CN106208751B - 反激式开关电源及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本专利申请提供反激式开关电源及其控制方法，电源包括原边部分及副边部分，反激式开关电源具有分别对应反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；根据反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数；将状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态间转换的判断依据，并根据工作状态间转换过程中的能量守恒而根据状态转换参数分别确定待转换的第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量，多个工作状态平滑切换，输出频率均匀稳定，降低了***音频噪声并提高整体效率，也降低了***实现的复杂度。

Description

反激式开关电源及其控制方法

技术领域

本专利申请涉及开关电源技术领域，特别是涉及反激式开关电源及其控制方法。

背景技术

AC-DC充电器在手机、平板等领域有着广泛的应用，一般均采用反激式拓扑实现，大体上分为带光耦隔离的副边反馈结构和通过变压器原边反馈隔离的反激(flyback)结构。目前的充电器从节约成本考虑，一般均采用原边反馈的方式，副边没有任何检测端。

传统的AC-DC充电器采用模拟控制芯片，当负载较重时采用PWM工作方式，当负载较轻时进入PSM(脉冲跳跃调制)或burst工作模式。由于PSM或burst模式的频率不好控制，往往会工作在低于20k的音频工作范围，所以一般都在极轻载下才会进入，这就使得中低负载下的频率降不下来而影响整体电源的效率。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本专利申请的目的在于提供反激式开关电源及其控制方法，解决上述现有技术中反激式开关电源工作状态切换时频率难以控制的问题，大大提升电源效率。

为达到上述或其他目的，本专利申请提供一种反激式开关电源，包括原边部分及副边部分，所述反激式开关电源具有分别对应所述反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，所述多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；所述反激式开关电源包括：设于所述原边部分的控制器，用于根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数，并将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态间转换的判断依据，并根据工作状态间转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数确定第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量。

可选的，所述第一类工作状态包括：对应重负载情况的PWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值；所述第二类工作状态包括：对应中负载情况的PFM工作状态，其控制量为开关频率。

可选的，所述第一类工作状态包括：对应轻负载的DPWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值。

可选的，所述第二类工作状态包括：对应极轻负载情况的DPFM工作状态，其控制量为所述开关频率。

可选的，所述控制器根据一预定值同所述反馈量的差值来生成所述状态转换参数。

可选的，所述控制器为PID控制器。

可选的，所述反激式开关电源在第二类工作状态输出功率的计算公式在以开关频率为纵轴且状态转换参数为横轴的坐标平面内为曲线，所述控制器通过直线或折线拟合该曲线以计算相关参数。

为达到上述或其他目的，本专利申请提供一种反激式开关电源控制方法，所述反激式开关电源包括原边部分及副边部分，所述反激式开关电源具有分别对应所述反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，所述多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；所述方法包括：根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数；将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态间转换的判断依据，并根据工作状态间转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数分别确定待转换的第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量。

可选的，所述第一类工作状态包括：对应重负载情况的PWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值；所述第二类工作状态包括：对应中负载情况的PFM工作状态，其控制量为开关频率。

可选的，所述第一类工作状态包括：对应轻负载的DPWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值。

可选的，所述第二类工作状态包括：对应极轻负载情况的DPFM工作状态，其控制量为所述开关频率。

可选的，所述根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数，包括：根据一预定值同所述反馈量的差值来生成所述状态转换参数。

可选的，所述反激式开关电源在第二类工作状态输出功率的计算公式在以开关频率为纵轴且状态转换参数为横轴的坐标平面内为曲线，所述方法包括：通过直线或折线拟合该曲线以计算相关参数。

如上所述，本专利申请提供一种反激式开关电源及其控制方法，所述反激式开关电源包括原边部分及副边部分，所述反激式开关电源具有分别对应所述反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，所述多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数；将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态间转换的判断依据，并根据工作状态间转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数分别确定待转换的第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量，实现多个工作状态平滑切换，输出频率均匀稳定，从而降低了***的音频噪声并提高了***的整体效率，同时也降低了***实现的复杂度。

附图说明

图1显示为本专利申请一实施例中反激式开关电源的电路结构示意图。

图2显示为本专利申请一实施例中得到状态转换参数的原理示意图。

图3显示为本专利申请一实施例中工作状态转换的原理示意图。

图4显示为本专利申请一实施例中PFM工作状态下参数计算的优化方式示意图。

图5显示为本专利申请一实施例中DPFM工作状态下参数计算的优化方式示意图。

图6显示为本专利申请一实施例中反激式开关电源控制方法的流程示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本专利申请的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本专利申请的其他优点与功效。本专利申请还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本专利申请的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

如图1所示，图示中展示的是AC-DC即交流转直流的反激式开关电源的示例电路图，反激式开关电源包括原边部分(即绕组L1所在部分)及副边部分(即绕组L2所在部分)，而在原边部分设有反馈(flyback)的控制器，所述原边部分还可包含有辅边部分(即绕组L3所在部分)，反激式开关电源对应不同的负载可具有多种工作状态：采用脉冲宽度调制技术的第一类工作状态：例如对应重负载的PWM(脉冲宽度调制)工作状态、及对应轻负载的DPWM(深度脉冲宽度调制)工作状态等；采用脉冲频率调制技术的第二类工作状态：例如对应中等负载的PFM(脉冲频率调制)工作状态、及对应极轻负载的DPFM(深度脉冲频率调制)等，需说明的是，图1仅为示例性展示的一种开关电源电路图，并非用以限制本申请的开关电源，本申请的开关电源还可例如为DC-DC转换等皆可；另外，所述负载的重、中、轻及极轻是相对而言的，并非是限定于绝对值，其比例设定均可自行设定或根据现有标准设定。

在工作状态转换中，常见的是根据输出功率占总功率的比例来判断：例如前述的重、中、轻、极轻等，由于该比例可根据现有技术加以变化，因此此处不再举例；而本申请的改进则在于通过一个状态转换参数来实现各个工作状态间的转换并据以获取所要转换状态的控制量，请一并参阅图2展示，所述控制器优选为PID(比例积分微分)控制器，V_ref是开关电源控制器预先给定的控制量，V_out是开关电源的输出电压，k是和开关电源的辅副边变比及原边采样电阻R_fb1和R_fb2相关的总的采样比例，按该采样比例采样输出电压V_out以获得反馈量，并进一步获得error＝V_ref-V_out/k，将其做为PID控制器的输入，经过预先设定的PID算法计算，得出计算的结果原边电流采样的理想值V_{pkref_idea}，即所述状态转换参数，当然，本实施例中的系数k并非仅限于上述的计算方式，在其他实施例中，其具体数值可以自行设定或根据实际需求设定或计算，图2的实施例中仅是提供一种优选的状态转换参数的获得方式。

具体来说，如果***负载较轻，则V_out会升高，error随之减小，从而使得V_{pkref_idea}变小，***状态往轻载状态移动，从而使V_out下降回正常值。反之，当***负载较重，则V_out会降低，error随之增大，从而使得V_{pkref_idea}变大，***状态往重载状态移动，从而使V_out回升到正常值，稳态时V_ref＝V_out/k，error＝0，PID控制器计算的输出V_{pkref_idea}因为有积分环节而将保持不变，从而使得***状态不变，最终使得输出电压恒定在一个值(V_out＝k×V_ref)。

因此，举例来说，见图3所示，可通过判断V_{pkref_idea}和预设值的比较结果来决定开关电源可转换至哪个工作状态，即第一类工作状态和第二类工作状态间的转换，例如PWM和PFM之间，PFM和DPWM之间，DPWM和DPFM之间等：

当V_{pkref_idea}大于第一预设值A时，则为PWM工作状态；而若计算得到V_{pkref_idea}在(B，A]区间内，则采用的是PFM工作状态，其中B为第二预设值；若V_{pkref_idea}在(C，B]区间内，则采用DPWM工作状态；在小于或等于第三预设值C时则采用DPFM的工作状态；实现用一个参数达到平滑转换多个工作状态的目的；需特别说明的是，所述预设值A、B、C均可根据实际需求加以变化，或根据经验或实验结果加以设定，因此此处不一一例举。

并且，当由V_{pkref_idea}和预设值比较后而决定了***将要处于的工作状态后，如果是PWM或DPWM这类定频率且调脉冲宽度(即图中Release V_pkref&HOLD T(V_pkref可变化而固定T)，T(时间)即频率f的倒数)的第一类工作状态，则通过能量守恒原理，固定f，从V_{pkref_idea}计算出该工作状态下的控制量V_pkref；如果是PFM或DPFM这类定脉冲宽度而调频率的第二类工作状态(即图中HOLD V_pkref&Release T所表示含义，T(时间)即频率f的倒数)，则通过能量守恒原理，固定V_pkref，从V_{pkref_idea}计算出该工作状态下的控制量f。

再通过公式具体说明上述利用能量守恒来通过V_{pkref_idea}计算所要转换工作状态下控制量的方式：

由于在各种工作状态的转换过程中，能量始终是守恒的，满足公式：

另有：

V_cs＝V_pkref；

上式中P_o为输出功率，L_p为开关电源原边电感量，I_p为原边电流峰值，f为开关频率，η为效率，为理解方便可参考图1的电路结构但非以此为限制，V_cs为原边电流采样电阻上得到的采样电压值，R_cs为原边电流采样电阻，V_pkref为原边电流采样电阻上电压值的给定控制值，控制的结果就是使得V_cs＝V_pkref，从而稳定V_out的输出。

上述三个公式化简为：

即当输出功率、原边电感值、原边电流采样电阻和效率一定时，工作频率和给定的原边电流采样电压值的平方成反比。如下式所示：

在图3的工作状态转换图中先采用V_{pkref_idea}做为判断状态跳转的变量，再通过上面的能量守恒公式，来求得不同工作状态下各自的控制量，即原边电流采样电压峰值V_pkref(PWM与DPWM工作状态下)或开关频率f(PFM与DPFM工作状态下)，从而控制功率输出，进而在不同负载变化下始终维持输出电压V_out的稳定。

具体的，在PWM工作状态，其控制量V_pkref即可设定为等于V_{pkref_idea}。

在PFM工作状态，原来变化的脉宽恒定了，转而通过变化开关频率来降低输出的功耗；而此时转换前的控制量仍然是V_{pkref_idea}，所以要通过等效的转换将V_{pkref_idea}转为f以满足PFM工作状态的控制量要求，如下面公式：

在PFM工作状态，f_idea和V_pkref均为预先固定值，所以可以通过V_{pkref_idea}来计算实际工作的f来等效达到改变输出功率的目的。

在DPWM工作状态，其控制量则可以依据以下公式获得

在DPWM工作状态，f_idea和f均为预先固定值，所以可以通过V_{pkref_idea}来计算其实际工作的V_pkref来等效达到改变输出功率的目的。例如，如果DPWM工作状态频率为20kHz，PWM工作状态为40kHz，则DPWM工作状态下的控制量：

再进一步分析，上面两个公式虽然达到了功率守恒的目的，公式(2)较为简单，f_idea和f均为预先固定值，可以直接由V_{pkref_idea}来乘以一个固定系数来得到V_pkref，但公式(1)实现起来需要对V_{pkref_idea}使用平方运算来得到f，较为耗费***资源，为简单起见，可以通过直线或折线拟合二次曲线的办法：如图4所示，例如在PFM工作状态，f从40k降为20k，V_{pkref_idea}从A降到B，采用两点式即可算出拟合的直线方程为：

如图5所示，在极轻载的状态(DPFM)，由于频率跨度太大，为了尽量拟合好平方曲线，也可以采用多段折线拟合的方法，例如分成20kHz-5kHz，5kHz-1.25kHz，1.25kHz-200Hz三段，用三段折线拟合一个曲线，对应的，V_{pkref_idea}在C～F变化中取两个中间值D、E；另外优选的，还可适当提高PID计算精度和降低***带宽来提高***的稳定性。

如图6所示，同上述原理相似的是，本专利申请还可提供反激式开关电源方法，应用于所述反激式开关电源，所述方法包括：

步骤Sl：根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数；

步骤S2：将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态问转换的判断依据，并根据工作状态问转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数分别确定待转换的第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量。

由于该方法的技术原理同前述开关电源实施例大致相同，因此不再重复赘述技术细节。

综上所述，本专利申请提供一种反激式开关电源及其控制方法，所述反激式开关电源包括原边部分及副边部分，所述反激式开关电源具有分别对应所述反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，所述多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获状态转换参数；将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态问转换的判断依据，并根据工作状态问转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数分别确定待转换的第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量，实现多个工作状态平滑切换，输出频率均匀稳定，从而降低了***的音频噪声并提高了***的整体效率，同时也降低了***实现的复杂度。

上述实施例仅例示性说明本专利申请的原理及其功效，而非用于限制本专利申请。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本专利申请的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所屈技术领域中具有通常知识者在未脱离本专利申请所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本专利申请的权利要求所涵盖。

Claims (11)

1.一种反激式开关电源，包括原边部分及副边部分，其特征在于，所述反激式开关电源具有分别对应所述反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，所述多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；所述反激式开关电源包括：

设于所述原边部分的控制器，用于根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数，并将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态间转换的判断依据，并根据工作状态间转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数确定第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量；

所述反激式开关电源在第二类工作状态输出功率的计算公式在以开关频率为纵轴且状态转换参数为横轴的坐标平面内为曲线，所述控制器通过直线或折线拟合该曲线以计算相关参数。

2.根据权利要求1所述的反激式开关电源，其特征在于，所述第一类工作状态包括：对应重负载情况的PWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值；所述第二类工作状态包括：对应中负载情况的PFM工作状态，其控制量为开关频率。

3.根据权利要求2所述的反激式开关电源，其特征在于，所述第一类工作状态包括：对应轻负载的DPWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值。

4.根据权利要求3所述的反激式开关电源，其特征在于，所述第二类工作状态包括：对应极轻负载情况的DPFM工作状态，其控制量为所述开关频率。

5.根据权利要求1所述的反激式开关电源，其特征在于，所述控制器根据一预定值同所述反馈量的差值来生成所述状态转换参数。

6.根据权利要求1所述的反激式开关电源，其特征在于，所述控制器为PID控制器。

7.一种反激式开关电源控制方法，所述反激式开关电源包括原边部分及副边部分，其特征在于，所述反激式开关电源具有分别对应所述反激式开关电源不同轻重程度负载情况的多个工作状态，所述多个工作状态包括采用脉冲宽度调制方式的第一类工作状态、以及采用脉冲频率调制方式的第二类工作状态；所述方法包括：

根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数；

将所述状态转换参数与不同的预设值的比较结果作为第一类工作状态和第二类工作状态间转换的判断依据，并根据工作状态间转换过程中的能量守恒而根据所述状态转换参数分别确定待转换的第一类工作状态或第二类工作状态下的控制量；

所述反激式开关电源在第二类工作状态输出功率的计算公式在以开关频率为纵轴且状态转换参数为横轴的坐标平面内为曲线，所述方法包括：通过直线或折线拟合该曲线以计算相关参数。

8.根据权利要求7所述的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述第一类工作状态包括：对应重负载情况的PWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值；所述第二类工作状态包括：对应中负载情况的PFM工作状态，其控制量为开关频率。

9.根据权利要求8所述的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述第一类工作状态包括：对应轻负载的DPWM工作状态，其控制量为原边电流采样的电压峰值。

10.根据权利要求9所述的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述第二类工作状态包括：对应极轻负载情况的DPFM工作状态，其控制量为所述开关频率。

11.根据权利要求7所述的反激式开关电源控制方法，其特征在于，所述根据所述反激式开关电源输出电压的反馈量来获取状态转换参数，包括：根据一预定值同所述反馈量的差值来生成所述状态转换参数。