KR100341133B1 - 충전/방전 제어회로 및 충전식 전원장치 - Google Patents

Abstract

충전/방전제어회로 및 이것을 사용하는 충전식 전원장치의 신뢰성 및 안전성은 물론 성능을 향상시키기 위해, 충전/방전제어회로(102)는 회로구성을 갖도록 만들어지며, 2차전지(101)가 충전되고 충전작용으로부터 보호된 상태에 있는 시기에 부하(109)가 접속되었을 때, 충전작용으로부터의 보호상태가 해제되고 이것에 의해 스위치 회로(103)가 "온"으로 되어 방전작용의 효과적인 수행을 허용하며, 한편 이러한 상태로부터 과전류가 2차전지(101)로부터 소모된 상태까지의 변화가 발생하고 그 결과 과도한 량의 전류가 스위치 회로(103)를 통해 흐를 때, 2차전지(101)로부터의 방전이 정지될 수 있도록 제어가 이루어 질 수 있고, 이것에 의해 FET가 파손하는 것을 피할 수 있다.

Description

충전/방전 제어회로 및 충전식 전원장치{Charge/discharge control circuit ad charging type power-supply}

본 발명은 스위치 회로를 "온" 또는 "오프" 시킴으로써 2차전지의 전기충전 또는 방전을 제어할 수 있는 충전/방전 제어회로 및 충전/방전 제어회로를 이용하는 충전식 전원장치에 관한 것이다.

2차전지로 이루어지는 종래의 충전식 전원장치로서, 도 2에 회로 블록도로 도시한 전원장치가 공지되어 있다. 이러한 구조는 예를 들면 일본국 특허 공개 공보 제4-75430호 "전기 충전형 전원 장치"에 기술되어 있다. 즉, 2차전지(101)는 스위치 회로(103)를 통해 외부 단자인 -VO 단자(105) 또는 +VO 단자(104)에 접속된다. 또한, 충전/방전 제어회로(102)는 2차전지(101)와 병렬로 접속된다. 이러한 충전/방전 제어회로(102)는 2차전지(101)의 전압을 검출하는 기능을 가진다. 2차전지(101)가 과충전의 상태(전지의 전압치가 소정의 전압치보다 더 큰 경우의 상태, 이 상태를 이하 "과충전 보호상태"라 함)에 있는 경우나, 또는 2차전지가 과방전의 상태(전지의 전압치가 소정의 전압치보다 더 작은 경우의 상태, 이 상태를 이하 "과방전 보호상태"라 함)에 있는 경우에, 신호는 스위치 회로(103)를 "오프"로 되게 하도록 충전/방전 제어회로(102)로부터 출력된다. +VO 단자(104)의 전압이 소정 레벨의 전압에 도달했을 때 전기방전을 멈추게 함으로써, 스위치(103)를 통해 흐르는 전류를 제한하는 것이 가능하다. 즉, 과도한 량의 전류가 흐르고 있을 때, 전기방전을 멈추게 하는 것이 가능하다(과전류의 제어). 이 상태를 이하 "과전류보호상태"라 한다. +VO 단자(104)와 -VO 단자(105) 사이엔 2차전지(101)를 전기적으로 충전하기 위한 전기 충전기(108) 혹은 2차전지(101)의 에너지를 이용하는 부하(109)가 접속된다.

2차전지로 이루어지는 종래의 충전식 전원장치의 다른 예로서, 도 3의 회로 블록도에 도시된 것과 같은 전원장치가 알려져 있다. 이 회로는 도 2에 도시된 스위치 회로(103)가 음극(111)에 직렬로 접속되어 있다.

그러나, 전술한 바와 같이 구성된 충전/방전 제어회로는 부하가 과충전 보호상태로 접속될 때 다음의 결점들을 가진다.

일반적으로, 스위치회로(103)는 두 개의 FET(전계효과 트랜지스터)를 사용한다. 이 스위치 회로가 사용되는 다른 실시예로서, 도 4의 회로 블록도에 도시된 것과 같은 전원장치가 있다. 도 4의 실시예에서, 스위치 회로(103)는 두 개의 FET, 즉 FET-A(112) 및 FET-B(113)로 구성된다.

과방전 상태에서, 충전/방전 제어회로는 FET-A(112)를 "오프"시키도록 작용하며, 과충전 상태에서는 FET-B(113)를 "오프"시키도록 작용한다. 이러한 이유 때문에, 스위치 회로를 제어하기 위한 신호라인은 두 개의 부분(107A, 107B)으로 분할된다. 또한, 과전류 상태에서도, 제어회로는 FET-A(112)를 "오프"시키도록 작용한다.

이러한 회로에서, 부하가 도 5에 도시된 바와 같은 과충전 상태에 있는 전지에 접속될 때, FET-B(113)가 "오프"로 되므로, 방전전류는 기생 다이오드(parasitic diode)를 통해 흐른다. 이러한 이유 때문에, 부하에 의해 소모되는 전류가 작을 때에도, -VO 단자(105)의 전압은 기생 다이오드의 순방향 전압(forward voltage)(Vf)만큼 반드시 상승한다. FET-B에 있는 기생 다이오드(Vf)의 대표적인 값이 대략 0.6V이므로, -VO 단자(105)의 전압은 과전류 검출 전압보다도 더 높게 된다. 과전류 검출전압이 Vf보다도 더 낮을 때 과충전 상태에서 부하가 접속되어 있어 과충전 및 과전류 상태로 되므로, FET-A(112) 및 FET-B(113)는 모두 "오프"로 되고, 그 결과 전기 충전이 정지되는 동안에, 부하에 대해 행해진 전기방전 역시 인터럽터된다. 이것은 한편으로는 전지 전압이 과충전의 상태에 있음으로 해서 상당히 높은 레벨의 전압을 갖도록 유지되는 한편, 다른 한편으로는 부하가 전지에 접속된 직후에 전기 방전이 되지 않게 됨을 나타낸다. 전기 충전이 이루어진 후 전기 방전이 되지 않게 되므로, 2차전지는 완전히 오동작하게 된다.

과전류 검출 전압이 더 높은 값으로 설정될 때, FET를 통해 흐르는 전류가 상당히 커지고 그 결과 과전류 보호 기능이 작동을 멈추게 되는 결과가 초래된다.

전술한 바에 비추어, 본 발명의 목적은 과충전 보호 상태에서 부하가 접속되었을 때 전기 과충전 보호를 신속하게 해제하여 전기 방전의 수행을 신속하게 개시할 수 있고 또한 스위치 회로에 의해 형성된 손실을 감소시킬 수 있고 이것에 의해 전기 방전을 효과적으로 수행할 수 있으며, 부하의 접속으로 부하 전류가 비정상적으로 될 때 전기 방전의 수행을 멈추게 하는, 매우 신뢰할 수 있고, 안전하며, 성능이 매우 좋은 충전/방전 제어회로와, 이 충전/방전 제어회로를 사용하는 충전식 전원장치를 제공하는 것에 있다.

도 1은 본 발명에 따른 충전식 전원장치의 회로 블록을 도시하는 설명도.

도 2는 종래의 충전식 전원장치의 회로블록을 도시하는 설명도.

도 3은 종래의 충전식 전원장치의 다른 예를 도시하는 회로블록 다이어그램.

도 4는 종래의 충전식 전원장치의 또 다른 예를 도시하는 회로블록 다이어그램.

도 5는 종래의 충전식 전원장치가 과충전 상태에 있을 때 부하가 접속된 상태를 도시하는 도면.

도 6은 충전식 전원장치의 과충전 상태를 도시하는 도면.

도 7은 충전식 전원장치의 과방전 상태를 도시하는 도면.

도 8은 충전식 전원장치가 과충전 상태에 있을 때 부하가 접속된 상태를 도시하는 도면.

도 9는 충전식 전원장치의 다른 예를 도시하는 회로 블록도.

도 10은 히스테리시스 회로가 충전식 전원장치에 존재하지 않는 경우에 2차 전지가 충전될 때 발생되는 전압 파형을 도시하는 도면.

도 11은 히스테리시스 회로가 충전식 전원장치에 존재하는 경우에 2차전지가충전될 때 발생되는 전압파형을 도시하는 도면.

도 12는 히스테리시스 회로가 충전식 전원장치에 존재하는 경우에 2차전지가 충전 및 방전될 때 발생되는 전압파형을 도시하는 도면.

도 13은 2차전지가 본 발명에 따른 충전식 전원장치에서 충전 및 방전될 때 발생되는 전압파형을 도시하는 도면.

도 14는 본 발명에 따른 충전식 전원장치의 다른 예를 도시하는 회로 블록도.

도 15는 본 발명에 따른 충전식 전원장치의 또 다른 예를 도시하는 회로 블록도.

도 16은 본 발명에 따른 충전식 전원장치의 또 다른 실예를 도시하는 회로 블록도.

＜도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명＞

101 : 2차전지 102 : 충전/방전 제어회로

103 : 스위치 회로 104 : +VO 단자

105 : -VO 단자 108 : 전기 충전기

109 : 부하 111 : 음극

112 : FET-A 113 : FET-B

117 : 과전류 검출 비교기 118 : 과방전 검출 비교기

119 : 과충전 검출 비교기 120, 121 : 전압 분할 회로

124 : 출력 제어 논리 회로

상기 목적을 성취하기 위해, 본 발명은 충전/방전 제어회로 및 이것을 이용하는 충전식 전원장치에 있어서 전기적으로 충전된 2차전지의 전기 과충전 보호상태에서 부하가 이에 접속되었을 때, 전기 과충전 상태가 해제되고 스위치 회로가 "온"으로 되어 이것에 의해 전기 방전의 효과적인 수행을 가능하게 하며, 이러한 상태로부터 과도한 량의 전류가 2차전지로부터 소모되어 과도한 량의 전류가 스위치 회로로 흐르는 과전류 상태에 도달할 때, 2차전지로부터 부하로의 전기 방전이 중단될 수 있고, 이것에 의해 FET의 파손을 피할 수 있게 하는 회로구조를 가지도록 구성되었다.

전술한 바와 같이 구성된 충전/방전 제어회로 및 이것을 이용하는 충전식 전원장치에서, 전기 과충전의 검출 후 부하가 접속되었을 때, 또한, 어떤 손실도 스위치 회로에서 형성되지 않으므로, 이의 수명을 연장시킬 수 있기 때문에 성능이 매우 좋은 2차전지를 얻는 것이 가능하며, 다른 한편으로는, 비정상적인 전류가 발생했을 때 전기 방전이 신속하게 정지될 수 있으므로, 스위치 회로, 2차전지 등의 파손을 방지하도록 작동이 수행되고, 이것에 의해 전체 장치의 신뢰성을 향상시키고 또한 이의 안전성을 향상시킬 수 있다.

본 발명의 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.

도 1은 본 발명에 따른 충전/방전 제어회로의 회로 블록도를 포함하는 충전식 전원장치를 도시하는 회로 블록도이다. -VO 단자(105)에는 스위치 회로(103)를 통해 2차전지(101)가 접속된다. 스위치(103)는 두 개의 N-채널 FET로 구성된다. 2차전지(101)의 전압은 충전/방전 제어회로(102)에 의해 검출된다. 충전/방전 제어회로(102)는 과충전 검출 비교기(119), 과방전 검출 비교기(118), 과전류 검출 비교기(117), 기준 전압 회로 A(116), 기준 전압 회로 B(114), 전압 분할 회로(120), 전압 분할 회로(121), 출력 제어 논리회로(124) 등으로 구성된다. 충전/방전 제어회로(102)는 신호라인(107A, 107B)에 의해 스위치 회로(103)에 접속되며, 이것에 의해 스위치 회로를 "온" 또는 "오프" 하기 위한 "온"/"오프" 신호가 제어회로(102)로부터 이 스위치 회로에 공급된다. 2차전지(101)를 전기적으로 충전하기 위한 전기 충전기(108) 또는 2차전지에 의해 구동될 수 있는 장치(2차전지에서 본 부하)가 +VO 단자(104)와 -VO 단자(105)와의 사이에 접속된다. 이 도면에서, FET-A(112)와 FET-B(113)가 -VO 단자(105)에 직렬로 접속된다. 그러나, FET-A(112)와 FET-B(113)는 +VO 단자(104)에 접속될 수도 있다.

과충전 검출 비교기(119)와 과방전 검출 비교기(118)는 각각 2차전지(101)의 전압과 기준전압 A(116)의 전압을 비교하는 기능을 가진다. 출력 제어 논리회로(124)가 각각의 비교기로부터 출력 신호에 따라 단자(125A, 125B)로 신호를 공급하므로, 각각의 FET의 게이트 전압은 그들 각각의 상태에 따라 레벨이 변하며, 그 결과 2차전지 충전 또는 방전이 "온" 또는 "오프" 될 수 있다. 예를 들면, 과충전 상태가 일어날 때, 과충전 검출 비교기(119)의 플러스 입력 단자의 전압은 기준 전압 A(116)의 전압보다 더 높게 되며, 그 결과 이 비교기의 출력은 로우(Low)에서 하이(High)로 반전된다. 이러한 반전된 출력 신호가 출력 제어 논리회로(124)에 입력될 때, 이 출력 제어 논리회로(124)는 신호라인(107B)을 하이에서로우로 바꾼다. 그 결과, 스위치 회로(103)의 FET-B(113)의 게이트 전압은 하이에서 로우로 바뀌며, 그 결과 FET-B는 "오프"로 된다. 그 결과, 충전회로는 2차전지(101)로 흐르는 것을 멈추며, 이에 따라 충전이 정지된다.

과전류 검출 비교기(117)는 -VO 단자(105)의 전압을 기준전압 B(114)의 전압과 비교하며 이것에 의해 그들 각각의 상태에 따른 신호를 출력하며, 이 신호는 출력제어 논리회로(124)로 입력된다. 과전류 보호 상태일 때, 출력 제어 논리회로(124)는 전기방전의 실행을 정지시키는 FET-B(112)로 신호를 공급한다.

이 실시예에서 예시된 구성예의 효과를 설명하기 위해, 먼저, FET가 스위치 회로에 채용되었을 때 수행되는 각각의 보호 상태에서의 동작을 설명한다.

도 6은 FET가 스위치 회로에 채용되었을 때 과충전 보호 상태를 도시한 것이다. 과충전 상태에서, FET-A(112)는 "온"으로 되고 FET-B(113)는 "오프"로 된다. 이때 전기 충전기(108)가 접속될 때 -VO 단자(105)의 전압이 2차전지의 음극단자(111)의 전압보다 더 낮으므로, 그 결과 어떠한 전기충전도 2차전지(101)에 관하여 일어나지 않는다. 그러나, 과충전일 때 부하가 접속될 때 -VO 단자(105)의 전압이 2차전지의 음극단자(111)의 전압보다 더 높게되므로, 전류는 2차전지(101)로부터 FET-B(113)의 기생 다이오드를 통해 부하로 흐른다. 즉, 전기 과충전의 검출 후에 일어나는 전기 과충전 보호 상태에서, 비록 전기 충전이 가능하지 않다고 해도 전기방전은 가능하다.

전기 과방전 보호 상태 및 과전류 보호 상태에서, 이 과정은 반대로 된다. 이것을 도 7에 도시하였다. FET-B(113)는 "온"으로 되고 FET-A(112)는 "오프"로 되며, 그 결과 2차전지(101)로부터 부하(109)로의 전기방전은 멈추어진다. 그러나, 전기 충전기(108)가 접속된 경우에, -VO 단자(105)의 전압이 2차전지의 음극(111)의 전압보다 더 낮게되므로, 그 결과 전기 충전 전류는 FET-A(112)의 기생 다이오드를 통해 2차전지(101)로 흐른다. 즉, 전기 과방전의 검출 후에, 비록 전기 방전이 가능하지 않다고 해도 전기 충전은 가능하다.

이 스위치 회로를 대신하는 스위치 회로가 단일 FET를 이용하여 실현될 수 있다고 할지라도, 이 때문에 게이트 전위뿐만 아니라 FET의 기판 전위도 바뀌어야 한다. 이와 같이 바꾸지 않으면, FET의 소스 전위가 드레인 전위보다 더 높은 상태가 일어나므로, 위에서 설명된 전기 충전/방전 동작의 제어를 수행하는 것이 불가능하다. 현재 두 개의 FET를 이용하여 전기 충전/방전 동작을 제어하는 것이 일반적이다.

비록 두 개의 FET의 사용으로 스위치 회로(103)를 구성한다고 할지라도, 부하에서 이상이 일어나서(외부단자의 쇼트, 등) 이것에 의해 과전류 상태가 일어나서 과도한 량의 전류가 소모될 때, 스위치 회로를 통해 흐르는 전류의 검출이 가능하다. 도 8에 도시된 바와 같이, 직렬로 접속된 FET-A(112)와 FET-B(113)가 FET 저항을 가지므로, 전류가 각각의 FET를 통해 흐른 경우, 그의 저항치가 비록 작다고 해도 유한하기 때문에 전압강하가 그곳에서 일어난다. 충전/방전 제어회로(102)를 도 3에 보다 상세히 도시하였다. 이 회로는 이 실시예를 설명할 목적으로 종래의 예로부터 고찰한 회로이다. 이 제어회로의 사용에 의해 2차전지(101)로부터 부하(109)로 전류를 공급하면, -VO 단자(105)의 전압은 2차전지의 음극(111)의 전압보다도 더 높게 된다. 이 전압강하는 비교기(117)에 의해 모니터되고 있고, 이것에 의해 그 결과적인 전압과 기준전압 B(114)의 전압이 서로 비교된다.

역으로, 전기 충전기(108)로부터 2차전지(101)로 전류를 공급하면, -VO 단자(105)의 전압은 2차전지의 음극 전압(111)의 전압보다도 더 낮아진다.

기준 전압회로 B(114)의 전압치를 Vref 2[V], FET-A의 "온" 저항이 FET-B와 동일하게 되는 때에 FET-B(113)의 "온" 저항을 Rfet[Ω], 이들 FET들을 통해 흐르는 전류를 I [A]라고 할 때, 다음과 같이 된다.

I [A] > = (Vref 2[V] / 2 / Rfet [Ω]) (1)

이 I [A] 값이 과전류 검출의 조건이 된다. 이 식이 성립할 때, 비교기(117)의 출력은 로우에서 하이로 되며, 이것에 의해, 이 신호를 수신한 출력 논리회로(124)가 FET-A(112)를 "오프"로 하도록 동작한다.

이와 같이, 두 개의 FET의 사용에 의해 스위치 회로(103)를 구성할 때에도, 과전류의 상태에서 스위치 회로(103)를 "오프"로 함으로써 +VO 단자(104)와 -VO 단자(105)에 접속된 부하에의 에너지 공급을 중지시키는 것이 가능하다. FET의 절대 최대 정격 전류 및 저항치를 고려하면, 대표적인 값으로서 I = 4A 및 Rfet = 50 mΩ 이다. 이 값을 식(1)에 대입시키면, Vref = 0.4V가 된다. 즉, 과전류 검출단자(106)의 전압이 0.4 V 또는 그 이상이면, 스위치 전류는 과전류의 상태에 있는 것으로 되어, 그 결과 FET-A(112)는 "오프"로 된다.

그러나, 전술한 바와 같이, 이러한 과전류 검출 기능이 있기 때문에 과충전 상태에서 부하의 접속으로 인해, 과전류 및 과충전 상태의 발생이 야기되므로,FET-A(112) 및 FET-B(113)는 모두 "오프"로 되고, 그 결과 비록 전기충전이 정지되었다고 해도, 부하에 대해 전기 방전이 또한 중단된다.

이 때문에, 이러한 상태의 발생을 피하고 전기방전의 수행을 가능하게 하기 위한 방법으로서, 도 9에 도시된 회로가 고려될 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이 전기 과충전 보호 상태에서 부하(109)가 접속되었을 때에도(즉, 과전류) FET-A(112)를 "오프"시키지 않는 논리회로(126)가 부가된다. 전기 과충전 보호상태에서 과전류가 검출되었을 때, 이 논리회로는 과전류 검출 기능을 중지시킨다. 전기 과충전 보호 상태에서 부하가 접속된 결과 과전류 검출단자(115)의 전압이 전압(Vf)보다도 더 높게 되었을 때에도 FET-A(112)가 "오프"되지 않으므로, 그 결과 전기 방전 전류는 FET-B(113)의 기생 다이오드를 통해 계속해서 흐른다.

그러나, 도 9에서도 여전히 다음의 문제들이 남아있다. 여기서, 이러한 문제들에 대해 도 10의 전압 파형을 이용하여 설명한다. 전기 과충전 검출이 수행되었을 때 FET-B(113)가 "오프"로 되는 전압이 전기 과충전 검출 전압 = Vcdet+ 라고 가정한다. 2차전지가 전기적으로 충전되는 기간 중에 2차전지의 전압이 이러한 Vcdet+의 전압치로 되어, FET-B(113)는 "오프로 됨으로써, 그 결과 전기충전이 멈추어지고, 그 결과 2차전지에 대한 전기 충전 전류의 공급이 멈추어진다. 2차전지는 자체가 임피던스를 갖고 있으므로, 전기 충전 전류가 멈추어진 결과 전지 전압이 강하된다. 이러한 이유 때문에, 단 하나의 과충전 검출 전압에 따라 FET-B(113)가 "온"인지 또는 "오프"인지가 결정된다면, 다음의 문제가 야기된다. FET-B(113)를 "오프"로 함으로써 전기 충전의 수행을 멈추게 했을 때, 2차전지의 전압이Vcdet+ 또는 더욱 낮게 감소하므로, FET-B(113)는 다시 "온" 된다. 그후 전기 충전이 다시 개시되고 그 결과 2차전지(101)의 전압이 증가함으로써 같은 현상이 반복적으로 일어나므로, 과충전 제어 단자(125-B)의 전압은 발진한다. 그러한 발진이 야기될 때, 정상전압에 따른 전기 충전 제어의 작동이 중지되고, 그 결과 충전/방전 제어회로는 이의 기능의 수행을 중지한다.

이러한 발진의 발생을 방지하기 위해, 과충전 검출 전압이 히스테리시스를 가지는 것이 필요하다. 히스테리시스는 전압이 높아져서 검출전압의 레벨을 초과했을 때 이 검출전압이 떨어지는 특성을 의미한다. 즉, 히스테리시스를 포함하는 회로는 전압이 높아질 때 우세한 검출전압과 이 검출전압을 초과한 후 전압이 낮아질 때 우세한 검출전압이 서로 상이한 회로이다. 전압이 높아질 때 우세한 검출전압과 전압이 낮아질 때 우세한 검출전압 간 전압차를 "히스테리시스 전압"이라고 한다. 도 11에 도시된 바와 같이, 히스테리시스 전압에 의해 과충전 검출 전압으로부터 낮아진 전압을 과충전 해제 전압(Vcdet-)이라고 가정한다. 과충전의 초기 검출 후 검출전압이 Vcdet-가 되므로, 전지 전압이 그후 감소할 때에도, FET는 다시 "오프"로 되지 않는다. 그러므로, 발진이 일어나지 않는다. 즉, 2차전지에 대한 충전/방전 제어회로에서, 히스테리시스 기능은 불가피하다.

전술한 바와 같이 충전/방전 제어회로가 히스테리시스 기능을 가지므로, 과충전 보호 상태에서 부하가 접속되었을 때, 다음의 문제가 도 9의 실시예에서 존재한다. 도 12에는 도 9의 실시예에서 발생되는 단자(125-B, 115)의 단자 전압 파형이 도시되어 있다. 전기 과충전의 검출 후 부하가 접속되었을 때, 전류는 FET-B(113)의 기생 다이오드를 통해 흐르며 따라서 단자(115)의 전압은 Vf 전압보다도 더 높게 된다. 이러한 전압이 과전류 검출 전압(기준전압 B(114))보다 더 높을 때에도, 도 9의 실시예가 과전류의 흐름을 멈추게 하는 회로구조를 가지므로, 어떤 량의 부하 전류가 흐른다고 해도, 전기 방전은 전지 전압이 과충전 해제전압(Vcdet-) 아래로 낮아질 때까지는 정지될 수 없다. 특히, 2차전지의 내부 임피던스가 낮아 과충전 해제 전압(Vcdet-)이 낮은 환경에서, 필요 이상의 다량의 부하 전류가 흐를 때에도(즉, -VO 단자(105)의 전압이 상당히 상승할 때에도), 전기방전을 멈추게 할 수가 없다.

전술한 바와 같이 이 기간 중에 전기 방전이 과도한 량의 전류의 흐름에 대해 중지되지 않으므로, 비정상 전류가 FET를 통해 계속해서 흐르며, 그 결과 FET는 열적으로 파손되는 결과를 초래할 수도 있다. FET와 같은 부품들이 열적으로 파손된 경우, 정상적인 전기 충전/방전 제어는 이들 부품들이 교체되지 않는 한 수행될 수 없다. 더욱이, 최악의 경우에, FET, 2차전지 또는 실장 기판이 외부단자 쇼트 등으로 인해 발화할 수도 있다.

또한, FET가 열에 의해 파손되지 않는다고 할지라도, 2차전지의 전압이 과충전 해제 전압(Vcdetc-) 아래로 낮아질 때까지 부하 전류가 FET-B(113)의 기생 다이오드를 통해 계속해서 흐르므로, 이 부분에서 손실이 생긴다. 이 손실로 인해, 2차전지의 수명이 단축된다. 더욱이, 부하에 흐르는 전류가 기생 다이오드에 의해 제한되므로, 과충전 보호 상태에서 2차전지에 기기가 접속되었을 때, 부하 전류의 크기가 제한된다. 이와 같이 부하 전류가 제한되는 환경에서, 기기를 기동시키는데상당히 많은 시간이 걸리거나 기동이 비효율적으로 된다는 문제가 야기된다.

비록 지금까지 한 설명이 도 3에 대응하는 회로에 관련하여 이루어졌지만, 지금까지 설명된 내용들은 도 2의 회로에 관하여 완전히 동일하다. 즉, 스위치 회로(103)가 두 개의 P채널-FET를 사용하여 구성되고 충전/방전 제어회로가 P채널-FET의 "온"/"오프" 상태를 제어할 수 있는 회로로 수정된다면, 동작이 완전히 동일하게 된다.

도 1의 회로에서, 이 문제는 완전히 해결된다. 전술한 바와 같이, 과충전 검출 비교기(119)의 출력이 로우에서 하이로 반전될 때, 히스테리시스 회로 A(122)가 동작한다(트랜지스터가 "온"으로 된다). 이 실시예에서, 전압 분할 회로 A(120)에 이 회로가 접속되어 있고, 이 회로를 이하 설명한다. 이때 기준 전압 A(116)는 Vref1의 전압 레벨을 가지며 전압 분할 회로 A(120)는 서로 직렬로 접속되는 4개의 저항기를 포함하고, 저항기들은 각각 도 1에 도시된 R1 내지 R4이고 이들의 저항치는 각각 r1 내지 r4라고 가정한다. 초기 상태에서, 2차전지(101)의 전압은 로우이고, 과충전 검출 비교기(119)의 출력은 로우이고, 히스테리시스 회로 A(122)는 "오프" 상태에 있고(트랜지스터는 "오프"임), 히스테리시스 회로 C(127)는 "온" 상태에 있다(트랜지스터는 "온"임). 전기 과충전이 이 상태에서 검출되는 전압(Vcdet+)은 다음 식으로 표현된다.

(r1 + r2 + r3) / r1 ×Vref1 (2)

과충전 검출 비교기(119)의 출력이 이 상태에서 일단 하이로 될 때, 히스테리시스 회로 A(122)가 "온"(트랜지스터는 "온"임)으로 되므로, 저항기(R2)는 쇼트된 회로와 같게 된다. 이때, 히스테리시스 회로 C(127)는 "온"으로 된다(트랜지스터는 "온"임). 검출 전압(Vcdet-)은 다음 식으로 표현된다.

(r1 + r3) / r1 ×Vref1 (3)

식(2)와 (3)에 의해 표현된 바와 같이, Vcdet+ ＞ Vcdet- 이다. 검출이 일단 일어나면, 과충전 검출 비교기(119)의 출력 전압이 다시 하이로 되는 전압은 로우로 설정된다. 이러한 이유 때문에, 과충전이 검출되는 때에 전기 충전 전류가 멈추어지고 그 결과 2차전지의 전압이 2차전지의 내부 임피던스의 영향으로 인하여 감소한다고 할지라도, 어떤 발진 현상도 발생하지 않는다. 히스테리시스 회로를 설정하기 위한 회로가 이 실시예에 따른 것으로 한정되지 않고 여러 가지 방법에 따라 마련될 수 있음에도 불구하고, 이들 방법들 중 어느 방법이든 본 발명에 따른 것과 유사한 충전/방전 제어회로를 구성하는 것을 가능하게 한다.

과충전 상태가 일어났을 때, 충전/방전 제어회로(102)는 스위치 회로(103)를 "오프"시키도록 동작한다. 스위치 회로(103)는 두 개의 FET로 이루어지며 이 도면에서는 N채널-FET가 사용된다. 전기 과충전이 검출되었을 때, FET-B(113)는 "오프"되고, 그러므로 전기 충전이 금지된다. 그러나, 부하가 접속되었을 때, 전기 방전 전류는 FET-B(113)의 기생 다이오드를 통해 흐른다. 환언하여, 과충전 보호 상태에서 부하가 +VO 단자(104)와 -VO 단자(105)와의 사이에서 접속될 때, 전류는 2차전지(101)로부터 부하로 공급된다.

다음에, 전기 과방전이 검출될 때 수행되는 동작을 설명한다. 기본적으로, 이 동작은 전기 과충전이 검출될 때 수행되는 것과 동일하다. 2차전지(101)로부터부하(109)로의 전기방전이 계속해서 수행되고 그 결과 2차전지(101)의 전압이 과방전 검출 전압 레벨 아래로 감소되거나 또는 더욱 낮게 감소될 때, 과방전 검출 비교기(118)의 플러스 입력단자의 전압은 기준 전압 A(116)의 전압보다도 더욱 낮게 되며, 그 결과 비교기(118)의 출력은 하이에서 로우로 반전된다. 비교기(118)로 부터의 출력신호는 또한 출력 제어 논리회로(124)로 입력된다. 그러므로, 과방전 검출 비교기(118)의 출력이 로우로 반전될 때, 스위치 회로(103)를 구성하는 FET-A(112)의 게이트 전압 역시 로우로 반전된다. 그 결과, FET-A(112)가 "오프"되므로, 전기 방전 전류는 2차전지(101)로부터 공급되는 것을 멈추며, 이것에 의해 부하에 관하여 전기방전이 정지된다. 전기 과방전이 검출될 때, 또한, 전지 전압은 2차전지의 내부 임피던스의 영향으로 인하여 변한다. 전기 과충전이 검출될 때와는 반대로, 전기방전이 정지될 때, 전지전압은 상승한다. 이 이유 때문에, 전기 과방전의 검출시에 발진이 일어나는 것을 방지하기 위해, 전기 과방전이 일단 검출될 때, 전기 과방전이 해제되는 전압은 이 과방전 검출 전압보다 더 높도록 설정된다. 이 실시예에서, 히스테리시스 회로 B(123)는 전압 분할 회로 B(121)에 접속된다.

도 1에 도시된 바와 같이, -VO 단자(105)가 신호라인(106)에 의해 충전/방전 제어회로(102)에 접속되므로, 과도한 량의 전류가 부하에 의해 소모되는 과전류 상태가 일어날 때, 전기방전이 계속되는 것을 멈추게 하는 것이 가능하다. 도 7을 사용하여 설명된 바와 같이, 두 개의 FET가 서로 직렬로 접속된 스위치 회로(103)는 저항을 갖고 있으므로, 이에 전류가 흐를 때, -VO 단자(105)에서 전압강하가 일어난다. 즉, -VO 단자(105)의 전압은 2차전지(101)의 마이너스 단자(111)의 전압 보다도 더 높게 된다. 비교기(117)는 이 단자전압을 기준전압 B(114)의 전압과 비교한다. 이때의 관계식은 식(1)에서 이미 표현되었다. 식(1)이 성립하면, 비교기(117)의 출력은 로우에서 하이로 되며, 그 결과적인 신호는 출력 논리 제어회로(124)로 입력되고, 이것에 의해 FET-A(112)는 "오프"된다. 그 결과, 부하로의 에너지 공급이 중지된다. 전기방전이 중지되는 전류치를 변경하기를 원한다면, 기준전압 B(114)의 전압을 변경하면 충분하다.

여기서, 전지가 전기적으로 충전되고 전기 과충전이 검출되었을 때 일어나는 상태를 설명한다. 이 상태가 전기 과충전 상태이므로, 과충전 검출 비교기(119)의 출력은 하이로 되며, 그 때문에 이때의 출력 논리회로(124)는 FET-B(113)의 게이트 전압이 로우가 되도록 신호를 출력한다. 이 상태에서, 2차전지에 관한 전기충전이 정지된다. 여기서, 전기 충전기(108)는 그의 역할을 끝내고 -VO 단자(105) 및 +VO 단자(104)로부터 제거된다.

다음에, 이렇게 전기적으로 충전된 2차전지는 당연히 부하에 접속된다. 이때 우세한 이 실시예에서의 전압 파형을 도 13에 도시하였다. 부하가 -VO 단자(105)와 +VO 단자(104)에 접속되는 동안, 이때 FET-B(113)는 "오프"되므로, 전류는 기생 다이오드를 통해 흐른다. 이때, -VO 단자(105)의 전압은 반드시 2차전지의 음극(111)의 전압보다도 기생 다이오드의 순방향 전압(Vf)만큼 더 높게 된다. 도 1의 회로에서, 이 -VO 단자(105)의 전압은 충전/방전 제어회로(102)에 의해 모니터되며, 기준전압 B(114)의 전압이 Vf 전압보다도 더 낮으면, 과전류 검출 비교기(117)의 출력은 반전된다. 이러한 출력신호는 출력 제어 논리회로(124)에 뿐만 아니라논리회로(126)에도 입력된다. 논리회로(126)는 또한 전기 과충전 전류 전압을 검출하기 위해 검출 전압을 제어한다. 현재 설명되고 있는 상태에서처럼 과전류가 검출되었을 때, 논리회로(126)는 "온"에서 "오프"로 히스테리시스 회로 C(127)를 전환시키도록 동작한다. 이때, 전기 과충전 검출 전압은 다음과 같이 표현되며 이 전압은 Vdetp로 나타낸다.

(r1 + r3 + r4) / r1 + Vref1 (4)

식(4)로 표현되는 전압에서, r4는 이 전압이 전기 과충전 검출전압(Vcdet+)보다도 더 높게 될 수 있도록 설정된다. 이때의 파형이 도 13에 도시되어 있다. 이렇게 설정함으로써, 2차전지의 전압이 반드시 Vcdet+보다 더 낮으므로, 과충전 검출 비교기(119)의 출력은 하이에서 로우로 바뀐다. 비교기 출력이 변화된 결과로서, FET-B(113)는 "온"이 되고, 그 결과 2차전지로부터의 전류는 기생 다이오드를 통과하지 않고 부하로 공급된다. 또한, FET-B(113)가 "온"으로 전환되는 것에 기인하여 다이오드의 순방향 전압(Vf)에 상응하는 어떠한 전압도 발생하지 않으므로, -VO 단자(115)의 전압은 낮아지고 과전류 검출 역시 동시에 해제된다.

히스테리시스 회로 C(127)가 상술한 바와 같이 작용한 경우에 (트랜지스터가 "온"상태에서 "오프"상태로 변하였다). 과전류가 발생하였을 때, 스위치 회로는 "오프"로 되고, 이것에 의해 부하에 관한 전기방전이 정지된다. 지금까지 설명된 동작을 통해, FET-A(112)와 FET-B(113)는 모두 "온"이 되고, 과충전 검출 비교기(119)의 출력이 로우이므로, 히스테리시스 회로 A(122)는 "오프"상태로 된다. 앞에서 설명한 바와 같이, 과전류가 발생하였을 때, -VO 단자(105)의 전압은스위치 회로(103)의 "온" 저항에서 생기는 전압강하로 인하여 기준 전압 B(114)의 전압보다 더 높게되며, 그 결과 과전류 검출 비교기(117)의 출력은 로우상태에서 하이로 된다. 이때 히스테리시스 회로 C(127)가 "오프"로 된다고 할지라도, 이것은 어떤 문제도 야기하지 않는다. 전기 과충전 검출 전압이 히스테리시스 회로 C(127)의 동작을 통해 Vcdet+보다 더 높다고 할지라도, 2차전지가 전기방전의 상태에 있으므로, 이의 전압은 반드시 Vcdet+ 전압의 미만이며, 그 결과 비록 검출 전압이 더욱 높은 검출 전압으로 변경된다고 할지라도, 비교기의 출력 전압은 그의 로우상태로부터 변하지 않는다. 부하가 접속될 때, 어떠한 전기충전도 수행되지 않으며 그 결과 어떠한 문제도 사용 중에 일어나지 않는다.

비록 전지전압이 전기 과충전 해제 전압(Vcdet-)보다 더 낮게된 시점에서 과전류가 발생하였을 때 역시 히스테리시스 회로가 동작한다고 할지라도, 이때 역시 전지전압이 반드시 전기 과충전 검출전압(Vcdet+) 미만이므로, 이 경우에 마찬가지로 어떤 문제도 일어나지 않는다.

부하(109)가 제거하고 전기 충전기(108)를 접속하였을 때, -VO 단자(105)의 전압이 2차전지의 음극(111)의 전압보다 더 낮게 되므로, 과전류 검출 동작이 수행되지 않으며 히스테리시스 회로 C(127)는 항상 "오프"로 되며 그러므로 전기 과충전 검출 동작이 2차전지의 전압에 따라 수행된다. 전기 과충전 검출 전압은 전지 전압의 레벨에 따라 식(1) 또는 (2)에 의해 표현된다.

이 실시예에 따른 회로는 2차전지는 위에서 설명된 바와 같이 사용되는 모든 환경에 영향을 주지 않으며 따라서 종래의 회로에 있는 고유의 문제들을 해결한다.

본 발명의 또 다른 실시예를 도 14에 도시하였다. 과충전 검출 비교기(117), 과방전 검출 비교기(118) 및 과전류 검출 비교기(119)의 각각의 출력은 지연회로 A(128), 지연회로 B(129) 및 지연회로 C(130)로 각각 입력된다. 이러한 구성에 의해, 각각의 검출 동작을 시간 지연시키는 것이 가능하다. 나머지 구성은 도 1에 도시된 것과 동일하다.

2차전지에 접속된 순간에 고전압을 인가하는 전기 충전기가 그에 접속될 때, 전기 충전기가 접속된 순간에 2차전지의 전압이 전기 과충전 검출 전압(Vcdet+)을 초과하는 결과를 초래한다. 이 상태에서, 충전/방전 제어회로(102)의 전기 과충전 검출 동작이 수행되고, 이것에 의해 스위치 회로(103)가 "오프"로 되어버린다. 그러나, 2차전지는 이에 충전기가 접속되기 전의 상태로부터 거의 전기적으로 충전되지 않는다. 또한, 2차전지의 전압이 상승하거나 또는 +VO 단자(104)의 전압이 외부로부터의 잡음으로 인해 상승할 때, 역시 같은 현상이 발생한다. 이 때문에, 그러한 현상을 피하기 위해, 지연회로 A(128)는 과충전 검출 비교기(119)의 출력에 접속된다. 어떤 시간에 잡음이 발생하여 지연 시간 이내에 잡음이 사라졌을 때, 비록 과충전 검출 비교기(119)의 출력이 반전된다고 할지라도, 지연회로 A(128)의 출력은 반전되지 않는다. 그러므로, 이때, 전기 과충전 검출 기능이 그 동작을 멈추며, 그 결과 제품의 신뢰성이 향상된다.

전기 과방전을 검출할 때, 역시, 완전히 같은 현상이 발생한다. 때로는 부하가 접속된 순간에 2차전지의 전압이 전기 과방전 검출 전압 아래로 떨어지는 수가 있다. 이 상태에서, 충전/방전 제어회로(102)의 전기 과방전 검출 기능이 동작하여, 그 결과 스위치 회로(103)가 "오프"로 되어버린다. 그러나, 2차전지는 이에 부하가 접속되기 전에 그 상태로부터 거의 전기적으로 방전되지 않는다. 이러한 현상의 발생은 역시 지연회로 B(129)를 과방전 검출 비교기(118)의 출력에 접속함으로써 해결될 수 있다.

또한, 부하가 큰 용량성분을 가질 때, 과전류 검출 동작에 시간지연을 갖게 함으로써 신뢰성을 향상시키는 것이 가능하다. 전하가 완전히 방전된 큰 캐패시터가 2차전지에 접속되었을 때, 상당히 높은 크기의 전류가 발생된다. 캐패시턴스 값이 크면, 높은 크기의 전류가 2차전지로부터 캐패시터로 계속 공급되는 기간이 또한 커진다. 이때 과전류 검출 기능이 동작하면, 그 결과 부하에 대한 전류의 공급이 정지되어버리는 결과로 된다. 이 때문에, 과전류 검출에 관하여, 또한, 지연회로 C(130)를 논리회로(126)를 통해 과전류 검출 비교기(117)에 부가하는 것은 전기 과충전 및 과방전 검출의 경우에 신뢰성을 향상시키기는 유효한 수단이다.

상술한 지연회로가 구비된 도 14의 충전/방전 제어회로에서, 또한, 앞에서 설명된 바와 동일한 효과가 있고, 그 결과 본 발명은 유효하다.

또 다른 실시예로서, 도 15에 도시된 회로가 있다. 이 회로는 도 14에 도시된 회로로부터 히스테리시스 회로 A(122)를 제거함으로써 준비된 것이다. 그러나, 어떠한 히스테리시스 회로 A(122)도 존재하지 않는 경우에, 전기 과충전 검출 시에 발진 현상이 앞에서 설명된 바와 같이 발생한다. 도 15의 실시예의 경우에 또한 전기 과충전을 검출할 때 발진이 발생할 수 있다고 할지라도, 지연회로 A(128)가 과충전 검출 비교기에 접속되므로, 발진 주기는 이 지연회로 A(128)의 시간지연의 길이가 된다. 이러한 발진 주기, 즉 시간지연의 길이가 충분히 길다면, 2차전지는 전기 충전의 수행을 저지할 수 있고, 부가적으로 전기 과충전의 검출은 또한 전기 과충전 검출 전압의 소정값에 따라 수행된다.

이러한 경우에도 마찬가지로, 본 발명은 유효하다.

이 실시예에 따른 스위치 회로(103)가 P채널-FET를 사용하여 구성될 때 얻어지는 회로를 도 16에 도시하였다. 충전/방전 제어회로(102)의 내부 블록은 도 1의 실시예의 것으로부터 수정된 것이다. 회로는 위에서 설명된 바와 완전히 같은 방식으로 동작하는 것이 명백하다. 또한, 이 회로에 도 14에서 채용된 것과 같은 지연회로 A(127), 지연회로 B(128) 및 지연회로 C(129)를 부가하는 것은 본 발명의 범주 내에 포함된다. 또한, 도 14의 구성예에 포함된 스위치 회로(103)가 P채널-FET를 사용하여 구성될 수 있다. 더욱이, 당연한 일로서 P채널-FET의 사용에 의해 도 15의 실시예에 포함된 스위치 회로(103)를 구성하는 것이 역시 가능하다.

비록 상술한 실시예에서 단일의 2차전지의 전기 충전 및 방전을 제어하는 것이 설명되었지만, 다수의 2차전지가 서로 직렬로 접속되었을 때에도, 관련회로는 각 전지의 전압이 충전/방전 제어회로(102)에 의해 검출될 수 있도록 변형된다면 쉽게 구성될 수 있으며, 이때 역시 본 발명이 유효하다.

더욱이, 부하가 접속된 것을 검출하고, 이때 전기 과충전 검출 전압을 상승시키는 전기 과충전 상태에서 회로가 구성된다면, 본 발명의 목적이 성취될 수 있고 그러므로 그 결과적인 회로는 본 실시예의 각각에서의 것과 완전히 같은 것일 필요는 없다.

비록 본 실시예의 각각에서 충전/방전 제어회로가 CMOS(상보형 금속 산화막 반도체)를 사용하여 구성되었다고 할지라도, 바이폴라 트랜지스터를 사용함으로써 구성하는 것이 가능하고 이 구성을 실현하기 쉽다.

위에서 설명된 바와 같이, 본 발명에서, 간단한 회로에 의해 부하가 접속된 전기 과충전 상태에서 이 부하의 접속이 검출되어 이것에 의해 전기 과충전 상태를 해제할 때, 스위치 회로의 기생 다이오드의 사용 없이 부하에 대해 전기방전을 수행하는 것이 가능하고, 이것에 의해 2차전지로부터 전류를 부하에 효과적으로 공급하는 것이 가능하므로, 그 결과 2차전지의 수명이 제품의 코스트의 상승이 수반되지 않고 길어진다. 또한, 비정상 상태(예를 들면, 쇼트된 상태)가 부하에서 발생하고 그 결과 과도한 량의 전류가 흘렀을 때, 회로는 스위치 회로를 즉시 "오프"시키도록 작용하며, 그 결과, 발생된 열로 인한 스위치 회로의 파손과 같은 문제가 없고, 그러므로 제품이 향상된 수준의 신뢰성 및 안전성을 가지는 효과가 있다.

Claims (1)

1. 외부 전원단자에 직렬 접속된 한 쌍의 직렬 구성의 제1 및 제2 스위치를 구비한 스위치 회로와,

   상기 스위치 회로에 직렬 접속된 2차전지와,

   상기 2차전지에 병렬로 접속되어 상기 스위치 회로의 온, 오프를 제어하는 충방전 제어회로를 구비한 충전식 전원장치에 있어서,

   상기 충방전 제어회로는

   상기 2차전지의 전압이 과충전 전압(Vcdet+)일 때, 상기 제1 스위치를 오프로 하고, 상기 2차전지의 전압이 과충전 해제 전압(Vcdet-) 이하일 때 상기 제1 스위치를 온으로 하는 과충전 검출회로와,

   상기 외부 전원단자에 접속되고, 상기 충전식 전원장치가 과전류인지 여부를 검출하고, 과전류일 때 상기 제2 스위치를 오프로 하는 과전류 검출회로를 포함하며,

   상기 과충전 검출회로가 과충전을 검출하여 상기 제1 스위치가 오프 상태일 때, 외부 부하가 상기 외부 전원단자에 접속되어 상기 과전류 검출회로에 의해 과전류를 검출한 경우, 상기 과충전 검출회로는 과충전으로 판단하여, 상기 제1 스위치를 온, 오프로 하는 과충전 검출전압(Vdetp)를 상기 과충전 전압(Vcdet+)보다 높은 전압으로 설정하는 것을 특징으로 하는 충전식 전원장치.

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