KR20010042099A - 스위칭 전원 - Google Patents

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KR20010042099A
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마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명의 스위칭 전원은, 정해진 출력 전압을 공급하기 위한, 출력 전압을 출력하는 스위칭 회로와, 스위칭 회로를 제어하는 펄스 폭 제어 회로와, 부하 전력을 검출하는 회로와, 발진 주파수 가변 발진 회로를 구비함으로써, 스위칭 주파수를 변화시켜 저 부하 시의 효율 저하를 억제한다.

Description

스위칭 전원{SWITCHING POWER SUPPLY}
도 4는, 종래에 있어서의 이러한 종류의 스위칭 전원의 회로도이다.
도 4에 있어서, 스위칭 소자(310)는, 직류 입력 전압을 스위칭하여 교류로 변환하고, 출력 트랜스(360)를 거쳐서, 그 트랜스(360)의 2차 측에 안정된 출력 전압을 출력한다. 펄스 폭 변조 회로(320)는, 출력 전압을 검출하여 얻어진 귀환량에 의해서, 스위칭 소자(310)의 온/오프를 제어한다. 출력 전압 검출 회로(330)는, 출력 상태를 검출하여, 출력 전압이 소정 전압보다 높은 경우에는 출력 전압을 낮추도록 트랜스(360)의 1차 측에 신호를 귀환하고, 또한, 출력 전압이 낮은 경우에는 출력 전압을 높이도록 트랜스(360)의 1차 측에 신호를 귀환한다.
포토커플러(340)는, 상기 귀환용으로서, 출력 전압 검출 회로(330)로부터 얻은 신호를 1차 측의 펄스 폭 변조 회로(320)에 전한다. 주파수 가변 발진 회로(350)는, 귀환 전류에 의해서 부하 전력이 정해진 부하 이하로 되면 발진 주파수가 낮아지도록 변화되고, 정해진 부하 이상으로 되면 발진 주파수가 높아지도록 변화된다. 트랜스(360)의 1차 측은, 전원(370)에 접속되어 있다. 한편, 트랜스(360)의 2차 측에는, 정류 다이오드(380),정류 콘덴서(390) 및 부하(400)가 접속되어 있다.
상기와 같이 구성된 종래의 스위칭 전원은, 출력 전압이 소정의 전압보다 높게 되거나 낮아짐으로써 변화되는 귀환량에 따라서 스위칭 주파수를 낮게 제어하거나 높게 제어하고 있다. 이 귀환량은, 출력 전압으로 결정되는 트랜지스터(310)의 온 시간에 깊은 관계가 있다. 스위칭 전원의 부하 전력은, 하기의 수학식 1로 표현될 수 있다. 여기에서, 트랜지스터(310)의 온 시간을 T1, 입력 전압을 Vi, 출력 전압을 Vo, 출력 트랜스(360)의 역기전력 발생 시간을 T2, 트랜스 인덕턴스를 L, 발진 주파수를 F, 부하 전력을 P로 표현한다.
먼저, 부하 전력이 임계 전류 이상인 경우, 즉 부하 전력이 큰 경우에는 트랜스에 연속하는 전류가 흐르고 있으며, 다음의 수학식 1 및 수학식 2가 성립된다.
부하 전력이 이 임계 전류 이상인 경우에, 발진 주파수 F가 일정할 때, 펄스 폭 T1과 T2는, 트랜스 권선의 출력 전압의 파고치와 입력 전압의 파고치에 의해서 변화한다. 트랜스의 출력 전압의 파고치는 출력 전압과 동일해지고, 트랜스의 입력 전압의 파고치는 입력 전압과 동일해진다. 또한, 트랜스의 권선에는 직류(15) 전압은 발생하지 않는다.
이 때문에 Vi×T1-Vo×T2=0, 마찬가지로 Vi×T1=Vo×T2가 원칙적으로 성립된다. 전력의 변화에 의해서 펄스폭이 변화되는 일이 없으며, 주파수가 일정한 경우, 펄스 폭 T1과 T2는, 입력 전압 Vi와 출력 전압 Vo에만 관계되고, 부하 전력 P에는 관계되지 않는다.
따라서, 도 5a 및 도 5b에 도시된 임계 전류 이상인 부하 시의 파형도와 같이, 부하 전력 P와 귀환량(T1, T2)는 전혀 관계가 없다. 여기에서, 도 5a는 부하가 큰 경우이고, 도 5b는 부하가 작은 경우이며, 전류 파형이 변화할 뿐이다.
그런데, 부하 전력이 임계 전류 이하인 경우, 즉 부하 전류가 적고, 트랜스에 연속하는 전류가 흐르고 있지 않은 경우에는, 다음의 수학식 3 내지 수학식 5가 성립된다.
여기에서, 수학식 3은 트랜스로부터의 출력 전력을 출력으로부터 본 경우이고, 수학식 4는 트랜스로의 입력 전력을 입력으로부터 본 경우이며, 수학식 5는 입력 전압과 출력 전압과 펄스폭의 관계를 나타내고 있다.
이와 같이 출력 전력 P는, 발진 주파수 F와 트랜스의 인덕턴스 L이 일정하고, 또한, 귀환량인 트랜지스터의 온 시간 T1이 일정한 경우에는, 수학식 4로부터 전압 Vi의 제곱에 관계하는 것을 알 수 있다.
여기에서, 귀환량에 의한 주파수 제어는, 미리 정해진 귀환량으로 주파수 제어가 시작되기 때문에, 즉, 트랜지스터(310)의 온 시간 T1이 일정할 때에 주파수 제어가 시작되기 때문에, 입력 전압 Vi가 낮은 경우에는 낮은 전력으로 주파수 제어가 시작되고, 입력 전압 Vi가 높은 경우에는 높은 전력으로 주파수 제어가 시작된다. 임계 전류 이하인 부하의 전압 파형을 도 6a 및 도 6b에 도시한다. 여기에서, 도 6a는 입력 전압이 높은 경우에 T1이 일정한 경우로서, 큰 전력으로 주파수 제어가 시작된다. 도 6b는 입력 전압이 낮은 경우로서, 작은 전력으로 주파수 제어가 시작된다.
그런데, 상기 종래의 스위칭 전원에 있어서는 다음의 과제가 있다.
종래의 스위칭 전원에 있어서, 귀환량을 검출하여 부하 전력 P를 검출하고 있지만, 부하 전력이 일정한 경우, 즉 수학식 3의 P가 일정한 경우, 귀환량은 출력 전압 Vo와 입력 전압 Vi에 따라서 변화된다. 그리고 또한 부하 전력 P와 출력 전압 Vo가 일정한 경우, 즉 출력 전압 Vo와 펄스 폭 T2가 일정한 경우에는 입력 전압 Vi에 의해서 변화된다.
이 때문에 일정한 귀환량으로 주파수를 제어하고자 하면, 수학식 4에 나타낸 바와 같이 부하 전력 P가 입력 전압 Vi의 제곱에 비례하기 때문에, 일정해야될 주파수 제어의 개시 부하 전력이 입력 전압 입력 전압 Vi의 제곱에 비례해서 변화되어, 이상적인 주파수 제어 개시 전력의 정해진 부하 전력에서의 주파수 제어가 실행되지 못한다. 임계 전류 이하에서 T2가 일정할 때, 입력 전압 Vi가 다른 경우의 전압 파형을 도 7a 및 도 7b에 도시하였다. 도 7a에 도시된 바와 같이 입력 전압 Vi가 높을 때는 큰 부하 전력으로 주파수 제어가 시작되고, 도 7b에 도시된 바와 같이 입력 전압 Vi가 낮을 때는 작은 부하 전력으로 주파수 제어가 시작된다고 하는 문제가 있다.
발명의 개시
상기 과제를 해결하기 위해서 본 발명은, 출력 트랜스의 펄스 전압 파형을 검출함으로써, 소정의 부하 전력을 밑도는 상태에서는 미리 정한 주파수까지 스위칭 주파수를 저하시키도록 하여, 이 미리 정한 주파수까지 저하된 경우에 펄스 폭을 제어하도록 한 것이다.
저 부하 시의 부하 전력은, 수학식 4로 표시되는 바와 같이 출력 트랜스의 펄스 폭에 밀접한 관계가 있다. 따라서, 트랜스의 권선 전압의 펄스 파형으로부터 펄스 폭을 검출하여 부하 전력을 검출하고, 정해진 부하 이하에서는 스위칭 주파수를 저하시키도록 제어함으로써 저 부하 시의 효율 저하를 억제한다.
이상과 같이 본 발명은, 입력 전압의 변화에 대하여 정해진 부하 전력을 안정되게 검출할 수 있고, 정해진 부하 전력 이하에서의 전원의 효율을 안정되게 향상 향상시킬 수 있다. 또한, 정해진 전력 이상에서는 본래의 전원 동작으로 안정되게 출력을 공급할 수 있다.
본 발명은, 스위칭 전원에 관한 것으로서, 부하 전력이 저하된 경우의 효율 저하, 즉 저 부하 시의 스위칭 손실을 억제하는 데 특징이 있다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 있어서의 스위칭 전원의 회로도,
도 2는 동 전원에 있어서의 부하 전력 검출 회로의 회로도,
도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 있어서의 스위칭 전원의 회로도,
도 4는 종래의 스위칭 전원의 회로도,
도 5a 및 도 5b는 동 전원의 동작을 설명하는 파형도,
도 6a 및 도 6b는 동 전원의 동작을 설명하는 파형도,
도 7a 및 도 7b는 동 전원의 동작을 설명하는 파형도.
이하, 본 발명의 실시예에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.
제 1 실시예
도 1은 제 1 실시예에 있어서의 스위칭 전원의 회로도를 나타내는 것이다.
도 1에 있어서, 한 쪽 단자가 접지된 직류 전원(1)의 다른 쪽 단자는, 출력트랜스(2)의 보조 권선(16)의 한 쪽 단자에 접속된다. 보조 권선(16)의 다른 쪽 단자는, 스위칭 소자(3)의 한 쪽 출력 단자에 접속된다. 스위칭 소자(3)의 다른 쪽 출력 단자는, 트랜스(2)의 1차 권선(15), 정류 다이오드(10) 및 정류 콘덴서(11)를 거쳐서 접지된다. 한 쪽의 단자가 접지된 발진용 콘덴서(17)의 다른 쪽 단자는, 주파수 가변 발진 회로(8)에 접속된다. 한 쪽의 단자가 접지된 최저 주파수 결정 저항(13)의 다른 쪽 단자는, 주파수 가변 발진 회로(8)에 접속된다. 주파수 가변 발진 회로(8)의 출력은, 펄스 폭 변조 회로(9)에 접속된다. 펄스 폭 변조 회로(9)의 출력은 스위칭 소자(3)의 입력 단자에 접속된다. 주파수 가변 발진 회로(8) 및 펄스 폭 변조 회로(9)의 접속점과, 전원(1)의 다른 쪽 단자와의 사이에 스타트 저항(12)이 접속된다.
보조 권선(16)의 다른 쪽 단자는, 정류 다이오드(4) 및 정류 콘덴서(5)를 거쳐서 전원(1)의 다른 쪽 단자에 접속된다. 정류 다이오드(4)의 캐소드(cathode)는 부하 저항(18)을 거쳐서 전원(1)의 다른 쪽 단자에 접속된다. 정전압 다이오드로 이루어지는 출력 전압 검출 회로(6)의 한 쪽 단자는, 부하 저항(18)의 한 쪽 단자, 즉 전원(1)의 다른 쪽 단자에 접속된다. 부하 저항(18)의 다른 쪽 단자는, 귀환용 포토커플러(7)의 포토다이오드를 거쳐서 출력 전압 검출 회로(6)의 다른 쪽 단자에 접속된다. 포토커플러(7)의 포토트랜지스터의 에미터는 접지되고, 콜렉터는 펄스 폭 변조 회로(9)에 접속된다. 정류 다이오드(10)의 애노드는, 한 쪽 단자가 접지된 부하 전력 검출 회로(19)에 접속된다. 주파수 가변 발진 회로(8)와 부하 전력 검출 회로(19) 사이에는 주파수 제어 저항(14)이 접속된다.
상기 한 바와 같이 구성된 제 1 실시예에 있어서의 스위칭 전원은, 출력 트랜스(2)의 권선, 즉 1차 권선(15) 및 보조 권선(16)에 펄스 폭 검출 회로를 마련하고, 그 펄스 폭 검출 회로의 출력을 주파수 가변 발진 회로(8)에 접속한 구성으로 되어 있다. 그래서, 출력 트랜스(2)의 역기전력 발생 시간이 정해진 시간 이하가 되면, 그 발진 회로(8)의 발진 주파수를 저하시키도록 하고 있다. 이러한 구성에 의해, 도 4에 도시된 종래의 구성에서는 필요했던 트랜스의 1차 측, 2차 측의 절연이 불필요해져, 구성이 간소화될 수 있다.
다음에, 동작에 대하여 설명한다.
도 1에 있어서, 직류 전원(1)은 입력 전력을 공급한다. 출력 트랜스(2)는, 1차 권선(15)측에서 보조 권선(16)측으로 출력 전압을 변환한다. 스위칭 소자(3)는, 입력되는 직류를 교류로 변환한다. 정류 다이오드(4)는 교류를 직류에 변환한다. 정류 콘덴서(5)는 정류 다이오드(4)에서 맥류로 변환된 직류를 평활하여 안정된 직류로 변환한다. 출력 전압 검출 회로(6)는 출력 전압을 검출한다. 포토 커플러(7)는 출력 전압 검출 회로(6)에서 검출된 오차 신호를 1차 측에 귀환한다. 주파수 가변 발진 회로(8)는 외부 신호에 의해서 발진 주파수가 가변된다. 펄스 폭 변조 회로(9)는, 귀환량에 의해 펄스 폭을 제어한다. 최저 주파수 결정 저항(13)은, 주파수가 지나치게 저하되는 것을 제한한다. 주파수 제어 저항(14)은, 주파수를 제어함과 동시에, 최고 주파수를 제한한다. 부하 전력 검출 회로(19)는, 보조 권선(16)의 파형에 의해서 역기전력 시간 T2에서 부하 전력을 검출한다. 보조 권선(16)에는, 1차 권선(15)과 유사한 파형이 검출된다. 그리고, 부하 전력 검출 회로(19)는, 1차 권선(15)의 펄스 파형에 의해서, 역기전력 발생 시간 T2를 검출한다. 역기전력 발생 시간 T2가 일정 시간 폭 이하로 되면, 그 부하 조건에 의해서 발진 주파수를 최고 주파수로부터 최저 주파수까지 낮추도록 주파수 가변 발진 회로(8)의 주파수를 제어한다.
주파수 가변 발진 회로(8)는, 정해진 동작 주파수로 설정할 수 있도록 구성한다. 이 동작 주파수는, 주파수 가변 발진 회로(8)에 접속된 발진용 콘덴서(17)와, 최저 주파수 결정 저항(13)과, 주파수 제어 저항(14)으로 정한다.
부하 전력이 낮은 경우는, 부하 전력 검출 회로(19)에서 검출된 신호로 주파수를 낮추도록 구성한다. 주파수 제어 저항(14)에 흐르는 전류로, 동작 주파수를 결정한다. 또한, 주파수 제어 저항(14)에서 정해진 주파수 이상이 되지 않도록 제한한다. 또한, 주파수 가변 발진 회로(8)는, 주파수가 충분히 저하되더라도 정해진 주파수 이하로는 내려가지 않도록 구성한다. 즉, 부하 전력 검출 회로(19)가 동작하고, 주파수 제어 저항(14)의 전류가 저하하여 0인 상태가 되더라도, 최저 주파수결정 저항(13)에서 최저 주파수는 제한된다.
또한, 주파수 가변 발진 회로(8)는, 부하 전력 검출 회로(19)로 제어하여, 발진 주파수가 정해진 주파수까지 저하되더라도, 부하 전력이 저하하여 주파수 제어에 의해서 출력 전압을 억제하더라도, 출력 전압이 높아질수록 부하 전력이 저하된 경우에는 펄스 폭 제어에 의해서 출력 펄스를 제한하여 출력 전압을 한정되게 제어할 수 있도록 구성되어 있다.
도 2에 부하 전력 검출 회로(19)의 상세예를 나타낸다.
도 2에 있어서, 한 쪽의 단자가 접지된 전원(28)의 다른 쪽 단자는, 부하 저항(21)을 거쳐서 트랜지스터(22)의 콜렉터에 접속된다. 한 쪽 단자가 접지된 콘덴서(27)의 다른 쪽 단자는, 그 콜렉터에 접속된다. 상기 트랜지스터(22)의 에미터는 접지되고, 베이스는 적분 저항(25)을 거쳐서 트랜스의 보조 권선(26)의 한 쪽 단자에 접속된다. 보조 권선(26)의 다른 쪽 단자는 접지된다.
다이오드(24)의 캐소드 및 적분 콘덴서(23)의 한 쪽 단자는, 각각 상기 트랜지스터(22)의 베이스에 접속된다. 다이오드(24)의 애노드 및 적분 콘덴서(23)의 다른 쪽 단자는, 각각 접지된다.
상기 구성을 갖는 부하 전력 검출 회로의 동작을 다음에 설명한다.
도 2의 회로에 있어서, 보조 권선(26)의 전압은, 적분 저항(25)과 적분 콘덴서(23)에서 적분되어 삼각파로 된다. 이 신호를, 트랜지스터(22)의 베이스와 에미터 사이의 전압 VBE를 문턱값으로 하여 펄스폭 검출한다. 출력 전력이 크고, 보조 권선(26)의 역기전력이 큰 경우, 역기전력 발생 시간 T2가 길어져, 삼각파의 파고치도 증가하기 때문에, 트랜지스터(22)는 도통하여 부하 저항(21)에 전류를 흘린다. 역기전력이 크면 클 수록, 트랜지스터(22)의 도통은 강해진다.
부하 전력이 적어지면 역기전력 발생 시간 T2은 짧아져, 삼각파의 파고치도 감소하기 때문에, 트랜지스터(22)는 차단되어 부하 전류가 정지된다. 이들 동작에 의해, 부하 전력을 정해진 값으로 검출할 수 있게 된다.
본 제 1 실시예는, Vo×T2를 검출하는 회로이며, 이 회로의 경우 Vo가 일정하여 T2를 검출하는 회로이기도 하다. 트랜스의 권선 위상이 역인 경우에는, T1×Vi를 검출할 수도 있기 때문에, 수학식 5에 나타낸 바와 같이 출력 전력을 검출하기 위한 보조 권선 출력의 위상은 어느 쪽이더라도, 마찬가지로, 정해진 부하 전력을 검출할 수 있다.
이 것에 의해서, 1차 권선, 2차 권선과 관계없이 어떤 권선에서나 어떤 위상에서도 마찬가지로 전력을 검출할 수 있다. 1차 권선만의 코일에 의한 스위칭 전원이더라도 부하 전력을 검출할 수 있다.
제 2 실시예
도 3은 제 2 실시예에 있어서의 스위칭 전원의 회로도를 도시한 것이다. 본제 2 실시예는, 제 1 실시예보다 더욱 전력을 경감시킨 것이다.
도 3에 있어서, 도 1과 마찬가지인 부품에는 동일 부호를 부여하고 설명을 생략한다. 도 1에 대하여 추가한 구성 요소는, 기동 저항(51), 기동 검출 회로(52) 및 스위칭 소자인 트랜지스터(53)이다. 즉, 트랜지스터(53)의 콜렉터는, 스타트 저항(12)를 거쳐서 전원(1)에 접속된다. 트랜지스터(53)의 베이스는, 기동 저항(51)을 거쳐서 전원(1)에 접속됨과 동시에, 기동 검출 회로(52)에 접속된다. 트랜지스터(53)의 에미터는, 주파수 가변 발진 회로(8)와 펄스 폭 변조 회로(9)의 접속점에 접속됨과 동시에, 다이오드(10)와 콘덴서(11)의 접속점에 접속된다. 기동 검출 회로(52)는 부하 전력 검출 회로(19)에 접속된다.
상기 구성을 갖는 스위칭 전원의 동작을 다음에 설명한다.
전원(1)을 스타트 시키면, 기동 저항(51)을 거쳐서 트랜지스터(53)가 온(on)된다. 그렇게 하면, 스타트 저항(12)를 거쳐서 전원(1)로부터 전원 전압이 공급된다. 기동된 후에는, 다이오드(10)와 콘덴서(11)의 접속점으로부터 전압을 공급하고, 회로 동작을 지속시킬 수 있기 때문에, 트랜지스터(53)를 오프(off)시킨다. 이 때, 기동 검출 회로(52)가, 출력 펄스를 검출하고, 트랜지스터(53)의 베이스 전압을 낮춰서 오프시킨다. 또한, 기동 검출 회로(52)는, 부하 전력 검출 회로(19)와 마찬가지의 회로 구성에서도 가능하다. 상기 한 바와 같이 본 제 2 실시예는, 기동 후에는 스타트 저항(12)을 흐르는 전류를 차단하여, 전력 손실을 막을 수 있어, 제1 실시예와 비교하여 더욱 전력을 경감시킬 수 있다.
본 발명의 스위칭 전원은, 정해진 출력 전압을 공급하기 위한, 출력 전압을 출력하는 스위칭 회로와, 스위칭 회로를 제어하는 펄스 폭 제어 회로와, 부하 전력을 검출하는 회로와, 발진 주파수 가변 발진 회로를 구비함으로써, 스위칭 주파수를 변화시켜, 저 부하 시의 효율 저하를 억제한다.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 전류 전원 2: 출력 트랜스
3 : 스위칭 소자 6 : 출력 전압 검출 회로
7 : 귀환용 포토커플러 8 : 주파수 가변 발진 회로
9 : 펄스 폭 변조 회로 13 : 최저 주파수 결정 저항
14 : 주파수 제어 저항 15 : 트랜스 1차 권선
16 : 트랜스 보조 권선 17 : 발진용 콘덴서
19 : 부하 전력 검출 회로 51 : 기동 저항
52 : 기동 검출 회로 53 : 스위칭 소자
310 : 스위칭 소자 320 : 펄스 폭 변조 회로
330 : 출력 전압 검출 회로 340: 귀환용 포토커플러
350 : 주파수 가변 발진 회로 360 : 출력 트랜스

Claims (2)

  1. 출력 트랜스의 펄스 전압 파형을 검출함으로써, 소정의 부하 전력을 밑도는 상태에서는, 미리 정한 주파수까지 스위칭 주파수를 저하시키도록 하여, 상기 미리 정한 주파수까지 저하된 경우에, 펄스 폭을 제어하도록 한 스위칭 전원.
  2. 제 1 항에 있어서,
    출력 트랜스 권선의 위상에 관계없이 부하 전력을 검출하도록 한 스위칭 전원.
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