KR100221705B1 - 교류.직류 변환용 전원 회로 - Google Patents

교류.직류 변환용 전원 회로 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 전원 회로는 저렴하면서도 고역률을 제공한다. 교류 전원 AC 100V를 전파 정류 회로(DB1)로 전파 정류하고 평활 회로로 평활한 후 DC 출력 전압을 얻는 전원 회로에 있어서, 변압기(T1) 1차 권선(LP)의 한단에 스위치 소자(Q1)와 타단에서 교류적으로 기준 전위와 단락되는 콘덴서(C1)를 구비하는 3차 권선(L1)을 설치하고, 이 3차 권선 양단에 양극성의 전압(V31, V32)을 발생시켜서 양극성의 전압치를 스위치 소자(Q1)의 온 · 오프 기간에 대응하는 구형 펄스의 가변 전압으로 하고 콘덴서(C1)에 발생하는 직류 전위(Ei)를 DC 오프셋 전압으로 하여 상기 가변 전압(V31, V32)과 교류 전압(VAC)의 대소 관계에 의하여 교류 파형과 정류 다이오드(DB1)의 순 · 역 바이어스 설정을 실행하여 등가적으로 도통각을 확대한다.

Description

교류 · 직류 변환용 전원 회로
제1도는 본 발명에 의한 전원 회로의 일 실시예를 도시한 회로도.
제2도는 제1도의 스위치 소자의 온·오프의 4 상태를 설명하는 도면.
제3a도는 제2도의 스위치 소자 오프 상태의 등가 회로도.
제3b도는 3차 권선 양단에 발생하는 교류 전압 파형(V3)을 나타낸 도면.
제4도는 제1도의 회로 각부의 파형을 나타낸 도면.
제5도는 본 발명에 따른 전원 회로의 변형예를 도시한 회로도.
제6도는 본 발명의 전원 회로를 텔레비전 수상기의 수평 편향 회로에 적용한 실시예를 도시한 도면.
제7도는 본 발명의 전원 회로의 다른 실시예를 도시한 회로도.
제8도는 제7도의 스위치 소자(Q1)의 온·오프의 동작 상태를 설명하는 도면.
제9도는 제8도의 1차측 및 2차측의 전류와, 스위치 소자의 콜렉터 전압의 동작 파형을 나타낸 도면.
제10도는 제7도의 콘덴서(C1)에 유입되는 충전 전류를 설명하는 도면.
제11도는 제7도의 전원회로의 변형예를 도시한 도면.
제12도는 제11도 회로의 동작 설명도.
제13도는 제7도 전원 회로의 변형예를 도시한 도면.
제14도는 제7도, 제11도 및 제13도의 AC 전류의 동작 파형을 도시한 도면.
제15도는 바이폴라 소자를 사용한 종래의 전원 회로를 도시한 회로도.
제16도는 MOSFET를 사용한 종래의 전원 회로를 도시한 회로도.
제17도는 종래의 전원 회로의 AC 전압과 AC전류와 스위치 소자(바이폴라 트랜지스터와 MOSFET)와의 관계를 설명하는 도면.
제18도는 제17도의 AC 전류를 푸리에 급수로 등가적으로 계산하기 위한 단위 스텝의 전류 파형과 기본파 전류(i1)와 고주파 전류(in)의 관계를 설명하는 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
DB1 : 전파 정류 회로 T1 : 변압기
LP : 1차 권선 L1 : 3차 권선
L6 : 초크 코일 C1 : 평활 · 교류 접지 겸용 콘덴서
C2∼C5 : 콘덴서 IC1 : 전압 조정 회로
V3 : 3차 권선의 양단 전압
본 발명은 교류 · 직류 변환용의 전원 회로에 관한 것으로, 특히 교류 · 직류의 변환 효율을 개량한 전원 회로에 관한 것이다.
전원 회로는 교류 · 직류 변환 회로와 직류 · 직류 변환 회로 등의 회로가 있고, 각종 용도에 따라서 변환 효율, 전력 효율 등이 고려되어 개발되고 있다. 대전력용으로는 스위칭 레귤레이터가 주로 사용되고, 정밀한 출력 전압이 요구되는 전원에는 시리즈 패스 전원 등이 사용된다. 스위칭 레귤레이터는 스위칭 속도와 리플율 등이 검토되고, 시리즈 패스의 경우에는 소자의 손실량 및 전송 효율 등이 검토된다. 교류 회로의 유효 전력은 전압과 전류의 위상에 의하여 결정되며, 이 성능은 통상 역률로 표시하고 있다.
제15도에 종래의 전원 회로를 도시한다. 교류 전원(PS1)은 전파 정류 회로(DB1)에 접속되어 평활 콘덴서(C5)에서 전파 정류 평활 후, 부하 회로인 스위칭 레귤레이터에 공급된다. 스위칭 레귤레이터는 변압기(T1)와 스위칭 트랜지스터(Q1)를 구비하고 있다. 전파 정류 회로(DB1)의 단상 교류선의 리턴선으로부터 저항(R2)을 통하여 반파 정류 다이오드(D1)와 콘덴서(C2)로 이루어진 기동 회로가 접속되어 있다.
한편, 변압기(T1)의 3차 권선(L4)에서 반파 정류 회로(D2)를 통하여 평활 콘덴서(C3)의 직류 전원 출력(VCC)이 전압 조정 회로(IC1)에 공급되고, 이 전압 조정 회로(IC1)의 출력이 트랜지스터(Q1)의 베이스에 공급되고 있다.
트랜지스터(Q1)의 콜렉터는 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 일단에 접속되고, 이 1차 권선(LP)의 타단은 평활 콘덴서(C5)와 정류 회로(DB1)에 접속되어 있다.
변압기(T1)의 2차 권선(L2)은 다이오드(D3)를 통하여 출력 단자(1)에 출력 전압을 안정 출력으로서 공급한다. 다이오드(D3)의 음극은 콘덴서(C4)에도 접속된다. 콘덴서(C4)는 그 일단을 기준 전위로 접속하여 직류 전압 평활용으로서 사용된다.
출력 전압의 변동 성분을 검출하는 오차 앰프(IC2)는 다이오드(D3) 의 음극에 접속되고, 이 오차 앰프(IC2)의 출력은 포토커플러를 구성하는 제어 다이오드(A1)의 음극에 접속되며, 이 제어 다이오드(A1)의 양극은 저향(R5)을 통하여 출력단에 접속되어 있다. 포토커플러를 구성하는 트랜지스터(Q2)의 에미터 출력은 전압 조정 회로(IC1)의 제어 단자에 접속되며, 콜렉터는 상기 반파 정류 회로(D2)의 직류 전원(VCC)에 접속되어 있다.
다음에 제15도의 동작을 제17도의 동작 파형을 사용하여 설명한다.
평활 콘덴서(C5)가 있기 때문에 다이오드(DB1)가 도통하는 것은 AC 입력 전압(VAC)이 정류 출력 전압(Ei)보다도 높아지는 기간, 즉 정류 출력 전압(Ei)이 부가 회로에 전력을 공급함으로써 떨어져 AC 입력 전압(VAC)보다 낮아진 기간, 즉 제17도의 τ 기간에 정류 다이오드(DB1)에는 제17도의 (b)에 나타낸 교류 맥류 전류가 흐른다. 또, 제17도의 (c)는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전류를 나타내고 있다.
일반적으로 평활 콘덴서(C5)는 스위칭 레귤레이터의 출력 전압(EB)에 포함되어 있는 리플을 고려하여 너무 적은 용량이어서는 안되므로, 이 경우 정류 다이오드의 도통 기간 τ는 매우 짧다.
실측에 의하면 C1=470㎌, 부하 전력 80W에서 도통 시간 τ는 2∼2.5㎳ 정도이다.
이 때문에, 제15도의 회로에서는 역률이 0.6 정도로 낮고, 따라서 교류 전원의 맥류에 포함되는 고조파 전류도 크다. 역률을 높이고, 고조파 전류를 적게 하기 위해서는 다이오드의 도통 기간 τ를 크게 할 필요가 있다. 일반적으로 전류i(t)를 푸리에 급수를 사용하여 표시하면 다음 식 을 얻을 수 있다.
여기에서 i(t)를 제18도에 도시된 바와 같은 단위 계단 함수로 하면 직류분 a0과 교류 an, bn은 다음과 같다.
n=1의 경우인 기본파 전류의 실효치를 i1, 그 이외의 고주파 전류의 실효치를 in, i(t)의 실효치를 irms로 하면 각각의 관계는 다음식 으로 주어진다.
위식 중에서 다이오드의 도통 시간 τ2가 커지면 기본파 전류(i1)가 증가되고 이와 함께 역률이 상승한다. 반대로 고조파 전류(in)는 감소한다.
이러한 개선(역률 개선)을 위해 고안된 것이 제16도의 회로이다. 이 회로는 스위칭 트랜지스터 MOSFET(Q3)를 사용한 예이고, 정류 후의 평활 콘덴서(C5)가 사용되지 않는다는 점 이외에는 제15도의 회로와 동일하며, 정류 후의 맥류 전압을 이용하여 스위칭 속도 등의 동작 특성을 살리고 전압 구동형의 소자 동작으로 전력 효율을 개선한 예이다.
교류 전원을 정류한 후의 평활 콘덴서(C5)는 없으며 스위칭 레귤레이터는 직접 교류 전압으로 작용한다.
이 경우, 스위치 소자(Q3)는 전체 주기(T)에 걸쳐서 동작하기 때문에 등가적으로 정류 다이오드 도통 시간은 T/2까지 연장되어 0.9이상의 역률값을 얻을 수 있다.
그러나, 역률의 개선에 반하여 아래에 설명하는 결점이 발생한다.
첫째로 동작 상태에 있어서, 스위치 소자 예컨대, MOSFET(Q3)를 흐르는 드레인 · 소스 전류(iDS)를 제17도의 (d)에 도시하지만, 그 포락선은 정현파 형상이고 교류 전압이 낮은 시간대에서는 이 전류는 적고, 교류 전압이 피크값 부근에 도달하면 그 값은 커진다.
제15도의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전류(icp)는 제17도의 (c)에서는 평활 콘덴서로 평균화되며, 이 때문에 트랜지스터(Q3)의 드레인·소스 전류(iDS)를 동일 부하(동일 평균 전류)로 비교하면, 트랜지스터(Q3)의 드레인·소스 전류(iDS)는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전류(icp)의 2배 이상이 된다. 따라서, 트랜지스터(Q3)(MOSFET)는 정격이 커지고 스위칭 변압기 코어 포화의 관계보다 대형화가 필요하게 되어 비용이 상승된다.
이와 같이 제16도의 회로는 바이폴라 트랜지스터의 전류 구동형을 전압 구동형으로 변경한 예이고, 스위칭 속도, 입력 임피던스 특성에서 MOSFET(Q3)를 사용한 전원의 특성은 개선되지만, 가격면에서는 바이폴라 소자에 비하여 전기 성능의 정격, 사양이 과도하게 요구되며 최대 동작 범위를 고려한 대형 부품 등을 부득이하게 사용하게 되므로 원가 상승을 초래한다는 결점이 있다.
둘째로, 스위칭 레귤레이터의 2차측 정류 출력 전압이 제17도의 (e)에 도시한 바와 같이 정현파 형상의 리플 전압을 가지므로, 2차측에 시리즈 패스형 레귤레이터 또는 초크 코일을 사용한 스위칭 레귤레이터 등의 회로가 필요하게 된다.
셋째로, 평활 콘덴서가 없으므로 교류 전원의 순간적인 정전의 동작 유지 시간이 짧다. 이 때문에, 입력 라인 변동 또는 외부 잡음 등의 순간적인 변동으로 인한 출력 전압(EB)의 저하가 커서 텔레비전 수상기에 적용할 때 화면의 왜곡으로 되기 때문에 상품 성능이 떨어진다는 문제점이 있다.
넷째로, 첫 번째 문제점에서 기술한 바와 같이 스위치 소자를 흐르는 전류가 정현파 형상이기 때문에, 전류 구동형의 바이폴라 트랜지스터를 스위치 소자로서 사용할 경우에는 베이스 전류(구동 전류)도 정현파 형상으로 변조하지 않으면 안된다.
전류 구동형의 PN 접합의 온·오프 시간의 상이 또는 스위칭 속도 등의 제약에 의하여 사실상 곤란하여 전압 구동형의 MOSFET를 사용하지 않으면 안된다는 문제점이 있다.
상기한 바와 같이 종래의 회로에서는 역률이 낮고 전력 효율이 나쁘다는 결점이 있고, 이것을 보완하기 위하여 전압 구동형의 스위치 소자를 사용한 경우 스위칭 속도, 입력 임피던스 등의 특성에 의하여 전력 효율의 개선은 도모할 수 있으나, 비용면에서 고가인 동시에 부가 회로가 늘어나고 부품수의 증가와 회로의 대형화가 필요하다는 문제점이 있다.
따라서 본 발명은 이와 같은 문제를 감안하여 저가로 고역률을 얻을 수 있는 전원 회로를 공급하는 것을 목적으로 한다.
청구 범위 제1항에 기재된 본 발명에 의한 전원 회로는 교류 전원 전압을 전파 정류하는 전파 정류 회로와, 적어도 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와, 상기 정류 회로의 출력 단자를 상기 변압기의 1차 권선의 일단에 직류적으로 결합하는 직류 결합 수단과, 상기 2차 권선에 발생하는 전압을 정류 출력하는 전압 발생 수단과, 상기 트랜스의 1차 권선의 타단에 결합된 스위칭 소자와, 상기 스위칭 소자의 도통 · 비도통 기간을 제어하여 상기 전압 발생 수단으로부터의 출력을 제어하는 제어 수단과, 일단이 상기 변압기의 1차 권선의 일단측에 결합된 제3권선 및 이 제3권선의 타단과 기준 전위점 사이에 결합된 평활 콘덴서를 포함하고 상기 제3권선의 양단에 상기 스위칭 소자의 도통 · 비도통에 응답하는 교류 전압을 생성하는 전압 생성 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다. 청구 범위 제2항에 기재된 전원 회로는 청구 범위 제1항에 기재된 전원 회로에 있어서, 상기 전압 발생 수단은 상기 2차 권선에 발생하는 전압을 정류하는 다이오드와, 상기 다이오드에 일단이 결합된 초크 코일과, 상기 초크 코일의 타단과 기준 전위점 사이에 결합된 콘덴서를 구비하는 것을 특징으로 한다. 청구 범위 제3항에 기재된 본 발명에 의한 전원 회로는 교류 전원 전압을 정류하는 전파 정류 회로와, 적어도 1차 권선을 갖는 플라이백 변압기와, 상기 정류 회로의 출력 단자의 전압을 안정화하여 출력하는 전압 안정화 회로와, 상기 전압 안정화 회로로부터의 전압을 상기 플라이백 변압기의 1차 권선의 타단에 결합된 수평 출력 트랜지스터와, 수평 주기의 구동 펄스가 공급되는 입력 권선, 상기 수평 출력 트랜지스터를 스위칭 제어하는 제1출력 권선 및 상기 제2출력 권선을 갖는 수평 구동 변압기와, 일단이 상기 전파 정류 회로의 출력 단자에 결합되고 상기 제2출력 권선에 유도 결합된 제3권선과, 상기 제3권선의 타단과 기준 전위점 사이에 결합된 평활 콘덴서를 포함하며 상기 제3권선의 양단에 상기 구동 펄스에 응답하는 교류 전압을 생성하는 전압 생성 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다. 청구 범위 제5항에 기재된 전원 회로는 교류 전원 전압을 정류하는 전파 정류 회로와, 적어도 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변압기와, 상기 정류 회로의 출력 단자와 상기 변압기 1차 권선의 일단 사이를 직류적으로 결합하는 제1초크 코일과 제1다이오드의 직렬 회로를 포함하는 직류 결합 수단과, 상기 2차 권선에 발생하는 전압을 정류 출력하는 전압 발생 수단과, 상기 변압기의 1차 권선의 일단에 결합된 스위칭 소자와, 상기 스위칭 소자의 도통 · 비도통 기간을 제어하여 상기 전압 발생 수단으로부터의 출력을 제어하는 제어 수단과, 상기 1차 권선의 타단과 기준 전위점 사이에 결합된 평활 콘덴서와, 상기 제1초크 코일과 제1다이오드와의 결합점 및 상기 1차 권선의 타단에 결합된 제2초크 코일과 제1다이오드와의 직렬 회로를 포함하는 분로 수단을 구비한다. 청구 범위 제6항에 기재된 전원 회로는 청구 범위 제5항에 기재된 전원 회로에 있어서, 상기 분로 수단이 상기 제2다이오드에 병렬로 접속된 제2콘덴서를 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 종래의 스위칭 레귤레이터에 여러 부품을 추가하고 접속을 변경함으로써, 전원 회로의 정류 다이오드의 도통 시간을 연장하고 고역률을 달성할 수 있다.
제1도는 본 발명에 의한 전원 회로의 일 실시예를 나타낸 회로도이다.
도면중 제15도와 동일한 구성 요소에는 동일 부호가 부여되어 있다.
제1도에서, 교류 전원(PS1)이 전파 정류 회로(DB1)에 접속되어 있다. 정류 회로(DB1)의 출력은 잡음 제거용으로 소용량 콘덴서(C5)에 접속되고, 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 일단에 접속된다. 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 타단은 스위칭 소자로서의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 접속되어 있다. 교류 전원(PS1)의 단상 교류의 리턴선에는 다이오드(D1)와 콘덴서(C2)로 이루어진 반파 정류 회로가 접속되고, 다음 단의 전압 조정 회로(IC1)에 접속된다. 이 전압 조정 회로(IC1)의 출력은 트랜지스터(Q1)의 베이스에 접속되고, 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 전류로를 스위칭 신호에 따라 조정하며, 2차측의 출력 전압(EB)을 조정하고 있다.
1차 권선(LP)의 일단에는 3차 권선(L1)이 접속되고, 콘덴서(C1)를 통해 교류적으로 기준 전위에 접속되어 있다.
2차 권선(L2)은 다이오드(D4)와 평활 콘덴서(C4)로 구성되는 반파 정류회로에 접속되어 단자(1)에 안정화 전압(EB)을 출력한다. 단자(1)의 출력 전압(EB)의 변동이 오차 앰프(IC2)에 의해 검출되고, 그 검출 출력이 상기 전압 조정회로(IC1)에 귀환 회로로서 공급되고 있다.
귀환 신호는 잡음 특성을 고려하여 포토커플러를 사용하여 귀환하고 있다. 상기 포토커플러는 제어 다이오드(A1)와 트랜지스터(Q2)를 포함하며, 상기 전압 조정회로와 포토커플러의 전원 전압은 변압기(T1)의 4차 권선(L4)의 출력 전압을 반파 정류 다이오드(D2)에서 정류 후 평활 콘덴서(C3)에서 평활하여 공급되고 있다.
제1도의 동작을 제2도, 제3도 및 제4도를 사용하여 설명한다.
교류 전원(PAS1)은 정류 다이오드(DB1)를 통하여 변압기(T1)의 3차 권선(L1)과 1차 권선(LP)의 접속점에 직접 인가된다. 한편, 스위치 소자(Q1)는 전압 조정 회로(IC1)의 출력에 의해 스위칭 제어되고, 2차즉 정류 출력 전압(EB)을 오차 앰프(IC2)로 검출하여 얻은 제어 전압을 포토커플러(Q2)를 통하여 귀환시키며, 출력 전압(EB)이 일정해지도록 제어된다. 또, 전압 조정 회로(IC1)에는 AC가 입력된 시점에서는 기동 회로(D1, C1)로부터의 정류 전압이 공급되고, 회로가 정상에 도달한 후에는 스위칭 변압기의 권선(L4)에 발생하는 전압을 정류해서 얻어지는 전압(VCC)이 전원으로서 공급된다. 제1도의 회로는 전체로서는 플라이백형의 스위칭 레귤레이터(안정화 전원 회로)를 구성하고 있으며, 플라이백 기간(스위치 소자가 오프하고 있는 기간)에 2차측 정류 출력 전압(EB)이 얻어진다.
트랜지스터(Q1)와 다이오드 브리지(DB1)의 동작 상태를 제2도의 (A), (B), (C) 및 (D)의 4모드로 설명한다.
제2도의 (A) : Q1 온, DB1 오프
제2도의 (B) : Q1 오프, DB1 오프
제2도의 (C) : Q1 온, DB1 온
제2도의 (D) : Q1 오프, DB1 온
은 각각 상기 동작 상태에 대응하고 있다. 이하 제2도의 (A), (B), (C), (D)를 A, B, C, D로 표기하는 것으로 한다.
4 모드중 A, B는 정류 다이오드(DB1)가 비도통 상태인 경우의 동작이며, 스위치 소자(Q1)가 도통시에는 A와 같이 1차 권선(LP)과 3차 권선(L1)에 평활 콘텐서(C1)로부터의 1차 전류(i1)가 공급된다. 또 스위치 소자(Q1)가 오프되면 온 기간에 스위칭 변압기(T1)에 축적된 전자 에너지가 2차 전류(i2)로 되어 방출되고, 출력 전압(EB)이 얻어진다. 스위치 소자(Q1)가 오프되어 있을 경우의 AC 전압원과 정류 다이오드(DB1)와 3차 권선(L1)의 등가 회로와 3차 권선에 발생하는 양극성의 전압(V31, V32)의 교류 전압 파형이 제3도에 도시되어 있고, 제4도에는 AC 전압 파형과 AC 전류 파형과 상기 3차 권선의 전압(V3)이 도시되어 있다.
평활 콘덴서(C1)의 양단에 발생하는 직류 전압을 Ei, 스위칭 변압기(T1)의 3차 권선(L1)에 발생되는 전압을 V3, V3중 제3도에 도시한 바와 같이 스위치 소자(Q1)가 비도통 기간에 생기는 부전압을 V31, 스위치 소자가 도통 기간에 발생하는 전압을 V32로 하면, 정현파 형상의 교류 전압(VAC)이 시간과 함께 높아져서 VAC ＋ V31 ≥ Ei로 되는 시각, 즉 제4도의 t1시에 먼저 스위치 소자(Q1)가 오프하고 있는 기간측에서 정류 다이오드(DB1)가 도통 상태로 되고 D에 도시된 바와 같이 정류 전류(id)가 흘러 평활 콘덴서(C1)를 충전한다.
다음에, 스위치 소자(Q1)가 온되면 평활 콘덴서(C1)로부터 3차 권선(L1)과 1차 권선(LP)으로 1차 전류(i1)가 방전되고, 3차 권선(L1)에는 앞서와 반대의 정전압(V32)이 발생된다. 이 전압은 정류 다이오드(DB1)의 도통 방향에 대해 역바이어스 상태가 된다.
이때, VAC - V32 < Ei이며, 정류 다이오드(DB1)는 온되지 않고 동작은 A의 상태와 같아진다.
따라서 전주기에 걸쳐서 VAC -V32 < Ei이며 C의 상태는 존재하지 않는다. 다이오드(DB1)는 다시 온되어 평활 콘덴서(C1)가 충전된다. 이 동작을 t1∼t6사이에서 반복하기 때문에 등가적으로 다이오드의 도통 기간도 t1∼t6사이와 같아진다.
여기에서 제17도에 도시된 종래 회로의 정류 다이오드(DB1)의 도통 시간 τ 와 본 발명의 도통 기간을 비교한다.
정상일 때, 정류 다이오드(DB1)의 순방향으로 가해지고 있는 전압은 종래 회로에서는 VAC - Ei의 전압 관계가 성립하는 기간이며, 본 발명의 회로에서는 스위치 소자(Q1)가 오프하고 있는 기간은 VAC ＋ V31 - Ei의 전압 관계가 성립한다.
따라서, 같은 교류 전압에서의 정류 다이오드(DB1)의 순바이어스 전압은 본 발명의 회로쪽이 크며, 정류 다이오드(DB1)가 도통하는 시간(t1)은 본 발명쪽이 빠르다.
또한, 스위치 소자(Q1)가 온인 경우에 정류 다이오드(DB1)는 오프 상태이기 때문에 스위치 소자(Q1)의 온 · 오프 기간의 비(듀티비)를 1대 1로 하면 등가적인 폭은 2배 이상으로 된다.
이것에 의해 본 발명 회로쪽이 정류 다이오드(DB1)의 도통 기간이 넓어 종래 회로보다 역률이 올라가 고조파 전류(in)를 줄이는 결과가 된다.
또 이 때, 3차 권선(L1)의 권선수를 증가시켜 스위치 소자(Q1)의 오프 기간에 발생되는 전압(V31)을 크게 취하면, 정류 다이오드(DB1)가 도통하는 시각이 빨라져 역률을 더욱 높일 수 있다. 스위치 소자(Q1)의 듀티를 변화시켜도 마찬가지이며, 스위치 소자(Q1)의 온기간을 오프 기간에 대해 길게 취하면 정류 다이오드의 등가적인 도통 시간 τ를 확대할 수 있다.
본 발명의 회로에서는 평활 콘덴서(C1)가 기본적으로 구비되어 있기 때문에, 스위치 소자(Q1)의 콜렉터 전류는 평균적으로 스위치 소자(Q1)에 비용이 저렴한 전류 구동형이 사용되며 스위칭 변압기와 스위치 소자의 대폭적인 정격 업이 불필요해지는 이점이 있다.
또, 교류 전원의 순간적인 정전이나 순간적인 전압 변동에 대해 전압 구동형의 회로보다도 콘덴서의 시정수 효과가 존재하여 변동 성분에 순간적으로 따라서 출력 변동이 변화하는 일없이 안정한 출력이 얻어진다.
또한, 정류 다이오드(DB1)의 도통 기간 τ가 제15도의 회로보다도 길기 때문에, 평활 콘덴서(C1)의 리플 전압이 감소되며 용량치를 적게 할 수 있다.
제1도의 3차 권선(L1)을 감으면, 스위치 소자(Q1)가 오프 기간에 3차 권선(L1)에 발생하는 부전압(V31)은 2차측의 정류 출력 전압(EB)에 비례하는 한편 정류 출력 전압(EB)이 일정해지도록 오차 앰프(IC2)로부터의 오차 신호로 제어되기 때문에 부전압도 일정하다.
입력 교류 전압의 저하에 의한 부하 전류(고조파 성분의 증가)의 증가, 즉 과부하 상태에서는 등가적으로 부전압이 증가되고, 입력 변동 성분을 일정량으로 제어하기 때문에 역률 및 고조파의 발생량의 불균일성을 억제할 수 있게 된다.
정류 다이오드(DB1)의 도통 기간 τ를 3차 권선(L1)의 부전압(V31)을 사용함으로써 등가적으로 확대하고 있기 때문에, 간단한 회로 구성으로 고역률 전원을 제공할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예를 제5도, 제6도에 도시한다.
제5도는 포워드형의 스위칭 레귤레이터에 본 발명의 회로를 정착한 예이며, 변압기(T1)의 2차측에 초크 코일(L5)과 다이오드(D5)를 접속한 것이다. 제5도에서는 스위치 소자(Q1)의 온 기간에 초크 코일(L5)을 통해 실선 방향으로 전류(iON)를 흐르게 하고, 오프 기간에 점선 전류(iOFF)를 흐르게끔 하여 2차측 정류 전압(EB)을 얻는다.
제6도는 텔레비전 수상기의 수평 편향 회로를 포함한 회로이다.
먼저, 제6도의 구성을 설명한다.
교류 전원(PS1)의 단상 교류선이 전파 정류 회로(DB1)에 접속되어 있다. 정류 회로(DB1)의 출력은 베이스 접지형의 트랜지스터(Q11)를 포함하는 시리즈 패스 레귤레이터(10)에 접속되어 있다.
또, 정류 회로(DB1)의 출력은 변압기(T3)의 2차 권선(L12)을 통해 교류적으로 콘덴서(C1)에서 기준 전위와 접속되어 있다.
시리즈 패스 레귤레이터(10)는 오차 검출 회로(11), 피드백 저항(R11), 바이어스 저항(R12, R13, R14, R15) 및 바이어스용 콘덴서(C11)로 구성되어 있다. 출력에는 평활 콘덴서(C12)가 병렬로 접속되어 있다.
또, 변압기(T2)는 수평 구동 변압기이며, 수평 발진 회로(도시 생략)로부터의 수평 구동 펄스가 트랜지스터(Q11)의 베이스 공급되고, 그 콜렉터 출력에 의해 변압기(T2)의 입력 권선(LD1)이 구동된다.
수평 편향 회로(20)는 구동 변압기(T2)의 출력 권선(LD2)을 통해 수평 출력 트랜지스터(Q21)에 공급되는 수평 구동 펄스가 공급되고, 수평 출력 트랜지스터(Q21)에는 댐퍼 다이오드(D21), 공진 콘덴서(C21) 및 편향 코일(Ly)과 S자 보정 콘덴서(CS)의 직렬 접속이 병렬로 접속되어 있다.
시리즈 패스 레귤레이터의 출력 단자(1)로부터의 전압은 변압기(T2, T4)의 전원 전방으로서 공급되고 있다.
또, 변압기(T2)의 출력 권선(L10)과 펄스 변압기(T3)의 1차 권선(L11)이 결합된 2차 권선(L10)은 구동 변압기(T2)의 출력 권선(L10)에 유도 결합하고 있다.
다음에 제6도의 동작을 설명한다.
정류 다이오드(DB1)와 평활 콘덴서(C1) 사이에 펄스 변압기(T3)가 삽입되어 있고, 펄스 변압기(T3)의 2차 권선(L12)과 정류 다이오드(DB1)의 출력과의 교점에서 안정화 전원 회로(10)에 전력이 공급되고 있다.
펄스 변압기(T3)의 1차 권선(L11)에는 구동 변압기(T2)의 출력 권선(L10)이 결합됨으로써, 이 권선(10)에 발생하는 구형파 전압이 펄스 변압기(T3)의 2차 권선(L12)에 발생된다.
이 구형파 전압은 전술한 제3도의 파형과 동일 형태이다.
이 전압에 의해 정류 회로의 다이오드(DB1)가 순 · 역바이어스되고, 정류 전류(id)가 제6도에 도시된 바와 같이 흐른다. 전술한 실시예에서 설명한 바와 같이, 정전압(V32)이 발생되는 기간에 시리즈 패스 레귤레이터에 부하 전류(i1)가 공급된다. 이 동작의 반복에 의해 정류 다이오드(DB1)가 등가적으로 도통 기간을 확대하여 역률을 개선할 수 있다.
본 발명에 의한 전원 회로의 다른 실시예를 제7도에 도시한다.
도면중 제15도와 동일한 구성 요소에는 동일 부호를 부여하여 설명한다.
교류 전원(PS1)이 전파 정류 회로(DB1)를 통해 잡음 제거용의 소용량 콘덴서(C5)에 접속된다. 정류 회로(DB1)의 출력에 초크 코일(L6)이 접속되고, 이 초크 코일(L6)이 정류 다이오드(D6)의 양극에 접속된다. 이 정류 다이오드(D6)의 음극은 변압기(T1)의 1차 권선(LP)과 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(Q1)의 에미터는 기준 전위에 접속되며, 베이스에는 전압 조정 회로(IC1)로부터 제어 신호가 공급된다.
변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 타단은 콘덴서(C1)를 통해 교류적으로 기준 전위에 접속된다. 이 변압기(T1)의 2차 권선(L2)은 정류 · 평활 회로(D4, C4)를 통해서 출력 단자(1)DP 전압을 출력한다.
정류 · 평활 회로(D4, C4)의 출력은 오차 앰프(IC2)에 접속되고, 오차 신호가 오차 앰프(IC2) 와 출력 사이에 접속되는 포토커플러에 공급된다. 이 포토커플러는 다이오드(A1)와 트랜지스터(Q2)를 포함하며, 트랜지스터(Q2)의 출력은 전압 조정 회로(IC1)에 접속되고, 이 신호에 의해 출력 전압치(EB)를 조정하는 제어 신호가 트랜지스터(Q1)의 베이스에 공급된다.
또, 단상 교류의 리턴선으로부터 정류 회로(D1)를 통해 전압 조정 회로(IC1)의 전원 전압(VCC)은 변압기의 3차 권선(L4)의 정류 신호로부터 정류 다이오드와 평활 콘덴서(C3)를 통해 공급되고 있다. 전원 전압(VCC)과 기동 신호는 공통선으로 전압 조정 회로(IC1)에 공급되고 있다.
제7도의 동작을 제8도, 제9도를 이용하여 설명한다.
제8도의 (A)는 스위치 소자(Q1)가 온 상태이며, 제8도의 (B)는 스위치 소자(Q1)가 오프 상태를 나타내고 있다.
오프 상태에서는 초크 코일(L6)을 통해 1차 전류(iL1)기 콘덴서(C1)를 충전한다. 교류 파형의 맥류 전압 파형은 평활 콘덴서(C1)에 의해 평활되고, 평활 콘덴서(C1)의 출력 전압(Ei)과 교류 전압 파형(VAC)에 의해 정류 다이오드(DB1)가 도통한다.
다이오드(DB1, D6)의 순특성에 의한 전류 유입은 초크 코일(L6)에 의해 전류의 시간 변화에 따른 전압 변화를 발생한다. 이 시간과의 관계는 선형적인 관계로 되며, 온 · 오프에 의한 전자 유도 에너지의 축적 및 방출에 의해 발생한다.
오프 상태에서 콘덴서(C1)로의 전류는 충전에 의한 전압을 발생시킨다. 이 전압은 구형 펄스로 되고, 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 인가된다.
초크 코일(L6)을 통해 변합기(T1)의 1차 권선(LP)에 흐르는 전류를 iL1, 콘덴서(C1)의 방전에 의해 흐르는 전류를 i1로 한다.
2차측의 전류(i2)는 반파 정류 회로(D4)로 다이오드의 극성와 1차 권선의 전류에 의해 유도된다.
각 동작 파형을 참조하여 더욱 상세하게 설명한다.
스위치 소자(Q1)가 온되면 교류 전원(PS1)에서 제1초크 코일(L6)을 통해 전류(iL1)가 흐르고, 또 평활 콘덴서(C1) 양단에 미리 축적되어 있던 전압(Ei)에 의해 스위칭 변압기의 1차 권선(LP)에 전류(i1)가 흐른다. 이 때의 동작 파형을 제9도에 도시하며, 전류(iL1,i1)는 모두 시간에 대해 거의 직선적인 전류이고, 트랜지스터(Q1)가 온인 기간에 각각의 인덕턴스(L6, LP)에 각각 다음과 같은 전자 에너지를 축적한다.
교류 전원을 VAC = Em sin(ωt + Φ), 평활 콘덴서 양단 전압을 Ei,초기치를 0으로 하면, 트랜지스터(Q1)가 온인 기간의 iL1과 i1은 아래식 으로 주어진다.
제9도의 t1시에 이르면 스위치 소자(Q1)는 비도통 상태가 되고, 앞서 스위칭 변압기(T1)의 1차 권선(LP)에 축적된 전자 에너지가 제8도와 같이 2차 권선 전류(i2)로서 방출되며, 정류 · 평활되어 출력 전압(EB)이 얻어진다.
또, 제1초크 코일(L6)에 축적된 에너지는 제1초크 코일(L6)에서 다이오드(D2)와 1차 권선(LP)을 통하여 평활 콘덴서(C1)에 iL1로서 방출되어 평활 콘덴서(C1)가 충전된다.
제9도의 t1시를 0으로 하고, t1시에 회로에 흐르고 있는 전류(초기 조건)를 iL1(0), i1(0)으로 하면, 스위치 소자(Q1)가 오프 기간에 제1코일(LP)에 흐르는 전류 iL1(TOFF), 즉 평활 콘덴서(C1)에 유입하는 전류(iC1)는 다음 식 으로 주어진다. 단, 교류 전원을 Em sin ω(t + TON+ Φ/ω)로 하고, 평활 콘덴서(C1)의 용량이 크며 교류적으로 단락 상태라고 생각한다. Em은 정현파의 진폭이며, ω는 각 주파수,TON은 트랜지스터의 온 기간이며, Φ는 초기 위상이다.
식 6에 나타내는 TOFF기간의 전류식 은과 0 시각(기준시각)으로서 표시되어 있다(아래 도면 참조 )
식 6의 제1항은 교류 전원으로부터의 충전 전류이고, 제2항은 t1시에 회로를 흐르고 있는 기초 전류에 의한 충전 전류이다. 제3항은 평활 콘덴서로부터 전원을 향해서 역으로 흐르도록 하는 전류를 의미한다. 여기에서, 식 6으로부터 초기 조건인 iL1(0), i1(0)을 구하고 등식 을 정리하면 식 은 다음과 같다.
스위치 소자(Q1)의 온 기간 TON이 교류 전원(PS1)의 주기 20mS(교류 주파수 50Hz)에 대하여 충분히 작으면,
의 근사가 성립하고,
으로 된다.
상기의 콘덴서 충전 전류 iC1(t)의 산출식 9에 t=0, t=TOFF를 각각 대입하여 스위치 소자가 비도통 상태가 되는 시각(t=t1)에서의 콜렉터 전류 iC1(t1)과 도통하는 시각(t=t2)의 콘덴서의 충전 전류 iC1(t)를 구하면 다음 식 과 같이 된다.
위식 에 있어서, 제1항은 스위치 소자(Q1)가 오프 기간에서의 평활 콘덴서의 충전 전류를, 제2항은 방전 전류를 나타내며, 교류 전원이 큰 시각에서 제1항의 값이 제2항보다 커질 때 도면중의 다이오드(DB1, D6)가 도통 상태로 되고 평활 콘덴서(C1)에 충전 전류 흐르게 된다. 이 때의 다이오드(DB1, D6)가 도통하는 조건을 식 으로부터 구하면 다음 식 이 도출된다.
식 에서 초기 위상 Φ/ω로부터 1 주기 2π에서 초기 위상을 감한 기간과 제14도의 t1에서 t2에 이르는 기간에 다이오드(DB1, D6)는 도통 상태로 평활 콘덴서에는 교류 전원으로부터의 정류 전류가 유입된다. 이 상태를 도시하는 것이 제14도이다.
이 때의 평활 콘덴서(C1) 양단 전압은 스위치 소자(Q1)가 오프했을때의 전압 관계로 결정되고, 제17도에 도시된 종래의 전파 정류 회로와 대략 동일한 정도의 값이 된다.
제8도에 있어서, 스위치 소자(Q1)가 오프 기간중 G 점에 발생하는 전압은 VA=Em/TOFF로 주어진다.
한편, 스위칭 변압기(T1)의 일차 권선(LP)에 발생하는 전압은 VLP = V1 = (TON/TOFF)·Ei가 된다.
스위치 소자(Q1)의 온 시간과 오프 시간의 비를 1로 하면 VA = 2VAC, VLP = V1 =Ei가 되고, 도면의 회로에 대하여 정류 다이오드의 순방향 바이어스 전압이 VAC만큼 상승하고, V1만큼 하강한다.
교류 전원(VAC=Em sin ω t)의 진폭 Em > V1의 관계가 있으므로, 평활 콘덴서 양단 전압(Ei)은 종래의 회로보다 약간 상승하지만, 부하 전류가 작을 경우 이차는 10V 이하이기 때문에 대략 제15도의 회로와 제7도의 회로의 평활 콘덴서(C1) 의 양단 전압(Ei)은 동일해진다.
이상의 동작에 의하여 제14도에 도시된 바와 같이 정류 전류의 폭(τ)은 커지고 따라서 역률을 높이고 고주파 전류를 감소할 수 있다. 제10도는 제1초크 코일(L6)을 흐르는 전류(iL1)가 작을 때(초기 상태)와 최대가 되는 시각에서의 평활 콘덴서(C1)에 유입되는 콜렉터 전류(iC1)를 스위치 소자(Q1)의 온 · 오프의 주기로 관측한 파형도이다.
스위치 소자(Q1)가 온 상태에 있는 기간은 초크 코일의 전류(iL1)가 유입되고 있다. 초크 코일(L1)을 흐르는 전류가 커지면 iC1의 직류 레벨은 상승하고 평활 콘덴스(C1)가 충전되는 것을 알 수 있다. 정류 다이오드(DB1)의 바이어스 조건에 의하여 2차측의 구동 능력이 향상된다.
본 실시예의 전원 회로의 변형예를 제11도, 제13도에 도시한다.
제11도는 제7도의 전파 정류 회로(DB1)의 출력에 접속되는 초크 코일(L6)과 변압기(T1)의 1차 권선(LP) 사이에 다이오드(D6)를 접속하여, 이 다이오드(D6)와 1차 권선(LP)에 병렬로 초크 코일(L7)과 다이오드(D7)의 직렬 회로를 설치하고, 이 직렬 회로의 타단을 콘덴서(C1)를 통해 교류적으로 기준 전위와 단락하고 있다. 다른 회로 구성은 제7도와 동일하며 동일 구성 요소에는 동일 부호를 부여하여 설명한다.
본 회로의 동작을 제12도를 사용하여 설명한다.
입력의 교류 전압 파형을 VAC = Em sin ω(t + TON+Φ/ω)로 하여 다음식 을 얻는다.
제12도의 회로에서는 스위치 소자(Q1)가 비도통 기간에 제1초크 코일(L6)을 흐르는 전류(iL1)는 모든 스위칭 변압기의 1차 권선(LP)을 통해서 평활 콘덴서(C1)에 유입되고, 또 이 전류(iL1)의 피크치가 도면에 도시된 바와 같이 교류 전원 주파수와 동일한 주파수로 변화되고 있으므로, 2차측의 출력 전류(부하 전류)가 크면 전류(iL1)도 크고, 출력 전압에 전원 주기의 리플이 발생하는 경우가 있다.
또, 식 9에서 알 수 있는 바와 같이, 부하 전류가 크면 이것에 상당하는 교류 전원으로부터의 충전 전류가 증가하므로 제1초크 코일(L6)의 값을 낮추어야 하고, 이 경우에 전류, 전압 등의 전기 정격이 큰 스위치 소자(Q1)가 필요해진다. 스위치 소자(Q1)의 오프 기간에 제1초크 코일(L6)을 흐르는 전류(iL6)는 제2초크 코일에 흐르는 전류(iL7)와 일차 권선(LP)에 흐르는 전류(iL1)로 분류되고, 1차 권선의 전류 변화분을 분류에 의하여 억제할 수 있기 때문에 동일한 인덕턴스치에 의한 리플률을 경감할 수 있다. 또한, 이 효과를 식 12를 이용하여 정량적으로 설명한다.
식 12의 제1항의 분모의 인덕턴스(L)는 제2초크 코일(L7)과 스위칭 변압기의 1차측의 권선 인덕턴스(LP)가 병렬로 된 값이기 때문에, 동일한 인덕턴스(LP) 값으로도 분모는 작아지고, 인덕턴스(LP)의 값을 낮추어 스위치 소자(Q1)의 정격을 상승하지 않아도 부하의 증대에 대응할 수 있다.
제11도의 회로는 부하의 증대에 대응하는 예이며, 부하의 증대에 따른 도면의 회로의 사용 부품, 인덕턴스의 값과 높은 정격치의 스위치 소자를 사용하지 않고서도 회로를 구성할 수 있다.
제13도는 제11도의 회로에 구성 요소를 추가하고 도통각을 확대한 예이고, 직렬 회로의 다이오드(D7)에 병렬로 콘덴서(C7)를 접속하여 다이오드의 극성에 관계없이 정류 전류(제14도의 (c)를 참조)를 얻고 주기 전기간에서 교류 전류를 얻는 회로를 구성하고 있다.
제7도, 제11도의 회로에서는 제14도의 (b)와 같이 정류 전류가 흐르지 않는 Φ/ω 기간이 있었으나, 콘덴서를 다이오드에 병렬로 접속함으로써 제14도의 (c)에 도시한 바와 같이 이 기간에도 정류 전류를 흐르게 할 수 있다.
이상의 설명과 같이 본 발명에 의하면 정류 다이오드 도통 기간의 확대에 의하여 교류 전원의 역률 향상, 특 고조파 성분을 억압하여 AC-DC 변환 효율의 향상을 달성할 수 있다.

Claims (5)

  1. 교류 전원선으로부터 교류 전원 전압을 수신하는 입력 수단과; 상기 입력 수단에 결합되어 상기 교류 전압을 정류하는 1차 정류 회로(DB1)와; 1차 권선, 2차권선 및 3차 권선(LP, L1, L2)을 갖는 변압기(T1) 와; 상기 1차 정류 회로(DB1)의 출력 단자를 상기 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 일단에 결합하는 직류 결합 수단과; 상기 변압기(T1)의 2차 권선(L2) 양단에 유도되는 교류 전압을 정류하여 전원 회로로부터 상기 정류에 기인하는 직류 전압(EB)을 출력하는 2차 정류 회로(C4, D4)와; 상기 변압기(T1)의 1차 권선의 타단에 결합된 스위칭 소자(Q1)와; 상기 2차 정류 회로(C4, D4)로부터의 출력 직류 전압이 조절되도록 상기 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작의 듀티비를 제어하는 제어 수단(IC1)을 포함하는 전원 회로에 있어서, 일단이 상기 변압기의 1차 권선(LP)의 일단에 결합된 3차 권선(L1) 및 이 3차 권선(L1)의 타단과 기준 전위선 사이에 결합된 평활 콘덴서(C1)를 포함하며, 상기 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작의 듀티비에 응답하여 상기 3차 권선(L1)의 양단에 교류 전압을 생성하는 스위칭 주파수 교류 신호 발생 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 2차 정류 회로는 상기 2차 권선에 유도되는 교류 전압을 정류하는 다이오드(D4)와, 이 다이오드(D4)에 일단이 결합된 초크 코일(L5)과, 이 초크 코일(L5)의 타단과 상기 기준 전위 사이에 결합된 제2평활 콘덴서(C4)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  3. 텔레비전 수상기용 전원 회로에 있어서, 교류 전원선으로부터 교류 전원 전압을 수신하는 입력 수단(PS1)과; 상기 입력 수단(PS1)에 결합되어 상기 교류 전원 전압을 정류하는 정류 회로(DB1)와; 적어도 하나의 권선을 갖는 플라이백 변압기(T4)와; 상기 정류 회로(DB1)의 출력 단자로부터 정류된 전압을 안정화하는 전압 안정화 회로(10)와; 상기 전압 안정화 회로로부터의 안정화된 전압을 상기 플라이백 변압기(T4)의 상기 권선의 일단에 공급하는 수단과; 상기 플라이백 변압기(T4)의 상기 권선의 타단에 결합된 수평 출력 트랜지스터(Q21)와; 수평 주기의 구동 펄스를 수신하는 입력 권선(LD1), 상기 수평 출력 트랜지터(Q21)의 스위칭을 제어하는 제1출력 권선(LD2) 및 제2출력 권선(L10)을 갖는 수평 구동 변압기(T2)와; 일단이 상기 정류 회로(DB1)의 출력 단자에 결합되며 상기 제2출력 권선(L10)에 유도 결합된 권선(L12)을 갖는 제3변압기(T3); 상기3차 권선의 타단과 기준 전위선 사이에 결합된 평활 콘덴서(C1)를 포함하고 상기 구동 펄스에 응답하여 상기 3차 권선의 양단에 교류 전압을 발생하는 구동 펄스 주파수 교류 신호 발생 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  4. 교류 전원선으로부터 교류 전원 전압을 수신하는 입력 수단(PS1)과; 상기 입력 수단에 결합되어 상기 교류 전원 전압을 정류하는 1차 정류 회로(DB1)와; 1차 권선(LP) 및 2차 권선(L2)을 갖는 변압기(T1)와; 제1초크 코일(L6) 및 제1다이오드(D6)의 직렬 회로를 포함하고, 상기 1차 정류 회로(DB1)의 출력 단자를 상기 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 일단에 결합하는 직류 결합 수단(C5, L6, D6)과; 상기 변압기(T1)의 2차 권선(L2) 양단에 유도되는 교류 전압을 정류하여 전원 회로로부터 자체의 정류에 기인하는 직류 전압을 출력하는 2차 정류 회로(D4, C4)와; 상기 변압기(T1)의 1차 권선(LP)의 타단에 결합 스위칭 소자(Q1) 와; 상기 2차 정류 회로로부터의 출력 직류 전압이 조절되도록 상기 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작의 듀티비를 제어하는 제어 수단(IC1)과; 상기 1차 권선(LP)의 일단과 기준 전위원 사이에 결합된 평활 콘덴서(C1)와; 상기 제1초크 코일(L6)과 상기 제1다이오드와의 결합점 및 상기 1차 권선(LP)의 타단에 결합된 제2초크 코일(L7)과 제2다이오드(D7)의 직렬 회로를 포함하는 분로 회로 수단(D7, L7)을 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
  5. 제5항에 있어서, 상기 분로 회로 수단은 상기 제2다이오드(D7)에 병렬로 접속된 제2평활 콘덴서(C7)를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 회로.
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