호의 관계를 나타내고 있다. 전압 지령값과 삼각파 캐리어 신호를 비교하여, 대소 관계에 따라 도 7에 나타내는 바와 같이 상(上) 암의 드라이브 신호 Gp 및 하(下) 암의 드라이브 신호 Gn을 생성한다.

또 게이트 드라이버 회로(23)나 스위칭 소자 자체의 지연에 기인해서 상하 암의 스위칭 소자가 단락될 우려가 있기 때문에, 실제로는 상하 암의 양쪽이 스위칭 오프로 되는 데드 타임(수 마이크로초∼십 수 마이크로초 정도)을 부가해서 최종적인 드라이브 신호로 한다. 그러나, 데드 타임에 관해서는 본원의 목적이나 효과에는 전혀 영향이 없기 때문에, 본 명세서에 있어서는 이상적인 드라이브 신호를 나타내고 있다. 물론, 데드 타임을 부가한 구성으로 해도 된다.

이하, 제어부(2)의 구체적 회로 구성을 사용해서 상세히 설명한다. 우선, 전동기(6)를 구동시킬 때의 기본 동작에 대하여 설명하고, 그 후 압축 기구 등 주기적인 부하 토크 변동이 있을 경우의 과제에 대하여 설명한다.

제어부(2)는 도 8에 나타내는 바와 같이, 3상축 상의 교류 전류 검출값(I_u 및 I_w)을 제어축 상의 전류값(I_dc 및 I_qc)으로 좌표 변환하는 3φ/dq 변환기(8), 제어축 상의 전류 검출값(I_dc 및 I_qc) 및 전동기에 인가하는 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 사용해서 실축과 제어축의 축 오차 Δθ_c(도 5에 도시)를 연산하는 축 오차 연산기(12)와, 축 오차 Δθ_c를 축 오차 지령값 Δθ^*(통상은 제로)에 추종시키기 위하여 전동기(6)에 인가하는 전압의 주파수(인버터 주파수 지령값 ω₁)를 조정하는 PLL 제어기(13)와, 모터 제어 장치에 접속되는 부하(9)의 평균값 및 주기적으로 변동하는 값에 따른 토크 전류 지령값을 작성하는 토크 전류 지령값 작성기(10)와, 전압 억제 지령값 작성기(11)와, 전압 지령값 연산 수단(34)과, dc-qc축 상의 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 제어축으로부터 3상축으로 좌표 변환하는 dq/3φ 변환기(4) 등으로 구성된다.

또, 도면을 보기 쉽게 하기 위하여, 일부의 신호선은 결선(結線)하고 있지 않다. 같은 기호로 표시한 선(예를 들면, 인버터 주파수 지령값 ω₁)은 결선되어 있는 것과 등가이다.

제어부(2)의 대부분은 마이크로컴퓨터나 DSP 등의 반도체 집적 회로(연산 제어 수단)에 의하여 구성되며 소프트웨어 등에 의해 실현하고 있다.

앞서 기술한 바와 같이 전동기(6)는 예를 들면 영구 자석 모터이며, 이것을 구동시키기 위하여 전술한 바와 같이 dc-qc축(회전 좌표계)에서 제어한다. 회전 좌표축 상에서 제어하기 위하여 3상 교류축으로부터 좌표 변환할 필요가 있지만, 회전 좌표 상에서는 전압이나 전류를 직류량으로서 취급한다는 이점이 있다.

그 때문에 3φ/dq 변환기(8)에서는, 자극 위치 θ_dc를 사용해서, 전류 검출 수단(7)에 의해 검출된 3상 교류축의 모터 전류 검출값을 dc-qc축으로 좌표 변환하여, d축 및 q축의 전류 검출값(I_dc 및 I_qc)을 얻는다.

마찬가지로 dq/3φ 변환기(4)에서는, 자극 위치 θ_dc를 사용해서, 전압 지령값 연산 수단(34)에 의해 생성된 dc-qc축 상의 전압 지령값을 3상 교류 전압 지령값(Vu^*,Vv^*,Vw^*)으로 좌표 변환한다.

이렇게, 회전 좌표축에서 전동기에 흐르는 전류를 계자 성분과 토크 성분으로 분리하여, 전동기의 회전 속도 혹은 토크를 제어하기 위해서, 전압의 위상과 크기를 제어하는 것을 일반적으로 벡터 제어라 부르고 있다.

전압 지령값 연산 수단(34)은 벡터 제어에 의한 전압 지령값을 연산하는 수단이다. 벡터 제어의 구성에는 몇가지 방식이 있으며, 어느 하나의 방식을 전압 지령값 연산 수단(34)으로 사용하면 된다.

전압 지령값 연산 수단(34)으로서는 예를 들면 일본국 특개2005-39912호 공보에 기재된 구성이 있다. 이것을 사용한 경우의 전압 지령값 연산 수단(34)의 구성예를 도 9에 나타낸다.

도 9의 전압 지령값 연산 수단(34)에서는, 상위 제어계 등으로부터 얻어지는 d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^* 및 I_q ^*)과, 회전각 속도 지령값 ω^* 또는 후술하는 인버터 주파수 지령값 ω₁을 입력하고, (1)식, (2)식과 같이 벡터 연산을 행하여, d축 전압 지령값 V_d ^*와 q축 전압 지령값 V_q ^*를 얻는다.

[수식 1]

[수식 2]

또 (1)식과 (2)식에서, R은 전동기(6)의 1상당의 권선 저항값, L_d는 d축의 인덕턴스, L_q는 q축의 인덕턴스, K_e는 유기 전압 정수이며, 모두 정수로서 취급된다.

또한 (1)식과 (2)식에 있어서, d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^** 및 I_q ^**)은, d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^* 및 I_q ^*)과 그 검출값(I_dc 및 I_qc)의 차분을 비례 적분 연산에 의해 구한 새로운 전류 지령값이다.

이 부분의 기능을 도 9에서는 d축 전류 제어기(14a), q축 전류 제어기(14b)에 의해 실현하고 있다. 이 도 9의 회로 구성에서 91은 전류 지령값(I_d ^* 및 I_q ^*)과 그 검출값(I_dc 및 I_qc)의 차분을 구하는 감산기, 92는 차분에 소정의 게인을 부가하는 비례 회로, 94는 적분기, 90은 비례분과 적분분을 가산해서 비례 적분값을 구하는 가산기이다. 이 출력이 d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^** 및 I_q ^**)이다.

I_d ^** 및 I_q ^**에는 승산기(乘算器)(92g, 92i)에 있어서 전동기(6)의 1상당의 권선 저항값 R이 승산되어 (1)식과 (2)식 우변의 제1항이 구해진다.

(1)식과 (2)식 우변의 제2항에서 d축 및 q축 전류 지령값(I_df ^** 및 I_qf ^**)은, q축 및 d축 전류 지령값(I_q ^** 및 I_d ^**)을 도 9의 필터 회로(98)에 의해 필터링해서 얻은 값이다. I_df ^** 및 I_qf ^**에 대해서는 승산기(92h, 92j)에 있어서 q축의 인덕턴스 L_q, d축의 인덕턴스 L_d가 각각 승산됨과 함께, 인버터 주파수 지령값 ω₁도 합쳐서 승산해서 (1)식과 (2)식 우변의 제2항을 구한다. 또한 승산기(92k)에서는, 인버터 주파수 지령값 ω₁에 d축의 인덕턴스 L_d를 승산해서 (2)식 우변의 제3항을 구한다.

감산기(91f)에서는, 승산기(92g)의 출력으로부터 승산기(92h)의 출력을 뺌으로써 (1)식의 d축 전압 지령값 V_d ^*를 얻는다. 가산기(90d)에서는, 승산기(92i)의 출력과, 승산기(92j)의 출력과, 승산기(92k)의 출력의 합을 구함으로써, (2)식의 q축 전압 지령값 V_q ^*를 얻는다.

도 9의 회로 구성예에서는, 전압 지령값 연산 수단(34) 중에, 전류 제어기(14a 및 14b)가 전압 연산에 직렬로 들어가 있는 점, 전동기의 전기 시정수(時定數) 상당의 차단 주파수를 갖는 1차 지연 필터(저역 통과 필터)(98a 및 98b)가 있는 점이 특장이다. 이들에 의하여 전동기의 역(逆) 모델을 성립시키고 있기 때문에, 제어부(2)의 연산 주기에 제약이 있는 경우에 있어서도 이상적인 벡터 제어를 실현할 수 있는 효과가 있다.

여기에서 본 실시예의 전동기(6)는 비돌극형(非突極型)의 영구 자석 모터로서 설명하고 있다. 즉, d축과 q축의 인덕턴스값은 같다. 즉, d축과 q축의 인덕턴스의 차에 의하여 발생하는 릴럭턴스 토크는 고려하고 있지 않다. 따라서, 전동기(6)의 발생 토크는 q축을 흐르는 전류에 비례한다. 그 때문에, 본 실시예에 있어서는, d축 전류 지령값 I_d ^*는 제로를 설정하고 있다.

또, 돌극형(d축과 q축의 인덕턴스의 차가 있는 경우)의 경우에는, q축 전류에 의한 토크 외에, d축과 q축의 인덕턴스의 차에 기인하는 릴럭턴스 토크가 있다. 그 때문에, 릴럭턴스 토크를 고려해서 d축 전류 지령값 I_d ^*를 설정함으로써, 같은 토크를 작은 q축 전류로 발생시킬 수 있다. 즉, 소비 에너지 절감의 효과가 있다.

전술한 바와 같이, 본 실시예에서는, 회전자의 회전 각도 위치 정보는, 전동기에 흐르는 전류 및 전동기에의 인가 전압을 입력하여 전동기의 추정 회전 각도 위치를 출력하는 위치 추정 수단(40)을 사용한 위치센서리스 제어에 의하여 얻는 것으로 하고 있다.

단, 전동기의 회전 각도 위치는 직접적으로 추정하는 것은 아니며, 실축과 제어축의 어긋남인 오차각(축 오차 Δθ_c)을 추정하고, 그것을 제로로 제어하는 것에 의해 간접적으로 추정한다.

도 8의 제어부(2)의 구성에 있어서 축 오차 연산기(12)는, 제어축 상의 전류 검출값(I_dc 및 I_qc) 및 전동기에 인가하는 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 사용해서, (3)식에 의해 실축과 제어축의 축 오차 Δθ_c를 연산한다.

[수식 3]

도 8의 PLL 제어기(13)는, 축 오차 Δθ_c가 축 오차 지령값 Δθ^*(통상은 제로)가 되도록 인버터 주파수 지령값 ω₁을 조정하고 있다. PLL 제어기(13)의 구성예를 도 10에 나타낸다. 축 오차 지령값 Δθ^*과 축 오차 Δθ_c의 차를 감산기(91a)에 의해 구하고, 이 오차에 비례 게인을 곱해서 비례분을 구하는 비례 연산부(92a)의 연산 결과와, 이 오차에 적분 게인을 곱하고나서 적분 제어하는 적분 연산부(93a)의 연산 결과를 가산기(90a)에 의해 가산하여 인버터 주파수 지령값 ω₁을 출력한다.

PLL 제어기(13)의 후단에 설치한 적분기(94)에 의해 인버터 주파수 지령값 ω₁을 적분한다. 속도를 적분하면 위치가 되기 때문에, 마찬가지로 인버터 주파수 지령값 ω₁을 적분함으로써 추정 자극 위치 θ_dc를 얻을 수 있다.

도 8의 제어부(2)의 구성에 있어서, q축 전류 지령값은 상위 제어계 등으로부터 얻어도 된다고 전술했지만, 여기에서는, 속도 제어기를 사용해서 q축 전류 지령값을 얻는 구성에 대하여 설명한다.

속도 제어기(15)의 구성예를 도 11에 나타낸다. 여기에서는 주파수 지령값 ω^*와 인버터 주파수 지령값 ω₁의 차를 감산기(91g)에 의해 구하고, 이 차분에 비례 게인을 곱해서 비례 제어하는 비례 연산부(92g)의 연산 결과와, 적분 게인을 곱해서 적분 제어하는 적분 연산부(94e)의 연산 결과를 가산기(90e)에 의해 가산하여 q축 전류 지령값 I_q ^*를 출력한다.

통상, 상위 제어계 등으로부터 부여되는 주파수 지령값 ω^*는, 인버터 주파수 지령값 ω₁에 비하면 변화의 주기가 매우 길어, 전동기의 1회전 중에 있어서는 일정값으로 보아도 된다.

그 때문에, 속도 제어기에 의하여 전동기는 거의 일정 주파수로 회전한다. 이때, 인버터 주파수 지령값 ω₁을 적분함으로써 얻어지는 자극 위치 θ_dc는 거의 일정하게 증가한다.

이상, 일반적인 모터 제어 장치의 구성에 대하여 설명했지만, 이러한 구성에 의해 부하 제어했을 때의 구체적인 구동 파형을 도 12에 나타낸다. 이것은 구동 파형으로서, 압축기 구동 시의 파형의 예를 상기한 제어 장치 구성을 사용해서 수치 해석한 것이다.

도 12에서는, 횡축에 시간을 취하고 종축에 토크(p.u)로서 모터 토크와 부하 토크를 나타내고, 주파수(㎐)로서 주파수 지령값과 인버터 주파수 지령값을 나타내고, 전류로서 U상 모터 전류를 도시하고 있다. 여기에서 횡축의 시간 눈금은 도 4에서 나타낸 기계각 1주기가 0.05초인 예를 나타내고 있다.

이 비교 사례에 따르면, 토크(p.u)는 기계각 1주기 내에서의 불일치를 발생키고 있다. 모터 토크가 이 주기 내에서 거의 정현파 형상으로 변동해서 반복되는데 반하여, 부하 토크는 전반 주기에서의 점증 후, 후판 주기에서의 급증, 급감을 반복하고 있어, 주기 내에서의 토크 불일치가 뚜렷하다. 주파수는, 주파수 지령값이 일정해도, 인버터 주파수 지령값은 정현파 형상의 변동을 반복한다. 또한 전류는 맥동하고 있다.

도 12의 결과로부터, 1회전 중에 있어서의 부하 토크가 변동하는 것에 의해, 모터 발생 토크, 전동기의 실(實)주파수(전동기의 회전수), 전동기에 흐르는 전류 등이 맥동하는 것을 알 수 있다. 이것은, 도 10의 PLL 제어기(13), 도 9의 전류 제어기(14), 도 11의 속도 제어기(15) 등의 피드백 제어기에 설정 가능한 응답 주파수에 제약이 있기 때문이다.

예를 들면, 도 10의 PLL 제어기(13)는, 전동기의 전기 정수(예를 들면, 전동기(6)의 1상당의 권선 저항값 R이나 q축의 인덕턴스 L_q 등)에 의하여 설정 가능한 응답 주파수가 결정되며, 그 값은 인버터 주파수가 낮을수록 낮은 응답 주파수를 설정할 필요가 있다. 환언하면, 전동기(6)가 저속으로 회전할 수록 PLL 제어기(13)의 응답 주파수를 낮게 설정할 필요가 있다.

한편, 도 9의 전류 제어기(14)는 제어부(2)의 연산 시간의 제약에 의하여 설정 가능한 응답 주파수가 결정된다. 즉, 전동기가 고속으로 회전할 수록 전류 제어기(14)의 응답 주파수를 낮게 설정할 필요가 있다.

속도 제어기(15)는 통상 PLL 제어기(13)나 전류 제어기(14)보다 외측의 제어 루프로 된다. 그 때문에 다른 제어기보다 설정 가능한 응답 주파수를 낮게 설정할 필요가 있다.

이렇게, 도 8에 나타낸 벡터 제어의 구성만으로는 넓은 운전 범위에 있어서 주기적인 부하 변동을 억제하는 것이 어려운 경우가 있다.

이상의 점에 입각하여 부하 변동 대응 동작에 관한 본 발명의 구동 방법을 이하 상세히 설명한다. 지금까지의 도 1의 설명에서는 생략했지만, 본 발명에서의 목적을 실현하는 수단 중 하나인, 토크 전류 지령값 작성기(10)와 전압 억제 지령값 작성기(11)에 대하여 설명한다.

도 13은 토크 전류 지령값 작성기(10)의 구체적인 구성예를 나타내는 도면이다. 도 13의 토크 전류 지령값 작성기(10)는, 전술한 속도 제어기(15)와, 전류 검출 수단(7)에 의해 검출된 전류 정보를 기초로, 주기적으로 변동하는 부하 토크 성분에 대한 q축 전류 지령값을 출력하는 주기 토크 추정 수단(30)과, 속도 제어기(15)의 출력으로부터 주기 토크 추정 수단(30)의 출력을 감산하는 감산기(91g)로 구성되어 있다.

도 13에 나타낸 주기 토크 추정 수단(30)에서는, 3φ/dq 변환기(8)(도 8)에 의하여 얻은 q축 전류 검출값 I_qc를, 단상(單相) 좌표 변환기(32)를 사용해서 기계각 주파수 ω_m으로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 한다.

예를 들면, 전동기(6)의 회전자의 자극의 수가 4극인 경우, 전기각 2주기가 기계각 1주기에 상당한다. 그 때문에, 별도 주기 토크 추정 수단(30)에 입력된 주파수 지령값 ω^*(전기각)을 전동기(6)의 극대수(極對數)(=계수/2)로 나눗셈하면, 기계각 주파수 ω_m을 얻을 수 있다.

또, 본 실시예에서는, 기계각 주파수를 구하기 위하여 주파수 지령값 ω^*를 사용하고 있지만, 인버터 주파수 지령값 ω₁이어도 상관없다.

좌표 변환은 (4)식을 사용해서 행한다.

[수식 4]

이에 따라, q축 전류 검출값 Iqc 중, 기계각 주파수 ωm의 cos 성분(Iqc_cos)와 sin 성분(Iqc_sin)이 추출된다. 단상 좌표 변환기(32)로부터는, (4)식의 연산 결과인 기계각 주파수 ωm의 cos 성분(Iqc_cos)과 sin 성분(Iqc_sin), 및 (4)식의 연산 가정에서의 중간 신호인 cosθr과 sinθr이 도출되어 있다.

또, 부하 토크의 변동의 고차 성분을 제거하고자 할 경우나, 전류 검출값의 노이즈를 제거하고자 할 경우에는, 정역 통과 필터(LPF)(35)를 추가한다. 그 후, 다시 (5)식을 사용해서 좌표 변환을 행한다. 좌표 변환기(33)는 (5)식의 2가지 성분을 합성한 값을 출력하고 있다.

[수식 5]

(5)식의 연산 결과끼리를 가산한 좌표 변환기(33)에 의해, q축 전류 검출값 I_qc 중, 기계각 주파수 ω_m의 성분(I_qm)이 추출된다. 즉, 단상 좌표 변환기의 출력의 변화를 봄으로써, 기계각 주파수 ω_m에서 변동하는 주기적인 부하 토크의 변화를 추정할 수 있다. 추정된 부하 토크의 변화에, 경우에 따라서 게인(Ktrq) 승산하여, 주기 변동 토크 성분에 대한 q축 전류 지령값 I_qsin ^*를 얻는다.

이상의 것에서 본 발명의 기본 구상은 이하에 나타내는 바와 같다. 전술한 바와 같이, 본 발명의 목적은 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이다. 당연히 전술한 제어 구성에 있어서도 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있지만, 그보다 한층 더 고효율화를 실현하기 위해서는 새로운 시각이 필요하다.

즉, 전동기의 기계적인 회전 위치나 부하 변동에 따라서 제어할 뿐만 아니라, 회전 위치에 동기하지 않고 제어하는 기간을 설정한다.

전술한 주기 토크 추정 수단(30)에서는 q축 전류 검출값 I_qc를 기계각 주파수 ω_m로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 한다. 즉, 부하 변동의 주기성을 잘 이용하여 기계각 주파수 ω_m 성분만을 정현파로서 취급하고 있다.

예를 들면, 부하 토크의 변동이 도 4와 같은 특성을 가질 경우, 이것을 정현파 형상의 조작량(예를 들면, 주기 변동 토크 성분에 대한 q축 전류 지령값 I_qsin ^*)으로 제어해도 속도 변동은 남게 된다. 환언하면, 1회전 중에 가속과 감속을 하는 기간이 있다.

속도 제어기(15)에 의해 평균 속도는 상위 제어계 등으로부터 부여되는 지령값과 일치한다. 그러나, 순시(瞬時) 속도로서는 하기의 식과 같이 속도 변동 Δω가 발생한다.

[수식 6]

여기에서, τ_m은 전동기의 발생 토크, τ_L은 순시 부하 토크, J는 전동기의 관성 모멘트이다.

현실의 모터 제어 장치는 제어 구성에 제약(예를 들면, 제어기의 응답 주파수)이 있기 때문에 속도 변동을 제로로 할 수는 없다. 그러나, 속도 변동할 때의 회전 위치나 부하 상태에 따라서는, 같은 속도 변동폭이어도 1회전 중의 소비 에너지는 다르다. 이것에 입각하면, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있음을 알 수 있다.

이상의 지견에 입각해서 본 발명에서는, 도 1의 전압 억제 지령값 작성기(11)를 이하와 같이 구성하여 기능시킨다.

도 14에 전압 억제 지령값 작성기(11)의 구성도의 예를 나타낸다. 전압 억제 지령값 작성기(11)는 기계각 위상 산출기(36)와 토크 전류 감산 지령 연산기(35)로 구성한다.

기계각 위상 산출기(36)는, 예를 들면 q축 전류 검출값 I_qc를 입력하고, q축 전류 검출값 I_qc를 기계각 주파수 ω_m로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 해서, 정현파 형상의 전류값의 특이점(최대, 최소, 제로크로스)과 전기각으로부터 추정된 기계각 위상의 관계로부터 기계각 위상 θ_m을 출력한다.

토크 전류 감산 지령 연산기(35)는 기계각 위상 θ_m을 입력하고 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 출력한다.

도 14에 나타낸 토크 전류 감산 지령 연산기(35)는 소정의 기계각 위상 θ_m에 있어서 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 출력한다. 도 14에서는 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 양(正)으로 도시하고 있지만, 실제로는, 도 1, 도 8에 나타내는 바와 같이, 감산기(91b)에 의해 q축 전류 지령값 I_q ^*로부터 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 감산하고 있다. q축 전류 지령값은 전압 지령값 연산 수단(34)에서 사용하기 때문에, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*의 분만큼 전동기(6)에 인가되는 전압이 억제되게 된다. 이것을 부하 변동과 전동기에 인가되는 전압의 관계로서 나타낸 것이 도 15이다.

도 15에서는 횡축에 기계각 1주기를 취하고 종축에 부하 토크와 전압 지령을 기재하고 있다. 도 15의 아래 도면의 종축은 출력 전압 지령값, 즉 전동기에 인가되는 전압으로서 도시하고 있다. 출력 전압 지령값이란, q축의 전압 지령값 V_q ^*, 또는 제곱합 제곱근에 의해 얻어지는 dc-qc축 상의 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 합성한 전압의 진폭을 의미한다.

도 7에 파형을 나타내고 있는 바와 같이, PWM 신호 작성기(33)는 출력 전압 지령값을 기초로 전력 변환 회로(5)를 구동시키는 드라이브 신호를 작성한다. 그 때문에, 도 15의 아래 도면의 종축은 PWM 신호의 듀티비와 등가이다.

도 15로부터 알 수 있는 바와 같이, 전동기 1회전 중의 출력 전압 지령값은, 전동기의 1회전의 평균 토크의 발생에 상당하는 전압인 평균적인 값에 부가해서, 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간 T1과, 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간 T2를 갖는 것을 알 수 있다.

다른 표현을 하면, 도 15의 출력 전압 지령값은, 바이어스값에 상당하는 일정값 성분과, 이 주기로 교번(交番)하는 정현파 형상 성분과, 이들에 구애받지 않는 감산 성분으로 구성되어 있다. 이러한 성분으로 구성된 출력 전압 지령값은, 바이어스값에 상당하는 일정값 성분과 이 주기로 교번하는 정현파 형상 성분에 의해 정해지는 기간 T1과, 일정값(감산값)을 나타내는 기간 T2로 구성되어 있다.

기계적 위치에 동기하지 않고 소정값(저감값)을 출력하는 기간 T2는, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*에 의해 출력 전압 지령값이 억제되어 있다. 즉, 제어 구성의 제약에 의하여 헛된 전압이 전동기에 인가되고 있는 기간이다.

이렇게, 기계적 위치에 동기하지 않고 변화하는 제어량을 출력하는 기간 T2를 설정하는 것에 의해, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다. 이렇게 전압 지령이 변경 작성된 결과로서 교류 전압, 전류, 속도도 또한 변화한다. 이 변화의 양상은 전압 지령과 거의 같은 파형 형상으로의 변화로 되어 있다. 즉, 전동기에 부여되는 교류 전력은 부하의 기계각 1주기의 기간에 있어서 그 실효값이 저감값을 나타내는 기간을 포함하게 된다.

또 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간 T2를 정하는 것에 대해서도, 각각의 사정에 따라서 이하의 각종 변형, 대안예를 채용하는 것이 가능하다.

우선 제1 변형예로서 전류 제어기(14)의 응답이 높은 경우에는, 도 16과 같이 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 산출하는 것이 좋다. 도 16의 구성에서는, 상승 시점은 급격히 변화하고, 하강 시점은 완만하게 변화시키고 있다. 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 제로로 할 때, 즉 PWM 신호의 듀티비가 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간으로부터, 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간으로 이행할 때에 PWM 신호의 듀티비가 지연 필터적으로 변화된다.

환언하면, PWM 신호의 듀티비의 변화율을 비교하면, PWM 신호의 듀티비가 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화하는 또는 소정값을 출력하는 기간으로부터, 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간으로 이행할 때 쪽이, 반대로 이행할 때보다 PWM 신호의 듀티비의 변화율을 작게 한다.

전류 제어기(14)의 응답이 높은 경우에는, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 제로로 할 때, 즉 전압 출력 억제 기간이 종료되어, 출력 전압 지령값이 큰 방향으로 되돌아갈 때에, 전류가 크게 점핑하여 전압 억제에 의한 소비 전력량의 효과를 약간 저감시키게 되는 경우가 있다.

그러나, 전압 출력 억제 기간 종료 시의 PWM 진동의 듀티비의 변화율을 작게 하는 것에 의해, 전압 억제에 의해 소비 전력량 저감의 효과를 최대한으로 얻을 수 있는 효과가 있다.

이때, 전동기에 인가되는 전압의 변화의 예를 도 17에 나타낸다.

제2 변형예로서 전동기의 전기 시정수가 큰 경우에는, 도 18과 같이 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 산출하는 것이 좋다. 즉, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 증가시킬 때에도 감소시킬 때에도 지연 필터적으로 변화시킨다.

전동기의 전기 시정수가 큰 경우에는 상승, 하강 모두 완만하게 변화시킨다. 전류 지령값을 변화시키고나서 전동기에 그 지령값 상당의 전류가 흐르기까지 시간이 걸린다. 전류 지령값과 실제의 전류값의 차를 보정하도록 전류 제어기(14)가 동작하기 때문에, 양자의 괴리가 큰 경우에는 전류 제어기(14)의 보정량이 과대해지고, 그 결과 전류가 크게 점핑하여 전압 억제에 의한 소비 전력량의 효과를 약간 저감시키게 되는 경우가 있다.

이 경우에는, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 지연 필터적으로 변화시키는 것에 의해, 전압 억제에 의해 소비 전력량 저감의 효과를 최대한으로 얻을 수 있는 효과가 있다.

이때, 전동기에 인가되는 전압의 변화의 예를 도 19에 나타낸다.

또 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*의 값은, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하는 효과와, 효율적으로 전동기를 구동시키는 효과의 밸런스를 잡아서 결정하면 되지만, 예를 들면 다음과 같이 결정한다.

전압을 억제하는 기간의 부하 토크가 작은 경우에는 전동기의 유기 전압 상당의 전압이 전동기에 인가되도록 한다. 가장 간이적인 예로서, 전동기가 비돌극이며, d축 전류 지령값이 q축 전류 지령값보다 충분히 작아 무시할 수 있다고 하면, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 식 1의 2식째의 제1항(R×I_q ^**)과 동등하게 하면, 결과적으로 식 1의 2식째는 제3항만으로 되어 유기 전압 상당의 전압이 전동기에 인가되게 된다.

제3 변형예로서 전동기의 평균 토크가 큰 경우에는, 전동기의 유기 전압 상당의 전압이 전동기에 인가되도록 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*의 값을 설정하게 되면, 전동기의 발생 토크가 일시적으로 과소해지고, 그에 따라 순시적인 감속이 발생하여 소음이나 진동이 증가하게 되는 경우가 있다.

이러한 경우에는 1회전의 평균 토크를 발생시키는 q축 전류 지령값 상당의 전압이 전동기에 인가되도록 하면 된다. 즉, 1회전의 평균 토크를 발생시키는 q축 전류 지령값 I_{q _ ave}와 전압 지령값 연산 수단(34) 내의 q축 전류 지령값(I_q ^**)의 차에 상당하는 값을 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*로 하면 된다.

전압을 억제하는 기간의 부하 토크가 단기간인 동안에도 음으로 될 경우에는, q축 전압 지령값을 제로 혹은 음으로 되도록 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 설정해도 된다.

부하 토크의 특성을 알고 있는 경우에는, 그 만큼의 토크가 출력되는 q축 전류 지령값을 미리 설정하여 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*로 하면 된다.

도 3에서는, 본 발명을 적용 가능한 부하의 일례로서 압축기의 예를 나타냈다. 이러한 압축기의 경우에, 전동기(6)로 구동되는 압축기의 1공정에서의 흡입 압력 Ps와 토출 압력 Pd는, 압축기가 연결되는 시스템(예를 들면, 냉동 사이클)의 상태에 따라서 변화하지만, 1공정에 있어서의 부하 토크 변동은 발생한다. 그 때문에, 부하 토크 변동을 추정하고, 그 정보를 토크 전류 감산 지령 연산기(35)에 입력해서 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 조정함으로써, 다양한 부하 특성의 모터 제어 장치에 적용 가능하다.

압축기뿐만 아니라, 주기적으로 변동하는 부하 토크 특성을 갖는 모터 제어 장치에도 적용 가능하며, 마찬가지의 효과가 있는 것은 물론이다.

본 실시예에서는, 도 3의 압축 기구부(500)의 피스톤(501)은, 직선적으로 운동하는 레시프로식을 예로 설명하고 있지만, 압축 기구의 다른 방식으로서, 피스톤이 회전함으로써 압축하는 로터리식이나, 소용돌이 형상의 선회 블레이드로 이루어지는 스크롤식 등이 있다.

각각의 압축 방식에 따라서 주기적인 부하 변동의 특성은 다르지만, 어떠한 압축 방식에 있어서도 압축 공정에 기인하는 부하 변동이 있다. 이러한 부하 토크 변동 특성은 각각 다르지만, 전술한 수단을 구비하는 모터 제어 장치는 압축 기구가 다른 경우에도 마찬가지로 적용할 수 있으며, 어느 것에 있어서도 본 발명의 목적을 달성 가능하다.

이상의 설명에서는, 전동기(6)의 샤프트는, 크랭크 샤프트(503)를 통하여 압축 기구부(500)의 피스톤(501)에 접속되어 있는 예를 사용했다. 그 때문에, 압축기로서의 일련의 공정은 기계각 1주기로 되고, 그 결과 부하 토크의 변동도 기계각 1주기였다. 예를 들면, 전동기(6)의 샤프트와 크랭크 샤프트(503) 사이에 기어를 추가했을 경우, 부하 토크의 변동은 기계각 1주기의 정수배로 변동한다. 이 경우에도, 부하 토크의 변동 주기를 미리 알 수 있으면, 본 실시예에 기재된 내용을 적용 가능하며 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

[실시예 2]

도 20은 실시예 2에 있어서의 모터 제어 장치를 사용한 냉장고를 나타내는 구성도의 예이다.

또, 이미 설명한 실시예 1에 나타난 동일한 부호를 부여한 구성과 동일한 기능을 갖는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.

본 발명이 적용되는 냉장고(301)는 도 20에 나타내는 바와 같이, 열교환기(302), 송풍기(303), 압축기(304), 압축기 구동용 모터(305) 등에 의해 구성되어 있다. 또한, 냉장고 제어 장치(306)는 각종 센서 정보에 의해 송풍기나 고내등(庫內燈) 등을 제어하는 고내 제어 장치(307)와 모터 제어 장치(1)로 구성된다.

냉장고에 있어서는 진공 단열재 등의 기술 혁신에 의해 냉장고 내의 열이 외기로 누설되는 열 누설량이 매우 적다. 그 때문에, 압축기를 구동시키는 모터 제어 장치의 소비 전력량을 절감하기 위해서는 압축기를 보다 저속으로 구동시키는 것도 유효하다. 그래서, 진동 억제 제어를 보다 효과적으로 제어하는 경우에 있어서도, 주기적인 부하 변동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이 필요해진다.

이러한 적용 대상에 본 발명을 채용할 경우에는 전압 억제 지령값 작성기(11)를 이하와 같이 구성하는 것이 좋다. 여기에서는 토크 전류 감산 지령 연산기(35)의 다른 방식으로서, 도 21과 같은 구성을 채용한다. 즉, 전동기가 1회전하는 기간에 있어서 전압 억제 기간을 복수 설정한다. 전압 억제는 각각 독립적으로 억제 기간과 억제 전압값을 결정해도 상관없다. 이때, 전동기에 인가되는 전압의 변화의 예를 도 22에 나타낸다.

이렇게, 전압 억제 지령값을 복수 부여함으로써, 주기적인 부하 변동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다.

토크 전류 감산 지령 연산기(35)의 다른 방식으로서 도 23과 같은 구성이 있다. 이 방식은, 진동기가 1회전 이상할 때마다, PWM 신호의 듀티비가 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간과, 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간을 갖는다.

이 방식에서는, 도 23에 나타내는 바와 같이, 전압 억제 지령값을 부여한 후, 1회전 이상은 전압 억제 지령값이 제로(즉, 전압 억제하지 않음)로 된다. 도 23에 나타낸 도면에서는 n은 2 이상의 정수로 된다.

이 방식은, 보다 속도 변동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 효과가 있다.

또, 본 발명은 상기한 실시예로 한정되는 것은 아니며, 다양한 변형예가 포함된다. 예를 들면, 상기한 실시예는 본 발명을 알기 쉽게 설명하기 위하여 상세히 설명한 것이며, 반드시 설명한 모든 구성을 구비하는 것으로 한정되는 것은 아니다. 또한, 어느 실시예의 구성의 일부를 다른 실시예의 구성으로 치환하는 것이 가능하며, 또한, 어느 실시예의 구성에 다른 실시예의 구성을 부가하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시예의 구성의 일부에 대하여, 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것이 가능하다.

또한, 상기한 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수속 등은 그들의 일부 또는 전부를 예를 들면 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어로 실현해도 된다. 또한, 상기한 각 구성이나 기능 등은, 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석하고 실행하는 것에 의해 소프트웨어로 실현해도 된다.

모터는 영구 자석 모터로서 설명했지만, 그 밖의 전동기(예를 들면, 유도기, 동기기, 스위치드 릴럭턴스 모터, 싱크로너스 릴럭턴스 모터 등)를 사용해도 상관없다. 이때, 전동기에 따라서는 전압 지령값 작성기에서의 연산 방법이 바뀌지만, 그 이외에 대해서는 마찬가지로 적용할 수 있으며, 본원의 목적을 달성 가능하다.

상기한 실시예에서는 피드백 제어를 전제로 해서 기재했다. 그 때문에, 주기적인 부하 변동을 검출해서 제어하는 방식에 대하여 기재했지만, 예를 들면, 도 4에 나타낸 부하 토크의 변화를 미리 데이터로서 제어부(2)에 보존하고, 그 정보를 기초로 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 연산해도 본원의 목적을 달성 가능하다.

1 : 모터 제어 장치 2 : 제어부
3 : 전압 지령값 작성기 5 : 전력 변환 회로
6 : 전동기(모터) 7 : 전류 검출 수단
10 : 토크 전류 지령값 작성기 11 : 전압 억제 지령값 작성기
12 : 축 오차 연산기 13 : PLL 제어기
14 : 속도 제어기 15 : 전류 제어기
20 : 직류 전압원 30 : 주기 토크 추정 수단
32 : 단상 좌표 변환기 33 : PWM 신호 작성기
34 : 전압 지령값 연산 수단 35 : 토크 전류 감산 지령 연산기
301 : 냉장고 500 : 압축 기구부
503 : 크랭크 샤프트

Claims (11)

1. 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 당해 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기를 구비하며, 상기 전력 변환 회로에 접속된 전동기에 의해 부하를 구동시키기 위한 모터 제어 장치로서,
   상기 전압 지령은, 상기 부하의 기계각(機械角) 1주기의 기간에서 정현파 형상으로 변화함과 함께, 그 일부 기간에서 저감값을 부여하고,
   상기 저감값의 파형은 상승 또는 하강 중 어느 한쪽, 혹은 쌍방에서, 기울기의 절대값이 감소하도록 변화하고,
   상기 부하의 기계각 1주기의 기간 중, 상기 저감값을 부여하지 않는 기간으로부터 상기 저감값을 부여하는 기간으로 이행할 때의 상기 드라이브 신호의 온오프비의 변화보다도, 상기 저감값을 부여하는 기간으로부터 상기 저감값을 부여하지 않는 기간으로 이행할 때의 상기 드라이브 신호의 온오프비의 변화 쪽이, 변화율이 작은 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
2. 삭제
3. 제1항에 있어서,
   상기 저감값을 부여하는 기간이 상기 부하의 기계각 1주기의 기간에서 복수 회 있는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
4. 제1항에 있어서,
   상기 부하의 기계각 1주기의 기간에는, 상기 저감값을 부여하는 기간을 포함하는 경우와 포함하지 않는 경우가 존재하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
5. 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 당해 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기와, 상기 전력 변환 회로에 접속되는 전동기를 구비하는 모터 제어 장치로서,
   상기 전력 변환 회로에 접속되는 부하의 기계적 위치에 동기해서 상기 드라이브 신호의 온오프비가 변화하는 제1 기간과, 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간을 갖고,
   상기 제2 기간에 있어서 상기 전압 지령의 파형은, 상승 또는 하강 중 어느 한쪽, 혹은 쌍방에서, 기울기의 절대값이 감소하도록 변화하고,
   상기 전력 변환 회로에 접속되는 부하의 기계적 위치에 동기해서 상기 드라이브 신호의 온오프비가 변화하는 제1 기간으로부터 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간으로 이행할 때의 온오프비의 변화보다도, 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간으로부터 상기 전력 변환 회로에 접속되는 부하의 기계적 위치에 동기해서 상기 드라이브 신호의 온오프비가 변화하는 제1 기간으로 이행할 때의 온오프비의 변화 쪽이, 변화율이 작은 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
6. 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 당해 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기와, 상기 전력 변환 회로에 접속되어 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 부하가 변동하는 기구부를 구동시키는 전동기와, 상기 전력 변환 회로 또는 상기 전동기에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 수단을 구비하는 모터 제어 장치로서,
   상기 전력 변환 회로에 접속되는 부하의 기계적 위치에 동기해서 상기 드라이브 신호의 온오프비가 변화하는 제1 기간과, 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간을 갖고,
   상기 제2 기간에 있어서 상기 전압 지령의 파형은, 상승 또는 하강 중 어느 한쪽, 혹은 쌍방에서, 기울기의 절대값이 감소하도록 변화하고,
   상기 전력 변환 회로에 접속되는 부하의 기계적 위치에 동기해서 상기 드라이브 신호의 온오프비가 변화하는 제1 기간으로부터 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간으로 이행할 때의 온오프비의 변화보다도, 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간으로부터 상기 전력 변환 회로에 접속되는 부하의 기계적 위치에 동기해서 상기 드라이브 신호의 온오프비가 변화하는 제1 기간으로 이행할 때의 온오프비의 변화 쪽이, 변화율이 작은 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
   상기 전동기는 4극 이상의 극수(極數)를 구비하며, 상기 전력 변환 회로에 접속되는 전동기의 주기적인 변동을 검출 또는 추정하는 부하 변동 검출 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
8. 제5항 또는 제6항에 있어서,
   기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화 또는 소정값을 출력하는 제2 기간에서, 상기 전력 변환 회로는, 상기 전동기의 유기 전압에 상당하는 전압으로 되는 상기 드라이브 신호의 온오프비를 출력하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
9. 삭제
10. 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 당해 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기를 구비하고, 상기 전력 변환 회로에 접속된 전동기에 의해 부하를 구동시키기 위한 모터 제어 장치로서,
    상기 교류 전력은, 상기 부하의 기계각 1주기의 기간에서, 그 실효값이 저감값을 나타내는 기간을 포함하고,
    상기 저감값의 파형은 상승 또는 하강 중 어느 한쪽, 혹은 쌍방에서, 기울기의 절대값이 감소하도록 변화하고,
    상기 부하의 기계각 1주기의 기간 중, 상기 저감값을 부여하지 않는 기간으로부터 상기 저감값을 부여하는 기간으로 이행할 때의 상기 드라이브 신호의 온오프비의 변화보다도, 상기 저감값을 부여하는 기간으로부터 상기 저감값을 부여하지 않는 기간으로 이행할 때의 상기 드라이브 신호의 온오프비의 변화 쪽이, 변화율이 작은 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
11. 제5항 또는 제6항에 있어서,
    상기 부하는, 압축, 팽창 행정을 포함하는 압축 기구를 구비한 냉장 설비인 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.

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