JP5975829B2 - モータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機に関する。

本技術分野の背景技術として、例えば、特開２００８−１７２９４８号公報（特許文献１）がある。この公報には、「一方の駆動方式から他方の駆動方式への切換えの際に、回転数制御ＰＷＭデューティ／変調率演算部と通電切換制御・電圧／電流位相差算出・電圧位相算出部は、一方の駆動方式における切換え直前のブラシレスモータのロータ位置に対する電流位相と切換直後の電流位相が等しくなるように制御する。」と記載されている。

特開２００８−１７２９４８号公報

前記特許文献１には、一方の駆動方式から他方の駆動方式への切換えの際に、一方の駆動方式における切換え直前のブラシレスモータのロータ位置に対する電流位相と切換直後の電流位相が等しくなるように制御する仕組みが記載されている。しかし、特許文献１のブラシレスモータの制御装置は、ブラシレスモータの負荷トルクの変動について考慮されていない。

そこで、本発明は、通電方式を切替える際に、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えることが可能なモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路によって駆動される電動機と、前記電動機に接続される負荷とを備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替えるモータ制御装置において、前記電力変換回路の直流側または交流側の電流を検出し、前記電動機の１回転中の期間における前記電流がピーク値を越えた時点から再び上昇に転ずるまでの期間に１２０度通電方式から１８０度通電方式に切替えることを特徴とする。

本発明によれば、通電方式を切替える際に、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えることができるモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機を提供することができる。
上記以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

モータ制御装置の構成図の例である。 座標軸の関係を示す図の例である。 制御軸と３相軸の関係図の例である。 電力変換回路の構成図の例である。 機構部（圧縮機構部）の構成図の例である。 回転子の位置に対する負荷トルクの変化の例である。 １２０度通電方式のスイッチング方式の例である。 開放相電圧検出手段の構成図の例である。 モータの２相に電圧を印加する場合の模式図である。 非通電相の起電圧特性図の例である。 回転角度位置に対する開放相起電圧特性の例である。 回転角度位置に対する開放相起電圧と基準電圧の関係図の例である。 基準レベル切替器の例である。 電圧指令値演算手段の構成図の例である。 １８０度用位置推定手段４１の構成図の例である。 速度制御器の例である。 電流制御器の例である。 通電方式切り替え時（無対策）の電流波形の例である。 通電方式切替判定器の構成図の例である。 電流検出値の測定結果の例である。 １８０度通電方式のスイッチング方式の例である。 別方式による電圧指令値とドライブ信号の関係の例である。 １２０度用位置推定手段の構成例である。 通電モードと電気角位相の関係図の例である。 電気角位相と通電モードの関係図の例である。 １次遅れフィルタの周波数特性の例である。 処理フローチャートの例である。 ｑ軸電流検出値のフィルタ後の値の例である。 冷蔵庫を示す構成図の例である。 電力変換回路の別の構成図の例である。 起動シーケンスの例である。 通電モード１の電圧印加時の実軸と３相軸の関係図の例である。 通電方式切替判定器の別の構成図の例である。 処理フローチャートの別の例である。 検証手段の例である。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。

本実施例では、機構部として圧縮機構部を用いた場合のモータ制御装置１の例を説明する。

＜全体構成＞
図１は、本実施例におけるモータ制御装置の構成図の例である。モータ制御装置１は、大きく分け、交流電力を出力する電力変換回路５と、その電力変換回路５によって駆動されるモータ６（電動機）と、モータ６に機械的あるいは磁気的に接続されている負荷５００と、モータ６に流れる電流またはモータ６の位置あるいは速度を直接的あるいは間接的に検出しモータ６へ印加する電圧指令値を演算する制御部２、等から構成される。なお、負荷５００は、例えば後述する圧縮機構部である。

図４は、電力変換回路の構成図の例である。電力変換回路５は、インバータ２１、直流電圧源２０、ゲートドライバ回路２３によって構成される。インバータ２１は、スイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）によって構成される。これらのスイッチング素子２２は直列に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成している。各相の上下アームの接続点は、モータ６へ配線されている。
スイッチング素子２２は、制御部２で生成されるドライブ信号を基にゲートドライバ回路２３が出力するパルス状のゲート信号（２４ａ〜２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングして電圧を出力することで、任意の周波数の３相交流電圧をモータ６に印加することができ、これによってモータを可変速駆動する。

なお、制御部２で生成されるドライブ信号と、ゲートドライバ回路２３によって生成（増幅）されるゲート信号は、信号の電圧レベル（例えば、５Ｖと１５Ｖ）等が異なるため、両者は異なる信号である。しかし、本実施例においてはゲートドライバ回路２３を理想回路として扱ったとしても、効果に影響が無いため、以降に出てくるドライブ信号とゲート信号は、特に断りが無い限り同じ意味として扱う。

電力変換回路５の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。これにより、安全性向上や部品点数削減といった効果が得られる。

＜通電方式＞
次に、電力変換回路５をスイッチング動作させるためのドライブ信号の生成方法について、通電方式と共に説明する。

図１において、ＰＷＭ信号作成器３３は、通電方式切替指令に応じて、１２０度通電方式あるいは１８０度通電方式を選択すると共に、入力された電圧指令値に応じたドライブ信号を生成する。なお、電圧指令値の作成については、後述する。

１２０度通電方式は、電力変換回路５の３相の上下アームの内、２相に対してスイッチング動作をさせる。電気角で１８０度の位相中１２０度の期間スイッチングをするため、１２０度通電方式と呼ぶ。モータに印加される電圧の波形から、方形波駆動とも呼ぶ。

スイッチングさせる方法にはいくつか方式があり、例えば、図７に示した方式の内、いずれかを用いればよい。図７は電気角１周期における上下アームのドライブ信号を概念的に示している。図中のＧｐは上アームのドライブ信号、Ｇｎは下アームのドライブ信号を意味している。

モータ６に印加する電圧を決定するためには、電圧の大きさ、電圧の波形、モータ６の回転子位置に対する電圧の位相、の３点を考慮する必要がある。決定法については、後述する。

次に、１８０度通電方式は、基本的に電力変換回路５の３相の上下アームを全てスイッチング動作させる。図２１に標準的な三角波比較方式によるドライブ信号の生成方法を示す。図２１は、電気角３６０度における電圧指令値と、ドライブ信号を生成するための三角波キャリア信号を示している。両者を比較し、大小関係により図中のように上アームのドライブ信号Ｇｐおよび下アームのドライブ信号Ｇｎを生成する。

１８０度通電方式は、電気角一周期にわたり上下アーム共にスイッチングを行うため、１８０度通電と呼ぶ。この方式は、モータに正弦波上の電圧が印加されることから、正弦波駆動とも呼ぶ。

ゲートドライバ回路２３やスイッチング素子自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がスイッチングオフとなるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とする。なお、デッドタイムに関しては効果に影響が無いため、理想的なドライブ信号を示している。もちろん、デッドタイムを付加した構成としてもよい。

電力変換回路５の直流電圧源２０を最大限に利用するため、電気角６０度の区間、片方のアームのスイッチング素子をオン状態で維持するドライブ信号生成方法もある。図２２は、この方式による電圧指令値とドライブ信号の関係の例である。この方法では、一定区間ドライブ信号の変化が無いため、一見すると、１２０度通電のドライブ信号に似ているが、実質的にモータに印加される電圧は正弦波状に近いため、この方式も１８０度通電と呼ぶ。

＜モータ、座標軸＞
本実施例は、モータ６として、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例である。そのため、制御軸の位置と回転子の位置は、基本的に同期しているとして説明する。なお、実際は加減速時や負荷変動時の過渡状態において、制御軸の位置と回転子の位置にズレ（軸誤差）が生じる場合がある。軸誤差が生じた場合、モータが実際に発生するトルクが減少したり、電流歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。

回転子の回転角度位置情報は、モータに流れる電流およびモータ印加電圧からモータの推定位置を出力する位置センサレス制御によって得るものとしている。その際、図２に示すように、回転子の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸（回転座標系）を定義する。回転子の回転角度位置θｄは、ｄ軸の位相を示す。これに対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸とからなるｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）も定義する。本実施例では、この回転座標系である制御軸上で電圧や電流を制御することを基本としているが、単に電圧の振幅と位相を調整してモータを制御することも可能である。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθｃと呼ぶ。

固定座標系である３相軸と制御軸との関係を図３に示す。Ｕ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置（推定磁極位置）θｄｃと定義する。ｄｃ軸は図中の円弧状の矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定磁極位置θｄｃを得られる。

＜負荷（圧縮機構部）＞
次に、負荷５００として、圧縮機構を用いた場合について、説明する。図５に示すように、機構部５００（圧縮機構部）は、モータ６を動力源としてピストン５０１を駆動している。これにより、圧縮動作を行う。モータ６のシャフト５０２に、クランクシャフト５０３が接続され、モータ６の回転運動を直線運動に変換している。モータ６の回転に応じて、ピストン５０１も動作し、吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。モータ６とピストン５０１の間の動力伝達は、図５のように機械的に接続する構成が多いが、潤滑油の給油の構成や、圧縮あるいは搬送対象（例えば有害ガス）によっては、磁気的に接続された機構を含むことで、安全性やメンテナンス性を上げられるという効果がある。

圧縮機構の工程は、まずシリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から冷媒を吸い込む。その後、弁５０６を閉じて圧縮を行い、吐出口５０７から圧縮した冷媒を吐出する。

一連の工程において、ピストン５０１にかかる圧力が変化する。これは、ピストンを駆動するモータ６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。図６は、機械角１回転における、回転子の回転角度位置θｄに対する負荷トルクの変化の例を示している。図６では、モータ６として４極モータの例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。例えば、モータ６が６極の場合は、電気角３周期が機械角１周期に相当する。回転子の位置とピストンとの位置関係は組み付けによって決まるが、図６ではピストンの下死点が機械角の０°として、ピストン位置に対する負荷トルクの変化を示している。圧縮工程が進むにつれ負荷トルクが大きくなり、吐出工程では、急激に負荷トルクが小さくなるのが特徴的である。図６から、１回転中において負荷トルクが変動している事が分かる。回転する度に負荷トルクが変動するため、モータ６から見ると周期的に負荷トルクが変動していることになる。

たとえ同じ圧縮機構部５００を用いても、モータ６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差などによって、負荷トルクの変動は変化する。弁５０６の開閉タイミングとピストンの位置の関係は、弁５０６の構成によって変わる。例えば、吸い込み口５０５とシリンダ５０４内の圧力差で作動する簡易的な弁を使用した場合には、圧力条件によって弁の開閉タイミングが変わる。すなわち、負荷トルクが一回転中で最大となるピストン位置も変化する。

電力変換回路の通電方式の切替えを考えた場合、前述のように負荷トルクの変動が大きい場合には、通電方式の切替えを起因の１つとして、モータ６に流れる電流に跳ね上りが生じたり、モータ６の回転速度変動が生じたりする恐れがある。この結果、振動や騒音が発生する場合もある。これらの現象を切替ショックと呼ぶ。したがって、本願の目的の一つは、負荷トルクの変動が大きい場合に、電力変換回路の通電方式を切り替える際においても、電流跳ね上りや速度変動が生じない切替ショックレスを実現するモータ制御装置を提供することである。

本実施例では、圧縮機構部５００のピストン５０１は、直線的に動くレシプロ式を例に説明しているが、圧縮機構の別な方式として、ピストンが回転することで圧縮するロータリー式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。これらの負荷トルク変動特性はそれぞれ異なるが、後述する手段を備えるモータ制御装置およびそれを用いた駆動装置、冷凍機、空調機は圧縮機構が異なる場合にも同様に適用でき、いずれにおいても本願の目的を達成可能である。

＜制御部＞
図１において、制御部２は、電圧を印加しない非通電相（開放相）の起電圧（端子電圧）を入力し、回転子の推定回転角度位置および推定回転速度を出力する１２０度用位置推定手段４０と、モータ６に流れる交流電流または電力変換回路の直流側に流れる電流を入力し、回転子の推定回転角度位置および推定回転速度を出力する１８０度用位置推定手段４１と、通電方式切替指令信号と、１２０度用位置推定手段４０および１８０度用位置推定手段４１の推定回転角度位置および推定回転速度を入力し、通電方式切替指令信号に応じた推定回転角度位置および推定回転速度を出力する通電方式切替器３１と、電圧指令値演算手段３４と、モータ６に流れる交流電流または電力変換回路の直流側に流れる電流を入力し、通電方式切替指令信号を出力する通電方式切替判定器３０と、通電方式切替指令信号と電圧指令値を入力しドライブ信号を出力するＰＷＭ信号作成器３３、等から構成される。

制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現している。

＜電流検出手段＞
１８０度用位置推定手段４１でモータ６に流れる電流を使用する場合、電流検出手段７を用いて、モータ６または電力変換回路５に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流を検出する。電流検出手段の構成例を図４に示す。例えば、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等で構成できる。この構成を採用した場合、電力変換回路５のスイッチング状態を気にせず、任意のタイミングで電流検出できるという利点がある。

なお、全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

モータ６または電力変換回路５に流れる交流電流を検出する別方式として、例えば、電力変換回路５の直流側に付加されたシャント抵抗２５に流れる直流電流から、電力変換回路５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗２５に流れることを利用している。シャント抵抗２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号が変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。図示はしていないが、電流検出手段７に、シングルシャント電流検出方式を用いても問題ない。

＜モータ端子電圧検出手段＞
開放相電圧検出手段の構成図の例を図８に示す。モータ６の端子電圧を検出する場合、例えば、開放相電圧検出手段６０を用いる。多くの場合、モータ６の端子電圧が制御部の電源電圧（例えば、５Ｖや３．３Ｖ）を超えるため、分圧抵抗（６１および６２）を用いる。その後、オペアンプで増幅したり、制御部の保護を目的として、バッファ回路６３を入れたりする。もちろん、モータ６の端子電圧を直接制御部２に入力しても構わない。

＜各構成要素の詳細＞
以下、各構成要素の詳細を説明する。まず、モータ６を１２０度用位置推定手段４０の動作と、１８０度用位置推定手段４１の動作についてそれぞれ説明し、次に電圧指令値演算手段３４の動作について説明する。その後、２つの駆動状態の切替え、言い換えると、２つの通電方式（１２０度通電、１８０度通電）を切替える際の課題について説明する。

＜１２０度通電＞
以下の説明を実現する１２０度用位置推定手段４０の構成例を図２３に示す。

モータ６を１２０度通電で駆動する際は、モータ６の３相巻線の内、通電する２相を選択してパルス電圧を印加してトルクを発生させる。通電する２つの相の組み合わせは６通り考えられ、それぞれを通電モード１〜通電モード６と定義する。

図９にモータの２相に電圧を印加する場合の模式図を示す。図９（ａ）はＶ相からＷ相へ通電している状態の通電モード（後述の通電モード３に対応）を示し、図９（ｂ）は反対にＷ相からＶ相へ通電している状態の通電モードを示す図である。

これらに対し、回転子の回転角度位置を電気角１周期分変化させた場合の非通電相（図１０ではＵ相）に現れる起電圧は、図１０のようになる。図１０は、非通電相の起電圧特性図の例である。回転角度位置によって、Ｕ相の起電圧（Ｕ相の端子電圧）が変化することがわかる。

この起電圧はＶ相とＷ相に生じる磁束の変化率の差異が、非通電相であるＵ相にて電圧として観測されたものであり、速度起電圧と異なる。速度起電圧と区別して、開放相起電圧と呼ぶ。

図１０において、実線で示す正パルス印加時の開放相起電圧、および破線で示す負パルス印加時の開放相起電圧は、いずれも速度誘起電圧Ｅｍｕに比べて大きい。速度起電圧は、その名の通り回転子の回転速度に比例して変化する起電圧である。したがって、低速域における速度起電圧と非通電相の起電圧の大小関係は、図１０に示す関係になる。

したがって、この開放相起電圧を検出すれば、モータ６の回転速度が零速度近傍から低速度域に亘って、比較的大きな回転子の位置信号が得られる。

図１１は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相を非通電相とした場合の回転子の回転角度位置θｄに対する開放相起電圧特性、電力変換器２を構成するスイッチング素子のゲート信号、モータ６の回転子の回転角度位置θｄ、通電モード、およびスイッチング相関係を示している。

図１１に、回転角度位置に対する開放相起電圧特性の例を示す。図１１から分かるように、図９（ａ）および（ｂ）に示した電圧パルスは１２０度通電方式の通常の動作中に印加される。通電モード３において、図９の状態となる。モード回転角度位置θｄに応じて電気角６０度毎に通電する２相が切り替えられている。つまり、非通電相も順次切り替えられる。

図１１において、図９（ａ）および（ｂ）の状態は、通電モードが通電モード３もしくは通電モード６に対応する。通電モード３もしくは通電モード６においては、Ｕ相が非通電相であるため、開放相起電圧はＵ相の起電圧波形に示した太線のように検出できる。すなわち、回転角度位置θｄが増えるにつれ、通電モード３ではマイナス方向に減少し、通電モード６ではプラス方向に増加する開放相起電圧が検出できる。

同様に、通電モード２および通電モード５では、Ｖ相の起電圧波形が検出でき、通電モード１および通電モード４では、Ｗ相の起電圧波形が検出できる。

図１２は、回転角度位置に対する開放相起電圧と基準電圧の関係図の例である。図１２に、回転角度位置θｄに対する、通電モード、非通電相、通電モードに対応した非通電相の開放相起電圧、および基準電圧の関係を示す。通電モードが切り替わる毎に非通電相の開放相起電圧が、正と負でそれぞれに上昇と減少を繰り返す波形となる。そこで、正側および負側それぞれに、閾値となる基準電圧（Ｖｈｐ、Ｖｈｎ）を設定し、この基準電圧と非通電相の開放相起電圧の大小関係から回転角度位置θｄを推定でき、これによって通電モード切替のトリガ信号を発生させる。

つまり、基準電圧が通電モードを切り替える所定の位相を表す値として見做され、これを検出した非通電相の開放相起電圧が超えると、その時点でモード切替トリガ信号を発生させ通電モードを順に切り替える。

通電モードを切り替える動作はモード切替トリガ発生器５１にて実現しており、非通電相電位選択器５２（図２３参照）にて通電モードに応じた非通電相を選択し、選択した相の開放相起電圧を検出している。

図１３、図２３に示す基準レベル切替器５３にて、通電モード指令に従って正側基準電圧Ｖｈｐと負側基準電圧Ｖｈｎを切替スイッチ１１３によって選択して出力する。つまり、通電モード２、４、６では正側基準電圧Ｖｈｐ１１１を出力し、通電モード１、３、５では負側基準電圧Ｖｈｎ１１２を出力する。

通電モードに応じた開放相起電圧と、選択した正側基準電圧Ｖｈｐまたは負側基準電圧Ｖｈｎを閾値として比較器５４に入力してその値の比較を行い、非通電相の起電圧が閾値に到達した時点でモード切替トリガ信号を発生する。通電モード切替器５５は、モード切替トリガ信号を入力し、モード切替トリガ信号に応じて通電モードを正回転方向に進め、通電モードを出力する。

位相変換器５６は、通電モードの情報（通電モード１〜通電モード６）を入力し、で電気角位相（回転角度位置θｄ）を出力する。１２０度通電では電気角６０度毎の回転角度位置を検出すれば良いが、例えば、通電モードから、図２４に示す関係の位相を出力する。

図２４の関係の位相を採用すると、通電方式切替に好適となる。本実施例の目的を考えると、ドライブ信号の生成方法は同じとするのが良い。

３相正弦波状の電圧指令値を考えると、電気角が０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度の位置は、中間相の電圧がゼロで、最大相と最小相の絶対値は同じとなる位置である。これらの電圧指令値を、図２１で示したＰＷＭキャリア信号生成方法（つまり１８０度通電方式と同じドライブ信号生成方法）を用いると、１２０度通電方式時のドライブ信号を得られる。

駆動方式切替器４５に、電圧指令値と、通電方式切替指令信号と、通電モード指令と、を入力する。１２０度通電方式で駆動している場合は、通電モードに応じて非通電相のドライブ信号は上下アームとも非アクティブとして出力する。１８０度通電方式で駆動している際は、駆動方式切替器４５は、入力された電圧指令値をそのまま出力すればよい。１２０度通電方式では、最大相と最小相に電圧を印加する。そのため、通電モードに応じた非通電相とは、中間相となる。中間相の上下アームとも非アクティブとすることで、図７の相補スイッチング方式のドライブ信号と同様の電圧がモータに印加されることになる。

このように、各通電モードにおける位相を図２４に示した様に決定することで、１８０度通電方式と同じドライブ信号生成方法を用いて、１２０度通電方式でのドライブ信号を生成することができる。同じドライブ信号生成方法を用いるため、ドライブ信号生成方法に起因する切替時のショックを無くすことができる。従って、通電方式切替に好適な方式である。

速度変換器５７は、１つの通電モードが継続した時間を例えば三角波キャリア信号の山または谷の割込みタイミングでカウントをし、そのカウント値から次式で速度ω１＿１２０を算出する。

ここで、Ｎ＿ｐｗｍは三角波キャリア信号の山または谷の割込みタイミングでカウントしたカウント数、Ｔ＿ｃｏｕｎｔ＿ｓｍｐｌはカウントする周期である。６倍しているのは、電気角１周期相当の速度を求めるためである。

前述の通り、開放相起電圧は速度起電圧と異なり、モータが停止または極低速で回転している際にも検出可能である。したがって、モータ６の回転速度が零速度近傍から低速度域に亘って、位置センサレス駆動が可能である。このように、非通電相の開放相起電圧を検出することで、モータ６が停止した状態や極低速時においても回転子位置を精度良く検出することができる。また、これに基づいて回転速度も求められる。

以上が、１２０度用位置推定手段４０の基本的な動作である。

＜１８０度通電＞
ところが、モータ６の回転速度が大きくなるにつれて、非通電相の開放相起電圧よりも速度起電圧の方が支配的となる。つまり、速度起電圧に基づいて回転子位置情報や回転速度を検出する方が精度良くなる。そのため、中高速域においては、１８０度通電でモータ６を駆動するのが良い。

モータ６を１８０度通電で駆動するためには、前述の通りｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）で制御するのが好適である。回転座標上で制御するために３相交流軸から座標変換する必要があるが、回転座標上では電圧や電流を直流量として扱えるという利点がある。

そのため、推定磁極位置θｄｃを用いて、電流検出手段７で検出した３相交流軸のモータ電流検出値１２２をｄｃ−ｑｃ軸に座標変換し、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）を得える。同様に、推定磁極位置θｄｃを用いて、後述する電圧指令値作成器３で生成したｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値を３相交流電圧指令値に座標変換する。

次に、１８０度用位置推定手段４１の動作について説明する。図１５は、１８０度用位置推定手段４１の構成図の例である。１８０度用位置推定手段４１は、主に軸誤差演算器１０と、ＰＬＬ制御器１３と、積分器１５、等から構成されている。

本実施例の１８０度用位置推定手段４１は、軸誤差Δθｃの演算値を基にしている。軸誤差演算器１０は、制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）と、後述する電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）を入力して、次式により実軸と制御軸との軸誤差Δθｃを出力する。

ＰＬＬ制御器１３は、軸誤差Δθｃが軸誤差指令値Δθ＊（通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値ω１を出力する。軸誤差指令値Δθ＊と軸誤差Δθｃの差を減算器１７ａで求め、これに乗算器１８ａで比例ゲインＫｐ＿ｐｌｌを乗じ比例制御した演算結果と、乗算器１８ｂで積分ゲインＫｉ＿ｐｌｌを乗じそれを積分器１５ｂで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ａで加算し、インバータ周波数指令値ω１＿１８０を出力する。

定常状態においては、軸誤差Δθｃはゼロとなる点、永久磁石同期モータでは制御軸の位置と回転子の位置は基本的に同期している点から、インバータ周波数指令値ω１＿１８０がモータの速度に相当する。

回転子の回転角度位置θｄ（電気角位相）は速度を積分することで得られる。そのため、積分器１５ａの出力が回転角度位置θｄ＿１８０となる。

次に電圧指令値演算手段３４の動作について説明する。図１４は、電圧指令値演算手段３４の構成図の例である。電圧指令値演算手段３４は、例えば、速度制御器１４と、電流制御器１２と、通電方式切替スイッチ５９と、電圧指令値作成器３と、ｄｑ／３φ変換器４、等から構成されている。

通電方式の切り替えは通電方式切替スイッチ５９で行う。図１４中に複数通電方式切替スイッチ５９があるが、全て同じタイミングにおいて同じ接点に切り替わる。

説明の便宜上、１８０度通電駆動時の動作について先に説明する。１８０度通電駆動時においては、図１４中の複数通電方式切替スイッチ５９を下側接点にする。

電圧指令値作成器３は、後述する速度制御器１４や電流制御器１２から得られるｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊およびＩｑ＊）と、回転角速度指令値ω＊または後述するインバータ周波数指令値ω１とを電圧指令値作成器３に入力し、次式の様にベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を得る。

ここで、Ｒはモータ６の巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。

上述のようにモータを駆動する制御は一般的にベクトル制御と呼ばれ、モータに流れる電流を界磁成分とトルク成分に分離して演算し、モータ電流位相が所定の位相になるように、電圧の位相と大きさを制御する。ベクトル制御の構成にはいくつか方式があり、例えば、特開２００５−３９９１２号公報に記載の構成がある。これを用いて例えば図１４のような構成とする。

本実施例のモータ６は、非突極型の永久磁石モータとしている。すなわち、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同じである。つまり、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮していない。したがって、モータ６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例する。そのため、本実施例においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊はゼロを設定している。なお、突極型モータ（ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値が異なるモータ）の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクが発生する。そのため、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を設定することで、同じトルクをより小さいｑ軸電流で発生できる。この場合、効率向上の効果が得られる。

＜速度制御器＞
ｑ軸電流指令値は、上位制御系などから得てもよいが、速度指令値への追従性を良くするため、図１４は速度制御器を用いてｑ軸電流指令値を得る構成として示した。

速度制御器１４の構成例を図１６に示す。周波数指令値ω＊とインバータ周波数指令値ω１の差を減算器１７ｂで求め、これに乗算器１８ｃで比例ゲインＫｐ＿ａｓｒを乗じて比例制御した演算結果と、乗算器１８ｄで積分ゲインＫｉ＿ａｓｒを乗じ積分器１５ｃで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ｂで加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。

＜電流制御器＞
図１７は電流制御器の構成図の例である。ｄ軸およびｑ軸電流指令値への追従性を上げるため、電流制御を行う。ｄ軸およびｑ軸電流値（Ｉｄ＊およびＩｑ＊）とｄ軸およびｑ軸電流検出値との差をそれぞれ減算器（１７ｃおよび１７ｄ）で求め、これらに乗算器（１８ｅおよび１８ｆ）で比例ゲイン（Ｋｐ＿ｄａｃｒおよびＫｐ＿ｑｄａｃｒ）を乗じて比例制御した演算結果と、乗算器（１８ｇおよび１８ｈ）で積分ゲイン（Ｋｉ＿ｄａｃｒおよびＫｉ＿ｑａｃｒ）を乗じ積分器（１５ｄおよび１５e）で積分し積分制御した演算結果とを加算器（１６ｃおよび１６ｄ）で加算し、第２のｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊＊およびＩｑ＊＊）を出力する。

＜電圧指令値演算＞
次に、１２０度通電駆動時の動作について説明する。１２０度通電駆動時においては、図１４中の複数通電方式切替スイッチ５９を上側接点にする。

本実施例では、１２０度通電駆動時と１８０度通電駆動時において、動作を変更する例を示す。もちろん、１２０度通電駆動においても、１８０度通電駆動と同様に、速度制御器１４と電流制御器１２を付加した構成としてもよい。

本実施例では、１２０度通電駆動時の電流指令値（Ｉｄ＊＊およびＩｑ＊＊）は、図示しない上位制御等から入力された電流指令値（Ｉｄ＊＿１２０およびＩｑ＊＿１２０＊）を用いる。上位制御等から入力された電流指令値を使う際、乗算器および積分器の数が減るため、制御部２の演算負荷を低減できる効果がある。

最も簡素な方法としては、ｄ軸およびｑ軸電流指令値をゼロとし、所定の速度指令値のみを与え、次式のように電圧指令値は固定として駆動しても良い。

ｄｑ／３φ変換器４は、上述の電圧指令値作成器３が出力するｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）と回転角度位置を入力し、３相電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）出力する。

通常、上位制御系等から与えられる周波数指令値ω＊は、インバータ周波数指令値ω１に比べると変化の周期は非常に長いため、モータが１回転する間においては一定値と見ても良い。そのため、速度制御器によって、モータはほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω１を積分することで得られる推定磁極位置θｄｃは、ほぼ一様に増加する。

以上が、電圧指令値演算手段３４の基本動作である。

＜通電方式切替＞
モータ６の状態量（位置、速度、トルクなど）を制御する場合、状態量の変化に対して感度が高い情報もしくは線形に変化する情報を用いることが適している。

前述の通り、非通電相の開放相起電圧は、モータが停止または極低速で回転している際にも検出可能である。一方、速度起電圧は、モータの回転速度に比例する起電圧であるため、回転速度が大きくなるにつれて速度起電圧は大きくなり、中高速域では非通電相の開放相起電圧よりも速度起電圧の方が支配的となる。

このことから、モータが停止時から高速域において、モータの位置検出を行ってモータの状態量（位置、速度、トルクなど）を制御する場合には、開放相起電圧に基づいて制御する１２０度通電方式と、速度起電圧に基づいて制御する１８０度通電方式とを組み合わせることで、高精度な制御を実現できる。

通電方式切替を判断する値の例として、ここでは上位制御系等から与えられる周波数指令値ω＊（モータの回転数指令に相当）を使用する。例えば、予め速度起電圧が十分に大きくなり、速度起電圧を精度良く検出できる周波数指令値に達したら（定格速度の１０〜２０％程度が目安）、開放相起電圧に基づいて制御する１２０度通電方式から速度起電圧に基づいて制御する１８０度通電方式へ切り替える。

通電方式を切り替える際、図１８のように電流跳ね上りや速度変動などが生じた。電流の跳ね上がりが大きい場合、過電流保護回路によってモータが停止したり、最悪の場合はスイッチング素子２２やその他の電気品を損傷したりする恐れがある。モータ停止や破損に至らなくとも、通電方式切り替え時にモータの発生トルクが急に変わることで、急加減速したり、それによる振動や不快な音が発生したりする原因となる。

このような課題を解決するため、通電方式を１２０度通電方式から１８０度通電方式に切り換える際に、電流跳ね上り、モータ発生トルクの不連続によるトルクショック、速度変動、などが生じない切替ショックレスを実現するモータ制御装置を提供することが、目的の１つである。

通電方式を切り替えた際に電流跳ね上がり等の原因の１つは、通電方式切替直後の過渡状態において、周期的な負荷変動によって一時的に負荷が大きくなるタイミングが重なることで、制御系（速度制御器や電流制御器）が不安定になることである。

図６に示したように、特に圧縮機は、周期的な負荷変動が大きいため、機械角１周期の平均負荷トルクは小さくとも、周期的な負荷変動によって一時的に負荷が大きくなるタイミングがある。このタイミングと通電方式を切り替えるタイミングが重なった場合、起動失敗する可能性が高くなる。そのため、周期的な負荷変動が大きい場合にも起動失敗せず、安定にモータ６を起動させることが目的の一つである。

本実施例では、圧縮機構部５００のピストン５０１は、直線的に動くレシプロ式を例に説明しているが、圧縮機構の別な方式として、ピストンが回転することで圧縮するロータリー式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。そのため、周期的な負荷変動によって一時的に負荷が大きくなるタイミングと通電方式の切替タイミングとが重なることによって、起動失敗をする恐れがある。

そこで、いずれの圧縮方式にも適用可能な解決策を提供することが本願の目的の一つである。負荷トルクの変動は、圧縮機の形式でも変わり、同じ圧縮機でも運転条件（吸込み口や吐出口の圧力、圧縮機の温度など）やモータの回転数によっても変化する。

そのため、予め切替タイミングを決めておくよりも、実際の負荷変動から切替タイミングを決定するのが良い。

負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えるようにすることで、通電方式の切替前後において、安定に駆動することができるようになる。

＜通電方式切替判定器＞
上記の目的を実現する手段の１つである、通電方式切替判定器３０について説明する。

通電方式切替判定器３０の構成図の例を図１９に示す。通電方式切替判定器３０は、１次遅れフィルタ７１と、切替タイミング判定器７２と、等から構成され、速度指令値と電流検出値を入力し、通電方式切替指令を出力する。

図２０は、モータをおよそ６６７ｒｐｍで駆動した際の電流検出値の測定結果の例であり、上部の波形はＵ相電流（モータの相電流）を電流プローブで測定した波形であり、下部の波形は制御器２で検出したｑ軸電流検出値（点線）と１次遅れフィルタ処理後のｑ軸電流検出値（実線）である。図２０の電流波形の内、Ｕ相電流とｑ軸電流検出値（点線）に注目すると、どちらも９０ｍｓの周期で変化をしている。この周期は、機械角１周期（９０ｍｓ）と等しく、このことから、電流の変化は負荷変動に一致していることが分かる。すなわち、電流の変化から負荷の変動を検出できることを意味する。

なお、図２０のｑ軸電流検出値（点線）は、櫛歯状の波形となっているが、これは、１２０度通電方式で駆動中に通電モードが変化したことに起因している。

図２０のｑ軸電流検出値（点線）と、図６に示した負荷トルクの変化の例を比較すると、両者の波形は似ている。図２０の電流波形に、本実施例の圧縮機構の工程を記載すると、電流が増加する期間が圧縮工程に相当し、その後、電流が減少する期間が吐出および吸込み工程に相当する。なぜなら、圧縮工程では冷媒を圧縮するために、大きな負荷トルクが必要で、そのためにｑ軸電流を流して、モータのトルクを増加させているためである。

通電方式切替を考えると、負荷トルクが小さい期間あるいは減少している期間、すなわち、吐出から吸込工程の期間に、通電方式を切替えると影響を受けにくい。なぜなら、負荷トルクが小さい期間あるいは減少している期間は、軸誤差が減少するためである。

吐出から吸込工程の期間を検出する手段の１つとして、１次遅れフィルタを用いた方式を説明する。

図２０にはｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）を１次遅れフィルタ処理した電流値（Ｉｑｃ＿ｆｉｌ）を示している。両波形の大小関係に注目すると、次式の関係が成り立つ時が通電方式切替タイミングとして好適な期間となっていることが分かる。

これは、１次遅れフィルタの原理を応用している。１次遅れフィルタ（低域通過フィルタ）は、次式の周波数特性（ゲイン特性および位相特性）を有する。また、次式の周波数特性を用いて、遮断周波数を１００Ｈｚとした場合の１次遅れフィルタの周波数特性の例を図２６に示す。

ここで、Ｉｉｎは１次遅れフィルタの入力値、Ｉｏｕｔは１次遅れフィルタの出力値、ｆｃは遮断周波数、ｆは周波数、θＬＰＦは位相（遅れ位相）である。

数６式および図２６の具体例としては、１次遅れフィルタの入力値（図１９の例ではｑ軸電流検出値）の内、遮断周波数と同じ周波数成分は、１／√２に減衰し、位相が４５°遅れた波形が出力される。

遮断周波数を通電方式切替周波数（回転数）に近い値を設定すると、位相が４５°近く遅れることになり、フィルタ前後の値を比較すると、フィルタ後の値の方が大きくなる期間は、フィルタ前の値がピークを過ぎ、減少に転じ次に増加に転ずるまでの期間となる。

図２０の例は、モータがおよそ６６７ｒｐｍ（１１．１Ｈｚ）で駆動しており、遮断周波数１５．９Ｈｚの１次遅れフィルタを通した結果である。

ｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）と１次遅れフィルタ処理したｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ＿ｆｉｌ）を切替タイミング判定器７２で比較し、数５式の関係を満たす期間において通電方式切替指令を出力し（図２０中で、通電方式切替指令が１の期間）、通電方式を切り替えることとする。

前述の通り、１２０度通電方式で駆動している際は、通電モードが変化したことに起因し櫛歯状の波形となっている。そのため、通電モードを変化させる直前、もしくは、通電モードを変化させてから所定時間待った後に数５式の関係が成り立つ際に、通電方式切替指令を出力する。

図２０では、通電モードを変化させる直前に、ｑ軸電流検出値と１次遅れフィルタ処理したｑ軸電流検出値を比較し、数５式の関係が成り立つ際に、通電方式切替指令を出力する場合の例である。一点鎖線の矢印は、数５式の関係が成立／不成立となる分岐点を示す。

上記の処理をソフトウェアで実現する際の処理フローチャートの例を図２７に示す。図２７は、通電方式切替指令の出力に関する処理のみを抽出している。そのため、他の処理、例えば、位置推定処理や電圧指令値演算処理は省略している。従って、条件判定後の分岐処理の戻り先は、必ずしも図２７の通りで無くても良い。

以上のように通電方式切替判定器３０を用いることにより、電流跳ね上り、モータ発生トルクの不連続によるトルクショック、速度変動、などが生じない切替ショックレスを実現するモータ制御装置を提供することができる。

本実施例で説明した通電方式切替判定器３０は、１次遅れフィルタ７１と、大小比較器からなる切替タイミング判定器７２とで構成されているため、非常に容易に実現できるという効果がある。

＜１次遅れフィルタの遮断周波数＞
１次遅れフィルタ７１の遮断周波数は、通電方式を切り替える際の目標（指令）周波数を目安にする。しかし、必ずしも同じ値にする必要は無い。なぜなら、本実施例のモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置、冷凍機、空調機の負荷は、何らかの周期的な負荷変動を有することを前提としている。負荷変動がある場合、制御部２の制約等により、少なからず速度変動を生じてしまう。そのため、１次遅れフィルタ７１の遮断周波数を決定する際もその速度変動を考慮する必要がある。

たとえば、機械角１周期（回転子が１回転する周期）で１回の負荷変動がある場合、機械角１周期中の最小周波数から最大周波数の範囲に、１次遅れフィルタ７１の遮断周波数を設定すればよく、本実施例の効果を得られる。

１２０度通電方式では、６０度毎に速度演算を行うため、通電方式切替付近で駆動させ、機械角１回転中における、各通電モードの最小時間もしくは最大時間を予め求め、そこから算出した周波数を遮断周波数に設定しても良い。

さらに、１次遅れフィルタ７１を実現する際の誤差を考えれば、１次遅れフィルタ７１の遮断周波数は２倍もしくは１／２倍までずれても問題ない。なぜなら、数６式より、遮断周波数が２倍になった場合の位相遅れは−６０度程度であり、十分目的を達成できるためである。

例えば、簡略化のため、ｑ軸電流検出値が振幅１の正弦波であったと仮定し、周波数が変化した場合の１次遅れフィルタ後のｑ軸電流検出値の波形を図２８に示す。

図２８は、１次遅れフィルタ７１の遮断周波数を１００Ｈｚとし、１／３倍、１／２倍、１倍、２倍、３倍のそれぞれの周波数成分が、フィルタ処理によって、どう変化するかを示している。すなわち、１次遅れフィルタ７１の遮断周波数が、３倍から１／３倍にずれてしまった場合の影響を見るのと等価である。

図中の点線はｑ軸電流検出値を簡略化した波形であり、実線は１次遅れフィルタ処理後の波形である。上から順に、ｑ軸電流検出値が３３Ｈｚとした場合（つまり、１次遅れフィルタ７１の遮断周波数の１／３倍の周波数）、５０Ｈｚ（１／２倍）、１００Ｈｚ（１倍）、２００Ｈｚ（２倍）、３００Ｈｚ（３倍）、である。

なお、図２８では、フィルタ処理前後の振幅差と位相差に注目して、各波形を比較したいため、横軸は位相で示している。実際は、周波数が変化しているため、各波形の周期は異なる。

図２８の波形で注目すべきは、ｑ軸電流検出値を簡略化した波形と１次遅れフィルタ処理後の波形の交差する点である。図２８の（ａ）〜（ｄ）の波形は、ｑ軸電流検出値が上昇に転じてから少したった時点で交差している。従って、この時点より前で、通電方式を切り替えれば、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えることができる。

図２８の（ｅ）は、ｑ軸電流検出値を簡略化した波形と１次遅れフィルタ処理後の波形の交差する点が、ｑ軸電流検出値の−０．５よりも大きいところで、交差している。ｑ軸電流検出値の−０．５よりも大きいと、通電方式のショックレスの切替が難しくなってくる。しかし、負荷の特徴、つまりｑ軸電流検出値の変化の変化によっては、本実施例の効果を得られる。

前述の通り、モータ６の回転速度が高くなると速度起電圧に基づいて回転子位置情報や回転速度を検出する方が精度良くなる。そのため、モータの位置検出を行う手段として、本実施例のように、１２０度通電方式として開放相起電圧に基づいた構成とし、１８０度通電方式では速度起電圧に基づいた構成の場合は、低回転数領域では、１２０度通電方式の方がモータの位置検出精度が良いため、通電方式切替判定については、数５式に加え、次の条件を追加しても良い。

ここで、ω＿ｊｕｄｇｅは、通電方式切替判定を開始する周波数である。回転周波数（インバータ周波数指令値ω１）が通電方式切替判定開始周波数ω＿ｊｕｄｇｅ未満の場合は、通電方式切替判定を行わない事により、処理時間短縮等の効果を得られる。

このように、通電方式切替判定器３０を用いることで、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。負荷トルクの変動を推定するため、特定の圧縮機の方式に限定されることなく、いずれの圧縮方式においても適用可能なことは明らかである。

モータ６の圧縮機の一工程での吸込み圧力Ｐｓと吐出圧力Ｐｄは、圧縮機が繋がるシステム（例えば、冷凍サイクル）の状態によって変化するが、一工程における負荷トルク変動は発生する。そのため、負荷トルク変動を推定し、その情報を運転モードの切替判断に用いることで、様々な負荷特性のモータ制御装置へ適用可能である。

圧縮機だけでなく、周期的に変動する負荷トルク特性を有するモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置、冷凍機、空調機にも適用可能で、同様の効果があることは言うまでもない。

以上の説明では、負荷トルクの変動が大きい場合について説明をしたが、負荷トルクの変動が小さくとも、例えば、モータ６や機構部５００の慣性モーメントが小さい場合には、電流に跳ね上りが生じたり、モータ６の回転速度変動が生じたりする恐れがある。この場合も、本実施例に記載の内容を適用可能で、同様の効果を得られる。

本実施例では１次遅れフィルタを用いた例を示したが、高次の遅れフィルタを用いても同様の効果を得られる。例えば２次の遅れフィルタを用いた場合は、遮断周波数より離れた周波数成分をより減衰させるため、例えば、複数の負荷変動が含まれているが、支配的な負荷変動を考慮して通電方式を切替えたい際により効果的である。

本実施例では、通電モードを変化させる直前、もしくは、通電モードを変化させてから所定時間待った後に数５式の関係が成り立つ際に、通電方式切替指令を出力するとしたが、例えば、１つの通電モードに居る間において数５式の関係が成り立つ際に、通電方式切替指令を出力するとしても良い。例えば、支配的な機械角１周期で１回の負荷変動に加え、被支配的な周期的な負荷変動が加わっている場合により効果的である。なぜなら、非支配的な負荷変動も含めて、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えるように出来るためである。

以上の説明では、１２０度通電方式から、１８０度通電方式に切り替える際について説明をしたが、もちろん１８０度通電方式から１２０度通電方式に切り替える際も本実施例に記載の内容を適用することができる。

本実施例では、モータ制御装置を用いた冷凍機および空調機の例を説明する。

なお、実施例１に示した、同一の符号を付された構成と同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

図２９は、実施例２におけるモータ制御装置を用いた冷凍機および空調機の例として、冷蔵庫を示す構成図の例である。

冷蔵庫３０１は、図２９に示すように、熱交換機３０２、送風機３０３、圧縮機３０４、圧縮機駆動用モータ３０５、などにより構成されている。また、冷蔵庫制御装置３０６は、各種センサ情報により、送風機や庫内灯などを制御する庫内制御装置３０７とモータ制御装置１から構成される。

冷蔵庫においては、真空断熱材等により、冷蔵庫内の熱が外気に漏れる熱漏洩量が非常に少ない。そのため、圧縮機を駆動するモータ制御装置１の消費電力量を削減するためには、定常時の消費電力量を削減すると共に、過渡時（起動時）の消費電力（消費電力量）も重要になってくる。

冷凍機および空調機で使われる圧縮機の内部は、高温・高圧となるため、圧縮機駆動用モータの回転角度位置を検出する位置センサ等を設置するのが難しい。圧縮機駆動用モータ駆動する場合、回転子の回転角度位置情報は、モータに流れる電流およびモータ印加電圧からモータの推定位置を出力する位置センサレス制御によって得る。

速度起電圧に基づいた位置センサレス制御を採用した場合、低速においては速度起電圧が小さくなるため、位置推定が困難になる。なお、ここでの低速とは、速度起電圧が、電力変換回路５の直流電圧源２０の１０％程度以下の電圧となる速度を意味する。低速においては、例えば、位置フィードバックは行わず、予め決定した電流指令値と速度指令値から電圧指令値を決定する同期運転と呼ぶ手法で駆動する。

同期運転中は位置検出ができないため、トルクに直接寄与する電流だけを与えることはできず、無駄な電流も流れてしまう。従って、冷蔵庫の圧縮機駆動用モータを起動するために必要なトルクを得るためには、余裕をもった電流を流す必要がある。

消費電力量削減するためには、ゼロ速度を含む極低速域においても位置検出を行い、トルクに直接寄与する電流だけを与えることが必要になる。つまり、必要最小限の電流によって起動することにより、消費電力量低減が可能なモータ制御装置およびそれを用いた冷凍機および空調機を提供することが目的の一つである。さらに、広い速度範囲においてモータを位置センサレスで駆動が可能なモータ制御装置およびそれを用いた冷凍機および空調機を提供することが目的の一つである。

本実施例におけるモータ制御装置の構成図の例は、図１の実施例１と同じである。図３０は、電力変換回路５ａの構成図の例である。電力変換回路５ａは、図３の電力変換回路５に比べ、ダイオードブリッジ８２と、平滑コンデンサ８３と、整流回路切替手段８４とが追加された構成になっている。

交流電源８１をダイオードブリッジ８２で整流して直流電力に変換する際、全波整流回路と倍電圧整流う回路を整流回路切替手段８４によって切替できる構成となっている。

前述の通り、冷蔵庫においては、真空断熱材等の技術革新により、冷蔵庫内の熱が外気に漏れる熱漏洩量が非常に少ないため、一旦庫内が冷えると、その後は小さい冷力（庫内を冷やす能力）で良い。つまり、圧縮機３０４の回転数は低い状態で運転される。

一方、初めて電源を投入して庫内を速く冷やしたい場合や、熱い食品を庫内に入れたため急速に庫内を冷やしたい場合等では、圧縮機３０４の回転数を高くし、大きい冷力を確保する必要がある。

こういった場合、整流回路を切替えることによって、必要となる冷力が大きい場合も小さい場合も、電力変換回路の効率を高くでき、消費電力量低減が可能になる。

次に、消費電力量低減に好適な起動シーケンスを図３１に示す。

図３１に示す通り、運転モードとしては期間Ａ〜期間Ｄの４つに分けられる。

区間Ａは、モータの回転速度がゼロである。つまり、直流の電流が流れることになる。
例えば、通電モード１に固定して電圧を印加した場合は、回転子は−３０度の位置に位置決めされる。図３２は、通電モード１の電圧印加時の実軸と３相軸の関係図の例である。

ここで、図１１の通電モード、およびスイッチング相関係を改めて見ると、通電モード１では、Ｕ相＋からＶ相−に電圧が印加される。つまり、Ｕ相からＶ相に電流が流れる。
図３２では、この電流を太線矢印で示している。この図から、回転子は−３０度の位置に位置決めされることが明らかである。

次に期間Ｂに移行する際、通電モード３に電圧を印加する。回転子が−３０度〜＋３０度の位置にいる場合は、図１１から分かるように、通電モード３の電圧を印加することで、最大トルクが発生し、これによってモータは加速する。

なお、ここでは、期間Ａにおいて印加する電圧を通電モード１としたが、もちろん他の通電モードの電圧を印加しても良く、期間Ｂに移った際に、２モード分、回転方向に通電モードを増加させればよい。

前述した方式によって、通電モードを順次変更することで、モータは加速して回転速度が上昇する。モータの回転速度がＮ１に達した時点で、通電方式を１８０度通電方式に切り替える。

さらにモータが加速し、回転速度がＮ２に達した時点で、整流回路を倍電圧整流回路に切り替える。

上記のように、低速域では、開放相起電圧に基づいた位置推定の１２０度通電方式を行い、その後、速度起電圧に基づいた位置推定の１８０度通電方式に切替、さらにその後、整流回路を倍電圧整流回路に切り替えるといった、起動シーケンスによって、冷蔵庫の圧縮機駆動用モータを起動する。これにより、必要最小限の電流によって起動することで消費電力量を低減ができ、かつ、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えることができ、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができ、さらに、整流回路を倍電圧整流回路に切り替えることにより、幅広い速度域でのモータ駆動を実現できるといった効果を得られる。

次に本実施例における、通電方式切替判定器３０ａについて説明する。

通電方式切替判定器３０ａの構成図の例を図３２に示す。通電方式切替判定器３０ａは、切替タイミング判定器７３と、等から構成され、速度指令値と、電流検出値と、モード切替トリガ信号を入力し、通電方式切替指令を出力する。

通電方式切替判定器３０ａは、モード切替トリガ信号が発生した際のｑ軸電流検出値（今回値）Ｉｑｃ（ｎ）と、前回モード切替トリガ信号が発生した際のｑ軸電流検出値（前回値）Ｉｑｃ（ｎ−１）とを比較し、１回、または複数回連続して、ｑ軸電流検出値（今回値）Ｉｑｃ（ｎ）の方が小さい場合、通電方式切替指令を出力し、通電方式を切替える。

上記の処理をソフトウェアで実現する際の処理フローチャートの例を図３４に示す。図３４は、通電方式切替指令の出力に関する処理のみを抽出している。そのため、他の処理、例えば、位置推定処理や電圧指令値演算処理は省略している。従って、条件判定後の分岐処理の戻り先は、必ずしも図３２の通りで無くても良い。

図３４の「ｍ回以上か？」という条件分岐は、１回、または複数回連続して、ｑ軸電流検出値（今回値）Ｉｑｃ（ｎ）の方が、ｑ軸電流検出値（前回値）Ｉｑｃ（ｎ−１）より小さいかどうかを判定している。

このように、通電方式切替判定器３０ａを用いることで、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えるため、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。

本実施例の方法によれば、１次遅れフィルタを用いる必要が無いため、フィルタ時定数の設定を気にする必要が無い。つまり、通電方式を切替える回転数が他の条件（例えば、冷蔵庫が置かれている部屋の温度）によって変更する場合などに適した方式である。

また、仮に、通電モードを切り替える所定の位相を表す基準電圧（Ｖｈｐ、Ｖｈｎ）の設定が不適切で、力率が悪い状態でモータを駆動している場合は、図２０の櫛歯状のｑ軸電流検出値がより顕著になる。つまり、同じ通電モード間のｑ軸電流検出値が、通電モードの開始時と終了時で乖離した値になる。こういった場合においても、通電モードを次に進める際のｑ軸電流検出値の値が、負荷に応じて変化していれば、負荷トルクの影響を受けにくいタイミングで通電方式を切替えることができ、起動失敗せず安定にモータ６を起動させることができる。

ゼロ速度を含む極低速域においても位置検出を行い、トルクに直接寄与する電流だけを与えることが必要になる。つまり、必要最小限の電流によって起動することにより、消費電力量低減が可能なモータ制御装置およびそれを用いた冷凍機および空調機を提供することができる。

以上の説明では、整流回路切替手段を用いた構成について説明した。これ以外にも、例えば、電力変換回路に昇降圧コンバータを付加し、直流電圧を最適な値に制御する方式も有効で、本願のモータ制御装置と組み合わせることで同様の効果を得られる。

この場合、図３１の期間Ａ〜期間Ｃにおいては降圧コンバータとして動作させ、期間Ｄにおいて昇圧コンバータとして動作をさせると、効果的である。

各実施例に関わるモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置、冷凍機、空調機の制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現していることが多い。そのため、制御部２が正しく構成されているか、検証することが難しいという課題がある。そこで、本実施例においては、各実施例に関する構成が正しく動作しているかを検証する方法について、図３５を用いて説明する。図３５は、検証する際の構成図の例である。

なお、実施例１および２に示した、同一の符号を付された構成と同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

以下、検証手段９０について説明する。測定が必要な値は、モータまたは電力変換回路の交流出力の３相電流、または電力変換回路５の直流側のシャント抵抗２５に流れる電流と、ドライブ信号（ゲート信号）、またはモータの端子電圧か電力変換回路の出力電圧、モータ６の磁極位置、である。

３相電流は、例えば、ＣＴ９１（９１ａ、９１ｂ、９１ｃ）で測定できる。シャント抵抗２５に流れる電流は、シャント抵抗の両端の電圧を電圧検出器９２で測定し、シャント抵抗の値で除算し電流値を求める。ドライブ信号（ゲート信号）は、制御部２もしくはゲートドライバ回路２３の基準電位からの電位差で測定できる。出力電圧は、直流電圧源２０のＮ側と各端子間の電圧を電圧計９３（９３ａ、９３ｂ、９３ｃ）で測ることで測定できる。もしくは、各相の線間電圧を測定してそこから算出しても良い。モータ６の磁極位置は、例えば、エンコーダ等を用いた磁極位置センサ９４を取り付けることで測定できる。

３相電流値またはシャント抵抗に流れる電流と、磁極位置を３φ／ｄｑ座標変換器９５に入力し、ｑ軸電流を得る。３φ／ｄｑ座標変換器９５は、例えば、数９式を用いて３相軸上の電流をｄ−ｑ軸上の電流に座標変換でき、ｑ軸電流を得る。

ここで、θｄは、モータ６の磁極位置である。

検出したｑ軸電流値を電流判定手段９６に入力する。電流判定手段９６は、通電方式切替判定器３０または通電方式切替判定器３０ａと同じ構成とする。

例えば、通電方式切替判定器３０と同じ構成とした場合、検出したｑ軸電流値とそれを１次遅れフィルタ処理をしたｑ軸電流値を比較し、数５式を満たす期間を得る。同時に、電圧判定手段９７入力した、ドライブ信号（ゲート信号）、またはモータの端子電圧か電力変換回路の出力電圧の波形から、１２０度通電方式か１８０度通電方式かを判別する。

通電方式の判別は、例えば、図７、図２１、図２２を参考にすれば良い。

以上のように、３相電流またはシャント抵抗に流れる電流、およびドライブ信号（ゲート信号）またはモータの端子電圧か電力変換回路の出力電圧を測定することにより、各実施例に関わる構成をソフトウェアなどで実現した場合においても、正しく動作しているかを検証することができる。

なお、本実施例では、モータ６の磁極位置を検出する方式について説明したが、磁極位置の情報は必須では無い。なぜなら、ｑ軸電流値は３相交流電流の振幅に等しい、もしくは比例する。従って、例えば、シャント抵抗２５に流れる電流を観測しても、図２０のｑ軸電流検出値と略同じ波形を得られる。そのため、シャント抵抗２５に流れる電流を電流判定手段９６に入力しても、各実施例に関わる構成を検証することができる。シャント抵抗２５に流れる電流を用いると、検証手段９０の入力値を減らせるため、部品点数、基板面積縮小、信頼性向上、等といった効果が得られる。

また、電流判定手段９６は、ハードウェアで実現することも可能である。例えば、１次遅れフィルタを抵抗とコンデンサによるアナログ回路で実現できる。また、オシロスコープといった測定器には、フィルタ演算機能を有する測定器がある。こういった測定器を用いれば、３相電流値のみを検出すれば、最も簡便に各実施例に関わる構成をソフトウェアなどで実現した場合においても、正しく動作しているかを検証することができる。

実施例２に記載した、起動シーケンスについて確認する場合は、磁極位置またはドライブ信号を速度変換手段９８に入力し、モータの回転速度を同時に得ることで容易に検証できる。整流回路切替を検証するためには、直流電圧源２０の電圧値を測定すれば良い。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本願の目的を達成可能である。

モータの位置検出を行う手段は、１２０度通電方式として開放相起電圧に基づいた構成について説明し、１８０度通電方式では速度起電圧に基づいた構成について説明した。しかし、各実施例の構成から分かるように、各通電方式におけるモータ６の回転角度位置の検出（あるいは推定）手段や方法は上記の実施例に記載の方式に限らない。例えば、１２０度通電方式では開放相で速度起電圧を検出する方式や、１８０度通電方式では高調波を重畳して回転角度位置を検出する方式など、モータの位置検出を行う手段は他の方式を用いても、本願の目的を達成可能である。

１ モータ制御装置
２ 制御部
３ 電圧指令値作成器
５ 電力変換回路
６ モータ（電動機）
７ 電流検出手段
３０ 通電方式切替判定器
３１ 通電方式切替器
４０ １２０度用位置推定手段
４１ １８０度用位置推定手段
５１ 切替トリガ発生器
５２ 非通電相電位選択器
５３ 基準レベル切替器
５４ 比較器
５５ 通電モード切替器
６０ 開放相電圧検出手段
３０１ 冷蔵庫
５００ 負荷（圧縮機構部）
５０２ シャフト

Claims (6)

1. 直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路によって駆動される電動機と、前記電動機に接続される負荷とを備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替えるモータ制御装置において、
   前記電力変換回路の直流側または交流側の電流を検出し、前記電動機の１回転中の期間における前記電流がピーク値を越えた時点から再び上昇に転ずるまでの期間に１２０度通電方式から１８０度通電方式に切替えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１において、
   前記負荷は、ピストン及びシリンダを備える圧縮機構部であることを特徴とするモータ制御装置。
3. 直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路によって駆動される電動機と、前記電動機に接続される負荷とを備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替えるモータ制御装置において、
   前記電動機のトルクに比例する電流を検出し、該電流を遅れ要素を備える低域通過フィルタ処理した値を取得し、前記電流の検出値よりも前記低域通過フィルタ処理した値が大きい期間に通電方式を切替えることを特徴とするモータ制御装置。
4. 直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路によって駆動される電動機と、前記電動機に接続される負荷とを備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替えるモータ制御装置において、
   通電方式を１２０度通電から１８０度通電に切り替える際、１２０度通電の通電モード切替トリガ信号が発生した時の電流が、この時の１回前に通電モード切替トリガ信号が発生した時の電流よりも小さい場合に通電方式を切替えることを特徴とするモータ制御装置。
5. 直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路によって駆動される電動機と、前記電動機に接続される負荷とを備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替えるモータ制御装置において、
   通電方式を１２０度通電から１８０度通電に切り替える際、１２０度通電の通電モードが切替トリガ信号が発生した時の電流が、この時の１回前に発生した通電モード切替トリガ信号が発生した時の電流よりも小さいことが複数回連続で生じた場合に通電方式を切替えることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のモータ制御装置を備えた冷凍機。