JPH07143751A - 電源回路 - Google Patents

電源回路

Info

Publication number
JPH07143751A
JPH07143751A JP5285059A JP28505993A JPH07143751A JP H07143751 A JPH07143751 A JP H07143751A JP 5285059 A JP5285059 A JP 5285059A JP 28505993 A JP28505993 A JP 28505993A JP H07143751 A JPH07143751 A JP H07143751A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
winding
circuit
transformer
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP5285059A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3260024B2 (ja
Inventor
Masashi Ochiai
政司 落合
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP28505993A priority Critical patent/JP3260024B2/ja
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to EP94308434A priority patent/EP0653831B1/en
Priority to DE69434615T priority patent/DE69434615T2/de
Priority to DE69420672T priority patent/DE69420672T2/de
Priority to US08/341,903 priority patent/US5581451A/en
Priority to DE69434449T priority patent/DE69434449T2/de
Priority to EP98100494A priority patent/EP0837546B1/en
Priority to EP98100495A priority patent/EP0837547B1/en
Priority to KR1019940029875A priority patent/KR100221705B1/ko
Publication of JPH07143751A publication Critical patent/JPH07143751A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3260024B2 publication Critical patent/JP3260024B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
    • H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
    • H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
    • H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
    • H04N3/185—Maintaining dc voltage constant
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 安価で高力率を得ることのできる電源回路を
提供すること。 【構成】 交流電源ＡＣ１００Ｖを全波整流回路ＤＢ１
で全波整流し、平滑回路で平滑後、ＤＣ出力電圧を得る
電源回路において、トランスＴ１の一次巻線ＬＰの一端
にスイッチ素子Ｑ１と他端に交流的に基準電位と短絡さ
れるコンデンサＣ１を備えた三次巻線Ｌ１を設け、この
三次巻線両端に両極性の電圧Ｖ３１、Ｖ３２を発生さ
せ、両極性の電圧値をスイッチ素子Ｑ１のオン、オフ期
間に対応する矩形パルスの可変電圧とし、コンデンサＣ
１に発生する直流電位ＥｉをＤＣオフセット電圧とする
前記可変電圧Ｖ３１，Ｖ３２と交流電圧ＶＡＣの大小関
係により、交流波形と整流ダイオードＤＢ１の順・逆バ
イアス設定を行い、等価的に導通角を拡大する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流・直流変換用の電
源回路に係り、特に、交流・直流の変換効率の改良を行
った電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電源回路は、交流・直流変換回路、直流
・直流変換回路などの回路があり、各種用途に応じて、
変換効率、電力効率などが考慮され、開発されている。
大電力用には、スイッチングレギュレータが主に用いら
れ、精密級の出力電圧が要求される電源には、シリーズ
パス電源などが用いられる。スイッチングレギュレータ
は、スイッチングスピードと、リップル率などが検討さ
れ、シリーズパスの場合は、素子のロス、伝送効率など
が検討される。交流回路の有効電力は、電圧と電流の位
相によって決定されており、この性能を力率で一般的に
は表している。
【０００３】図１５に従来の電源回路を示す。交流電源
ＰＳ１が全波整流回路ＤＢ１に接続され、平滑コンデン
サＣ５で全波整流、平滑後、負荷回路であるスイッチン
グレギュレータに供給されている。スイッチングレギュ
レータはトランスＴ１とスイッチングトランジスタＱ１
を含んでいる。全波整流回路ＤＢ１の単相交流線のリタ
ーン線から抵抗Ｒ２を介して半波整流ダイオードＤ１と
コンデンサＣ２から成る起動回路が接続されている。
【０００４】一方、トランスＴ１の３次巻線Ｌ４から半
波整流回路Ｄ２を介して平滑コンデンサＣ３の直流電源
出力ＶＣＣが、電圧調整回路ＩＣ１に供給され、この電
圧調整回路ＩＣ１の出力がトランジスタＱ１のベースに
供給されている。
【０００５】トランジスタＱ１のコレクタは、トランス
Ｔ１の一次巻線ＬＰの一端に接続され、この一次巻線Ｌ
Ｐの他端は、平滑コンデンサＣ５と整流回路ＤＢ１に接
続されている。
【０００６】トランスＴ１の二次巻線Ｌ２は、ダイオー
ドＤ３を介して出力端子１に出力電圧を安定出力として
供給する。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ
４にも接続される。コンデンサＣ４は、その一端を基準
電位に接続し、直流電圧平滑用として使用している。
【０００７】出力電圧の変動成分を検出する誤差アンプ
ＩＣ２がダイオードＤ３のカソードに接続され、この誤
差アンプＩＣ２の出力がフォトカップラを構成する制御
ダイオードＡ１のカソードへ接続され、この制御ダイオ
ードＡ１のアノードは抵抗Ｒ５を介して出力端に接続さ
れている。フォトカップラを構成するトランジスタＱ２
のエミッタ出力は、電圧調整回路ＩＣ１の制御端子に接
続され、コレクタは、前記半波整流回路Ｄ２の直流電源
ＶＣＣに接続されている。
【０００８】次に図１５の動作を図１７の動作波形を用
いて説明する。平滑コンデンサＣ５があるため、ダイオ
ードＤＢ１が導通するのは、ＡＣ入力電圧ＶＡＣが整流
出力電圧Ｅｉよりも高くなる期間、即ち整流出力電圧Ｅ
ｉが付加回路に電力を供給することによる下がり、ＡＣ
入力電圧ＶＡＣより低くなった期間、即ち図１７のτ期
間に整流ダイオードＤＢ１には、同図（ｂ）に示す交流
の脈流電流が流れる。なお、図１７（ｃ）は、トランジ
スタＱ１のコレクタ電流を示している。
【０００９】一般に平滑コンデンサＣ５は、スイッチン
グレギュレータの出力電圧ＥＢに含まれているリップル
を考慮して、あまり小さくすることはできず、この場合
整流ダイオードの導通期間τは、非常に短い。実測によ
れば、Ｃ１＝４７０μＦ、負荷電力８０Ｗで導通時間τ
は、２〜２．５mSぐらいである。
【００１０】このため、図１５の回路では、力率０．６
ぐらいで低く、したがって交流電源の脈流に含まれる高
調波電流も大きい。力率を上げ、高調波電流を少なくす
るためには、ダイオードの導通期間τを拡大する必要が
ある。一般に電流i(t)をフーリエ級数を用いて表すと次
式が得られる。
【００１１】
【数１】 ここで、i(t)を図１８に示すような単位ステップ関数と
すると直流分ａ０と交流ａｎ、ｂｎは、以下のようにな
る。
【００１２】
【数２】 ｎ＝１の場合である基本波電流の実効値をｉ１、それ以
外の高周波電流の実効値をｉｎ、ｉ（ｔ）の実効値をｉ
ｒｍｓとすると、それぞれの関係は次式で与えられる。
【００１３】
【数３】 上式中でダイオードの導通時間τ２が拡大すると基本波
電流ｉ１が増加し、それとともに、力率が上がる。逆に
高調波電流ｉｎは減少する。
【００１４】この改善（力率改善）をするためには、考
案されたのが図１６の回路である。この回路は、スイッ
チングトランジスタＭＯＳＦＥＴＱ３を用いた例であ
り、整流後の平滑コンデンサＣ５の不使用以外は、図１
５の回路と同様であるが、整流後の脈流電圧を利用し、
スイッチングスピードなどの動作特性を活かし、電圧駆
動型の素子動作で電力効率を改善した例である。
【００１５】交流電源を整流した後の平滑コンデンサＣ
５はなく、スイッチングレギュレータは直接、交流電圧
で働く。この場合、スイッチ素子Ｑ３は、全周期Ｔに渡
り動作するため、等価的に整流ダイオード導通時間はＴ
／２までのび力率も０．９以上の値が得られる。
【００１６】しかしながら、力率の改善に反し、以下に
説明する欠点が生じる。第一に動作状態において、スイ
ッチ素子たとえばＭＯＳＦＥＴＱ３を流れるドレイン・
ソース電流ｉＤＳを図１７（ｄ）に示すが、その包絡線
は正弦波状であり、交流電圧の低い時間帯では、この電
流は少なく、交流電圧がピーク値付近に達すると、その
値は大きくなる。
【００１７】図１５のトランジスタＱ１のコレクタ電流
ｉＣＰを図１７（ｃ）は、平滑コンデンサがあるため、
平均化させており、このため、トランジスタＱ３のドレ
イン・ソース電流ｉＤＳを同一負荷（同一平均電流）で
比較すると、トランジスタＱ３のドレイン・ソース電流
ｉＤＳはトランジスタＱ１のコレクタ電流ｉＣＰの二倍
以上となる。このため、トランジスタＱ３（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）は、定格が大きくなり、スイッチングトランスコア
飽和の関係より、大型化が必要となりコスト高となる。
【００１８】このように図１６の回路は、バイポーラト
ランジスタの電流駆動型を電圧駆動型に変更した例であ
り、スイッチングスピード、入力インピーダンス特性か
らＭＯＳＦＥＴＱ３を使用した電源の特性は、改善され
るが、価格面ではバイポーラ素子に比べ、電気性能の定
格、仕様が過剰に要求され、最大動作範囲を考慮した大
型部品の使用などを余儀なくされるため、コスト高を招
くという欠点があった。
【００１９】第２に、スイッチングレギュレータの２次
側整流出力電圧が図１７（ｅ）に示すように、正弦波状
のリップル電圧を持つため、二次側にシリーズパス型レ
ギュレータあるいはチョークコイルを用いたスイッチン
グレギュレータなどの回路が必要となる。
【００２０】第３に平滑コンデンサが無いため、交流電
源の瞬時停電の動作保持時間が短い。このため、入力ラ
イン変動あるいは外来ノイズなどの瞬時変動による出力
電圧ＥＢの低下も大きく、テレビジョン受像機に適用す
る際、画面の歪となるため、商品性能が劣化するという
問題があった。
【００２１】第４に、第１の点で述べたように、スイッ
チ素子を流れる電流が正弦波状であるため、電流駆動型
のバイポーラトランジスタをスイッチ素子として使用す
る場合はベース電流（ドライブ電流）も正弦波状に変調
しなければならない。電流駆動型のＰＮ接合のオン・オ
フ時間の違いあるいはスイッチングスピードなどの制約
により、事実上困難であり、電圧駆動型のＭＯＳＦＥＴ
を使用しなければならないという問題があった。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来の回
路では力率が低く、電力効率が悪いという欠点があり、
これを補うために電圧駆動型をスイッチ素子を用いた場
合、スイッチングスピード、入力インピーダンスなどの
特性により電力効率の改善は図れるが、コスト面で高価
になるとともに付加回路が増え、部品点数の増加および
回路の大型化が生じるという問題があった。
【００２３】そこで、本発明はこのような問題を鑑み、
安価で高力率を得ることのできる電源回路を供給すると
いうことを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の本発明に
よる電源回路は、交流電源電圧を全波整流する全波整流
回路と、少なくとも一次巻線、２次巻線を有するトラン
スと、前記整流回路の出力端子を前記トランスの一次巻
線の一端に直流的に結合する直流結合手段と、前記２次
巻線に生じる電圧を整流出力する電圧発生手段と、前記
トランスの一次巻線の他端に結合したスイッチング素子
と、前記スイッチング素子の導通・非導通期間を制御し
て、前記電圧発生手段からの出力を制御する制御手段
と、一端が前記トランスの一次巻線の一端側に結合した
第３の巻線、およびこの第３の巻線の他端と基準電位点
間に結合した平滑コンデンサを含み、前記第３の巻線の
両端に前記スイッチング素子の導通・非導通に応答した
交流電圧を生成する電圧生成手段とを具備したことを特
徴とするものであり、請求項２記載の電源回路は、請求
項１記載の電源回路において、前記電圧発生手段は、前
記２次巻線に生じる電圧を整流するダイオードと、この
ダイオードに一端を結合したチョークコイルと、このチ
ョークコイルの他端と基準電位点間に結合したコンデン
サを含んでなることを特徴とするものである。請求項３
記載の本発明よる電源回路は、交流電源電圧を整流する
全波整流回路と、少なくとも一次巻線を有するフライバ
ックトランスと、前記整流回路の出力端子の電圧を安定
化して出力する電圧安定化回路と、前記電圧安定化回路
からの電圧を前記フライバックトランスの一次巻線の一
端に供給する手段と、前記フライバックトランスの一次
巻線の他端に結合した水平出力トランジスタと、水平周
期のドライブパルスが供給される入力巻線、前記水平出
力トランジスタをスイッチング制御する第１の出力巻
線、および第２の出力巻線、および前記第２の出力巻線
を有する水平ドライブトランスと、一端が前記全波整流
回路の出力端子に結合し、前記第２の出力巻線に誘導結
合した第３の巻線と、前記第３の巻線の他端と基準電位
点間に結合した平滑コンデンサを含み、前記第３の巻線
の両端に前記ドライブパルスに応答した交流電圧を生成
する電圧生成手段とを具備したことを特徴とするもので
ある。請求項４記載の本発明による電源回路は、交流電
源電圧を整流する全波整流回路と、少なくとも一次巻
線、２次巻線を有するトランスと、前記整流回路の出力
端子を前記トランスの一次巻線の一端間を直流的に結合
する、チョークコイルとダイオードの直列回路を含む直
流結合手段と、前記２次巻線に生じる電圧を整流出力す
る電圧発生手段と、前記トランスの一次巻線の一端に結
合したスイッチング素子と、前記スイッチング素子の導
通・非導通期間を制御して、前記電圧発生手段からの出
力を制御する制御手段と、前記一次巻線の一端と基準電
位点間に結合した平滑コンデンサと、を具備したことを
特徴とするものである。請求項５記載の電源回路は、交
流電源電圧を整流する全波整流回路と、少なくとも一次
巻線、２次巻線を有するトランスと、前記整流回路の出
力端子と前記トランスの一次巻線の一端間を直流的に結
合する、第１のチョークコイルと第１のダイオードの直
列回路を含む直流結合手段と、前記２次巻線に生じる電
圧を整流出力する電圧発生手段と、前記トランスの一次
巻線の一端に結合したスイッチング素子と、前記スイッ
チング素子の導通・非導通期間を制御して、前記電圧発
生手段からの出力を制御する制御手段と、前記１次巻線
の他端と基準電位点間に結合した平滑コンデンサと、前
記第１のチョークコイルと第１のダイオードとの結合
点、および前記一次巻線の他端に結合した、第２のチョ
ークコイルと第２のダイオードの直列回路を含む分路手
段とを具備したことを特徴とするものであり、請求項６
記載の電源回路は、請求項５記載の電源回路において、
前記分路手段が、さらに前記第２のダイオードに並列に
接続した第２のコンデンサを含むことを特徴とするもの
である。
【００２５】
【作用】本発明によれば、従来のスイッチングレギュレ
ータに数点部品を追加し、接続を変更することにより、
電源回路の整流ダイオードの導通時間を伸ばし、高力率
を達成することができる。
【００２６】
【実施例】図１は、本発明による電源回路の一実施例を
示す回路図である。図中、図１５と同様の構成要素には
同一の符号を付して説明する。図１において、交流電源
ＰＳ１が全波整流回路ＤＢ１に接続されている。整流回
路ＤＢ１の出力は、ノイズ除去用の小容量コンデンサＣ
５に接続され、トランスＴ１の一次巻ＬＰの一端に接続
される。トランスＴ１の一次巻線ＬＰの他端は、スイッ
チング素子としてのトランジスタＱ１のコレクタに接続
されている。交流電源ＰＳ１の単相交流のリターン線に
は、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２から成る半波整流
回路が接続され、次段の電圧調整回路ＩＣ１へ接続され
る。この電圧調整回路ＩＣ１の出力は、トランジスタＱ
１のベースに接続され、トランスＴ１の一次巻線ＬＰの
電流路をスイッチング信号に応じて調整し、２次側の出
力電圧ＥＢを調整している。
【００２７】一次巻線ＬＰの一端には、三次巻線Ｌ１が
接続され、コンデンサＣ１で交流的に基準電位に接続さ
れている。二次巻線Ｌ２は、ダイオードＤ４と平滑コン
デンサＣ４で構成される半波整流回路に接続され、端子
１に安定化電圧ＥＢを出力する。端子１の出力電圧ＥＢ
の変動が誤差アンプＩＣ２によって検出され、その検出
出力が前記電圧調整回路ＩＣ１への帰還信号として供給
されている。
【００２８】帰還信号は、ノイズ特性を考慮してフォト
カップラを用いて帰還している。フォトカップラは、制
御ダイオードＡ１とトランジスタＱ２を含み、前記電圧
調整回路、フォトカップラの電源電圧は、トランスＴ１
の四次巻線Ｌ４の出力電圧を半波整流ダイオードＤ２で
整流後、平滑コンデンサＣ３で平滑して供給されてい
る。
【００２９】図１の動作を図２、図３、図４を用いて説
明する。交流電源ＰＳ１は、整流ダイオードＤＢ１を通
してトランスＴ１の三次巻線Ｌ１と一次巻線ＬＰの接続
点に直接加えられる。一方、スイッチ素子Ｑ１は、電圧
調整回路ＩＣ１の出力によってスイッチング制御され、
二次側整流出力電圧ＥＢを誤差アンプＩＣ２で検出して
得られる制御電圧をフォトカップラＱ２を通して帰還さ
れ、出力電圧ＥＢが一定となるように制御されている。
また、電圧調整回路ＩＣ１には、ＡＣが入力された時点
は、起動回路Ｄ１，Ｃ１からの整流電圧が供給され、回
路が定常に達した後は、スイッチングトランスの巻線Ｌ
４に発生する電圧を整流して得られる電圧ＶＣＣが電源
として供給される。図１の回路は全体としては、フライ
バック型のスイッチングレギュレータ（安定化電源回
路）を構成しており、フライバック期間（スイッチ素子
がオフしている期間）に二次側整流出力電圧ＥＢが得ら
れる。
【００３０】トランジスタＱ１とダイオードブリッジＤ
Ｂ１の動作状態を図２（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）
の４モードで説明する。 図２（Ａ）．Ｑ１オン，ＤＢ１オフ 図２（Ｂ）．Ｑ１オフ，ＤＢ１オフ 図２（Ｃ）．Ｑ１オン，ＤＢ１オン 図２（Ｄ）．Ｑ１オフ，ＤＢ１オン は、各々上記の動作状態に対応している。以下、図２
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）をＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄと表
記するものとする。４モード中Ａ、Ｂは整流ダイオード
ＤＢ１が非導通の状態における動作であり、スイッチ素
子Ｑ１が導通時は、Ａのように一次巻線ＬＰと三次巻線
Ｌ１に平滑コンデンサＣ１から一次電流ｉ１が供給され
る。また、スイッチ素子Ｑ１がオフするとオン期間にス
イッチングトランスＴ１に蓄えられた電磁エネルギが二
次電流ｉ２となって放出され、出力電圧ＥＢが得られ
る。スイッチ素子Ｑ１がオフしている場合のＡＣ電圧源
と整流ダイオードＤＢ１と三次巻線Ｌ１の等価回路と、
三次巻線に発生する両極性の電圧Ｖ３１、Ｖ３２の交流
電圧波形を図３に示し、図４にＡＣ電圧波形と電流波形
と前記三次巻線の電圧Ｖ３を示す。
【００３１】平滑コンデンサＣ１の両端に発生する直流
電圧をＥｉ、スイッチングトランスＴ１の三次巻線Ｌ１
に生じる電圧をＶ３、Ｖ３の内、図３に示すようにスイ
ッチ素子Ｑ１が非導通期間に生じる負電圧をＶ３１、ス
イッチ素子が導通期間に発生する電圧をＶ３２とすると
正弦波状の交流電圧ＶＡＣが時間とともに高くなり、Ｖ
ＡＣ＋Ｖ３１≧Ｅｉとなる時刻、図４のｔ１時、まずス
イッチ素子Ｑ１がオフしている期間側で整流ダイオード
ＤＢ１が導通状態となり、Ｄに示すように整流電流ｉｄ
が流れ、平滑コンデンサＣ１を充電する。
【００３２】次に、スイッチ素子Ｑ１がオンすると平滑
コンデンサＣ１から三次巻線Ｌ１と一次巻線ＬＰに一次
電流ｉ１が放電され、三次巻線Ｌ１には先ほどと逆の正
電圧Ｖ３２が生じる。この電圧は、整流ダイオードＤＢ
１の導通方向に対して逆バイアスの状態となる。この
時、ＶＡＣ−Ｖ３２＜Ｅｉであり、整流ダイオードＤＢ
１はオンせず動作は、Ａの状態と同じとなる。
【００３３】従って、全周期に渡って、ＶＡＣ−Ｖ３２
＜Ｅｉであれば、Ｃの状態はない。ダイオードＤＢ１
は、再びオンし、平滑コンデンサＣ１が充電される。こ
の動作をｔ１〜ｔ６間繰り返すために、等価的にダイオ
ードの導通期間もｔ１〜ｔ６間と等しくなる。
【００３４】ここで、図１７に示す従来回路の整流ダイ
オードＤＢ１の導通時間τと本考案の導通期間を比較す
る。定常時、整流ダイオードのＤＢ１順方向に加わって
いる電圧は、従来回路では、ＶＡＣ−Ｅｉの電圧関係の
成立する期間であり、本発明の回路では、スイッチ素子
Ｑ１が、オフしている期間は、ＶＡＣ＋Ｖ３１−Ｅｉの
電圧関係が成立する。従って、本発明回路の方が同じ交
流電圧での整流ダイオードＤＢ１の順バイアス電圧が大
きくなり、整流ダイオードＤＢが導通する時刻ｔ１は、
本発明の方が早くなる。しかも、スイッチ素子Ｑ１がオ
ンしているときは、整流ダイオードＤＢ１はオフしてい
るため、スイッチ素子Ｑ１のオン、オフ期間の比（デュ
ーティレシオ）を１対１とすると等価的な幅は、二倍以
上となる。このことにより、本発明回路の方が、整流ダ
イオードＤＢ１の導通期間が広く、従来回路より力率が
上がり、高調波電流ｉｎを減じる結果となる。
【００３５】また、この時スイッチ素子Ｑ１のオフ期間
に発生する電圧Ｖ３１を三次巻線Ｌ１の巻数を上げ、大
きく採れば、整流ダイオードＤＢ１が導通する時刻を早
めることになり、より力率を上げることができる。スイ
ッチ素子Ｑ１のデューティを変化させても、同様で、ス
イッチ素子Ｑ１のオン期間をオフ期間に対して長く採れ
ば整流ダイオード、等価的な導通時間τを拡げることが
できる。
【００３６】この本発明の回路では、平滑コンデンサＣ
１が基本的についているため、スイッチ素子Ｑ１のコレ
クタ電流が平均的でスイッチ素子Ｑ１にコストの安い電
流駆動型が使え、スイッチングトランス、スイッチ素子
の大幅な定格アップが不必要となる利点がある。また、
交流電源の瞬時停電や瞬時電圧変動に対して、電圧駆動
型の回路よりもコンデンサの時定数の効果があり、変動
成分に瞬時に追随して出力変動が変化することがなく、
安定化出力が得られる。さらに、整流ダイオードＤＢ１
の導通期間τが図１５の回路よりも拡いため、平滑コン
デンサＣ１のリップル電圧が減少し、容量値を小さくす
ることができる。
【００３７】図１の三次巻線Ｌ１を巻くと、スイッチ素
子Ｑ１がオフ期間に三次巻線Ｌ１に発生する負電圧Ｖ３
１は、二次側の整流出力電圧ＥＢに比例し、一方ＥＢが
一定になるように誤差アンプＩＣ２からの誤差信号で制
御されるため、負電圧も一定である。入力交流電圧の低
下による負荷電流（高調波成分の増加）の増加、すなわ
ち過負荷の状態では、等価的に負電圧が増加し、入力変
動成分を一定量に制御するため、力率、高調波の発生量
のばらつきを抑制することが可能となる。整流ダイオー
ドＤＢ１の導通期間τを三次巻線Ｌ１の負電圧Ｖ３１を
用いることにより、等価的に拡大しているため、簡易な
回路構成で高力率電源を提供することができる。
【００３８】本発明の他の実施例を図５、図６に示す。
図５は、フォワード型のスイッチングレギュレータに本
発明の回路を組み込んだ例であり、トランスＴ１の２次
側にチョークコイルＬ５とダイオードＤ５を接続したも
のである。この図５ではスイッチ素子Ｑ１のオン期間に
チョークコイルＬ５を通して実線の向きに電流ｉＯＮを
流し、オフ期間に点線の電流ｉＯＦＦを流すようにし
て、二次側整流電圧ＥＢを得るようにしている。
【００３９】図６のテレビジョン受像機の水平偏向回路
を含めた回路である。まず、図６の構成を説明する。交
流電源ＰＳ１の単相交流線が全波整流回路ＤＢ１に接続
されている。整流回路ＤＢ１の出力は、ベース接地型の
トランジスタＱ１１を含むシリーズパスレギュレータ１
０に接続されている。また、整流回路ＤＢ１の出力は、
トランスＴ３の二次巻線Ｌ１２を介して交流的にコンデ
ンサＣ１で基準電位と接続されている。
【００４０】シリーズパスレギュレータ１０は、誤差検
出回路１１、フィードバック抵抗Ｒ１１、バイアス抵抗
Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、バイアス用コンデン
サＣ１１で構成されている。出力は、平滑コンデンサＣ
１２が並列に接続されている。また、トランスＴ２は水
平ドライブトランスであり、水平発振回路（図示せず）
からの水平ドライブパルスがトランジスタＱ１１のベー
スに供給され、そのコレクタ出力によってトランスＴ２
の入力巻線ＬＤ１は駆動される。
【００４１】水平偏向回路２０は、ドライブストランス
Ｔ２の出力巻線ｌＤ２を介して水平出力トランジスタＱ
２１に供給される水平ドライブパルスが供給され、水平
出力トランジスタＱ２１には、ダンパーダイオードＤ２
１、共振コンデンサＣ２１、偏向コイルＬｙとＳ字補正
コンデンサＣＳの直列接続とが並列に接続されている。
シリーズパスレギュレータの出力端子１からの電圧は、
トランスＴ２、Ｔ４の電源電圧として供給されている。
また、トランスＴ２の出力巻線Ｌ１０とパルストランス
Ｔ３の一次巻線Ｌ１１が結合された２次巻線Ｌ１０で
は、ドライブトランスＴ２の出力巻線Ｌ１０線に誘導結
合している。
【００４２】次に図６の動作を説明する。整流ダイオー
ドＤＢ１と平滑コンデンサＣ１の間にパルストランスＴ
３が挿入されており、パルストランスＴ３の二次巻線Ｌ
１２と整流ダイオードＤＢ１の出力との交点から安定化
電源回路１０に電力が供給されている。
【００４３】パルストランスＴ３の一次巻線Ｌ１１に
は、ドライブトランスＴ２の出力巻線Ｌ１０が結合して
いることにより、この巻き線Ｌ１０に発生する矩形波電
圧がパルストランスＴ３の２次巻き線Ｌ１２に発生す
る。この矩形波電圧は、前述した図３の波形と同様であ
る。
【００４４】この電圧により、整流回路のダイオードＤ
Ｂ１が、順・逆バイアスされ、整流電流ｉｄが図６に示
すように流れる。前述の実施例で説明したように、正電
圧Ｖ３２が発生している期間にシリーズパスレギュレー
タへ負荷電流ｉ１が供給される。この動作の繰り返しに
より、整流ダイオードＤＢ１の等価的に導通期間を拡大
し、力率を改善できる。
【００４５】本発明による電源回路の他の実施例を図７
に示す。図中、図１５と同様の構成要素には同一の符号
を付して説明する。交流電源ＰＳ１が全波整流回路ＤＢ
１を介してノイズ除去用の小容量コンデンサＣ５へ接続
される。整流回路ＤＢ１の出力にチョークコイルＬ６が
接続され、このチョークコイルＬ６が整流ダイオードＤ
６のアノードに接続される。この整流ダイオードＤ６の
カソードは、トランスＴ１の一次巻線ＬＰとトランジス
タＱ１のコレクタに接続される。トランジスタＱ１のエ
ミッタは基準電位に接続され、ベースには、電圧調整回
路ＩＣ１より制御信号が供給される。
【００４６】トランスＴ１の一次巻線ＬＰの他端は、コ
ンデンサＣ１で交流的に基準電位に接続される。このト
ランスＴ１の二次巻線Ｌ２は、整流・平滑回路Ｄ４，Ｃ
４を介して出力端子１に電圧を出力する。整流・平滑回
路Ｄ４，Ｃ４の出力は、誤差アンプＩＣ２に接続され、
誤差信号がこの誤差アンプＩＣ２と出力間に接続される
フォトカップラへ供給される。このフォトカップラは、
ダイオードＡ１とトランジスタＱ２を含み、トランジス
タＱ２の出力は、電圧調整回路ＩＣ１に接続され、この
信号により出力電圧値ＥＢを調整する制御信号がトラン
ジスタＱ１のベースに供給される。
【００４７】また、単相交流のリターン線から、整流回
路Ｄ１を介して電圧調整回路ＩＣ１へ電圧調整回路ＩＣ
１の起動用の信号が供給されており、フォトカップラの
トランジスタＱ２、電圧調整回路ＩＣ１の電源電圧ＶＣ
Ｃは、トランスの三次巻線Ｌ４の整流信号から整流ダイ
オード、平滑コンデンサＣ３を介して供給されている。
電源電圧ＶＣＣと起動信号は、共通線で電圧調整回路Ｉ
Ｃ１へ供給されている。
【００４８】図７の動作を図８、図９を用いて説明す
る。図８（Ａ）は、スイッチ素子Ｑ１のオン状態であ
り、（Ｂ）は、スイッチ素子Ｑ１のオフ状態を示してい
る。オフ状態では、チョークコイルＬ６を介して、一次
電流ｉＬ１がコンデンサＣ１を充電する。交流波形の脈
流電圧波形は、平滑コンデンサＣ１により平滑されてお
り、平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｅｉと交流電圧波形
ＶＡＣにより整流ダイオードＤＢ１が導通する。ダイオ
ードＤＢ１、Ｄ６の順特性による電流流入は、チョーク
コイルＬ６により、電流の時間変化に伴う電圧変化を生
じる。この時間との関係はリニアな関係となり、オン・
オフによる電磁誘導のエネルギの蓄積・放出により、生
じる。
【００４９】オフ状態でのコンデンサＣ１への電流は、
充電による電圧を発生させる。この電圧は、矩形パルス
となり、トランジスタＱ１のコレクタに加えられる。チ
ョークコイルＬ６を介してトランスＴ１の一次巻線ＬＰ
に流れる電流をｉＬ １、コンデンサＣ１の放電により流
れる電流をｉ１とする。二次側の電流ｉ２は、半波整流
回路Ｄ４で、ダイオードの極性と一次巻線の電流により
誘導される。
【００５０】各動作波形を参照してさらに詳細な説明を
加える。スイッチ素子Ｑ１がオンすると、交流電源ＰＳ
１から第１のチョークコイルＬ６を通って電流ｉ
Ｌ１が、また予め、平滑コンデンサＣ１両端に蓄えられ
ている電圧Ｅｉによりスイッチングトランスの一次巻線
ＬＰに電流ｉ１が流れる。この時の動作波形を図９に示
すが、ｉＬ１，ｉ１はともに時間に対して、ほぼ直線的
な電流であり、Ｑ１がオン期間それぞれのインダクタン
スＬ６，ＬＰにそれぞれ電磁エネルギ
【数４】 を蓄積する。
【００５１】交流電源をＶＡＣ＝ＥｍＳＩＮ（ωｔ＋
φ）、Ｅｉを平滑コンデンサ両端電圧とし初期値を０と
すると、Ｑ１がオン期間のｉＬ１とｉ１は、下式で与え
られる。
【００５２】
【数５】 図９のｔ１時に至るとスイッチ素子Ｑ１は、非導通とな
り、さきにスイッチングトランスＴ１の一次巻線ＬＰに
蓄えられた電磁エネルギが、図８のように２次巻線電流
ｉ２として放出され、整流・平滑され出力電圧ＥＢが得
られる。また、第１のチョークコイルＬ６に蓄えられた
エネルギは、第１のチョークコイルＬ６からダイオード
Ｄ２と一次巻線ＬＰを経て平滑コンデンサＣ１にｉＬ１
として放出され、平滑コンデンサＣ１が充電される。
【００５３】図９のｔ１時を０時刻として、ｔ１時に回
路に流れている電流（初期条件）をｉＬ１（０）、ｉ１
（０）とすると、Ｑ１がオフ期間に第１のコイルＬＰを
流れる電流ｉＬ１（ＴOFF ）、言いかえると平滑コンデ
ンサＣ１に流入する電流ｉＣ １は、下式で与えられる。
但し、交流電源をＥｍＳＩＮω（ｔ＋Ｔｏｎ＋φ／
ω）とし、平滑コンデンサＣ１は容量が大きく、交流的
にショートと考える。Ｅｍは、正弦波の振幅であり、ω
は角周波数、ＴＯＮはトランジスタのオン期間であり、
φは、初期位相である。
【００５４】
【数６】 式中の第１項は、交流電源よりの充電電流であり、第２
項は、ｔ１時に回路を流れている初期電流による充電電
流である。第３項は、平滑コンデンサから電源に向かっ
て逆に流れようとする電流を意味している。ここで、６
式から初期条件であるｉＬ１（０）、ｉ１（０）を求
め、等式を整理すると式は、式のようになる。
【００５５】
【数７】 スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔオンが交流電源ＰＳ１の
周期２０mS（交流周波数５０HZ）に対して十分に小さけ
れば、
【数８】 の近似が成立し、
【数９】 となる。
【００５６】スイッチ素子が非導通となる時刻（ｔ＝ｔ
１）でのコレクタ電流ｉＣ１（ｔ１）、導通する時刻
（ｔ＝ｔ２）のコンデンサの充電電流ｉＣ１（ｔ）を、
前述のコンデンサ充電電流ｉＣ１（ｔ）の算出式９にｔ
＝０、ｔ＝ＴＯＦＦを各々代入して求めると以下の様に
なる。
【００５７】
【数１０】 上式において第１項は、スイッチ素子Ｑ１がオフ期間に
おける平滑コンデンサの充電電流を、第２項は、放電電
流を示し、交流電源が大きい時刻において、第１項の値
が第２項より大きくなるとき、図中のダイオードＤＢ
１、Ｄ６が導通状態となり、平滑コンデンサＣ１に充電
電流が流れることになる。このときのダイオードＤＢ
１、Ｄ６が導通する条件を式より求めると、次式が導出
される。
【００５８】
【数１１】 式から初期位相φ／ωから一周期２πより初期位相を減
じた期間、図１４のｔ１からｔ２に至る期間ダイオード
ＤＢ１，Ｄ６は、導通状態で平滑コンデンサには交流電
源からの整流電流が流れ込む。この状態を示したのが図
１４である。この時の平滑コンデンサＣ１両端電圧は、
スイッチ素子Ｑ１がオフした時の電圧関係できまり、図
１７に示す従来の全波整流回路とほぼ同じくらいの値に
なる。
【００５９】図８において、スイッチ素子Ｑ１がオフ期
間中Ｇ点に発生する電圧は、ＶＡ＝Ｅｍ／ＴＯＦＦで与
えられる。一方、スイッチングトランスＴ１の一次巻線
ＬＰに発生する電圧は、ＶＬＰ＝Ｖ１＝（ＴＯＮ／Ｔ
ＯＦＦ）・Ｅｉとなる◎。
【００６０】スイッチ素子Ｑ１のオン時間とオフ時間の
比を１とすると、ＶＡ＝２ＶＡＣ、ＶＬＰ＝Ｖ１＝Ｅｉ
となり、図の回路に対して整流ダイオードの順方向バイ
アス電圧が、ＶＡＣ分上がり、Ｖ１分下がる。
【００６１】交流電源（ＶＡＣ＝ＥｍＳＩＮωｔ）の振
幅Ｅｍ＞Ｖ１の関係があるため、平滑コンデンサ両端電
圧Ｅｉは、従来の回路より若干上昇するが、負荷電流が
小さい場合、この差は、１０Ｖ以下であるためほとん
ど、図１５の回路と図７の回路の平滑コンデンサＣ１の
両端電圧Ｅｉは等しくなる。以上の動作により図１４に
示すように整流電流の幅τは大きくなり、従って力率を
上げ、高周波電流を減じることができる。図１０は、第
１のチョークコイルＬ６を流れる電流ｉＬ１が小さいと
き（初期状態）と最大となる時刻での平滑コンデンサＣ
１に流入するコレクタ電流ｉＣ１をスイッチ素子Ｑ１の
オン・オフの周期で観測した波形図である。
【００６２】スイッチ素子Ｑ１がオンしている期間は、
チョークコイルの電流ｉＬ１が流入している。チョーク
コイルＬ１を流れる電流が大きくなると、ｉＣ１の直流
レベルは上がり、平滑コンデンサＣ１が充電されること
がわかる。整流ダイオードＤＢ１のバイアス条件によ
り、２次側のドライブ能力が向上する。
【００６３】本実施例の電源回路の変形例を図１１、図
１３に示す。図１１は、図７の全波整流回路ＤＢ１の出
力に接続されているチョークコイルＬ６とトランスＴ１
の一次巻線ＬＰ間にダイオードＤ６を接続し、このダイ
オードＤ６と一次巻線ＬＰに並列にチョークコイルＬ７
とダイオードＤ７の直列回路を設け、この直列回路の他
端をコンデンサＣ１を介して交流的に基準電位と短絡し
ている。他の回路構成は、図７と同様であり、同一の構
成要素には、同一の符号を付して説明するものとする。
【００６４】この回路の動作を図１２を用いて説明す
る。入力の交流電圧波形を、ＶＡＣ＝ＥｍＳＩＮω（ｔ
＋ＴＯＮ＋φ／ω）として下式を得る。
【００６５】
【数１２】 図の回路では、スイッチ素子Ｑ１が非導通の期間に第の
チョークコイルＬ６を流れる電流ｉＬ１はすべてスイッ
チングトランスの一次巻線ＬＰを通って、平滑コンデン
サＣ１に流れ込みかつこの電流ｉＬ１のピーク値が図に
示すように交流電源の周波数と同じ周波数で変化してい
るため、二次側の出力電流（負荷電流）が大きいとｉ
Ｌ１も大きく出力電圧に電源周期のリップルが出てきて
しまう場合がある。
【００６６】また、式９からわかるように、負荷電流が
大きいとこれに相当する交流電源からの充電電流を増す
ため、第１のチョークコイルＬ６の値を下げなければな
らなく、この場合、電流、電圧などの電気定格の大きい
スイッチ素子Ｑ１が必要となる。 スイッチ素子Ｑ１が
オフ期間に第１のチョークコイルＬ６を流れる電流をｉ
Ｌ６は、第２のチョークコイルに流れる電流ｉＬ７と一
次巻線ＬＰに流れる電流ｉＬ１に分流され、一次巻線の
電流変化分を分流により抑制できるため、同一のインダ
クタンス値によるリップル率を軽減でききる。 さら
に、この効果を式１２を用いて定量的に説明する。
【００６７】式１２の第１項の分母のインダクタンスＬ
は、第２のチョークコイルＬ７とスイッチングトランス
の一次側の巻線インダクタンスＬＰが並列になった値で
あるため、同一のＬＰの値でも分母は小さくなり、ＬＰ
の値を下げ、スイッチ素子Ｑ１の定格を上げないでも、
負荷の増大に対応できる。
【００６８】図１１の回路は、負荷の増大に対応した例
であり、負荷の増大に伴う図の回路の使用部品、インダ
クタンスの値と高定格値のスイッチ素子を使用せずに回
路を構成できる。
【００６９】図１３は、図１１の回路に追加要素を加
え、導通角を拡大した例であり、直列回路のダイオード
Ｄ７に並列にコンデンサＣ７を接続し、ダイオードの極
性に関わらず、整流電流（図１４（ｃ）参照）を周期全
期間で交流電流を得る回路を構成している。
【００７０】図７、図１１の回路では、図１４（ｂ）の
ように、整流電流が流れない期間φ／ω期間があった
が、コンデンサをダイオードに並列に接続することによ
り、図１４（ｃ）に示すようにこの期間でも整流電流を
流すことができる。
【００７１】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、整流
ダイオードの導通期間の拡大により、交流電源の力率の
向上、すなわち高調波成分を抑圧し、ＡＣ−ＤＣ変換効
率の向上を達成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源回路の一実施例を示す回路図
である。
【図２】図１のスイッチ素子のオン・オフの４状態を説
明する図である。
【図３】(a) は図２のスイッチ素子オフ状態の等価回路
図、(b) は三次巻線両端に発生する交流電圧波形Ｖ３で
ある。
【図４】図１の回路の各部の波形である。
【図５】本発明の電源回路の変形例を示す回路図であ
る。
【図６】本発明の電源回路をテレビジョン受像機の水平
偏向回路に適用した実施例である。
【図７】本発明の電源回路の他の実施例を示す回路図で
ある。
【図８】図７のスイッチ素子Ｑ１のオン・オフの動作状
態を説明する図である。
【図９】図８の一次側と二次側の電流と、スイッチ素子
のコレクタ電圧の動作波形である。
【図１０】図７のコンデンサＣ１に流入する充電電流を
説明する図である。
【図１１】図７の電源回路の変形例である。
【図１２】図１１の回路の動作説明図である。
【図１３】図７の電源回路の変形例である。
【図１４】図７、図１１、図１３のＡＣ電流の動作波形
を示す図である。
【図１５】バイポーラ素子を用いた従来の電源回路を示
す回路図である。
【図１６】ＭＯＳＦＥＴを用いた従来の電源回路を示す
回路図である。
【図１７】従来の電源回路のＡＣ電圧とＡＣ電流とスイ
ッチ素子（バイポーラトランジスタとＭＯＳＦＥＴ）と
の関係を説明する図である。
【図１８】図１７のＡＣ電流をフーリエ級数で等価的に
計算するための単位ステップの電流波形と基本波電流ｉ
１と高周波電流ｉｎの関係を説明する図である。
【符号の説明】
ＤＢ１…全波整流回路 Ｔ１ …トランス ＬＰ …一次巻線 Ｌ１ …三次巻線 Ｌ６ …チョークコイル Ｃ１ …平滑・交流接地兼用コンデンサ Ｃ２〜Ｃ５…コンデンサ ＩＣ１ …電圧調整回路 Ｖ３ …三次巻線の両端電圧

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】交流電源電圧を全波整流する全波整流回路
    と、 少なくとも一次巻線、２次巻線を有するトランスと、 前記整流回路の出力端子を前記トランスの一次巻線の一
    端に直流的に結合する直流結合手段と、 前記２次巻線に生じる電圧を整流出力する電圧発生手段
    と、 前記トランスの一次巻線の他端に結合したスイッチング
    素子と、 前記スイッチング素子の導通・非導通期間を制御して、
    前記電圧発生手段からの出力を制御する制御手段と、 一端が前記トランスの一次巻線の一端側に結合した第３
    の巻線、およびこの第３の巻線の他端と基準電位点間に
    結合した平滑コンデンサを含み、前記第３の巻線の両端
    に前記スイッチング素子の導通・非導通に応答した交流
    電圧を生成する電圧生成手段と、 を具備したことを特徴とする電源回路。
  2. 【請求項２】前記電圧発生手段は、前記２次巻線に生じ
    る電圧を整流するダイオードと、このダイオードに一端
    を結合したチョークコイルと、このチョークコイルの他
    端と基準電位点間に結合したコンデンサを含んでなるこ
    とを特徴とする請求項１記載の電源回路。
  3. 【請求項３】交流電源電圧を整流する全波整流回路と、 少なくとも一次巻線を有するフライバックトランスと、 前記整流回路の出力端子の電圧を安定化して出力する電
    圧安定化回路と、前記電圧安定化回路からの電圧を前記
    フライバックトランスの一次巻線の一端に供給する手段
    と、 前記フライバックトランスの一次巻線の他端に結合した
    水平出力トランジスタと、 水平周期のドライブパルスが供給される入力巻線、前記
    水平出力トランジスタをスイッチング制御する第１の出
    力巻線、および第２の出力巻線を有する水平ドライブト
    ランスと、 一端が前記全波整流回路の出力端子に結合し、前記第２
    の出力巻線に誘導結合した第３の巻線と、 前記第３の巻線の他端と基準電位点間に結合した平滑コ
    ンデンサを含み、前記第３の巻線の両端に前記ドライブ
    パルスに応答した交流電圧を生成する電圧生成手段と、 を具備したことを特徴とするテレビジョン受像機用の電
    源回路。
  4. 【請求項４】交流電源電圧を整流する全波整流回路と、 少なくとも一次巻線、２次巻線を有するトランスと、 前記整流回路の出力端子と前記トランスの一次巻線の一
    端間を直流的に結合する、チョークコイルとダイオード
    の直列回路を含む直流結合手段と、 前記２次巻線に生じる電圧を整流出力する電圧発生手段
    と、 前記トランスの一次巻線の一端に結合したスイッチング
    素子と、 前記スイッチング素子の導通・非導通期間を制御して、
    前記電圧発生手段からの出力を制御する制御手段と、 前記一次巻線の一端と基準電位点間に結合した平滑コン
    デンサと、 を具備したことを特徴とする電源回路。
  5. 【請求項５】交流電源電圧を整流する全波整流回路と、 少なくとも一次巻線、２次巻線を有するトランスと、 前記整流回路の出力端子と前記トランスの一次巻線の一
    端間を直流的に結合する、第１のチョークコイルと第１
    のダイオードの直列回路を含む直流結合手段と、 前記２次巻線に生じる電圧を整流出力する電圧発生手段
    と、 前記トランスの一次巻線の一端に結合したスイッチング
    素子と、 前記スイッチング素子の導通・非導通期間を制御して、
    前記電圧発生手段からの出力を制御する制御手段と、 前記一次巻線の一端と基準電位点間に結合した平滑コン
    デンサと、 前記第１のチョークコイルと第１のダイオードとの結合
    点、および前記一次巻線の他端に結合した、第２のチョ
    ークコイルと第２のダイオードの直列回路を含む分路手
    段とを具備したことを特徴とする電源回路。
  6. 【請求項６】前記分路手段は、さらに前記第２のダイオ
    ードに並列に接続した第２のコンデンサを含むことを特
    徴とする請求項５記載の電源回路。
JP28505993A 1993-11-15 1993-11-15 電源回路 Expired - Fee Related JP3260024B2 (ja)

Priority Applications (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP28505993A JP3260024B2 (ja) 1993-11-15 1993-11-15 電源回路
DE69434615T DE69434615T2 (de) 1993-11-15 1994-11-15 Leistungsschaltung
DE69420672T DE69420672T2 (de) 1993-11-15 1994-11-15 Leistungsschaltung
US08/341,903 US5581451A (en) 1993-11-15 1994-11-15 Circuit for improving the power efficiency of an AC/DC converter
EP94308434A EP0653831B1 (en) 1993-11-15 1994-11-15 Power circuit
DE69434449T DE69434449T2 (de) 1993-11-15 1994-11-15 Leistungsschaltung
EP98100494A EP0837546B1 (en) 1993-11-15 1994-11-15 Power circuit
EP98100495A EP0837547B1 (en) 1993-11-15 1994-11-15 Power circuit
KR1019940029875A KR100221705B1 (ko) 1993-11-15 1994-11-15 교류.직류 변환용 전원 회로

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP28505993A JP3260024B2 (ja) 1993-11-15 1993-11-15 電源回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH07143751A true JPH07143751A (ja) 1995-06-02
JP3260024B2 JP3260024B2 (ja) 2002-02-25

Family

ID=17686634

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP28505993A Expired - Fee Related JP3260024B2 (ja) 1993-11-15 1993-11-15 電源回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5581451A (ja)
EP (3) EP0837546B1 (ja)
JP (1) JP3260024B2 (ja)
KR (1) KR100221705B1 (ja)
DE (3) DE69434615T2 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100464274C (zh) * 2005-12-07 2009-02-25 深圳创维－Rgb电子有限公司 电压切换电路及采用该电路的功率因数校正电路

Families Citing this family (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR970005652Y1 (ko) * 1994-08-10 1997-06-09 엘지전자 주식회사 다중동기 모니터의 고압 안정화장치
JPH08223907A (ja) * 1995-02-06 1996-08-30 Internatl Business Mach Corp <Ibm> 電源装置及び電源供給方法
JPH0956161A (ja) * 1995-08-19 1997-02-25 Toko Inc 力率改善回路
SG63667A1 (en) * 1995-10-02 1999-03-30 Thomson Consumer Electronics Tuned switch-mode power supply with current mode control
US5652700A (en) * 1995-10-16 1997-07-29 Computer Products, Inc. Low cost AC-to-DC converter having input current with reduced harmonics
DE19610762A1 (de) * 1996-03-19 1997-09-25 Thomson Brandt Gmbh Schaltnetzteil mit verringerter Oberwellenbelastung des Netzes
US5757626A (en) * 1996-06-21 1998-05-26 Delta Electronics Inc. Single-stage, single-switch, islolated power-supply technique with input-current shaping and fast output-voltage regulation
DE19649403C2 (de) 1996-11-28 2000-12-14 Siemens Ag Schaltnetzteil mit Regelung der Ausgangsspannung
US5862044A (en) * 1996-12-02 1999-01-19 Yokogawa Electric Corporation Switching power supply unit
WO1998034319A1 (fr) * 1997-02-03 1998-08-06 Sony Corporation Equipement et procede pour le transfert d'energie electrique
EP0875983B1 (en) * 1997-04-30 2004-09-15 Fidelix Y.K. A power supply apparatus
WO1999039427A1 (en) * 1998-01-30 1999-08-05 Koninklijke Philips Electronics N.V. Flyback converter with limited output power
US5991170A (en) * 1998-02-03 1999-11-23 Sony Corporation Equipment and method for transmitting electric power
JP2956681B2 (ja) * 1998-02-27 1999-10-04 富士電機株式会社 スイッチング電源の切換運転回路
DE19832874C2 (de) * 1998-07-22 2000-10-26 Daimler Chrysler Ag Energieversorgungseinrichtung für eine elektromagnetische Ventilsteuerung einer Brennkraftmaschine
JP2000050696A (ja) * 1998-08-03 2000-02-18 Sawafuji Electric Co Ltd 発動発電機用自動電圧調整装置
JP2000295843A (ja) * 1999-04-05 2000-10-20 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源回路
DE10002325A1 (de) * 2000-01-20 2001-08-09 Infineon Technologies Ag Verfahren zum Anlaufen eines Schaltnetzteiles und Schaltnetzteil mit einer Anlaufschaltung
EP1325666A4 (en) * 2000-08-18 2007-03-21 Luxine Inc INDUCTION HEATING AND CONTROL SYSTEM AND METHOD WITH HIGH RELIABILITY AND ADVANCED PERFORMANCE FEATURES
DE10144540A1 (de) 2001-09-11 2003-04-03 Infineon Technologies Ag Spannungswandler
JP3712064B2 (ja) * 2002-05-08 2005-11-02 セイコーエプソン株式会社 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路
PT1532985T (pt) * 2002-06-25 2017-01-20 Takeda Pharmaceuticals Co Processo de produção de uma composição de libertação sustentada
US6873139B2 (en) 2002-10-04 2005-03-29 Maytag Corporation Off-line switching power supply for generating negative voltages
US20060289489A1 (en) * 2005-05-09 2006-12-28 Dongyu Wang Induction cooktop with remote power electronics
JP2007295645A (ja) * 2006-04-21 2007-11-08 Roland Corp スイッチング電源装置
US7724545B2 (en) * 2007-02-21 2010-05-25 Infineon Technologies Austria Ag Switching converter having an activatable and deactivatable damping circuit
KR101377436B1 (ko) 2007-05-25 2014-03-25 톰슨 라이센싱 전원
US8188709B2 (en) * 2008-01-09 2012-05-29 Seiko Epson Corporation Power transmission control device, power transmitting device, non-contact power transmitting system, and electronic instrument
US8472211B2 (en) * 2009-09-28 2013-06-25 International Business Machines Corporation Single stage power conversion unit with circuit to smooth and holdup DC output voltage
US9735574B2 (en) 2012-12-31 2017-08-15 Gazelle Semiconductor, Inc. Switching regulator circuits and methods
US9086708B2 (en) 2012-12-31 2015-07-21 Gazelle Semiconductor Inc. High slew rate switching regulator circuits and methods
US9577532B2 (en) 2013-07-25 2017-02-21 Gazelle Semiconductor, Inc. Switching regulator circuits and methods
US9866104B2 (en) 2013-11-26 2018-01-09 Gazelle Semiconductor, Inc. Circuits and methods for operating a switching regulator
US9444340B2 (en) 2014-06-26 2016-09-13 Gazelle Semiconductor, Inc. Circuits and methods for providing current to a load
KR101692584B1 (ko) * 2014-08-29 2017-01-17 엘지전자 주식회사 조명 장치
CN106849687B (zh) * 2017-03-15 2019-04-26 四川长虹电器股份有限公司 双路lc振荡实现无源功率因数校正的双反激电源

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4524411A (en) * 1982-09-29 1985-06-18 Rca Corporation Regulated power supply circuit
DE4025322A1 (de) * 1990-08-10 1992-02-13 Thomson Brandt Gmbh Netzbetriebene phasenanschnitt-steuerschaltung
US5343381A (en) * 1993-02-25 1994-08-30 Hydro-Quebec Electrical dampening circuit for dampening resonance of a power signal in a power distribution network

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100464274C (zh) * 2005-12-07 2009-02-25 深圳创维－Rgb电子有限公司 电压切换电路及采用该电路的功率因数校正电路

Also Published As

Publication number Publication date
EP0837546A2 (en) 1998-04-22
EP0653831A1 (en) 1995-05-17
EP0837547A2 (en) 1998-04-22
DE69420672D1 (de) 1999-10-21
EP0837546B1 (en) 2006-01-11
KR950015942A (ko) 1995-06-17
DE69434449D1 (de) 2005-09-08
JP3260024B2 (ja) 2002-02-25
US5581451A (en) 1996-12-03
EP0653831B1 (en) 1999-09-15
DE69420672T2 (de) 1999-12-30
DE69434449T2 (de) 2006-01-05
EP0837547A3 (en) 1999-11-03
EP0837546A3 (en) 1999-11-03
EP0837547B1 (en) 2005-08-03
DE69434615T2 (de) 2006-07-20
DE69434615D1 (de) 2006-04-06
KR100221705B1 (ko) 1999-09-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3260024B2 (ja) 電源回路
US6396717B2 (en) Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback
US6344986B1 (en) Topology and control method for power factor correction
JP3475943B2 (ja) スイッチング電源装置
US6262897B1 (en) Switching power circuit with secondary side parallel and series resonance
JPH1169811A (ja) Ｐｆｃコンバータ
US7158389B2 (en) Switching power supply circuit
KR100231227B1 (ko) 교류 직류 변환 전원 회로
JP2001008452A (ja) 電源装置
KR20010050584A (ko) 스위칭 전원 회로
JP2003235259A (ja) スイッチング電源回路
EP0665632B1 (en) Switching power source apparatus
KR100386865B1 (ko) 평활용 초크 코일 인덕턴스 가변 회로를 가지는 전원 회로
JP3082877B2 (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータ
JP3090766B2 (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータ
JPS63228967A (ja) 共振型スイツチング電源
KR960001250Y1 (ko) 전원부 크로스 레귤레이션 보상회로
JP3498870B2 (ja) 交流直流変換電源回路
JP3048423B2 (ja) 共振形電源回路
KR100208805B1 (ko) 포워드컨버터
JPH08331849A (ja) 整流回路
JPH0595681A (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータ
JPH06205582A (ja) スイッチング電源
JPH0576168A (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP2000232789A (ja) 電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071214

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081214

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091214

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091214

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101214

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111214

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121214

Year of fee payment: 11

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees