KR0140983B1 - 비디오 신호 동기 시스템 - Google Patents

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Description

비디오 신호 동기 시스템

제1도는 본 발명에 따른 겸용식 화이드스크린 EDTV 인코더 시스템의 일반적인개관도.

제1a도는 제1도의 시스템용 인코더의 상세화된 불럭선도.

제1b 내지 1e도는 제1도의 시스템의 동작을 이해하는데 유용한 선도.

제2내지 5도는 제1도의 시스템의 동작을 이해하는데 유용한 신호 파형 및 선도.

제6 내지 12도 및 제 14 내지 27도는 상기 시스템의 상세도.

제13도는 본 발명에 따른 디코더 장치를 포함한 와이드스크린 EDTV 수상기 일부에 대한 블럭선도.

도면에서, 실선 회살표는 다비트 병력 디지탈 신호를 전달하는 버스나 또는 아날로그 신호 또는 단일 비트 디지탈 신호를 전달하는 신호 경로를 표시할 수 있다. 버스 또는 신호 경로로 전달된 신호의 형태는 기술된 내용에서 명백해진다.

이러한 기술분야에 숙련된 사람에게는 보상 지연을 제공하는 장치가 임의 신호 경로에서 필요로 될 수 있다는 것을 알 수 있다. 이러한 지연 장치는 기술상의 간략화를 위해 도시되지 않는다.

제1도에 도시된 시스템은 이스날디의 상기 논문에 기술된 인코더와 동일하다.

상기 시스템에서 , 제1a도의 보다 세부적인 시스템에 대해 공통적인 소자는 같은 참고번호로 표시되어 있다. 제1도에 도시된 바와 같이, 좌우 및 중심 패널 정보를 갖는 원래의 와이드스크린 순차 4 개의 개별 인코딩 성분을 발생하기 위해 처리된다. 이들 4 개 성분은 영상 표시와 관련하여 제1도에 일반적으로 도시되어 있다. 시간 확장형 중심 패널 픽셀 데이타와 시간 압축 상기 패널 픽셀 데이타를 포함하는 제 1 성분위 처리는 결과적인 휘도 대역폭이 4.2MHz 의 NSTC 휘도 대역폭을 초과하지 않은 형태로 이루어진다. 상기 신호는 표준 NSTC 포맷으로 인코드된 칼라이며, 상기 신호의 휘도 및 색도 성분을 적당히 사전 여파되어(예를 들어, 필드 코움 필터를 사용하여) 표준 NSTC 및 와이드스크린 수상기에서 개선된 휘도 및 색도 분리를 제공한다. 상기 제 1 성분을 나타내는 처리 신호에서, 측면 및 중심 패널을 나타내는 신호 부분의 상대적인 타이밍은 중요하다. 이들 성분의 상대적인 타이미에서 약간의 에러도 재생된 영상에서 가시적인 시임(seam)을 발생할 수도 있다.

상기 패널 고주파 정보를 포함하는 제 2 성분은 약 1.1MHz 정도로 수평 대역폭을 감소시키기 위해 시간 확장된다. 상기 성분은 주 신호(제 1 성분)과 공간적으로 무관하며, 표준 NSTC 수상기에서 보이지 않도록 하기 위해 특별한 조치가 취해진다. 이들 조치는 다음에서 기술하기로 한다. 상기 측면 및 중심 패널 성분의 상대적인 타이밍은 마찬가지로 제 2 성분에 대해서도 중요하다. 또한, 다음에서 기술되는 바와 같이 성분 2는 교번 부 반송파에서 성분 3 으로 직각 변조된다. 상기 교번 부반송파는 송신기와 수상기 사이에서 엄격한 위상 위치가 되도록 하는 것이 바람직하다.

중심 패널 영역에 대한 5.0 내지 6.2MHz 확장 고주파 휘도 정보는 제 3 성분에 포함된다. 상기 성분은 0 내지 1.2㎒의 주파수 범위를 차지하는 제1 헤테로 다인되어 표준 4;3 포맷으로 맵된다. 맴핑 동작은 제 3 성분을 주 신호(제 1 성분)와 공간적으로 관련시켜 표준 NSTC 수상기에서 보이지 않도록 마스크시킨다. 제 3 성분의 압축된 측면 패널 정보는 중심 정보(0 내지 1.2㎒)의 1/6의 대역폭을 나타낸다. 제 3 성분에 대해서 측면 및 중심 패널 신호이 상대적인 타이밍, 5 내지 6.2㎒ 와 0 내지 1.2㎒ 사이의 제 3 성분의 주파수 스펙트럼을 시프트시키는데 사용된 5㎒ 신호이 주파수 및 위상과 교번 부반송파 신호의 위상은 모두 중요하다.

성분 3 신호의 처리는 중심 패널 부분을 확장시키고 상기 패널 부분을 압축시키는 대신에 성분 3 신호의 전체 필드를 중심 패널 영역으로 압축시켜 간단하게 이루어질 수 있음을 고려해 보기로 한다. 상기 교번 기술은 약간 낮은 중심 패널 해상도, 개선된 측면 해상도를 발생할 수 있으며, 수상기에서 성분 3 신호를 디코드하기 위해 사용되는 회로를 가단히 할 수 있다.

상기 변형은 상기 영상의 측면과 중심 패널 부분을 나타내는 신호의 상대적인 타이밍에 덜 민감한 성분 3 신호를 처리하는 회로를 만들수 있다.

제 4 성분은 수신된 비월 주사 신호를 순차적 주사 포맷으로 변환시키는데 이용되는 수직 시간 헬퍼 신호(vertical-temporal helper signal)이다. 이 신호는 주 신호 성분과 관계를 갖도록 하기 위해 표준 4:3 포맷으로 맵되어 표준 NSTC 수상기에서 보이지 않도록 마스크한다. 수직 시간 헬퍼 신호의 수평 대역폭은 750㎒ 로 제한한다.

제1도에서, 제1, 2 및 제 3 성분은 와이드스크린 수상기에서 주 및 보조신호 성분 사이에서 V-T 혼신을 위해 각각의 인트라 프레임 평균기 (38,64,76)에 의해 처리된다. 제 1 성분은 단지 약 1.5㎒ 로 평균된 인트라 프레임이다. X 와 Z 로 표시된 제 2 및 제 3 인트라 프레임 평균 성분은 비 선형으로 진폭 압축되며, 다음 라인에서 라인으로 그리고 필드에서 필드로 180° 만큼 교번된 위상을 갖는 3.108㎒ 교변 부반송파 신호 ASC 를 블록(80)에서 직각 변조시키는데 사용된다. 블럭(80)으로부터 변조된 신호는 가산기(40)에서 인트라 프레임 평균 제 1 성분(N)에 가산된다. 가산기(40)에 의해 발생된 출력 신호는 4.2㎒ 대역폭 기저 대역폭 기저 대역 신호(NTSCF)이다. 전송기에 의해 제공된 신호에 수상기를 동기화시키는데 도움을 주기 위해, 합성 동기 신호와 필드이 각 수평 라인상에 제1 픽셀의 타이밍을 규정하는 트레이닝은 다음에서 기술한는 바와 같이 신호 NTSCF 에 삽입된다. 신호 NTSCF 와 필터(79)로주터 750㎒ 저역 필터된 제 4 성분(YTN)은 블럭 (57)에서 RF 영상 반송파를 직각 변조시키는데 사용되어 NTSC 호환성 RF 신호를 발생한다. 상기 신호는 단일 표준 대역폭 방송 채널을 통해 표준 NTSC 수상기 또는 와이드스크린 순차 주사 수상기에 전송될 수 있다.

표준 NTSC 수상기에 의해 수신될 때, 주 영상 (제 1 성분의 중앙 채널 부분만이 보인다) 제 2 및 제 3 성분은 정상 시청 거리가 정상 영상 제어 세팅에서 제공되지 않는 저 진폭 간섭 패턴을 만들수 있다. 상기 제 4 성분은 비디오 검출기와 동기 상태로 수상기에서 완전히 제거된다. 제 4 성분은 주 신호와 관련이 있기 때문에 처리되지만 인지되지 않는다.

제1b도는 표준 NTSC 시스템의 RF 스펙트럼과 비교하여 보조 정보를 포함하는 공지된 EDTV 와이드스크린 시스템의 RF 스펙트럼을 도시한다. 공지된 시스템에서, 측면 팬러 높이는 높아지고 여분의 고주파 수평 휘도 세부 정보는 3.108㎒ 교번 부반송파(ASC) 주파수의 어느 한 측면상에서 약 1.1㎒ 가 확장된다.

V-T 헬퍼 신호 정보(성분 4)는 주 신호 영상 반송파 주파수의 어느 한 측에서 740㎒ 로 확장된다.

와이드스크린 순차 주사 수상기는 최초의 와이드스크린 순차 주사 신호를 재구성하기 위한 장치를 포함한다. 표준 NTSC 신호와 비교하여 재구성된 와이드스크린 신호는 표준 NTSC 해상도를 갖는 좌우측 패널과 특히 영상의 정지 부분에서 우수한 수평 및 수직 휘도 세부 사항을 갖는 4;3 종횡비 중심 패널을 갖는다.

2 가지 기본적인 고려 사항은 제 1,2,3 및 4 신호 성분의 발생 및 처리과 연관된 신호 처리를 다루고 있다. 상기 고려 사항은 또한 기존의 수상기와 호환성 및 수상기에서 재현성이 있다.

완전한 호환성은 기존은 표준 수상기가 외아드스크린 EDTV 신호를 수신하여 특별한 어댑터가 없이 표준 표시를 발생하는 그러한 수상기 및 전송기 및 호환성을 의미한다. 이러한 의미에서의 호환성은 예를 들어 전송기 영상 주사 포맷이 수상기 영상 주사 포맷의 공차이내에서 또는 동일한 것을 필요로 한다. 호환성은 또한 여분의 비표준 신호 성분이 표준 수상기상에서 발생된 영상에서 물리적으로 또는 지작적으로 바람직하게 감출 수 있는 것을 의미한다. 후자이 의미에서 호환성을 얻기 위해서 기술된 시스템은 보조 성분을 갑추기 위해 다음에서 기술된 기술을 이용한다.

와이드스크린 진행 주사 수상기에서 성분(1,2,3)이 회복은 전송기 및 수신기에서 인터 프레임의 사용에 따른다. 인처 프레임 평균은 추후 효율적이며 정확하게 회복되도록 결합될 두 신호를 준비하는 하나의 신호 상태 기술이다. 효율적으로 상기 목적을 위해 사용되는 신호 상태는 형태는 필드 조건상에 동일한 두 신호를 만드는 것을 포함한다. 인터 프레임 평균은 상기 목적을 달성하기 위한 편리한 기술이다. 그러나 또한 다른 기술도 사용될 수 있다. 인터 프레임 평균은 기본적으로 선형이며 시간은 디지탈 선 필터링 및 후 필터링 프로세스를 변화시킨다.

시간 도메인에서 인터 프레임 평균의 프로세서는 일반적으로 제1c도처럼 도시되며, 필드쌍은 262H 떨어져 있는 쌍 픽셀(A,B 및 C,D)를 평균함으로써 동일하게 된다.

평균값은 각 쌍의 본래 값으로 대체시킨다. 제1d도는 제1도의 시스템에 따른 인터 프레임 평균의 프로세스를 도시한다. 262H 떨어져 있는 픽셀(화소) 쌍인 성분(2,3)의 초기는 평균되고, 평균값(예를 들면 X1,X3 및 Z1,Z3)은 최초의 픽셀값으로 대체한다. 상기 V-T 평균은 프레임내에서만 발생하고, 프레임 경계선을 가로지르지 못한다. 성분(1)이 경우, 내부 프레임 평균은 저 주파수 수직 세부 정보에 영향을 미치지 못하도록 대략 1.5㎒ 위의 정보만으로 수행된다. 성분(1,2)의 경우, 내부 프레임 평균은 색도 대역을 통하여 휘도(Y) 및 색도(C) 성분을 포함하는 합성 신호에서 수행된다. 합성 신호의 색도 성분은 인터 프레임 평균을 보존한다. 왜냐하면, 262H 떨어진 픽셀은 칼라 부반송파에 대해 동상이기 때문이다. 새 교본 부반송파의 위상은 262H 떨어진 위상밖에 위치되도록 제어된다. 그러므로 성분(2,3)(4 각 변조후)이 유닛(40)에서 성분(1)에 부가될 때, 262H 떨어진 픽셀은 (M+A), 및 (M-A)형태를 가지며, M 는 1.5㎒ 이상의 주 합성 신호의 샘플이며, A 는 보조 변조된 신호의 샘플이다.

인터 프레임 평균에서, V-T 누화는 이동이 존재하는 경우에도 실질적으로 제거된다. 수상기에서 후술되는 바와 같이 프레임내에서 262H 떨어져 있는 픽셀 샘플을 평균 및 차이를 보상함으로써 누화가 없는 주 및 보조 신호를 간단히 회복한다. 또한 수상기에서, 성분(2,3)은 직각 복조에 의해 분리되고 성분(4)은 동기 RF 검출기를 사용하는 직각 복조에 의해 회복된다.

와이드스크린 EDTV 수상기에서, 트레이닝 신호와 4 개의 비디오 신호 성분이 회복된 후에, 합성 신호는 NTSC 디코드이며, 휘도 및 색도 성분으로 분리된다.

트레이닝 신호로부터 얻어진 타이밍 데이타를 사용할 때, 역 맵핑은 와이드스크린 종횡비를 회복하도록 도든 성분에서 수행되며, 사이드 판넬 하이는 완전한 측 패널 해상도를 회복하도록 로우와 결합된다. 연장된 고 주파수 휘도 세부 정보는 최초의 주파수 범위에서 시프트되며, 휘도 신호가 부가되며 상기 휘도 신호는 헬퍼 신호에 의해 보조된 시간 보간을 사용하는 순차적으로 주사된 포맷으로 변경된다. 색도 신호는 비 보조된 시간 보간을 사용하는 순차 주사 포맷으로 변경된다. 최종적으로, 순차 주사 휘도 및 색도 신호는 아날로그 형태로 변환되고, 와이드스크린 순차 주사 표시 장치에 의해서 표시하도록 R,G,B 칼라 영상 신호 발생하도록 매트릭스된다.

제1a도에 도시된 겸용식 오이드스크린 인코딩 시스템을 논의하기 이전에, 기준은 제 2 도의 신호 파형 (A,B) 이다. 신호 A 는 표준 NSTC 겸용식 신호로 변환될 5:3 종횡비 와이드스크린 신호이며, 신호 B는 4;3 종횡비 신호이다. 와이드스크린 신호 A는 간격 TC를 발생하는 제 1 영상 정보와 연결된 중앙 패널부와 간격 TS 를 발생하는 제 2 영상 정보와 연결된 좌 및 우 측 패널부를 포함한다. 상기 에에서, 좌 및 우 측 패널은 그들 사이의 중심인 중심 패널부의 종횡비보다 적은 동일한 종횡비를 표시한다.

와이드스크린 EDTV 인코딩 시스템은 제1a도에 상세히 도시된다. 제1a도와 관련하여, 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에 의해 제공되며 합성 동기 신호 CCPS 에 의해 동기화되는 와이드스크린 순차 주사 카메라(10)는 525 라인/필드, 60 필드/세컨드 와이드스크린 칼라 신호를 R,G,B 성분과 5:3 종횡비에 제공한다. 와이드스크린 카메라(10)는 표준 NTSC 카메라보다 더 큰 종횡비와 비디오 대역폭을 가진다.

제1도에 도시된 인코더 시스템에 의해 처리된 칼라 비디오 신호는 휘도 및 색도 신호 성분을 포함한다.

휘도 및 새도 신호는 저 및 고 주파수 정보를 포함하며, 다음 설명은 각각 로우 및 하이에 대하여 기술한다.

카메라(10)로부터의 광 대역 와이드스크린 순차 주사 칼라 비디오 신호는 R,G,B 칼라 신호로부터 휘도 성분 Y 및 색차 신호 성분 I,Q 을 유도하기 위해 유닛(12)에서 매트릭스된다. 광 대역 신호 Y,I,Q 는 색도 부반송파 주파수 8xfsc 에서 샘플되고 ADC 유닛(14)에서 분리 아날로그 디지탈 변환기에 의해 아날로그에서 디지탈(2 진) 형태로 변환된다. 그때, 디지탈 Y,I,Q 신호는 필터 유닛(16)에서 분리 수직-시간(V-T) 저역 통과 필터에 의해 필터되여 필터된 신호 YF, IF 및 QF 를 발생한다. 이러한 신호는 제2도에서 A 파형으로 표시된다. 분리 V-T 필터는 후술되는 바와 같이, 제10d도에 도시된 선형 시간 불변 필터 형태이다. 이러한 필터는 수직-시간 해상도, 특히 유사한 V-T 해상도를 천천히 감소시켜 비월 주사 변이를 처리한 수, 불필요한 비월주사 인공 잡음(플리커, 재그 엣지 및 다른 관련 잡음)을 방지한다. 필턴느 안정된 영상 부분에서 완전한 수직 해상도를 유지한다.

제10d도에 도시된 필터에서 , 순차적으로 주시된 신호의 샘플은 영상의 이전 및 그 다음 수평 라인 (각각 , )을 표시하는 신호 샘플에 대응하여 평균되고, 이전 및 그 다음 영상 프레임(각각, , )을 표시하는 신호 샘플에 대응하여 평균되며, 순차적으로 주사된 출력 신호 샘플을 발생한다. 신호( , , 및 )의 샘플에 대한 무게 필터는 각각 1/8, 1/8, 1/2, 1/8 및 1/8이다.

필터 회로망(16)으로부터의 순차 주사 신호는 0 내지 14/32㎒ 대역폭을 표시하며, 순차(p)는 대 비월주사 (I) 주사 변환기 (17a, 17b, 17c)에 의해 2;1 비월 주사 신호로 변환한다. 색차 신호 IF 및 QF (17a 및 17b)와 휘도 신호 YF(17c)용 P대 I 주사 변환기는 각각 제22도와 제23도에 도시된다. 제22도는 표시된 바와 같이 수직(V) 및 시간(T)평면에서 샘플 A,B,C 및 X 와 함께 순차적으로 주사된 입력신호 YF 부분의 다이어그램으로 도시한다. 제22도에 도시된 변환기에서, 신호 YF 는 샘플 B 에 비례하여 지연되는 샘플 X, A 를 발생하기 위하여 소자(2210, 2212)를 통해 525H의 시간 지연에 종속된다. 두 필드 간격에 의해 분리되는 샘플 B,A 는 가산기(2214)에 의해 합산되고 합산된 결과는 1/2 분주 회로망(2216)에 인가된다.

회로망(2216)으로 부터의 출력 신호는 회로망(2218)에서 샘플 X 로부터 감산되어 신호 YT 를 발생한다. 상기 신호는 스위치 (2220)의 한 입력에 인가된다. 스위치(2220)의 다른 입력은 지연부(2210)의 출력으로부터 지연된 신호 YF 를 수신한다.

스위치(2220)는 비월주사 수평 라인 주사 비율로 동작하며, 출력 신호를 이중 포트 메모리(2222)에 인가한다. 메모리(2222)는 판독/기록 제어 신호(READ 및 WRITE)에 의해 조건화되어 8xfsc 속도로 스위치(2220)에 의해 제공된 샘플값을 기억하며, 4xfsc 속도에서 병렬로 샘플 YF' 및 YT 를 제공한다.

판독 및 기록 신호는 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에 의해 제공된 4xfsc 및 8xfsc 신호일 수도 있다.

제22도의 변환기는 에러 추정 회로망을 포함한다. 상기 메모리(2222)중 하나의 출력, YF' 는 사전 필터된 순차 주사 명도 성분의 비월 서브 샘플 변형이다. 제22도에 도시된 네트워크의 다른 출력 신호, YT 는 영상 프레임 차 정보에서 유도된 수직 일시 정보를 포함하며 상기 P 내지 I 변환 처리로 삭제된 선도 성분의 실제 및 추정값 사이의 일시 추정 에러를 표시한다. 신호 YT 는 수신기에서 순차 주사 신호를 재구성하기 위해 원조되는 명도 헬퍼신호이다.

결과적으로, 상기 신호 YT 는 상기 수상기가 비정지 영상 신호에 따라 구성되기 위해 추정된 에러를 보상한다.

영상의 정지 부분에서 상기 에러는 제로이며, 따라서 영상 영역에서 화소값은 프레임에서 프레임까지 변화되지 않는다. 제2a도는 헬퍼 신호 YT 를 발생하기 위해 사용된 알고리즘을 사용한다. 색도 헬퍼 신호는 실제 문제로서 필요치 않으며 인간의 눈은 수직 색도 또는 일시 묘사의 부족에 덜 민감하게 된다.

제23도에서 순차 주사 색차 신호 IF(또는 QF)는 이중 포트 메모리(2312)에 공급되기 전에 525H 지연 소자(2310)에 공급된다. 샘플의 변경 라인은 8xfsc 속도로 메모리(2312)에 기록되며 비월 출력 신호 IF'(또는 QF')를 발생하기 위해 4XFSC 속도로 메모리로부터 판독한다.

또한 제23도의 도시는 샘플 C 및 X, 비월 출력 신호(h/2 비에서 스트레치된 샘플 C 를 가진 제 1 라인)와 관계한 제 1 및 제 2 라인과 함께 앞의 주사 입력 신호의 설명 파형이다. 이중 포트 메모리 (2312)는 스트레치 형태로, 입력 신호의 제 1 라인 샘플(C)을 출력한다. 변환기((17a 내지 17c)로부터의 출력 니호 IF' , QF' 및 YF' 는 0 내지 7.17㎒ 의 대역폭을 나타내며 따라서 비월 주사 신호를 위한 수평 주사비는 순차 주사 신호의 절반이 된다. 상기 변환 처리에서, 상기 순차 주사 신호는 서브 샘플되며, 상기 2:1 비월 주 신호를 발생하기 위해 이용 가능한 회소 샘플의 절반을 수행한다. 특히, 각각의 사전-주사 신호는 4xfsc 속도 (14.32㎒)에서 유지 화소를 판독하고 각각의 필드내에서 우수 또는 기수 라인중 하나의 보존에 의해 2:1 비월 포맷으로 변환한다. 비월 신호의 모든 디지탈 처리 순서는 4xsfc 속도로 발생한다.

제1a도를 참고로 하면, 상기 회로망(17c)에 의해 제공된 헬퍼 신호, YT는 상기 영상 측면 패널 영역에 대응한 화소값을 압축하는 포맷 인코더(78)에 공급되며 상기 성분(1) 주 신호에 대해 성분(4) 헬퍼 신호를 교정하기 위해 중앙 패널 영역에 대응한 화소값을 확장한다. 상기 포맷 인코더(78)에 의해 제공된 신호는 750㎒ 저역 필터에 의해 수평적으로 저역 필터되며 헬퍼 신호 YTN 처럼 전달된다

750㎒에 대한 헬퍼 신호의 대역 제한은 상기 신호가 RF 화상 반송파상에서 변조될 때 상기 방송 스팩트럼에서 다음 화측 RF 채널을 가지고 상기 신호 간섭을 방해하기에 바람직하게 된다.

제1a돌르 참고로 하면, 변환기(17a 내지 17c)로 부터 비월된 와이드스크린 신호 UF', QF', 및 YF; 는 0 내지 5㎒ 의 대역폭을 가진 신호 YF 및 0 내지 600㎒의 대역폭을 가진 신호 IF 및 QF 를 각각 발생하기 위해 수평 저역 필터(19a, 19b, 19c)에 의해 각각 필터된다.

이들 신호들은 포맷 인코딩 처리되며 측면 중앙 신호 분리기와 처리기 유닛(18)에 관계한 포맷 인코딩 장치에 의해 4:3 포맷으로 이들 신호 각각을 인코드한다. 상기 처리기 유닛(18)로서 사용되기 위한 실례의 회로는 제6도에 도시되어 있다.

제6도에서, 상기 신호 IF 는 저 주파수 명도 신호 YL 을 발생하기 위해 0 에서 700㎒ 까지의 통과 대역을 가지는 수평 저역 필터(610)에 공급된다. 상기 신호 YL 은 감산 결합기(612)의 감수 입력에 공급된다.

상기 신호 YF 는 상기 필터(610)를 통해 처리되는 지연을 보상하는 지연 소자(614)에 공급된다. 상기 지연 소자(614)에 의해 제공된 지연 YF 신호는 감산 결합기(612)의 피감수 입력 포트에 공급된다. 상기 결합기(612)의 출력 신호는 700㎒ 에서 5㎒ 까지의 주파수 대역을 차지한 명도 신호 YHO 가 된다.

지연 신호 YF 및 신호 YHO 및 YL 은 디멀티플렉싱 장치(616)의 분리 입력에 공급되며, 각각의 처리 신호 YF, YHO 및 YL 에 대해 디멀티플렉싱(DEMUX) 유닛(618,620,621)을 구비한다. 디멀티플렉싱 장치(616)의 상세한 설명은 제8도를 참고로 하여 아래에서 상술되어진다. DEMUX 유닛(618,620,621)은 각각, 제3도 및 제4도에 상술된 바와 같이, 전 대역폭 중심 패널 신호 YC, 측 패널 하이 신호 YH 및 측 패널 로우 신호 YL' 을 유도한다.

신호 YC 는 신호 YE 를 발생하기 위해 시간 확장기(622)에 의해 확장된 시간이다. 신호 YC 는 상기 좌우 수평과 주사 영역을 위한 공간을 비워두기 위하여 충분한 중심 확장률을 가진 확장 시간이다. 상기 중심 확장률(1.19)은 제3도에 도시된 바와 같이 신호 YC(화소 75 내지 680)의 폭에 대해 신호 YE(화소 15 내지 740)의 의도된 폭의 비이다.

신호 YL' 은 신호 YO 를 발생하기 위해 시간 압축기(628)에의한 측 압축률로 압축된다. 상기 측면 압축률 (6.0)은 제33도에 도시된 바와 같이 신호 YO(즉, 좌측 화소 1 내지 14)의 의도된 폭에 대해 신호 YL' (즉 좌측 화소 1 내지 84)의 대응 부분의 폭 비이다.

상기 시간 확장기(622) 및 시간 압축기(628)는 제12도에 도시된 형태이며, 아래에서 상술되어진다.

신호 IE, IH, IO 및 QE, QO 는 신호 YF, YH 가 제6도의 장치에 의해 발생된 것고 동일한 수단으로 신호 IF 및 QF 로부터 각각 발생한다. 상기 고려된 참고번호는 제7도에서 구성되며, 상기는 신호 IF 로부터 신호 IE, IH 및 IO 를 발생하기 위한 장치를 설명한다. 신호 QE, QH 및 QO 는 같은 수단으로 신호 QF: 로부터 발생된다. 제7도에 도시된 회로는 저역 필터(710)가 제6도의 대응필터(610)에 대해 0 에서 700㎒ 까지 대신에 0 에서 83㎒ 까지의 통과 대역을 갖는 것을 제외하고 제6도에 도시된 것과 동일하다.

제8도는 제7도의 장치(716)의 제6도의 장치(616)를 위해 사용되는 것과 같은 DEMUX 장치(816)를 설명한다. 제8도의 장치는 제6도의 DEMUX (616)에 관련하여 상술되어 있다. 입력 신호 YF 는 영상 정보를 한정하는 754 개의 화소 를 포함한다. 화소 (1 내지 84)는 좌측 패널을 한정하며, 화소(671 내지 754)는 우측 패널을 한정하며, 화소(75 내지 680)는 좌우측 패널을 약간 오버랩 하는 중심 패널을 한정한다.

신호 IF 및 QF 는 유사한 오버랩을 표시한다, 상술된 바와 같이, 그러한 패널 오버랩은 실제로 경계 아티팩트를 제거하기 위해 수신기에서 중심 및 측 패널 결합(스플라이싱)을 편리하게 한다.

DEMUX 장치(816)는 좌측, 중앙 및 우측 패널 정보와 각각 관련된 제 1, 제 2 및 제 3 디멀티플렉서 유닛(810,812,814)을 구비한다. 가각의 DEMUX 유닛은 각각공급된 신호 YH, YF 및 YL 에 대해서는 입력 A 블랭킹 신호가 공급되는 것에 대해서는 입력 B 를 가진다 예를 들러, 레벨과 같은 블랭킹 신호는 검을색 영상(즉, 0 IRE) 으로서 재발생된다. 유닛(810)은 출력 신호 YH 를 추출하며, 유닛(810)의 신호 선택 입력(SEL)이 카운트 비교기(817)로부터 제 1 제어 레벨을 수신하는 한 입력 신호 YH 로부터, 좌우 하이 신호를 포함한다. 상기 레벨은 우측 패널 화소(671 내지 754) 및 좌측 패널 화소(1 내지 84)의 존재를 표시한다.

평소에는 카우트 비교기(817)로부터, 제 2 제어 레벨은 유닛(810)의 출력 에 연결된 입력 A 에서 신호 YH 라기보다는 오히려 입력 B 에서 BLX 신호를 발생한다. 유닛(814) 및 카운트 비교기(820)는 신호 YL 로부터 측면 패널 로우 신호 YL' 를 유도하기 위해 동일한 구성으로 동작된다. 카운트 비교기(818)로부터의 제어 신호가 중앙 패널 픽셀(75 내지 680)의 존재를 가리킬 때에만 유닛(812)은 그입력 A의 신호 YF를 출력에 결합시켜 중앙 패널 신호 YC 를 발생시킨다.

카운트 비교기(817,818 및 820)는 색도 부반송파 주파수의 4 배로(4xfsc)클럭 신호에 응답하는 카운터(822)로부터의 카운트값 출력 신호를 통해 비디오 신호 YF 에 동기화되며, 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에 의해 제공된 동기 펄스 신호 H 에 동기화된다. 카운터(822)로부터의 각각 출력 카운트값은 수평 라인을 따라 픽셀 위치에 대응한다 신호 H 는 픽셀 1 이 발생하기 전의 한 픽셀 간격으로 카운터(822)를 리세트시킨는 시간 기준 신호이다. 재생된 영상에서 측 패널과 중앙 팬널의 접합부에서의 가시 접합선을 방지하기 위해, 신호 H 는 처리된 비디오 신호에 동기화되는 것것은 바람직하다.

신호 H 를 생성하기 위한 장치는 제25도를 참고로 후술되겠다.

제12도는 제6도 및 7도의 시간 확장기 및 압축기용으로 사용될 수 있는 라스터 맵핑 장치를 도시한다. 이러한 점에서, 맵핑 프로세스를 도시하는 제12a 도의 파형이 참도된다. 제12a도는 시간 신장 프로세스를 통해 출력 파형 W의 픽셀 위치(15 내지 740)의 맵하려는 픽섹(75) 및 (680)사이에 중앙부에 가진 입력 신호 파형 S 을 도시한다. 파형 S 의 종결점 픽셀 (75 및 680)은 파형 W 의 종결접 픽셀(15 내지 740)로 직접 맵한다. 종간 픽셀은 시간 신장 때문에 1;1 베이스로 직접 맵되지 않으며, 많은 경우 정수 베이스로 맵되지 않는다. 후자의 경우는 예를 들어 입력 파형 S 의 픽셀 위치 76.67 가 출력 파형 W 의 정수 픽셀 위치 17에 대응할 때 설명된다.

제12도에서, 4xfsc 속도로 동작하는 픽셀 카운터는 출력 라스터상에서 픽셀 위 (1....754)를 나타내는 출력 ERITE ADDRESS 신호 M 를 제공한다.

신호 M 는, 예를 들어 압축 또는 신장으로 프로그램 되는 라스터 맵핑의 특성에 따라 프로그램된 값을 포함한 순람표(look-up table)를 포함하는 출력(1212)으로 인가된다, 신호 M 에 응답하여 PROM(1212)은 정수를 표시하는 출력 READ ADDRESS 신호 N 및 0 보다 크거나 같지만 1 보다는 작은 분수를 표시하는 출력 신호 DX 를 제공한다.

6 비트 신호 DX=2 =64 의 결우에 , 신호 DX 는 분수부 0, 1/64, 2/64, 3/64,....63/64를 보인다.

신호 신장을 성취하기 위해, 예를 들어, PROM (1212)은 신호 M 보다 느린 속도로 값이 증가하는 신호 N 를 발생하도록 배열된다. 반대로, 신호 압축을 달성하기 위해, PROM(1212)은 신호 M 보다 빠른 속도로 값이 증가하는 신호 N 를 제공한다.

신호 YC, IC , QC, , 또는 중 하나인 비디오 입력 신호 S 는 종속 접속된 픽셀 지연 소자91213a, 1214b 및 1214c)에 의해 지연되어 비디오 입력 신호 의 상호 지연된 변형된 비디오 신호 S(N+2), S(N+1) 및 S(N) 를 발생시킨다. 이들 신호 는, 공지된 바와 같이 각각의 이중 포트 메모리(1216a 내지 1216d) 의 비디오 신호 입력 단자에 인가된다. 신호 M 는 메모리(1216a 내지 1216d) 각각의 기재 어드레스 입력에 인가되며, 신호 N 는 메모리(1216a 내지 1216d) 각각의 판독 어드레스 입력에 인가된다. 신호 M 은 인입 비디오 시호 정보가 어디에서 메모리 내에 기재되는 지를 판별하며, 신호 N 는 어떤 값이 메모리로부터 판독되는지를 판별한다.

메모리는 한 어드레스에 기재되면서 동시에 다른 어드레스로부터 판독될 수 있다.

메모리(1216a 내지 1216d)로부터의 신호 S(N-1), S(N), S(N+1) 및 S(N+2)는 피킹 필터(1220 및 1222), PROM(1225) 를 포함하는 4 점 선형 보간기와, 2 점 선형 보간기(1230)에 의해 처리되며, 상세한 것은 제 12b도 및 12c도에 도시되어 있다. 피킹 필터(1220 및 1222)는 도시된 바와 같이 신호 S(N-1), S(N), S(N+1) 및 S(N+2)를 포함하는 신호 그룹으로부터 세기의 신호와, 피킹 신호 PX 를 수신한다. 피킹 신호 PX 의 값은 제12d 도에 도시된 바와 같이 신호 DX 의값으 함수로서 0 에서 1 까지 변동하며, 신호 DX 에 응담하여 PROM(1225)에 의해 제공된다. PROM(1225)에 순람표를 포함하며, 주어진 값의 PX 에 응답하여 주어진 값의 PX 를 발생하도록 프로그램 된다.

피킹 필터(1220 및 1222) 각각은 피크화된 상호 지연된 비디오 신호 S'(N)를 2 점 선형 보간기(1230)에 제공하며 상기 보간기는 신호 DX 도 수신한다, 보간기(1230)는 (압축 또는 신장된) 비디오 출력 신호를 제공하는데, 출력 신호 W 는 하기의 식으로 규정된다.

W=S'(N)+DX[S'(N+1)-S(N)]

설명된 2 점 보간기 및 피킹 기능은 유익하게도 고 주파수 세부의 양호한 해상력을 가진 (sin X)/X 보간 기능에 근접한다.

제12b도는 피킹 필터(1220 및 1222)와 보간기 (1230)의 세부를 도시한다. 제12b도에서, 신호 S(N-1),S(N) 및 S(N+1)는 피킹 필터(1220)에서 밴드 패스 필터(1240)에 인가되어 여기서 이들 신호는 각각 -1/4, 1/2 및 -1/4 이 계수로 가중되며 제12c도에 도시된 것처럼 합산된다. 필터(1240)의 출력 신호는 증배기 (1243)에서 신호 PX 에 의해 곱해진다. 증배기(1243)에 의해 제공된 신호는 가산기(1244)에서 신호 S(N)와 합산하여 피크화된 신호 S'(N) 를 발생한다

피킹 필터(1222)는 동일한 구조 및 동작으로 되어 있다.

2 점 보간기(1230)에서, 신호 S'(N) 는 감산기(1232)에서 신호 S'(N+1) 로부터 감산되어 차신호를 발생하며 이 신호는 증배기(1234)에서 신호 DX 에 의해 곱해진다. 증배기(1234)를 통과하는 처리 시간을 보상하기 위해 지연 소자(1235)에 의해 지연되어진 신호 S'(N) 와 가산기(1236)에서 합산되어 출력 신호 W 를 발생한다.

제1a도를 참고로 하면, 인코더(18)에 의해 발생된 신호 YE, IE , QE 및 YO, IO, QO 는 측 중앙 신호 결합기(28), 말하자면 신호 멀티플렉서에 의해 결합되어 NTSC 겸용 대역폭 및 4:3 종횡비를 가진 신호 YN, IN 및 QN 를 발행한다. 이들 신호는 제3도에 도시된 신호 YN 의 형태를 한다, 이들 신호를 발생시키기 위해, 결합기(28)는 제8도에 도시된 카운터(822)와 동일한 것인 픽셀 카운터(도시되지 않음)에 응답한다. 1 과 14 사이 및 741 과 754 사이의 카운터 출력값에 응답하여, 결합기(28)는 압축된 명도 신호 YO 를 신호 YN 로 간주한다,. 15 내지 740 사이의 카운터값에 응답하여 결합기는 신호 YE 를 신호 YN 로 간주한다.

신호 및 는 상술한 것과 동일한 수단을 이용하며 신호 IO 및 IE, QO 및 QE 상에서 각각 작동하는 결합기(28)에 의해 발생한다. 결합기(28)는 또한 결합되는 신호 전이 시간을 동등하게 하기 위해 적절한 신호 지연 장치(도시하지 않음)를 포함한다.

변조기(30), 저역 통과 필터(32), H-V-T 대역 지지 필터(34) 및 결합기(36)는 개선된 NTSC 신호 인코더(31)를 형성한다. 색도 신호 IN 및 QN 는 변조기(30)에 의해 통상 3.58㎒ 인 NTSC 색도 부반송파 주파수로 부반송파 SC 상에서 구형 변조되어 피변도 신호 CN 를 발생한다.

제9도는 변조기(30)의 세부를 도시한다.

제9도에서, 신호 IN 및 QN 는 4 배의 색도 부반송파 속도(4xfsc) 로 나타나며 각각 래치(910 및 912)의 신호 입력에 인가된다. 패치(910 및 912) 는 또한 신호 IN 및 QN 에 전달되는 클럭 신호 4xfsc 및 패치(910)의 반전 스위칭 신호 입력과 래치 (912)의 비반전 스위칭 신호 입력에 인가되는 스위칭 신호 2xfsc 를 수신한다.

신호 4xfsc 및 2xfsc 는 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에 의해 제공된다. 래치(910 및 912)의 스위칭 입력ㄷ에 인가된 신호는 래치의 출력 단자가 교대로 고 임피던스를 보이도록 해준다. 래티(910 및 912)의 신호 출력 단자는 신호 I 및 Q 가 교대로 나타나며 비반전 래치(914) 및 반전 래치(916)의 신호 입력 단자에 인가되는 단일 출력 라인으로 조합된다. 래치(914 및 916)는 4xfsc 속도로 클럭화되며 각각 반전 및 비반전 입력에서 색도 부반송파 주파수 fsc 로 스위칭 신호를 수신한다. 비반전 래치(914)는 양극성 샘플 신호 (I, Q) 의 교호 시퀸스를 발생시키고, 반전 래치(916)는 양극성 샘플(I,Q) 의 반전 샘플 신호 (-I,Q)의 교호 시퀸스를 발생시킨다. 래치(914,916)의 출력은 단일 출력 라인으로 결합되며, 이 출력 라인상에 서로 극성이 반대인 쌍이 (I,Q) 신호 즉, I,Q, -I,Q ....의 교호 시퀸시가 나타나는 바, 이것은 신호 CN 을 형성한다. 이 신호는 유닛(36)에서 H-V-=T 필터(34)가 제공하는 신호 YP 와 결합되기전 2 차원 V-T 필터(32)에 의해 여파된다. 유닛(36)이 제공되는 출력 신호는 Y+1, Y+Q, Y+1, Y+Q ... 등으로 형성되는 NTSC 인코드 신호 C/SL(성분 1)이다.

제10도는 V-T 필터를 계시한 것으로써, 이 필터는 가중 계수(a1 내지 a9)를 조절하므로써, 제 1 및 제 2 대력 통과(A 또는 B) 구성 또는 V-T 저역 통과 구성을 나타낸다. 제10a도이 표는 본 시스템에 이용되는 V-T 대역 통과 A 필터 구성 및 V-T 대역 통과 B 필터 구성과 관련된 가중 계수를 예시한 것이다. 제1a도의 필터(34)와 같은 H-V-T 대역 저지 필터는 제10B도에 보인 바와 같이 수평 저역 통과 필터(1020)및 V-T 대역 통과 B 필터(1021)의 조합으로 이루어져 있다. V-T 대역 통과 A 필터는 변조된 색도 신호의 주파수 스펙트럼에서 피크-피크를 이루는 주파수 응답 특성을 나타내는 프레임 코움 필터이다. V-T 대역 통과 B 필터는 또한 프레임 코움 필터이지만은 이것의 주파수 응답 특성은 변조된 휘도 신호의 주파수 프펙트럼에서 피크-널(null)을 이룬다.

제10b도의 H-V-T 대역 저지 필터에서, 수형 저역 통과 필터(1020)는 소정의 차단 주파수를 나타내는 한편 여파된 저 주파수 신호 성분을 제공한다. 이 신호는 결합기(1023)의 의해서 보상 지연 유닛(1022)으로부터 나오는 지연된 입력 신호와 공제 결합되어 고 주파수 신호 성분이 발생되게 된다. 이 고주파 신호 성분은 출력 포틀가 추가의 결합기(1025)에 결합된 V-T 대역 통과 B 필터(1021)에 인가된다. 결합기(1025)의 출력 신호는 예컨대 YP 로 된 H-V-T 대역 저지 여파 신호이다, V-T 필터(1021) 제10도에 보인 것과 같은 유사한 임펄스 응답(fFIR) 필터로써, 제10a도에 보인 V-T 대역 통과 B 필터 계수를 이용한다.

제1a도 및 제9도의 H-V-T 대역 저지 필터(34)는 1.5㎒ 이상의 프레임 코움(Frame comb)필터로써 상부로 이동하는 대각선에 대응하는 휘도 신호 YN 의 주파수 성분들중 일부를 제거한다. 이 주파수 성분들은 색도 부반송파 성분과 유사하게 나타나며 휘도 신호로부터 제거되어 주파수 스펙트럼 내에 홀 (hole)이 만들어져, 이 홀내로 변도된 색도 신호가 삽입될 것이다. 휘도 신호 Y 으로부터 상부 대각선 이동을 나타내는 주파수 성분을 제거하더라도 디스플레이된 화상이 현저하게 강등되지 않는데, 그 이유는 사람의 눈이 이들 주파수 성분에 사실상 민감하지 못하기 때문이다. 필터(34)는 휘도 성분의 수직 상세 정보를 손상시키지 않도록 하기 위해 대략 1.5㎒ 로 모든 주파수들을 통과한다.

결합기(36)으로부터 나오는 출력 중앙/측 저 신호 C/SL(성분1 0은 외이드스크린 신호의 중심 패널로부터 유도될 때 디스플레이될 NTSC 겸용 정보뿐만 아니라 와이드스크린 신호의 즉 패널로부터 유도되고 NTSC 수상기 디스플레이의 시청자에계 보이지 않는 좌 및 우 수평 오버스크린 영역에 위치되는 압축된 측 패널 로우(휘도 및 색도)를 포함한다. 오버스크린 영역에서 압축 측 패널 로우는 와이드스크린용의 측 패널 정보에 있어서의 하나이 구성 부분이다. 또다른 구성 부분인 측 패널 하이는 상기한 바와 같이 처리기(18)로 진전된다.

제1a도에서, 인코더(31)에 의해 발생된 신호 C/SL 은 인트라 프레임 평균기(38)로 처리되어 가산기(40)의 입력 포트에 인가되는 신호 N 이 발생되게 된다.

인트라 프레임 평균 신호 N 은 신호 C/SL 에서 인트라 프레임 영상 정보의 높은 상관 관계 때문에 신호 C/SL 과 본질적으로 동일하다. 평균기(38)는 주 신호와 보조 신호 사이에서 V-T 크로스토크를 감소 또는 제거시키기 위해 대략 1.5㎒ 이상에서 신호 C/SL 을 평균한다.

제11a도 및 제11b도는 하이 인트라 프레임 평균기 (38)의 상세도이다.

재11a도에 보인 바와 같이, 인트라 프레임 평균기938)는 차단 주파수가 대략 1.5㎒ 로써 신호 C/SL 을 수신하는 입력 수평 저역 통과 필터(1110)를 포함한다. 입력 신호 C/SL 의 하이 주파수 성분은 필터(1110)의 출력으로 방생되고, 입력 신호 C/SL 의 하이 주파수 성분은 도시된 바와 같이 배열된 공제 결합기(1112)의 출력에서 발생된다. 로우 주파수 성분은 가산기(1120)에 인가되지 전에 유닛(1114)에 의해 262H (1 필드)보상 지연되게 된다. 신호 C/SL 의 하이 성분은 가산기(1120)에 인가되기 전에 V-T 필터(1116)에 의해 처리된다. 가산기(1120)의 출력 신호는 신호 N 이다.

필터(116)가 제11b도에 상세히 도시되어 있다.

필터(116)는 한 쌍의 262H 지연 소자 (1122,1124)를 포함한다. 이 필터로의 입력 신호는 지연 소자(1122) 및 증배기(1125)에 인가된다. 지연 소자(1122)가 제공하는 신호는 지연 소자(1124) 및 멀티플라이어(1126)에 인가된다. 지연 소자 (1124)의 출력 신호는 증배기(1127)에 인가된다. 증배기(1125,1126 및 1127)는 이들 각각의 입력 신호를 각각 가중 계수 a1, a2 및 a3 로 증배한다. 증배기의 출력은 가산기(130)에 인가되며, 이 가산기는 C/SL 하이 시간 평균 신호를 발생시킨다.

가중 계수 a2는 일정한 상태를 유지하지만은 가중 계수 a1 및 a3 는 한 필드에서 다음 필드까지 1/3 과 D 사이에서 변하게 된다. 가중 계수 a1 은 가중 계수 a3 가각 값 0 및 1/2 을 나타낼 때 각각 값 1/2 및 0 을 나타낸다. 가중 계수 a1과 a3 에 해당한는 값의 스위칭이 인가 신호로 동기되어, 동이한 프레임에서 두개의 필드로부터의 대응 픽셀값이 평균화된다.

제1a도에서, 포맷 인코더(18)가 제공하는 신호 1H, QH 및 YH 는 상기한 인코더(31)과 동일한 NTSC 인코도(60)에 의해 NTSC 포맷으로 정해지게 된다.

NTSC 임코더(60)가 발생시키는 출력 신호, 즉, 신호 NTSCH는 NTSC 포맷의 측 패널 하이 정보이다.

이 신호는 제5도에 예시되어 있다.

인코더(60)에 의해 발생된 신호 NTSCH 는 유닛(62)에 의해 시간 연장되어 연장된 측 하이 신호 ESH 가 발생되게 된다. 특히, 제5도에 보인 바와 같이 이 시간 연장은 신호 NTSCH 의 좌측 패널 픽셀 1 내지 84 를 신호 ESH 의 픽셀 위치 1 내지 377로 맵핑하는 맵핑 처리로 이루어지는 바, 다시 말해서, 신호 NTSCH의 좌측 하이가 연장되어 신호 ESH 의 좌측 하이가 연장되어 신호 ESH 의 활성 라인 시간의 1/2을 점유하게 된다. 신호 NTSCH 의 우측 패널 부분(픽셀 671 내지 754)이 상기와 마찬가지로 처리되어 활성 라인 시간의 나머지 1/2을 점유하게 된다. 시간 연장 처리는 인자 377/84 로 신호 ESH 로 이루어진 정보의 수평 대역폭 (신호 NTSCH 의 정보 대역폭과 비교됨)을 감소시킨다.

시간 연장이 이루어지는 맵피 공정은 상기한 바와 같이 제 12-12d 에 보인 타입의 장치로 실현될 수 있다.

시간 연장기(62)가 발생하는 신호 ESH 는 제 11b도에 보이 타입의 회로망 (64)으로 인트라 프레임 평균화되어 제5도에 예시한 신호 X 가 발생되게 된다.

인트라 프렝미 평균 신호 X 는 신호 ESH 의 이트라 프레임 영상 정보와 높은 상관 관계를 가지기 때문에 본질적으로 신호 ESH 와 동일하다. 상기 신호 X 는 직각 변조기(80)의 신호 입력 포트에 인가된다.

순차 비월 주사 변환기(17c)에 의해 공급된 YF' 신호는 수평 대역 필터(70)에서 5㎒ 내지 6㎒ 로 필터된다. 이 필터(70)는 출력 신호 (수평 휘도 하이를 표시함) 진폭 변조(72)에 인가되어서, 5㎒ 의 반송파 신호 fc 와 해테로다인된다.

fc 신호는 제25도를 참조하여 이하에서 설명된 스튜디오 타이밍 신호 발생기92)에서 발생된 것이다. 변조기(72)는 출력으로 0 내지 1.2㎒ 대역이 신호로 생성하기 위해서 차단 주파수 1.2㎒ 인 출력 저역 통과 필터(도시하지 않음)를 갖고 있다. 5.0㎒ 내지 6.2㎒ 범위의 주파수에서 수평 휘도 하이는 헤테로다인 처리 및 연속적으로 저역 통과 필터링에 의해, 0 내지 1.㎒ 번위만큼 이동한다. 헤티로다인 처리에서 사용되어지는 fc 신호의 진폭은 상당히 커서, 원래의 신호 진폭은 1.2㎒ 저역 통과 필터로 필터되어진 후에 보존된다. 장치(72)로부터의 주파수 이동 수평 휘도 하이 신호는 포맷 인코더(74)에 의해서 인코드 되어 주 신호 C/SL 과 분리적으로 상관되어진다. 인코더(74)는 주파수 이동 수평 휘도 하이를, 제6도 내지 제8도를 참조하여 설명될 기법을 이용해서 표준 4;3 형식으로 인코드한다. 인코더(74)에서 입력 신호의 중심부가 시간 확장될 때에 이 신호의 대역폭은 1.0㎒ 에서 1.2㎒ 로 하강되고, 인코더(74)로부터의 출력 신호는 주 신호와 분리적으로 상관 관계를 이룬다. 측변 패널 정보는 인코더(74)에 의해서 시간 압축이 행해지기 전에 장치(72)에서 17㎒ 로 저역 통과 여파된다. 또한 변조기(72)에서 공급되어진 신호는 샘플(1 내지 754)의 전체 라인이 픽셀 위치(15 내지 740)를 점하도록 인코드되고, 측면 픽셀 위치가 블랭킹 레벨값에서 좌측에 있게 되는 정도로, 포맷 인코더(74)에 의해 균일하게 압축되어진다. 이러한 방식은 포맷 인코딩이 사용될 때에 , 진폭 변조기(72)내의 저역 통과 필터의 대역폭은 1.2㎒ 에서 950㎒으로 바람직하게 감소된다.

인코더(74)에서 신호는 제11b도에서 도시된 바와 같은 장치(76)에 의해서 평균화된 인터 프레임이다.

평균기(76)에서 발생한 신호는 Z 신호로서 장치(80)에 인가된다 인터 프레임 평균 신호(Z)는, 인코더(974)로 부터의 신호 인터 프레임 영상 정보에 대한 높은 상관성으로 인해서, 인코더(74)로부터의 신호와 근본적으로 동일하다. X,Y 변조 신호는 약 0 내지 1.1㎒ 주파수의 동일 대역을 점한다.

장치(80)은 2 개의 보조 신호 X 와 Z 의 큰 진폭 이탈상에서 비선형 감마 함수 진폭 압축을 행하여, 압축 신호를 1/4 위상 관계 부반송파 신호 ASC 와 ASC'로 1/4 변조한다. 0.7 감마는 진폭 압축을 위해 이용되어지며, 각 샘플의 절대치는 0.7배 상승하며,원래의 샘플값 표시로 승산된다. 감마 압축은 현행

수상기에서 변조 신호에 대한 잠전적인 방해 진폭 이탈에 대한 가시성을 감소시키며, 또한 인코더에서 채용되는 감라 함수의 역함수가 수상기 디코더에서 용이하게 만둘어지기 때문에 와이드스크린 수상기에서 복원된다.

그후 진폭 압축 신호는 3.1075㎒ 위상 제어형 교류 부반송파 ASC 와 1/4 위상 관계 신호 ASC' 으로 변조된다.

신호 ASC, ASC' 의 주파수는 수평선 주파수의 절반에 기수배한 것이다(395 x H/2). ASC, ASC' 의 신호는 제25도를 참조해서 설명한 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에서 생성된다. 교류 부반송파의 위상은 한 필드에서 다음 필드까지는 180°씩 변한다. 교류 부반송파의 필드 교류 위상은 색도 정보를 중복하기 위해서 X,Z 신호의 보조 정보를 발생하여, 수상기에서 필드 저장 장치를 이용한 보조 정보의 분리를 용이하게 한다. 1/4 변조 신호 M 은 가산기(40)에서 N 신호와 합해진다. 최종 신호 NTSC는 4.2H zNTSC 호환 신호이다.

제24도는 장치(80)의 상세도이다. X,Z 신호는 각각 비선형 진폭 압축기 (2410, 2412)의 어드레스 입력측에 인가된다. 압축기92410, 2412)는, 소정의 비선형 감마 압축 함수에 대응하는 프로그램값이 저장된 순람표를 갖는 PWOM 이다,. 상기 함수는 순시 입력치 VS 으로 표시할 수 있다. 출력 응답 장치(2412)에 인접한 곡선이다. 장치(2410,2412)의 데이타 출력측으로부터의 X,Z 압축 신호는 신호 증배기(2414,2416)의 신호 입력 포트에 인가된다. 증배기(2414,2416)의 기준 입력은 발생기(2)로부터 1/4 위상 관계에서 각 교류 부반송파 신호 ASC, ASC' 를 수신하는 것이다. 결합기(2420)에서 증배기(2424),(2416)의 각 출력 신호들은 서로 합산되어서, 1/4 변조 신호 M 을 발생한다. 제1a도에 따르면, M, N 신호는 NTSCF 를 형성하기 위해서 가산기(40)에 합산되어진다.

제4성분은 순차-비월주사 변환기(17c)에 의해 공급된 YT 신호로부터 추출된다. 순차-비월 주사 변환기(17c)에 의해 공급된 YT 휘도 신호는 대역폭 7.16㎒ 이며, 제6도 , 제8도에서 언급한 바와 같은 포맷 인코더(78)에 의해서 4:3 포맷으로 인코드된다. 포맷 인코더(78)에서 공급된 신호는 YTN 신호를 발생하기 위해서 필터(79)에서 750㎒으로 수평 저역 여파된다. 측면 부분들은 포맷 인코더(78)의 입력 저역 필터에 의해 시간 압축이 되기 저에 , 125㎒ 으로 저역 여과된다. 측면 부분은 형식 인코더9780의 입력 저역 통과 필터 수단에 의해서 시간 압축되기 전에 125㎒ 저역 여파된다. 이 필터는 차단 주파수가 125㎒ 인 점을 제외하면 제6도에 도시된 입력 필터(610)에 대응한다. 측면 부분 하이는 무시한다. 따라서 YTN 신호는 주 신호 C/SL 와 공간적으로 상관되어 있다.

YTN, NTSCF 신호는 D/A 변환기(53,54)에 의해서 디지탈 형태에서 아날로그 형태로 변환된다. D/S 컨버터(54)의 신호는 아날로그 스위치(8)의 한쪽 입력 단자에 인가되고,다른 하나의 입력 단자는 아날로그 스위치(6)에서 공급되는 신호를 수신하도록 결합된다. 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에서 공급되는 신호는 D/A 컨버터(54)으로부터 활성 신호 및 타이밍 신호 발생기 (2)로부터 합서 동기 신호 OSCP 나, 또는 소스(4)로부터의 외부 비디오 신호 EV 및 OSCP 신호를 RF 1/4 변조기(57)의 한쪽 입력 단자에 인가되도록 아날로그 스위치(8)을 조정한다. 스위치(9)는 D/A 변환기(53)의 보조 신호 또는 외부 비디오 신호원(4)으로부터의 보조 신호가 변조기 (57)의 다른 입력 단자에 인가되도록 신호(SC2)의 제어를 받는다. 1/4 변조기(58)는 2 개의 신호를 변조한다. RF 변조 신호는 안테나(56)를 통해 방송되도록 송신기(55)에 인가된다.

위에서 언급한 바와 같이, 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)는 전파 주사 카메라(10), 여러 클럭 및 반송파와 와이드스크린 인코더에 의해 사용되어지는 타이밍 신호용으로 합성 동기 신호를 발생하며, EDTV 신호에 가산되는 합성 동기 및 트레이닝 신호가 전송된다. 발생기(2)는 자주형 발진기로부터 이들 신호를 발생하거나 또는외부 비디오 신호를 발생한다. 따라서 외부 비디오 신호원(4)은 선택적인 것이다. 만약 그것이 있으면 동기용으로 사용되거나 또는 인코드된 비디오 신호를 D/A 변환기(53,54)의 출력 단자에서 이용 가능한 인코드된 비디오 신호를 과적시키는 스위치(8,9)에, 인코드된 비디오 신호를 공급한다. 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)에서 제공된 합성 동기 신호(OCPS)는, 신호가 D/A 변환기(53,54) 또는 외부 비디로 신호원(4)에 의해서 제공되었는지에 따라, 전송되어질 신호에 삽입된다. 이러한 구성은 국부 텔레비전 스튜디오에서의 설비품이 , 예컨대 회고가 지원하는 프로그램밍에 동기되도록 한다. 이러한 동기화는 국구부적인 프로그램이 스위칭 아티팩트를 방지하지 않고 그 밖의 소오스로부터 프로그램밍고 혼합될 경우에 중요한 것이다.

제25도는 스튜디오 신호 발생기(2)로서 사용할수 있는 실시예적인 회로의 개관도이다. VCO (2520)에서 발생된 8xfsc 신호는 카운터(2524)에 공급된다. 카운터(2524)에서 제공되는 카운트값인 PC 신호는, A/D 변환기(14)에서 의해 디지탈화된 픽셀에 관한, 수평선상의 위치를 표시한다. PC 신호는 각 선상에서 여러 이벤트를 표시하는 타이밍 신호를 발생하는 ROM(2526)에 인가된다. 카메라(10)에 의해 제공되는 신호의 수평선 단위당 1 개의 펄스를 갖는 C910 신호는 ROM(2526)을 카운터(2534)에 공급된다. 카운터(2534)는 A/D 변환기(14)에서 디지탈화된 샘플 수직 성분을 표시하는 LC 신호를 발생한다. LC 신호는 수직 블랭킹과 같이 필드 단위당 한개 또는 프레임 단위당 한개를 발생시켜서 이벤트를 정의하는 신호를 발생하는 ROM(2536)에 이가된다. PC, LC 신호는 나머지의 타이밍을 정의하는 신호와 발생기(2)에서 제공되는 발진 신호를 발생하는 ROM(2530,2532,2250,2542,2544,2546)에 인가된다. 아날로그 합성 동기 신호 CCPS, OCPS 와 같이 스위칭 신호 SW1, SW2 는 스튜디오 타이밍 발생기(2)에서도 공급된다.

타이밍 발생기(2)에서 발생된 신호를 제1a도에 도시된 나머지 부분에 공급하는데 필요한 보상 지연 회로는, 시간 회로의 설명을 단순하게 하기 위해서 생략하였다. 디지탈 신호 처리 설게 분야의 통상의 지식을 가진 사람이라면, 이러한 지연 회로가 특정 시스템에서 필요함을 잘 알 수 있을 것이다.

제25도는 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)로서 사용하기에 적합한 회로의 블록도이다. 제25도에서, 외부의 비디오 소스(4)로부터 수평, 수직 및 칼라 버스트 동기화 신호 성분과 관련된 엔코드된 와이드스크린 EDTV 신호 펄스의 인.위상 성분을 포함하는 신호 EV 가 종래의 동기화 신호 분리기 회로(2510)에 인가된다. 상기 회로(2510)가 버스트 게이트 신호, BG 와 외부의 수평 및 수직 동기 신호, EHS 및 EVS 를 각기 포함한다.

상기 신호 EV 가 어떤 다른 성분의 상대적인 제외를 위하여 상기 신호 EV 의 색도 대역 성분을 통과시키는 색도 대역 통과 필터(2512)에 또한 인가된다. 상기 필터(2512)의 출력 단자가, 위상 검축기(2516)의 한 입력 단자에 상기 신호 EV 의 칼라 버스트 신호 성분, BURST 을 인가하기 위해, 버스트 게이트 신호에 의해 조절되는 아날로그 게이트(2514)에 결합된다. 상기 위상 검출기(2516)의 또 다른입력 단자가 롬 (2526)에 의해 제공된 신호 C8 을 수신하도록 결합된다. 이하 설명될 바와 같이, 상기 신호 C8 가 신호 BURST 와 실제로 동일한 주파수 fsc 를 갖는다.

상기 위상 검출기(2516)가 상기 신호 BURST 와 상기 신호 C8 간의 위상의 순간차에 비례해서 출력 신호를 발생한다. 상기 위상차 신호가 루프 필터(2518)에 인가된다. 상기 루프 필터(2518)가 신호 BURST 와 VCO(2620)의 자주형 주파수에 관련 있는 신호 C8 의 초기 주파수간의 주파수의 상기 차이에 비례하는 신호를 발생하기 위해 위상차 신호를 통합한다. 상기 주차수 차 신호가 상기 VCO(2520)의 제어 입력 단자에 인가된다. 상기 VCO(2520)가 대략 8 배의 자주형 주파수 fsc 를 갖도록 상기 VCO 를 조절하는 공지 수정(2522)을 포함한다. 사익 VCO(2520)의 출력 신호, 8xfsc 가 11 비트 카운터(2524)의 클럭 입력 단자 CLK 에 인가된다. 상기 카운터(2524)의 의해 제공된 11 비트 출력 신호, PC (픽셀 카운트)가 롬(2526)의 어드레스 입력 포트에 인가된다. 상기 롬(2526)이 상기 롬의 어드레스 입력 포트에 인가된 카운트값에 응답하여 다양한 출력 신호를 생성하도록 프로그램된 2048x9 비트 장치이다. 상기 신호중 하나 C8 가 4 개의 연속적인 카운트값에 대한 논리 제로 상태에 있고 그후 그 다음 4 개의 연속적인 카운트값에 대한 논리 1 상태에 있다. 상기 카운트값이 8xfsc 의 비율로 증가되며, 상기 신호가 fsc 와 실제로 동일한 주파수를 갖는다. 상기 신호가 앞서 설명한 바와 같이 위상 검출기(2516)에 인가된다.

위상 검출기(2516), 루프 필터(2518), VCO(2520), 카운터(2524) 및 롬(2526)의 조합이 외부 비디오 신호 EV 의 칼라 버스트 신호 성분으로 위상이 고정되는 신호 8xfsc 를 발생하는 위상 고정 루프이다. 앞서 설명된 바와 같이, 상기 신호 EV 가 임의의 신호이다. 상기 신호가 나타나지 않는다면, 상기 루프가 VCO(2520)의 자주형 주파수에서 동작할 것이다.

상기 위상 고정 루프가 외부 수평 동기 신호 EHS 에 동기화된다. 상기 신호 OR 게이트(2528)의 한 입력 단자에 인가된다. 상기 OR 게이트(2528)의 또다른 입력 단자가 롬(2526)에 의해 제공된 신호 C1820 를 수신하도록 결합된다. 상기 신호 C1820 가 신호 8xfsc 의 1.820 연속 펄스마다 일회 발생되는 펄스를 포함한다. OR 게이트(2528)의 출력 단자가 카운터(2524)의 리셋트 입력 단자 R 에 결합된다. 표준 NTSC 신호와 광 대역 EDTV 신호에 대해, 신호 C1820 가 수평 라인 동기 신호와 실제로 동일한 주파수를 갖는다. 신호 EHS 나타날 시에, 카운터(2524)의 의해 발생된 카운트 신호 PC가 외부 소소에 동기화 된다. EHS 가 나타나지 않으면, 위상 고정 루프 자체가 동기화한다.

롬(2526)이 4xfsc 클럭 신호(4xfsc), 2xfsc 클럭 신호(2xfsc)를 규정하는 신호와, 출력 비디오 신호(H)의 수평 라인상의 제 1 작용 픽셀 위치의 타이밍과, 출력 비디오 신호용 수평 sync(OHS) 및 수평 블랭킹(OHB)의 타이밍과, 출력 신호의 버스트 성분이 삽입되는 타이밍 윈도우(BF) 및 신호 CK8 의 910 연속 펄스마다 일회 발생하는 펄스를 포함하는 신호 C910를 발생한다, 신호 C910가 연속적인 주사 카메라(10)에 의해 제공된 비디오 신호의 각각의 수평 라인의 시작을 규정한다. 상기 신호가 ROM(2536)과 함께 상기 카메라(10)와 인코더에 의해 발생된 출력 비디오 신호용 수직 비율 타이밍 신호를 발생하는 카운터(2534)의 클럭 입력 단자 CLK 에 인가된다.

카운터(2534)가 ROM(2536)의 어드레스 입력 포트에 인가되는 출력 신호 LC (라인 카운트)를 발생하는 11 비트 카운터이다. ROM(2536)에 의해 제공된 신호 C1050 가 OR 게이트(2538)의 입력 단자에 인가되며, 상기 게이트의 다른 입력 단자가 동기 신호 분리 회로(2510)에 의해 제공된 외부의 수직 동기 신호 EVS 를 수신하도록 결합된다. 상기 신호 C1050 가 신호 LC 의 1.050 연속 펄스값마다 일회 발생하는 펄스를 포함하고, 신호 EVS와 실제로 동일한 주파수를 갖는다. OR 게이트(2538)의 출력 단자가 카운터(2534)의 리셋트 입력 단자 R 에 결합된다.

OR 게이트(2538)에 의해 발생된 신호가 연속적인 주사 카메라(10)에 의해 발생된 비디오 신호의 각각의 필드에 대해 일단 카운트값을 리셋트하도록 카운터를 조절한다.

카메라(10)의 필드 비율과, 외부의 비디오 신호 EV 및 와이드스크린 EDTV 인코더에 의해 발생된 출력 신호가 동일하다.

라인 카운트 신호 LC 에 응답하에, ROM(2536) 이 전계용 필드 식별자(예를 들어, 0,1,2 또는 3)를 포함하는 신호 FID 를 발생한다. 상기 신호와 이하 설명된 바와 같이 교호 부반송파 신호 ASC 및 ASC', 칼라 버스트 신호, 5㎒ 헤테로다인 반송파 신호 fc 를 발생하고 카메라(10)과 비디오 출력 신호에 대한 각각이 수직 동기 신호 CVS 및 OVS 를 규정하기 위해 사용된다. 덧붙여, WOM(25360은 출력 비디오 신호용 수직 블랭킹 간격을 규정하는 신호 OVB 와 신호 LC 에 의해 지시된 라인이 그 필드 내에서 기수 또는 우수인가를 지시하는 신호 O/E 및 LC 의 값이 출력 비디오 신호의 각각의 필드의 라인(22)에 상승할 시에 이를 지시하는 신호 L22 를 생성한다.

롬(2530)이 카운터(2524)에 의해 제공된 픽셀 카운트 신호 PC 와 롬(2536)에 의해 제공된 신호 FID 및 OE 를 포함하는 어들레스 입력 신호에 대응하여 교호 부반송파 신호 ASC 및 ASC' 를 발생하도록 프로그램 한다.

상기 신호 ASC 및 ASC' 가 수평 라인 주사 주파수의 395/2 배인 395xfh/2 의 정상 주파수를 가진 구적 위상 관련 신호이다. 신호 FID 및 O/E 가 롬(2536)용 어드레스 신호에 포함되며, 따라서, 상기 신호 ASC 및 ASC' 의 위상이, 앞서 설명된 바와 같이, 라인에서 라인으로 그리고 필드에서 필드로 180도씩 변화할 수도 있다. 상기 신호 ASC 및 ASC' 가 4xfsc 의 샘플비를 가진 8 비트 샘플 데이타 신호이다. 상기 신호 ASC 및 ASC' 가 라인에서 라인으로 그리고 필드에서 필드로 공지된 위상 변화(예를 들어 180 도)를 갖기 때문에, 롬(2530)이 교효 부반송파 신호의 2 개의 수평 라인 주기를 나타내는 샘플을 포함할 수도 있다.

본 발명의 실시예에 있어서, 5㎒ 신호 fc 가 롬(2532)에 의해 동일한 방법으로 발생된다. 상기 신호가 수평 라인 주사 신호나 또는 출력 비디오 신호의 칼라 부반송파 신호를 위한 주파수 또는 위상에 제한되지 않는다. 그러나, 재생된 영상이 비틀리는 것을 방지하기 위해서 라인에서 라인으로 또는 필드에서 필드로 상기 신호의 위상을 변화하는 것이 바람직할 수도 있다.

따라서, 신호 FID 및 O/E 가 ROM(2532) 용 어드레스 신호를 형상할 시에 신호 PC 에 포함된다. 상기 신호 fc 가 4xfsc 의 샘플비를 가진 8 비트 샘플 데이타 신호이다.

롬(2532)이 상기 신호 fc 의 1 과 4 수평 라인 간격간에 표시한 샘플값을 고정할 수도 있다.

롬(2540)이 출력 비디오 신호용 수직 동기화 신호의 다양한 성분의 타이밍을 지시하는 신호 OVS 를 발생하는 신호 PC, FID 및 LC 를 포함하는 어드레스 신호에 응답한다.

이퀼라이징 펄스 및 톱니파 펄스를 포함하는 수직 동기 펄스가 블랙 레벨(예를 들어, 0 IRE 1와 sync 팁(예를 들어 -40 IRE 에 각각 상응하는 값간의 변화를 나타낼시에, ROM(2540)의 출력 신호 OVS 가 이때에 논리 1 과 논리 0 상태간에 전환하는 1 비트 2 진 신호이다.

또다른 롬(2560)의 연속적인 주사 카메라(10)용 수직 동기화 신호의 다양한 성분의 타이밍을 지시하는 신호 CVS 를 발생하기 위한 성분 신호 PC, LC, 및 FID 를 포함하는 어드레스 신호에 응답한다.

출력 비디오 신호의 각각의 수평 라인의 버스트 간격에 삽입된 샘플 데이타 버스트 신호가 신호 PC, O/E 및 FID 를 포함하는 어드레스 입력 신호에 응답하여 롬(2542)에 의해 발생된다. 상기 롤(2542)이 버스트 간격동안만 8 비트 샘플 데이타 버스트 신호를 제공하기 위해 , 버스트 플래그 신호 BF 에 응답하는 3 상태 출력단을 포함하며, 고임피던스가 항시 롬(2532)의 출력 포트에서 제공된다.

롬(2544)이 각각의 필드의 제 22 수평 라인 간격에 의해 규정된 시간동안 출력 비디오 신호로 삽입용 트레이닝 신호를 발생한다. 신호 PC 및 FID 가 롬(2544)용 어드레스 입력 신호를 형성하도록 조합된다.

상기 롬(2544)이 각각의 출력 비디오 필드의 제 22 수평 라인 간격 동안만 그 출력 포트에서 트레이닝 신호를 나타내기 위해 신호 L22 에 응답하는 3 상태 출력단을 포함한다. 고 임피던스가 항시 롬(2544)의 출력에 나타난다. EOM 에 의해 제공된 트레이닝 신호가 비디오 신호의 각각의 4 개의 필드에 대해 일회 반전되기 때문에 신호 FID 가 롬(2544)에 인가된다. 상기 반전이 송신기의 4 개의 필드 시퀸스에 수신기의 4 개의 필드 시퀸스를 동조하기 위해 , 이하 기술된 바와 같이, 수신기에서 감지된다, 롬(2542 및 2544)의 출력 포트가 함께 결합되고 디지탈 아날로그 변환기(DAC, 2544)의 입력 포트에 결합된다.

DAC(2544)는 제1a도를 참조로 하여, 상기에서 설명한 아날로그 스위치(6 및 8)에 의해 출력 비디오 신호에 삽입되는 아날로그 합성 동기화 신호 OCPS 를 발생시키기 위해 스튜디오 신호 발생기(2)로 사용된 회로의 일부분이다. 상기 신호 OCPS 를 발생시키기 위해, 신호 DHS 와 OVS 가 아날로그 스위치(2522)용으로 제어 신호를 발생하도록 OR 게이트(2546)에 결합된다. 상기 스위치(2552)는 동기화 신호가 나타나는 것을 게이트(2546)의 출력 신호가 표시하는 시간 동안, 동기 팁 신호(2550)의 소스로 제공된 아날로그값(예컨대, -40 IRE) 을 통과시키고, 다른 방법으로 소거 신호 (예컨대, 0 IRE) 를 통과시키도록 상기 제어 신호에 의해 조절된다.

아날로그 스위치(2552)의 출력 신호는 또한 아날로그 스위치(2556)의 한 입력 단자에 인가된다. 스위치(2556)의 제 2 입력 단자는 DAC(2554)에 의해 제공된 결합 버스트 및 트레이닝 신호를 수신하도록 연결된다.

상기 아날로그 스위치(2556)는 각 라인의 버스트 간격 동안 버스트 신호를 통과시키고, 각 필드의 라인(22) 동안 트레이닝 신호를 통과시키도록 OR 게이트(2558)로 제공된 신호에 의해 조절된다. 모든 다른 때에는, 상기 스위치(2556)는 아날로그 스위치(2552)에 의해 제공된 신호를 통과시킨다. OR 게이트(2558)에서의 임력 신호는 ROM(2556)으로부터의 버스트 플랙 신호 BF 와 라인(22) 신호 L22 이다.

순차 주사 카메라(10)용의 함성 동기화 신호 CCPS 는 신호 OCPS 를 발생하기 위해 사용된 것과 동일한 장치에 의해 발생된다. 카메라 수직 동기화 신호 CVS 는 OR 게이트(2570)의 한 입력 단자와 ROM(2526)으로 제공된 카메라 수평 동기화 신호 CHS 를 수신하도록 연결되는 또다른 입력 단자에 인가된다. OR 게이트(2570)의 출력 신호는 아날로그 스위치(2568)의 제어 입력 단자에 연결된다. 스위치(2568)는 OR 게이트(2570)로 제공된 신호에 의해 표시된 동기화 신호용으로 동기 팁(2564)의 소오스로부터 아날로그값(-40 IRE)을 통과시키고, 다른 방법으로, 소오스(2526)로부터 소거 레벨(0 IRE)을 통과시키도록 상기 신호에 의해 조절된다. 아날로그 스위치(2568)의 출력 신호는 카메라 복합 동기화 신호 CCPS 이다.

제1a 도를 참조하여 상기에서 보인 바와 같이, 아날로그 스위치(6 및 8)가 외부 비디오 신호 EV 를 조건부적으로 삽입하고 합성 동기화 신호 OCPS 를 상기에서 보인 바와 같은 와이드스크린 EDTV 인코딩 시스템의 출력 신호로 비조건부적으로 삽입하기 위한 제어 신호 SC1 및 SC2 각각에 응답하여, 신호, OCPS 는 국부적으로 발생된 EDTV 신호가 외부 (예컨대, 네트워크) 신호에 동기화되는 것을 확실하게 하도록 비디오 신호의 소스에 개의치 않고 삽입된다.

제어 신호 SC1 및 SC2 가 다음에 같이 발생된다. 제25도를 참조하면 동기화 신호 분리 회로(2510)는 외부 비디오 신호 EV 가 존재할 때, 표시하는 신호 ESP 를 생성한다. 상기 신호 ESP 는 스위치(2573)의 한극과, 논리 0 의 소스(2572)에 연결되는 다른 극에 인가된다 . 스위치(2573)의 와이퍼는 수동식으로 제어되며, 즉, 신호 ESP 및 외부 비디오 신호 EV 가 존재하는 것에 연결될 때, 인코딩 시스탬은 바이패스되고, 신호 EV 는 동기화 신호 OCPS 및 CCPS 를 발생하고 인코더의 비디오 출력 신호를 제공하도록 둘다 사용되며, 상기 와이퍼 소스(2572)에 연결될 때, 신호 EV 는 다만 동기화 신호를 발생하는데 사용되며, 실제의 비디오 신호가 카메가(10)로 제공된 신호로부터 와이드스크린 EDTV 인코더에 의해 발생된다. 신호 EV 가 존재하지 않을 때, 동기화 신호가 기준 신호 없이 신호 발생기(2)에 의해 발생된다.

신호 SC1 를 발생하기 위해, 스위치(2573)에 의해 제공된 신호는 반전기(2574)에 의해 반전되고, 이때 AND 게이트(2576)내의 신호(L22)와 더불어 논리적으로 AND 화된다. AND 게이트(2576)의 출력 신호는 OR 게이트(2578)의 한 입력 단자에 인가된다. OR 게이트(2578)의 다른 두 입력 단자는 출력 수평 및 수직 소거 신호 OHB 및 OVB 를 수신하도록 연결된다. OR 게이트(2578)의 출력 신호는 제어 신호 SC1 이다. 제어 신호 SC2 는 스위치(2573) 및 신호 SC1 에 의해 제공된 신호의 논리적인 OR 이다.

동작에 있어서, 스위치(2573)에 의해 제공된 신호가 논리 1 이 값을 가질때, 인코더의 출력 신호는 수평 및 수직 동기화 신호 성분과, 신호 SC1 에 의해 한정된 소거 영역에 삽입된 신호OCPS 의 버스트 신호 성분을 가지고 있는 외부 비디오 신호 EV 이다. 신호 OCPS 의 트레이닝 신호 성분은 차단되며, 즉, 신호 EV 내에 포함된 테레이닝 신호 성분은 스위치(6 및 8)을 통하여 상기 신호와 함께 통과된다. 외부 비디오 신호 EV 의 트레이닝 신호 성분은 신호가 발생되었을 때 확립되어지는 시간 관계를 지속하도록 지나치게 많아 쓰이지 않으며, 비디오 신호가 디코드될때까지 신호가 변화되지 않는 것이 바람직하다.

제어 신호 SC2 가논리 0 값을 가질 때, 수평 및 수직 동기화 신호와, 신호 OCPS 내에 포함된 버스트 신호가 신호 OHB 및 OVB 에 의해 한정된 소거 기간 내에 인코더에 의해 발생된 비디오 신호 속에 삽입된다. 즉, 신호 OCPS 의 트레이닝 신호 성분은 발생된 비디오 신호의 라인(22)에 삽입된다.

상기에서 보인 바와 같이, 트레이닝 신호는 인코딩 및 디코딩 시스템을 동기화하도록 사용된다. 트레이닝 신호의 포맷은 고정되지 않는다. 다수의 상이한 신호중 하나, 이하에 나타낸 둘이다. 본 발명의 본 실시에에서, 트레이닝 신호는 5[ms] 번위 내로 비디오 신호의 각각의 수평 라인 간격상에 제 1 활성 비디오 샘플의 타이밍을 결정하고 신호 ASC , ASC' 와 스튜디오 및 수신기간의 fc 의 적당한 위상 일련을 확실하게 하는데 사용된다.

제25a도는 버스트 플랙 신호 BF, 출력 수평 소거 신호 OHB 및 타이밍 회로(2)에 의해 발생된 타이밍 기준 신호 H 를 도시한다. 신호 EV 는 참조로서 제25a도에 포함된다. 제25a도에 도시된 파형으로 구체화된 바와 같이, 카운터(2524)에 의해 제공된 신호 (PC)의 값은 신호 OHB 의 포지티브 진행 과도 현상과 동시에 제로에 리셋트한다. 신호 H에 의해 표시된 제 1 활성 샘플 시간은 PC 가 308 과 동등할 때 일어난다. 수평 소거 기간의 개시 전에 샘플 시간은 1819 와 같은 PC 로 있다.

NTSC 표준 하에, 표준 반송파 신호의 위상은 비디오 신호의 각 라인용으로 예정된다. 따라서, 개별 라인에 대한 제 1 샘플 시간의 위상값은 버스트 신호의 위상, 상기 라인이 기수 라인인지 또는 우수 라인인지의 여부에 따라 결정한다. 타이밍 신호 발생기(2)에 있어서, 상기 신호가 화소 카운트 신호 PC 로붙 구동되기 때문에, 수평 라인상의 제 1 화소의 샘플 시간은 교번 부반송파 신호 ASC 및 ASC' 의 예정된 위상과, 헤테로다이닝 반송차 신호 fc 에 또한 응답한다.

수상기에 있어서, 트레이닝 신호는 회복되며, 4xfsc 샘플링 클럭 신호의 위상을 조절하고, 샘프링 클럭 신호로부터 수평 라인 동기화 신호를 발생하는 카운트 다운 회로를 조절하는데 사용된다. 상기 카운트다운 회로는 또한 교번 부반송파 신호 ASC 및 ASC' 와 , 헤테로다이닝 반송파 신호 fc 를 재발생하는데 사용된다. 상기 동기화 회로는 제26도는 참조하여 이하에 설명된다.

본 발명의 상기 실시예에서, 트레이닝 신호는 인코더에 의해 생성된 비디오 신호의 라인(22)속으로 삽입된다. 상기 라인은 신호의 활성 비디오 부분에 존재하며, 수직 소거 기간에는 존재하지 않는다. 다수의 텔리비젼 방송 및 유선 방송국에 있어서, 동기화 신호가 진행하는 동안 비디오 신호로부터 스트립된 다음 상기 신호가 전송되기 전에 재삽입되기 때문에, 트레이닝 신호는 수직 소거 기간과 반대로 활성 비디오 영역에 삽입된다. 동기화 신호를 제거 및 재삽입한는 동작은 방송 및 유선 방송국에 의해 제공된 신호에 경미한 타이밍 에러를 생성할 수 있다는 것이 본 발명자에 의해 알려져 있다. 이들 타이밍 에러는 원시 영상에 대해 표시된 영상 부분에서 수평 또는 수직 시프트로서, 또는 표시 영상 내에 재생성된 색상의 에러로서 나타난다. 여기서 설명된 시스템에 있어서, 상기 형태의 타이밍 에러는 본 발명의 배경으로 상기에서 보인 바와 같은 재생성된 영상 내에 부가 왜곡을 생성한다. 수상기내의 여러 가지 성분의 신호를 결정하는 트레이닝 신호가 처리된 신호의 활성 비디오 영역의 오버스캔 영역에 삽입되며, 따라서 프랜트로 처리하는 동안 제거되지 않게 때문에 , 본 실시예에서는 상기 에러가 회피된다. 그러나, 트레이닝 신호는 수직 소거 기간에 삽입되는 것을 보게 된다.

본 발명의 상기 실시에에 사용된 트레이닝 신호는 NTSC 비디오 신호의 주파수 스펙트럼 속에 알맞도록 대역 제한되어지는 되풀이된 의사-임의 잡음9psuded-randim noisr)(PN) 시퀀스이다. 시간 기준용 PN 시퀀스의 사용은 작 공지되어 있다. 예컨대, 1961년 MIT 정기 간행물 페이지 147 및 148 에 더블유, 페터슨에 의해 에러 정정 코드에 보인다. 교번 트에리닝 신호는 또한 소개되어 있으며, 상기 시퀀스는 ROM 2544속에 저장되어 있기 전에 인과 관계적으로 필터되어져 있는 누승된 코사인 2T 펄스이다.

본 발명의 상기 실시예에 사용된 개별 PN 시퀀스는 31 비트의 정보을 포함하고, 각 필드의 22 수평 라인 기간 동안 6 회 반복된다. 상기 전송된 신호가 4.2㎒ 로 대역 제한되기 때문에, 트레이닝 신호에 사용된 PN 시퀀스의 각각의 비트는 네 개의 4 x fsc 샘플에 의해 나타나게 된다. 시퀸스의 6 반복은 비디오 신호가 잡음 전송 채널을 통하여 수신될 때 제 1 샘플 시간 판정의 정밀도를 증가시키기 위해 수상기에 평균화된다. 제25도는 트레이닝 신호의 타이밍을 도시하였다.

PN 시퀀스의 제 1 12 비트는 제25도의 톱 라인 (top line) 상에 설명되었다. 완전한 PN 시퀀스는 31 비트 즉 0,0,0,0,1,0,0,1,0,1,1,0,0,1,1,1,1,1,0,0,0,1,1,0,1,1,1,0,1,0,1,0,1을 포함한다. 상기 트레이닝 파형으로 설명된 바와 같이 제25B 에 도시된 제 2 파형인 PN 시퀸스의 0 및 1 레벨을 각각 0 IRE 및 100 IRE 를 나타내는 디지탈 샘플값에 대응한다. PN 시퀸스는 대역 한계는 상기 신호 4xfsc 의 두개의 샘플 주기 쪼는 140ns 로 트레이닝 신호의 증가 및 하강 시간을 한정한다. 제25B 도에서 설명된 트레이닝 신호는 8xfsc 의 속도 값으로 증가하는 상기 신호 PC 의 연속적인 값에 응답하여 ROM 2544 에 의해 제공된다. 상기 트레이닝 신호의 제 1 예에 대한 제 1 샘플은 PC 가 312 일 때 제공되고, 상기 트레이닝 신호의 제 6 예에 대한 최종 샘플은 PC가 1816일 때 제공된다.

상기 교호 트레이닝 신호는 제25C도에 의해 설명된 증가된 코사인 2T 펄스에의해 비 인과 관계로 필터된다. 상기 트레이닝 신호는 다음과 같이 향상된다. 증가된 코사인 2T 펄스의 샘플인 SC 는 방정식(1)을 사용하여 발생된다.

SC=0 ; S=0 내지 3

SC(1-cos[2PI(N-3)/7]/2 단 N=4 내지 9 (1)

SC\0 ; N=10 내지 40

여기서 N 는 4xfsc 의 샘플링 주파수를 갖는 샘플 시간에 대한 계수이다.

이때 상기 샘플 SC 는 전역 통과 필터에 인가된다. 전형적인 전역 통과 필터는 방정식(2)에서 보인 전달 기능 AF(Z)을 갖는다. 여기서 Z 변환 변수이다.

AF(Z)=1.291(0.774Z -1.2Z+1)/(Z -1.2Z+0.774) - (2)

상기 필터를 실현하는 회로는 제25D도에서 도시되었다. 상기 필터는 동등한 이득을 갖지만 동등하지 않은 위상 응답으로 모든 주파수를 통과하기 때문에 전역 통과 필터로서 공지된다. 상기 필터는 각각 같은 각이나 반대 영역을 갖는 Z 평면에서 한 쌍 복소 극점과 한 쌍의 복소 영점을 갖는다.

제25C도에 도시된 신호 F 는 2T 펄수에 응답하여 상기 전역 통과 필터에 의해 발생된 출력 신호이다. 신호를 발생하는 필터는 전역 통과 필터이기 때문에 상기 신호는 2T 펄스와 거의 같은 주파수 스펙트럼을 갖는다. 그러나 일시적인 스프레드(spread) 이고, 필터되지 않은 2T 펄스보다 임펄스 조이즈 왜곡에 덜 민감하다, 상기 시 반전된 시퀸스는 트레이닝 신호를 발생하기 위해 각 필드의 22 번째 수평의 라인 간격동안 여섯번 반복된다.

수상기에서, 상기 트레이닝 신호의 반복이 행해지고, 그 결과로서 생긴 신호가 방정식(2)에서 나타난 전단 기능을 갖는 필터에 인가될 때, 시 반전되 2T 펄스는 거의 회복될 것이다. 상기 회복된 2T 펄스에서 임펄스 노이즈 왜곡은 일시적으로 스프레드될 것이다.

제13도에서, 방송에 적합한 와이드스크린 EDTV 비월 텔레비전 신호는 안태나(1310)에 의해 수신되고, NTSC 수상기(1312)의 안테나 입력으로 인가된다. 수상기(1312)는 표준 수상기 동작 동안 발생된 표시 내에 감지력이 있게 숨겨진 변조된 교번 부반송파 신호에 포함된 부분(즉, 고주파 성분)과 시청자에게 보이지 않는 수평의 오버스캠(overscan) 영역내로 압축된 부분(즉, 저주파 성분)인 와이드스크린 측 패널(side panel) 정보와 종횡비 4;3 인 표시 영상을 발생하기 위한 정상적인 방식으로 적합한 와이드스크린 신호를 처리한다.

제13도에서, 안테나(1310)에 의해 수신된 적합한 와이드스크린 EDTV 신호는 또한 넓은 종횡비 5:3 으로 된 비디오 영상을 표시할 수 있는 와이드스크린 연속적 주사 수상기(1320)에 인가된다. 상기 수신된 와이드스크린 신호는 디지탈화된 신호 (NTSCF 및 YTN)를 발생하기 위해 신호(NTSCFA 및 YTNA)를 디지탈화하는 아날로그-디지탈 변환기(ADC) 회로 및 RF 비디오 신호의 구적법 위상 성분을 나타내는 신호(YTNA) 및 RF 비디오 신호의 동위상 성분울 나타내는 기저대 비디오 신호 (NTSCFA)를 발생하는 동기의 비디오 복조기(구적법 복조기) 및 증폭기 회로, 그리고 라디오 주파수(RF) 튜너를 포함하는 입력 장치(1322)에 의해 처리된다 상기 ADC 회로는 4 배의 휘도 부반송파 주파수(4xfsc)의 샘플링 속도로 동작한다.

신호 NTSCF 의 변형인 상기 아날로그 및 디지탈은 수상기 타이밍 신호 발생기(1325)에 인가된다. 상기 아날로그 신호는 조악한 동기화 신호를 향상시키기 위해 사용되고, 상기 디지탈 신호의 트레이닝 신호 성분은 동기화 신호를 미세-동조(fine0tue)하기 위해 사용된다. 선택적으로, 트레인이 신호의 구적법 성분을 나타내는 신호(YTN) 의 디지탈화된 변형은 동기 신호의 미동조를 향상하기위해 발생기(1325)에 또한 인가될 것이다. 상기 수상기 타이밍 신호 발생기(1325)는 수상기에 의해 사용된 다양한 타이밍 신호를 발생하기 위해 신호(NTSCFA)의 트레이닝 신호 성분 및 색 동기화 버스트(burst) 신호 성분인 수평 및 수직 동기화 신호 성분에 응답한다. 이들 타이밍 신호는 4xfsc 클럭 신호(CLK4), 수신된 색 부반송파 신호의 I 색차 위상과 일치하여 발생하는 부진행(negative-going)변화를 갖는 클럭 신호 (ICK); 상기 구적법 교번 부반송파 신호를 나타내고, 상기 인코더에 의해 발생된 신호와 거의 같은 명칭이 같은 두개의 신호(ASC 및 ASC'); 상기 EDTV 신호성분(3)의 처리에 있어서,인코드에 의해 사용된 5㎒ 헤테로다인 반송파 신호를 나타내는 신호(fc); 상기 신호(NTSCF)이 수평 라인 간격 내에 있는 샘플의 어느 것을 가리키는 신호 ((CH) : 제 1 활성 비디오 샘플)를 포함한다. 이들 신호는 다음에 설명되어지는 바와 같이 와이드스크린 순차 주사 수신기(1320)에 의해 사용된다.

다음은 제26도에 도시된 전형적 수상기 타이밍 신호 발생기(1325)의 동작에대한 개요이다. 상기 발생기는 신호(NTSCFA)의 색 버스트(burst)성분 위상에서 고정되고, 4xfsc 와 거의 같은 주파수를 갖는 클럭 신호(CLK4)를 발생하는 위상 고정 루프 시스템을 포함한다. 상기 신호의 펄스는 내부 수평 동기 펄스(IHS) 와 픽셀을 일치시키는 신호(PID)를 발생하기 위해 카운트된다. 마이크로 프로세서(2640)는 상기 신호(IHS), 각 필드의 22 번째 수평 라인의 활성 픽셀 간격을 가리키는 신호(22), 트레이닝 신호의 콜렉터 샘플 및 ROM(2650)내에 홀드(hold)되어 저장된 트레이닝 신호의 변형에 관련되어 응답한다. 상기 관련으로부터, 상기 마이크로 프로세서(2640)는 5ns 내로 트레이닝 신호를 정렬시키도록 신호(CKD4 및 IHS)의 위상을 조정한다. 상기 마이크로프로세서(2640)는 현재 처리되고 있는 상기 NTSC 4 개의 필드 시퀀스중의 어느필드를 가리키는 신호(FID)를 발생한다. 상기 신호(PID 및 FID)는 신호(ASC, ASC' 및 fc)를 발생하기 위해 타이밍 신호 발생기에 대해 ROM 내부에 어드레스 신호로서 인가된다.

상세히 설명하면, 상기 도시된 장치에서, 아날로그 동위상 신호 (NTSCFA)는 상기 신호(NTSCFA)로부터 수직의 필드 동디화 신호(VS) 및 수평의 라인 동기화 신호(HS)를 분리하는 종래의 동기화 신호 분리 회로(2610)에 인가된다. 상기 신호(VS 및 HS)를 10 비트 카운터(2612)의 리셋트 및 클럭 입력 단자에 각각 인가된다 상기 카운터의 출력 신호는 전장내에서 ADC(1323)에 의해 제공된 신호 (NTSCF 및 YTN)의 샘플에 대한 라인수 이다. 상기 신호는 신호(L22)를 발생하는 검출기(2614)라인(22)에 인가된다. 상기 신호는 상기 필드의 22번째 수평 라인 간격을 스팬하는 필드당 한번 발생하는 펄스이다.

버스트 게이트 신호(BG)는 상기 회로(2610)에 의해 또한 발생한다. 상기 ㅅ신호는 신호(NTSCFA)로부터 버스트 신호 성분을 분리하기 위하여 버스트 게이트 신호를 사용하는 종래의 PLL(2616) 에 인가된다. 공진 결정(2617)을 포함하는 상기 PLL(2616) 은 상기 신호(NTSCFA)의 버스트 신호 성분에 대한 위상으로 고정된 휘도 부반송파 신호를 재생한다. 상기 신호(FSC)는 종래의 제어 가능한 위상 이동 회로(2618)의 한 입력 단자로 인가된다. 상기 회로(2618)는 -45도와 +45도 사이의 각으로 상기 신호(FSC)의 위상을 이동하기 위하여 제어 임력 단자에 인가된 아날로그 위상 이동 제어 신호에 응답한다. 상기 위상 이동 제어 신호( PH)는 DAC(2654)를 경유하여 마이크로프로세서(2640)에 의해 제공된다. 상기 신호(PH) 의 발생은 제26A도 내지 제26F 도를 참고로 하여 다음에 설명된다.

상기 회로(2618)에 의해 제공된 위상 이동된 신호(FSC)는 또한 PLL(2620)에 인가된다. 종래의 설계로 가능하게 되는 상기 PLL(2620)은 상기 신호(FSC)에 대한 위상으로 고정되고, 8xfsc 와 거의 같은 주파수를 갖는 진동하는 신호(CLK8)출력을 제공한다. 상기 신호(CLK8)는신호(CLK4)를 발생하기 위해 신호(CLK8)의 주파수를 반으로 하는 주파수 분리기(2622)에 인가된다.

상기 신호(CLK4)는 10 비트 카운터(2624)의 클럭 입력 단자에 인가된다. 상기 카운터(2624)의 출력 신호는 상기 시스템이 동기되었을 때 ASC(1323)에 의해 제공된 신호(NTSCF 및 YTN)의 각 샘플에 대해 수평의 귀선 소거 간격의 시작에 관련되어 있는 샘프 인덱스를 포함한다. 상기 샘플 인덱스는 다음에 설명되는 것과 같이 동기 신호 및 다양한 타이밍 신호를 발생하기 위해 사용된다. 그리고, 아래에 기술된 동기화 신호 PID 는 디코딩 회로(2638)의 입력 포트에 인가된다. 회로(2638)은 펄스 신호, IHS를 발생시키는데, 상기 펄스 신호 IHS 는 (909)의 값을 가지는 PID 와 일치하는 신호 CLK4 의 한 주기에 대해서 논리 1 상태에 있게 된다.

신호 IHS 는 데이타 기록 제어 회로(2642)이 입력 단자에 인가된다. 회로(2542)는 신호 IHS, CLK4 와 L22 에 반응하며, 선입선출(FIFO) 메모리(2644)에 대하여 기록 요구 신호, WEEQ 발생시키기 위한 기록 준비 신호, WRDY 에 반응한다. FIFO(2644)는 FIFO(2644) 입력 포트에 인가된 신호 NTSCF 의 샘플을 저정하기 위하여 신호 WEEQ 에 반응한다. FIFO 가 새로운 샘플을 수용할 준비가 될 때, FIFO 는 신호 WRFY 로서 논리 1 값을 데이타 제어 회로(2642)에 인가된다.

FIFO (2642)는 신호 L22 가 22 번째 필드의 수평선 간격으로부터의 샘플이 제공된다는 것을 지시하는 시간과, 신호 IHS 펄스의 발생 사이에서 발생하는 신호 NTSCF 의 모든 샘플을 저장하기 위해서 신호 WREQ 에 의해 결정된다. 신호 IHS 는 적절하게 트레이닝 신호에 정렬될 때, 상기 동작은 신호 NTSCF 의 완전한 트레이닝 신호 요소를 FIFO(2644)에 저장한다.

본 발명의 선택적인 실시예에서, 신호 WREQ 는 또한 신호 YTN 의 22 번째 라인 간격을 나타내는 샘플을 저장하기 위하여 FIFO(2646)을 조건으로 하는 FIFO(2646) (영상에 도시)에 결합된다. 상기 샘플은 수신된 트레이닝 신호를 저장된 트레이닝 신호에 상관시키기 위해서 마이크로 프로세서(2640)에 의해서 이용되고, 그래서 스튜디오에서 사용된 타이밍 신호에 수상기에서 사용된 타이밍 신호를 동기화시킨다. 상기 선택적인 구성에서 FIFO(2646)으로부터의 신호 WRDY 는 적용을 위해서 FIFO(2644)에 의해서 제공된 신호 WRDY 를 가지고 데이타 기록 제어 회로(2642)로 논리적으로 AND 화 된다.

필드의 22 번째 수평선 간격 동안에 저장된 샘플값은 연속되는 필드 간격 동안에 FIFO(2644)로부터 판독된다. 마이크로 프로세서(2640)는 반복적으로 펄스 신호 RREQ 를 발생시키는 것을 유발시키므로써, 버스 RDATA 를 경유하여 FIFO(26440로부터 데이타를 판독한다. FIDO는 신호 RRDY 로서, 논리 1 값을 마이크로 프로세서(2640)에 인가하므로써, 다음 샘플값을 제공하는 것이 준비가 되어 있다는 것을 나타낸다. FIFO(2644)에 저장된 마지막 데이타 값이 판독이 될 때, FIFO 는 신호 END 로서 논리 -1 값을 마이크로 프로세서(2640)에 인가한다. 마이크로 프로세서(2640)는한개값 END 신호를 받을 때, 마이크로 프로세서는 다음 필드를 위해 데이타를 수용하는 것을 가능하게 하면서, 차례로 FIDO(2644)를 리셋트시키는 펄스 신호 RST 를 발생시키는 것을 유발한다. 본 발명의 대안적 실시예에서, FIFO(2646)은 FIFO(2644)에 의해 제공되는 신호 RRDY, END 와 RDATA 에 상응하는 신호 RRDYT, ENDJ 와 JDATA 를 제공한다. 신호 END 와 ENDJ 는 양쪽 신호가 유효 데이타 종단이 마이크로 프로세서(2640)을 지시하기 위하여 논리적으로 OR 화(도시되지 않음)된다.

FIFO(2644)로부터 그리고 선택적으로 FIFO(2646)으로부터 데이타 판독은 스튜디오 타이밍 신호 발생기(2)의 롬(2544)에 저장된 트레이닝 신호 샘플의 하나의 반복과 실제적으로 일치하는 롬(2650)에 저장된 샘플에 상관된다. 여과되고 시간 반전 2T 펄스는 트레이닝 신호로서 사용이 될 때, 저장된 트레인이 신호는 실제적으로 트레이닝 신호를 발생하는데 사용되는 2T 펄스의 시간 반전 변형이다.

근소한 차의 한도내에 (5ns 이내) 수상기의 가능하면 수신되고 저장된 트레이닝 신호 사이에서 밀접한 상호 관계를 얻기 위하여, 마이크로 프로세스(2640)는 카운터(2624)의 프리셋트(preset)값 입력 포트에 인가된 신호를 경우하여 신호 IHS 의 위상을 조정한다. 신호 IHS 의 펄스가 발생할 때, 카운터의 PV 입력 포트에 인가된 신호의 순간 값이 초기 카운트 값으로서 로드가 된다. 마이크로 프로세서(2640)는 위상 이동 회로(2618)에 인가된 위상 이동 신호 PH 의 값을 변경하므로써, 신호 CLK4 의 위상을 조절한다. 동기화를 유지하기 위해 수신 신호의 각 필드에서 상관 동작이 반복된다. 신호 PV 와 PH 는 결과적으로, 신호 Psc 와 카운터(2644)로부터 유도된 신호를 제1a도를 참고로 하여 기술된 와이드스크린 EDTV 인코더에 의해 발생된 해당 신호에 정렬시키는 시간 기준 신호이다.

본 발명에 실시예에서, 롬(2650)은 마이크로 프로세서(2640)의 기능을 제어하는 저장된 프로그램을 포함한다. 롬(2650)에 더하여, 마이크로프로세서(2640)는 상관 과정 동안에 스크래치 패드 메모리로서, RAM(2648)을 사용한다.

마이크로 프로세서(2640)에 의해 수행된 상관 과정은 제26a도에서 제26f도까지 도시된 흐름도에 의해 예시된다. 상관 과정의 설명을 간략히 하기 위해서, 아래의 초기적으로 기술된 사항은 PN 연속 트레이닝 신호의 샘플이 FIFO(2644)에 저장된다는 것을 가정한다. FIFO(2646)을 사용하고 트레인이 신호로서 시간 반전 2T 펄스를 사용하기 위해, 과정의 개선이 분리되게 기술된다.

다음은 제26a도 내지 제26c도까지 흐름도에 의해 표시되는 처리의 개략이다. 마이크로 프로세서 (단계 2662 내지 2664)에 의해 사용된 메모리 위치를 초기화시킨 후, 제26a 도에서 프로그램은 FIFO(2644)에서 샘플값을 추출해서 데이타 어레이 ACC(스텝 2666,2668 와 2680)의 124 메모리 위치에 샘플값을 축적시킨다. 만일, 라인 22 동안에 적절한 시간내에 샘플이 취해지지 않는다는 것을 프로그램이 결정한다면, 타이밍 에러를 정정하기 위해서 카운터(2624, 단계 2676)에 인가된 프리셋트값 PV 를 변경하도록 프로그램이 마이크로 프로세서의 조건을 조절하고 그때 샘플 누적 단계를 반복한다.

제26b도에서, 프로그램은 일련의 결과치의 합을 계산하기 위해서 마이크로 프로세소(2640)이 조건을 조절한다. 각각의 결과치의 합은 트레이닝 신호의 한예를 유지하는 기준 어레이로부터 상응하는 값에 의해서 배가되는 어레이 ACC 에서 유지되는 각 샘플의 합을 나타낸다. 다른 결과치의 합은 어레이 ACC 와 REF 로부터 샘플프의 른 정열을 지시한다. 마이크로 프로세서가 결과치의 다른 합알 계산할 때, 마이크로 프로세서(스텝 2698 에서)는 결과치의 최대합과 결과치의 최대합을 산출하는 어레이 ACC 와 REF 의 정열을 결정한다.

제26c도에 의해서 예시된 프로그램 단계는 위상 조절 신호 PH 와 신호 PV 에 대한 새로운 값을 계산하기 위해서 제26b 도에서 예시된 상관 동작의 결과를 이용한다. 상기 조정은 제26도에서 예시된 회로에 의해 발생된 타이밍과 클럭 신호를 와이드스크린 EDTV 인코더에서 사용된 대응하는 신호를 가지는 적당한 배열로 가져온다.

상기 과정은 START 라고 명령된 블럭(2660)을 가지는 제26a도에서 시작한다. 상기 블럭은 예를 들면, 상관 과정이 시작되기 전에, 마이크로 프로세서에 의해서 수행되는 어떤 초기화 절차를 나타낸다. 시스템의 초기화 될 때, 단계(2662)에서, 마이크로 프로세서는 신호 L22 의 부진행 천이에 대해서 대기한다. 상기 천이는 필드의 22 번째 수평선 간격의 종단을 나타낸다. 상기 천이가 탐지가 될 때, 트레이닝 신호는 FIFO(2644)에 저정되어야만 한다. 단계(2664)에서, 마이크로프로세서(2640)는 메모리 위치의 어레이 ACC 에서, 각 입력을 제조로 하며, 제로값을 변수 SCCNUNT 와 출력 신호 PV 와 DPH 에 할당한다. 어레이 ACC 는 트레이닝 신호의 반복을 누적시키는데 이용한다. 변수 SCCOUNT 는 FIFO(2644)로 부터 샘플값 판독이 계산을 유지한다. 단계(2666)에서, 마이크로 프로세서(2640)는 FIFO(2644)로 부터 샘플값을 판독하고 샘플값을 변수 RDATA 에 할당한다. 스텝(2688)에서, 마이크로 프로세서는 샘플 계산 변수, SCCOUNT 를 증가시킨다. 각 샘플값이 FIFO(2644)로부터, 판독될 때, 단계(2670)에서 마이크로 프로세서는 FIFO(2644)에 의해 제공된 신호 END 의 상태를 체크한다. 만일 신호 END 가 논리 1 상태에 있으면, 더 이상의 샘플이 FIFO(1644)로 부터 판독될 수가 없다. 상기 예에서, 마이크로 프로세서(2640)는 단계(2672)에서 FIFO(2644)를 리셋트시킨다.

단계(2674)에서, 만일 샘플 카운터 SCCOUNT 가 완료 트레이닝 신호가 FIFO(2644)에 저장되는 것을 표시하는 898 보다 크다면 마이크로 프로세서92640)는 제26b도의 블럭(2682)으로 분기된다. 그렇지 않으면, 단계(2676)에서, 899 에서 샘플 카운트(SCCOUNT)를 뺀 값은 신호(PV)에 할당하고, 상관 관계 처리가 다시 시작된다. 단계(2672 에서 2676)는 신호 IHS 가 상관 관계의 착수 이전에 신호 L22 와 함께 정렬되도록 해준다.

만약 단계(2670)에서 신호(END)가 논리 0 상태이면, 단계(2678)에서 마이크로 프로세서는 샘플 카운트가 154 보다 작은 지의 여부를 검색한다. 그렇다면, 샘플은 수평 블랭킹 간격을 보유하고 있는 22 번째 수평 라인 간격의 부분을 나타낸다. 이러한 간격은 어떤 트레이닝 신호를 보유하고 있지 않기 때문에 무시된다. 결과적으로, 결정 블럭(1678)으로부터 예(y) 브랜치는 단계(2666)에서 FIFO(2644)로부터 다음의 샘플값을 판독하는 마이크로 프로세서(2640)를 결정한다.

단계(2678)에서 만약 샘플 카운트(SCCOUNT)가 154 와 같거나 또는 크면, 마이크로 프로세서는 어레이 (ACC)에서 샘플값(RDATA)을 축적한다. 트레이닝 신호의 각각 반복된 시퀸스가 124 의 샘플값을 보유하고 있기 때문에, 123 개의 중재 샘플에 의해 분리된 샘플은 연속되는 시퀀스로부터 대응하는 샘플값이다. 단계(2680)는 모듈로(MOD)의 124 추가(단계 2680)를 사용하여 전류 샘플에 대한 어레이(ACC)에서 인덱스(IXP)를 결정한다. 그후, 상기 단계(2680)는 샘플값을 다음의 인덱스에 축적된 합에 가산시킨다. 마이크로 프로세서(2640)는 단계(2680)가 수행되어온 단계(2666)에 브랜치 시킨다.

결정 블럭(2674)으로부터의 Y 브랜티에 기인하여 수행된 제26b도의 단계(2682)는 상관 관계 처리를 시작한다. 이러한 처리에서, 어레이(ACC)에서 축척된 데이타는 ROM(2650)에 저장된 어레이(REF) 에서 관련 데이타와 상관 관계가 있게 된다. 상관 관계 처리는 구조에서 원형으로 된 바와 같은 어레이(ACC, REF)의 각각을 취급하며, 즉 그러한 것은 인덱스(0)에서 엔트리가 인덱스(123)에서의 엔트리 다음에 온다고 가정하는 것이다. 이상적으로, 상관 관게 처리는 다음과 같이 진행한다. 어레이(ACC)에서 각각의 값은 어레이(REF)에서 대응하는 값에 의해 곱하여지며, 파생된 하나의 값을 생성시키기 위해 합산한다. 다음에, 어레이(ACC, REF)인 인덱스는 대응하여 변경시키도록 오프셋되어, 다른 값이 생성된다. 이러한 처리는 모든 가능한 대응값이 시험될 때까지 반복된다. 그러한 것은 가장 크게 생성된 값이 어레이(ACC, REF) 사이에서 가장 가까운 상관 관계를 발생시키는 PN 시퀀스의 성질이다.

제26b도를 고려해 볼 때, 단계(2682)는 제로값을 어리에(ACC,REF)를 위한 인덱스 옵셋값을 유지하는 가변 INIX 에 할당시킨다. 단계(2683)에서, 곱셈값의 최대합을 유지하고 있는 가변 MSUM은 제로값에 할당되고, 어레이(SUM)의 각각의 엔트리는 제로로 세트된다. 어레이(SUM)는 계산된 바와 같이 ACC 와 REF 사이의 각각의 대응값에 대한 값을 유지하고 있다. 다음의 단계(2684)는 어레이(ACC)를 위한 인덱스(IXP)에 INIX 내의 값을 할당하고, 어레이(REF)를 위한 인덱스(IXP)에 제로값을 할당한다.

단계(2686, 2688,2690)은 합-곱값의 각각의 곱을 구성하는데 사용된 곱셈 연산의 예측을 수행한다. 결정 블럭(2686)은 현재 인덱스된 관련값이 음의 값인지의 여부를 검색한다. 그렇다면, 결정 블럭의 Y 브랜치는 단계(2688)가 다음에 실시되도록 해준다. 그렇지 않으면, 단계(2690)가 실시된다. 단계(2688)는 어레이(SUM)에서의 값으로부터 ACC 의 현재 인덱스된 값을 감산시키고, 그 동안에 계(2690)는 ACC 의 인덱스된 값을 어레이(SUM)내의 값에 가산시킨다. 이러한 과정은 어레이(REF)이 엔트리가 어레이(ACC)의 엔트리에 곱하여지는 정도로 +1 또는 -1의 값만을 보유하고 있는 어레이에 어레이(REF)를 감소시킨다. 본 발명의 현재의 실시예에서, 텔레비젼 신호가 8 비트의 2 의 보수값으로 양자화되기 때문에, 30 IRE 보다 작은 값을 나타내는 트레이닝 신호의 샘플은 음의 값이 되고, 30 IRE 보다 더 큰 값을 나타내는 샘플은 양의 값이 된다. 여기서, -40 IRE 와 100 IRE 는 -128 과 +127 의 각각 양자화된 값과대응한다. 반면에 이러한 대략적인 접근은 실제의 곱셈 연산보다 덜 엄격하여, 발명자는 만족스러운 결과를 발생시키고 현저하게 상관 관계 작용에 대한 계산 시간을 감소시키는 것을 결정하여 왔다.

단계(2692)는 인덱스 변수(IXR, IXP)를 증가시킨다. 변수(IXP)는 상술된 원형 상관 관계를 수행하는 증가된 모듈로(124)이다. 결정 블럭(2694)은 합과 곱연산을 반복시키며, 그 동안에 IXR 은 124 보다 작게 된다. IXR 이 124 와 같을 때, 관련 어레이의 모든 엔트리가 사용되며, 합과 곱 연산은 변수(INIX)에 유지된 오프셋값을 완료시킨다.

결정 블럭(2696)은 새로이 계산된 합의 절대값과 지금까지 계산된 가장 큰 합(MSUM)의 절대값을 비교한다. 만약 새로운 합이 MSUM 보다 크면, 단계(2698)에서 그러한 것은 변수(MIX)에 할당된 새로운 합을 발전시키는데 사용되었던 어레이(ACC 와 REF)사이의 옵셋(INIX)과 MSUM 에 할당된다. 단계(2698) 또는 결정 블럭(2696)이 아니오(N) 브랜치상에서 실시된 후, 변수(INIX)의 값은 1 씩 증가된다. 단계(2702)에서, INIX 의 값디 123 보다 작다면, 곱의 합의 계산은 단계(2684)어레이(ACC, REF) 사이의 더 큰 오프셋과 함께 계속된다.

INIX 의 값이 122 와 같거나 또는 122 를 초과할 때, 어레이(ACC, REF)의 원형 상관 관계는 완료된다. 마이크로 프로세서(2640)는 다음에 제26c도에 도시된 결정 블럭(2704)을 실시한다. 블럭(2704)은 즉시 MIX 를 둘러싸는 인덱스 오프셋값에 대한 곱셈값의 합과 비교한다. 만약 MIX 보다 작은 인덱스에 대한 곱셈값의 합의 크기가 MIX 보다 큰 인덱스에 대한 크기보다 크면, 단계(2708)는 SUM[MIX-2]를 변수(PSUM)에 할당시키고, 값(MIX-1)을 변수(PIX)에 할당시킨다. 그렇지 않으면 SUM[MIX+2]와 MIX+1 의 값은 단계(2714)에서 변수(PSUM, PIX)에 할당된다. 이러한 단계들은 MIX 와 PIX 에 유지된 값 사이에 존재하는 것과 같은 어레이(ACC, REF) 사이에 임의 옵셋을 확립시킨다. 결정 블럭, 즉 각각의 단계(2708, 2716) 뒤에 오는 결정 블럭(2710, 2716)은 최소 임계값(DELTA)에 대한 PSUM 과 SUM[MIX-1] 또는 PSUM 과 SUM[MIX+1] 사이에서 각각의 차의 크기를 검색한다. 이 한계치 이하의 차는 수상기 및 전송된 신호가 5ns 로 정렬된 것을 나타낸다, 만약 차가 한계치를 초과하면, 신호 CLK4 및 IHS 의 위상의 다른 조정이 바람직하다. 그래서, 각 스텝(2712) 및 (2718)에서, 마이크로 프로세서(2640)는 새로운 값을 가변 PV 및 DPH 에 할당된다. 위상 조정의 판단은 요구되며 가변 DPH 로 할당되도록 위상 조정치의 계산은 각 방향으로 MIX 및 PIX 에서부터 한 인덱스로 변위된 합의 적 값을 이용한다. 이들 합의 적 값은 가장 큰 기울기를 갖니 종형 곡선의 부분들에 놓여 있다. 결과적으로, 이들 합의적 값은 신호 PH 의 값을 조정하여 발생된 적은 위상 변화에 가장 민감하다.

스텝(2712) 또는 (2718)중 하나나 결정 브럭(2710) 또는 (2716)중 하나의 Y 브랜치로 실행한 후, 마이크로 프로세서(2640)는 결정 블럭(2720)을 실행한다. 블럭은 만약 가장 큰 적의 합이 네가티브이면 검사한다. 그러면, 마이크로 프로세서(2640)에 의해 래치(2652)에 제공된 신호 FID 의 값은 단계(2742)에서 제로로 세트된다. 반면, FID 의 값이 단계(2722)에서 증가된다. 상술된 바와 같이, 매 4 필드가 필드 식별기(0,1,2,3)에서 수상기에 전송되면 인코더에 의해 제공된 트레이닝 신호가 반전된다(예를 들면, 100 IRE 는 -128 IRE 에 대응하고, -40 IRD 는 +127 에 대응한다). 단계(2722) 또는 (2724)중 하나를 실행한 후, 마이크로 프로세서(2640)는 다음 비디오 필드에 대해 상호 관계 동작을 시작하도록 단계(2662)에 브랜치한다. 그해서, 상호 관계 동작은 광역 스크린 EDTV 신호가 수신되는 한 연속한다.

NTSC 비디오 신호가 베스티지얼 측대역(vestigial sideband) 신호로써 전송되는 경우, PN 시퀀스가 필터되며 역수의 2T 펄스이든지, 트레이닝 신호가 비디오 신호의 전체 대역폭을 차지하는 경우에, 상기된 상호 관계 동작은 다중 경로의 왜곡에 의해 영향을 미칠 것이다. 강한 제 2(고스트)신호는 비디오 캐리어 신호의 명백한 위상을 변화시켜 1 차 비디오 신호의 구적 위상 성분과 동위상 성분 사이에 누화를 발생시킬 것이다. 이 명백한 위상 에러는 제13도의 동기 복조기(1322)에 의해 검출된 반송파가 제 1 차 및 고스트 신호의 반송파에 대한 벡터 합이기 때문에 발생한다. 이 검출된 반송파 비디오 신호를 복조하는데 이용되는 경우에 1 차 신호의 동위상 성분에 대한 부분은 복조된 구적 위상 성분으로 나타나며 그 역도 성립한다. 이것은 트레이닝 신호의 진폭을 감소시키며 구적 왜곡을 이것에 부가한다.

포텐셜 다눙 경로 왜곡에 대한 보상 방법은 상호 관계 동작에 트레이닝 신호의 동위상과 구적 위상 성분을 이용한다. 이것은 단일 복조 신호의 실 및 허수 부분으로써 비디오 신호의 동위상 및 구적 성분 NTSCF 및 YTN 을 처리하여 완성된다. 신호 NTSCF 에 부가하여 신호 YTN 을 적용시킨 제26도, 제26b도 및 제26c 동의 수정은 제26d도, 제26e도 및 제26f도로 도시되어 있다. 이들 도면에 의해 서술된 알고리즘은 상술된 것과 동일하다. 결과적으로, 제26a도, 제26b도 및 제26c도와 제26d도, 제26e도 및 제26f도 사이의 차이만 기술된다. 제26d도에 있어서는 가변 JDATA 및 어레이 ACCJ 는 FIFO(2646)에 의해 제공된 구적 위상 샘플을 유지하도록 가산된다. 샘플값은 단계(2766)에서 FIFO(2646)으로부터의 가변 JDATA 로 제공된다. 단계(2780)에서, FIFO(2646)로부터의 샘플은 어레이 ACCJ 에 축적되는 동시에 FIFO(2644)에서부터의 샘플이 어레이 ACCR 에서 축적된다. 어레이 ACCR 은 제 26a도의 어레이 ACC 와 동일하다.

제26e 도의 단계(2782)가 실행되는 경우에, 어레이 ACCR 및 ACCJ 는 트레이닝 신호에 대한 동위상 성분의 6 예 및 구적 위상의 6 예의 각 축적을 나타내는 값을 가진다. 단계(2783)에서, 어레이 SUMT 및 SUMJ 는 어레이 SUM 에 부가하여 초기화된다. 단계(2786)에서, 트레이닝 신호의 동위상 성분을 나타내는 샘플의 적은 어레이 ACCR 에서 유지되며 기억된 동위상 트레이닝 신호의 샘플들은 어레이 REFR 에서 유지되며, 트레이닝 신호의 구적 위상 성분을 나타내는 샘플의 적이 어레이ACCJ 에서 유지되며 기억된 구적 위상 트레이닝 신호의 샘플이 어레이 REFJ 에서 유지되는 것은 합산되어 어레이 SUMT 내에 기억된다. 단계(2786)에서, 어레이 REFJ 및 ACCR 에서의 대응값의 적은 어레이 REFR 및 ACCJ 에서의 값의 적으로 감산된다. 어레이 SUMT 및 SUMJ 에서의 대응값은 어레이 SUM 에 대한 값을 계산하도록 단계(2795)에서 제곱되며 합산된다. 단계(2786)에서 예증된 계산은 기억된 기준 트레이닝 신호의 동위상 및 구적 위상 성분을 나타내는 복소 백터(RRFR, REFJ)를 복소 공액에 의해 수신된 트레이닝 신호의 동위상 및 구적 위상 성분을 나타내는 복조 백터(ACCR, ACCJ)를 곱한다.

제26f도의 단계(2804)가 실행되는 경우에, 어레이 SUM 은 어레이의 두 세트 사이의 각 대응 인덱스에 대해 어렝 ACCR, ACCJ 및 REFR, REFJ 의 적의 합을 나타내는 값을 유지한다. 제26f도에서의 알고리즘은 제26c도의 것과 다르며, 절대값 동작은 단계(2704, 2710 및 2716)에서 이용되지 않으며, 값 SUMR[MIX]는 단계(2720)에서 MSU M 대신에 이용된다. 값 SUMT[MIX]가 최대 적의 합 값에 대응하는 인덱스에서 수신되며 기준 트레이닝 신호의 동위상 성분의 적이므로, 이것은 제26c도에서 이용된 값 MSUM 과 동일하다. 값 MSUM 은 단계(2786)에서 제공하는 동작에 기인하여 MSUM 의 값이 항상 양이기 때문에 테레비전 수상기의 필드 시퀀스를 와이드스크린 EDTV 인코더이 필드 시퀀스에 동기화하는데 이 교대 알고리즘이 이용되진 않는다.

다중 경로 왜곡이 보상뿐만 아나라, 제26d도 내지 제26f 도에 설명된 알고리즘은 EDTV 수상기에 의해 발생된 영상을 결합 또는 잡음 신호로부터 보호할 수 있다. 이러한 개선점은 동위상 성분의 에너지뿐만 아니라 수신된 신호의 직각 성분의 신호 에너지를 상호 동작에 이용하여 얻을 수 있다. 제26a도 내지 제26c도를 참조로 상기 기술된 알고리즘은 신호의 동위상 성분의 에너지만을 이용한다.

시반전 필터된 2T 펄스가 트레이닝 신호로서 이용되면, 상호 처리는 제25c도에 도시된 필터를 시뮬레이트하는 제26b도의 단계(2682)와 제26a동의 단계(2674)사이의 부가적인 계산(도시하지 않음)을 포함하여, 어레이 REF 의 엔트리에 의해 어레이 ACC 의 엔트리를 실제로 증배시키는 단계(도시하지 않음)과 단계(2686, 2688 및 2690)를 재배치하기 위해 변경된다. 또한 40 샘플 이상으로 필터된 2T 신호의 에너지는 무시할 수 있기 때문에, 예를 들러, 40 으로 순타 반복된다. 반면에, 트레이닝 신호를 기준 신호와 상관 절차는 상기 기술된 것과 동일하게 된다. 제25d도에 도시된 것처럼,마이크로 프로세서(2640)를 이용한 전역 통과 필터(all-pass filter)를 시뮬레이팅하기 위해 선택할 때, 제26도에 도시된 수신기 타이밍 신호 발생기는 제26d도에 도시된 것처럼 FIFO-2644)의 입력 포트에서 회로(도시하지 않음)를 포함할 수 있다. 이 회로는 시 반전된 2T 펄스의 6 번 반복의 시퀀스를 FIFIO(2644)에 기억시킨다. 본 실시예에 있어서, 기억된 크레이닝 신호는 하나의 시반전된 2T 펄스가 될 수도 있다.

제26도를 다시 참조하며, 카운터(2624)에 의해 발생된 식별 신호(PID)는, 이식별 신호(PID)의 값이 156 이 될 때, 약 70ns 의 펄스폭을 갖는 시기준 펄스 신호 (H)를 방출하는 디코더(2626)에 인가된다. 이 시기준 펄스는 비디오 신호의 각각의 수평 라인에 대해서 한번 방출되고, 그 라인의 활성 비디오 제 1 샘플과 일치한다. 신호(PID), 마이크로 프로세서(2640)에 의해 발생되어 래치(2652)에 기억된 필드 식별 신호(FID), 샘플의 현라인이 그 필드의 짝수 또는 홀수 라인에 존재할 때 가리키는 카운터(2612)에 의해 제공된 신호 (O/E)는 ROM(2628 및 2630)에 인가된다. 이들 ROM 는 제25도를 참조로 하여 상기 기술된 각각의 ROM(2530 및 2532)과 유사하게 프로그램될 수 있다. 단지 ROM(2628, 2630)과, ROM(2530, 2532)의 차이는 어드레스 신호(PID)의 비트수이다. 제26도의 신호(PID)는 4xfsc 이 비율로 변화하는 10 비트 신호인 반면에, 제25도에 이용된 신호(PC)는 8xfsc 속도로 변화하는 11 비트 신호이다. ROM(2628)은 상호 반대인 부반송파 신호(ASC 및 ASC')를 발생한다. ROM(2630)은 5㎒ 헤테로다이닝 신호(fc)를 발생한다. 이들 신호는 아래 기술될 디코더 회로에 이용된다.

신호(OE 및 FID)는 ROM(2634)에도 인가된다. ROM(2634)은 제 1 활성 비디오 샘플의 재발생된 색 부반송파 신호(Fsc)의 Q 위상에서 색도 신호 성분을 갖는 각각의 수평 라인 간격에 대해 하나의 논리 출력 신호가 발생되도록 프로그램된다. 이ROM(2634)에 의해 제공된 신호는 AND 게이트(2636)에 의해 신호(H)를 갖는 논리적으로 AND 화 된다. AND 게이트(2636)에 의해 제공된 펄스 신호는 분주기(2632)의 리셋 입력 단자(R)에 인가된다. 분주기(2632)의 신호 입력 단자는 4xfsc 클럭 신호(CK4)를 수신하기 위해 분주기에 결합된다. 분주기(2632)의 출력 신호는 2xfsc 와 실제로 동일한 주파수를 갖고, 색 부반송파 신호(Fsc)의 1 위상과 일치하여 발생하는 부진행 천이하는 신호(ICK)이다.

제13도를 참조하면, 신호(NTSCF)는 V-T 누화와 관계없이 주신호(N) 및 직각 변조된 신호(M)를 얻기 위헤 1.7㎒ 보다 더 큰 주파수에서, 한 프레임내에 분리된 영상 라인(262H)을 평균(가산) 및 차분(감산)하는 인트라 프레임 평균-차분 유닛(1324)(intraframe aterager-differencer unit)에 인가된다. 200㎒ 수평 누화 보호 대역은 인트라 프레임 평균 차분 유닛(1324)의 제한 동작 주파수보다 낮은 1.7㎒ 와 제1a도의 인코더에 이용된 인트라 프레임 평균기(38)의 제한 동작 주파수보다 낮은 1.5㎒ 사이에 제공된다. 이 보호 대역은 신호(M)와 휘도 신호 성분인 신호(N)사이의 크로스토크를 제거한다. 재생된 신호(N)는 제1a도의 인코더에서 평균된 인트라 프레임처럼 원래 주 신호(C/SL)의 영상 정보를 가시적으로 인트라 프레임 영상 상관 관계로 인하여, 주 신호(C/SL)의 영상 정보를 가시적으로 나타내는 정보를 포함한다.

평균-차분 유닛(1324)의 상세한 설명은 제15도에 도시되어 있다, 신호(NTSCF)는 로우 성분을 얻기 위해 유닛(1510)에 의해 저역 통과하고, 신호(NTSCF)의 하이 성분을 얻기 위해, 유닉(1512)에서 신호 (NTSCF)와 감산된다 이 성분은 한 필드 주기로 지연되고, 유닛(1513)에 의해 평균(가산) 및 차분(감산) 되어, 평균 출력(+)에서 평균된 하이 성분(NH)과, 차분하는 출력(-)에서 신호(M)를 발생시킨다. 평균-차분 유닛(1513)으로 이용하는 전형적인 회로는 제16도에 도시되어 있다. 성분(NH)은 신호(N)을 얻기 위해 필터(1510)로부터 262H 지연된 출력 신호와 가산기(1514)에서 가산된다.

제13도를 참조하면, 와이드스크린 EDTV 인코더 회로를 참조로 하여 상기 기술된 신호(ASC 및 ASC')처럼 동일한 특성을 갖는 상호 반대인 부반송파 신호(ASC 및 ASC')에 응답하여 보조 신호(X 및 Z )를 복조하기 위해 직각 보조기 및 진폭 확장기 유닛(1326)에 신호(M)를 인가한다. 복조된 신호(X 및 Z)는 제1a도의 인코더에 의해 평균된 인트라 프레임처럼 그들 신호의 높은 인트라 프레임 영상 상관 관계로 인하여, 제1a도의 유닛(74)으로 부터 출력된 각각의 출력 신호 및 신호(EDH)의 영상 정보를 가시적으로 나타내는 정보를 포함한다. 직각 복조기 및 진폭 확장기(1326)에 사용 가능한 전형적인 회로가 제27도에 도시된다. 이 회로는 신호 M 을 가각 ASC 및 ASC' 만큼 배가시키는 두개의 증배기92750 및 2752)를 포함한다. 증배기(2750 및 2752)에 의해 공급된 신호는 각기 저주파 통과 필터(2753 및 2757)에 의해 필터되며, 예컨대 0 내지 1.5㎒ 의 통과 주파수 대역을 가진다. 필터(2752 및 2757)는 불필요한 고주파 변조 성분을 제제한다. 필터(2753 및 2757)에 의해 공급된 신호는, 각각 PROM(2754 및 2756)를 통해, 신호(X 및 Z)를 발생시키도록 역 감마 함수를 필요로 한다.

제13도에 대해 언급하자면, 유닛(1328)시간은 본래의 시간 슬롯을 점유하도록 칼라 인코드 측 패널 하이(신호 X)를 압축하며, 그에 따라 신호 NTSCH를 재생한다. 신호 NTSCH 는 제1a도에 관해서 상술된 신호 NTSCH 에 거의 일치한다.

휘도(Y) 하이 디코더(1330)는 휘도 수평 하이(신호 Z)를 와이드스크린 포맷으로 디코드한다. 측면은 제1a도의 인코더에 의해 실행된 시간 압축을 복귀하기 위해 시간 확장되고, 중심은 제1a도의 인코더에 의해 실행된 시간 확장을 복귀하기 위하여 시간 압축된다.

제17도에 있어서, 이 도면은 제13도의 유닛(1330)을 상세하게 도시하며, 신호 Z 는 각각 분리된 휘도 하이 측 및 중심 신호, YHO 및 YHE 를 공급하는 중심 분리기(디멀치플렉서)(1710)에 인가된다. 디멀티플렉서(1710)는 카운터(1706) 및 디코더(1708)에 의해 제어된다. 카운터(1706)는 신호 Z 의 제 1 활성 픽셀에 대응하여 임의의 타임에서 신호 H 에 의해 리셋트되고, 신호 Z 의 픽셀을 카운트하도록 4xfsc 신호 CK4 에 의해 클럭된다. 디코더(1708)는 제어 신호를 발생시키도록 카우너(1706)에 의해 제공된 카운트값 신호에 응답하는데, 상기 제어 신호는 츨 패널 픽셀(카운트값 0 내지 13 및 740 내지 753)이 신호 YHO 를 향하고 중심 패널 픽셀(카운트값 14-739)이 신호 YHE 를 향하도록 디멀치플렉서(1710)를 조절한다. 신호(YHO 내지 YHE) 는, 제12도 즉 12a 내지 12b 도에 관련해서 언급한, 맵핑 기술을 사용하여 유닛(1712 및 1714)에 의해 각각 타임 확장 및 시간 압축되는데, 이는 각 이미지의 측 및 중심에 휘도 고주파 성분을 나타내는 신호, YHS 및 YHC 를 제공하기 위함이다. 상기 신호는 유닛(1716)에 의해 합쳐진다.

제14도는 스프라이서(1716)로 사용하기에 적합한 측 패널 중심 패널 스플라이싱 장치를 도시한다. 제14도에 있어서, 스플라이서는 측 패널 휘도 신호 성분 (YS) 및 중심 패널 휘도 신호 성분(YC)으로부터 저대역 폭 휘도 신호(YF')를 발생시키도록 회로망(1410)을 포함하도록 도시되며, 구조 및 기능면에서 회로망(1410)가 동일한 그 신호 스플라이서(1420) 및 Q 신호 스플라이서(1430)도 역시 포함한다. 중심 패널 및 측 패널은, 예컨대, 10 픽셀에 의해 의도적으로 중첩된다. 즉 중심 및 측 패널 신호는 제3도에 도시된 바와 같은 전송 과정 및 신호 인코딩을 통해 여러 개의 여분의 픽셀을 가진다.

와아드스크린 수상기에 있어서, 중심 및 측 패널은 각 신호로부터 재구성되지만, 시간 확장, 시간 압축과 측 및 중심 패널 신호상에서 실행되는 필터 작용 때문에, 측 및 중심 패널의 경계면에서의 여러 픽셀이 오염 또는 왜곡된다. 중첩 영역(OL) 및 오염된 픽셀(CP : 명확하다고 하기에는 다소 상태가 나쁨)이 제14도에서 신호(YS 및 YC)에 조함된 파형으로 표시된다. 패널이 중첩 영역을 가지지 않을 경우, 오염된 팩셀은 서로에 대해 접촉되고, 접촉선이 보이게 된다. 10 픽셀 폭의 중첩 영역은 3 내지 5 오염된 경계 픽셀을 보충하기에 충분히 넓다.

스플라이서(1410)에 있어서, 증배기(1411)는, 결합된 파형으로 도시된 바와 같이, 중첩 영역내에서 측 패널 신호(YS)에 가중 함수 W 를 곱한다. 증배기(1411)에 의해 공급된 신호가 신호 결합기(1415)에 인가된다. 마찬가지고, 증배기(1412)가 중첩 영역 내에서, 조합된 파형으로 도시된 바와 같이, 중심 팬러 신호(YC)에 상보적 가중 함수(1-W)를 곱하고, 그에 따라 결과적인 신호를 결합기(1415)에 인가한다. 가중 함수(W 및 1-W) 는 중첩 영역에 대해 선형의 램프형 특성을 나타내며 0 과 1 사이의 값을 포함한다. 웨이팅후, 측 및 중심 패널 픽셀은 재구성된 각 픽셀이 측 및 중심의 선형 결합이 되도록 결합기(1415)에 의해 가산된다.

가중 함수는 우선적으로 중첩 영역의 가장 안쪽 경게 가까이에서는 1 에 접근해야 하고, 가장 바깥쪽 경계에서는 0 에 접근해야 한다. 이는 상대적으로 오염된 픽셀이 재구성된 패널 경계에 거의 영향을 미치지 않게 해준다. 가중 함수(W 및 1-W)는 픽셀 위치를 나타내는 입력 신호에 응답하여 순람표(도시 안됨)를 포함하는 회로망 및 감산 결함기(도시 안됨)에 의해 쉽게 생성될 수 있다. 순람표는, 입력 신호에 응답하여, 중첩 영역 내에 0 내지 1 의 램프 함수 출력값을 제공하도록 프로그램된다. 입력 신호는, 신호 H 에 의해 리셋트되는 픽셀 카운터와 같은, 다양한 방법으로 전달될 수 있다.

제13도에 대해 언급하자면, 진폭 변조기(1332)는 5.0㎒ 반송파 fc 상의 디코더(1330)로부터 신호를 변조한다. 진폭 변도된 신호는 비교적 낮은 측파대를 제거하도록 5.0㎒ 차단 주파수를 가진 필터(1334)에 의해 고역 통과 필터(1334)로부터의 출력 신호에 있어서, 5.0 내지 6.0㎒ 의 중심 패널 주파수가 재생되고, 5.0 내지 5.2㎒ 의 측 패널 주파수가 재생된다. 필터(1334)로부터 신호가 가산기(1336)에 인가된다.

압축기(1328)로부터 신호(NTSCH)가 신호(YH, IH 및 OH)를 발생시키도록 색도 하이로부터 휘도 하이를 분리하는 유닉(1340)에 인가된다. 이것은 제18도의 장치에 의해서 달성될 수 있다.

제18도에서, 제10c도의 형태및 3.58± 0.5㎒ 의 통과 대역을 갖는 H-V-T 대역 통과 필터(1810)는 신호 NTSCH 의 채도 대역 성분을 감산식 결합기 (substradtive combiner) (1814)에 전달되며, 전이 시간 등화 지연 회로(1812)를 거쳐 지연된다. 분리 휘도 하이 신호 YH 는 결합기(1814)의 출력에서 나온다. 필터(1810)로부터의 필터 신호 NTSCH 는 래치(1815, 1816), 선택 2 의 보수 회로(1818, 1820), 반전기(1822) 및 분주기(1824)를 포함하는 회로에 의해서 변조된 구형이다. 래치(1815, 1816)는 신호 ICK 에 응답하며, 각각의 I, Q 차신호를 표시하는 샘플을 저정하기 위한 2 이 논리력에 응답한다. 제9도와 관련하여 상술한 바와 같이 이 샘플은 극성이 교호한다. 각각의 I,Q 색차 샘플중에서 교호 샘플의 극성을 반전하기 위하여, 복조기는 선택 2 의 보수 회로(1818, 1820)를 포함한다. 이 회로는 주파수 분할기(1824)에 의해서 공급된 신호에 응답하며, 래치(1815, 1816)에 의해서 공급된 샘플값중의 오직 교효 샘플값만을 변전하는 신호 ICK 주파수의 절반인 구파수를 가진다. 2 의 보수 회로(1818, 1820)의 출력 신호는 각각 색차 신호 IH, QH 이다.

유닛(1324)로부터의 신호 N 는 휘도-색도 분리기(1342)에 의해서 유닛의 구성 휘도 및 색도 성분 YN, IN 및 QN 으로 분리되며, (1342)는 상기의 분리기(1340)와 동일한 것일 수 있다.

신호 YH, IH 및 QH와 YN, IN 및 QN 는 휘도 및 색도 성분을 와이드스크린 포맷으로 디코드하는 Y-I-Q 포맷 디코더(1344)에 입력으로 제동된다.

제19도에서, 신호 YN, IN 및 QN 는 압축된 측면 패널 로우 신호 YO, IO 및 QO 로 분리되며, 측면-중심 패널 신호 분리기(시간 디멀티플렉서)(1940)에 의해서 확장된 중심 패널 신호 YE, IE 및 QE 로 분리된다. 디멀티플렉서(1940)는 디멀티플렉서(1710)와 제17도를 참조하여 기술된 그의 주변 회로(1706, 1708)의 원리를 사용할 수 있다.

신호 YO, IO 및 QO 는 복구된 측면 패널 로우 신호 YL, IL 및 QL에 의해서 표현된 바와 같이, 와이드스크린 신호로 측면 패널 로우 신호의 본래 공간 관계를 복구하는 시간 확장기(1942)에 의해서 측면 확장률 (제1a 도 인코더의 측면 압축율의 역)에 의해서 확장된 시간이다. 마찬가지로, 측 패널을 위한 공간을 확보하기 위하여 중심 패널 신호 YE, IE 및 QE 는 중심 패널 신호의 본래 공간 관계를 와이드스크린 신호로 복구하는 시간 압축기(1944)에 의해서 중심 압축율(제1a도 인코더의 중심 압축율의 역)에 의해서 압축된 시간이다. 압축기(1944)에 의해서 생성된 출력 신호는 복구된 중신 패널 신호 YC, IC 및 QC 이다. 압축기(1944)와 확장기(1942)는 제12도를 참조하여 위에 기술한 형태일 수 있다.

공간적으로 복귀 측면 패널 하이 신호 YH, IH 및 QH 는 다시 만들어진 측면 패널 신호 YX, IS 및 QS 를 생성하는 결합기)1946)에 의해서 공간적으로 복구된 측면 패널 로우 신호 YL, IL 및 QL 와 결합한다. 이들 신호는 부분적으로 다시 만들어진 와디드스크린 휘도 신호 YF' 및 다시 만들어진 와이드스크린 색차 신호 IF', QF' 를 형성하는 스플라이서(1960)에 의해서 다시 만들어진 중심 팬러 신호 YC, IC 및 QC 에 접속된다. 측면 및 중심 패널 신호 성분의 스플라이싱을 제14도와 관련지어 상술된 스플라이서(1960)로 사용하기 알맞은 장치인 중심 및 측변 패널 사이의 경계에서 가시 시임을 사실상 제거하는 방법으로 수행된다.

제13도에 관해서 살펴보면, 디코더(1344)에 의해서 공급된 신호 YF' 는 가산기(1366)에 전달되며, 다시 만들어진 광 대역폭 휘도 신호 YF' 를 생성하는 필터(1344)에서 고주파 휘도 신호와 합쳐진다.

신호 YF', IF' 및 QF' 는 각각의 변환기(1350, 1352, 1354)에 의해서 비월에서 순차 주사 포맷으로 변환된다. 휘도 순차 주사 변환기(1350)는 또한 포맷 디코더(1360)로부터의 헬퍼 휘도 신호 YT 에 응답하며, 인코드된 헬퍼신호 YTN 을 디코드한다. 디코더(1360)는 신호 YTN 을 와이드스크린 포맷으로 디코드 하며, 제17도에 도시한 형태를 나타낸다.

I,Q 변환기(1352, 1354)는 미싱 순차 주사선 정보를 생성하기 위하혀 1 개의 프레임과는 별도로 선을 일시적으로 평균하여 비월 주사 신호를 순차 주사 신호로 변한한다. 이것은 제10도에 도시된 형태의 장치에 의해서 달성될 수 있다.

제20도에서, 비월 신호 IF' (or QF') 는 소자(2010)에 의해서 263H 지연되며, 이중 메모리(2020)의 입력부에 인가된다. 이 지연 신호는 가산기에서 지연되지 않은 입력 신호에 더해지기 전에 소자(2012)에 의해서 부가 262H 에 있게된다. 가산기(2014)로부터의 출력 신호는 2 분할 회로망(2016)에 연결된다.

회로망(2016)에 의해서 생성된 신호는 이중 포트 메모리(2018)의 입력부에 인가된다. 메모리부(2020, 2018)는 4xfsc 속도로 데이터를 받아서, 8xfsc 속도로 데이터를 공급한다. 메모리(2018, 2020)의 출력부는 출력 순차 주사 신호 IF (QF)를 생성하기 위하여 메모리부(2018, 2020)에 의해서 공급된 신호 사이에서 스위치 하는 멀티플렉서(MUX)(2022)에 연결된다. 비월 입력 신호(2 선, C 와 X 로 표시된 화소 샘플을 가짐)와 화소 샘플 C, X 를 포함한 순차 출력 신호의 파형도가 제20도에 도시된다.

휘도 순차 주사 변환기 유닛(1350)은 제20도에 도시된 것과 동일하며, 제21도의 장치에서 도시된 바와 같이 신호 YT 가 더해지는 점이 다르다.

제13도에 관해서 언급하면, 변환기(1350, 1352, 1354)에 의해서 공급된 와이드스크린 주사 신호 YF, IH 및 QF 는 비디오 신호 처리기 및 매트릭스 증폭기 유닛(1364)에 인가된 신호 Y, I, Q, 를 생성하는 D/A 변환기 (1362)에 의해서 아날로그 형태로 변환된다. 유닛(1364)의 비디오 신호 프로세서 부품은 신호 증폭, DC 레벨 시프팅, 피킹, 명도 제어, 콘트라스트 제어 및 다른 통상적인 비디오 신호 처리 회로를 포함한다. 매크릭스 증폭기(1364)는 색 영상 대표 비디오 신호 R, G 및 B 를 발생시키도록 휘도 신호 Y 를 색차 신호 I 및 Q 를 조합한다. 이런 색 신호는 유닛(1364)내의 표시 구동 증폭기에 의해 와이드스크린 색 영상 표시 소자(1370), 예를 들어 와이드스크린 키네스코프를 직접 구동하기에 적당한 레베로 증폭된다.

본 발명은 증가된 텔레비전 신호의 여러 성분 신호가 수상기에서 적절하게 재결합되어 증가된 영상을 재생하도록 상기 여러 성분 신호를 동기화하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

미국과 그 밖의 여러 나라에서 채택하고 있는 NTSC 방송 표준 방식에 의한 수상기와 같은 종래의 텔레비전 수상기는 4:3 종횡비(표시된 영상의 폭과 높이의 비)를 갖는다. 최근에는 2:1, 16:9 또는 5:3 등과 같은 텔레비전 수상기 시스템의 보다 높은종횡비를 사용하는 것에 대한 관심이 집중되고 있는데, 이것은 보다 높은 종횡비는 종래의 텔레비전 수상기의 4:3 종횡비보다도 인간의 눈의 종횡비에 거의 근사하거나 또는 동일하기 때문이다. 5:3 종횡비를 갖는 비디오 영상은 이러한 종횡비가 이동 화상 필름의 종횡비와 근사하기 때문에 특히 관심의 대상이 되고 있다. 그러나, 종래의 시스템과 비교하여 증가된 종횡비를 갖는 신호를 간단히 전송하는 와이드스크린 텔레비전 시스템은 종래의 종횡비 수상기와는 겸용할 수가 없다. 이 때문에 와이드스크린 시스템의 채택 보급이 곤란하게 된다.

그러므로 종래의 테레비전 수상기와 겸용할 수 있는 와이드스크린 시스템을 제공하는 것이 바람직하다.

이러한 시스템이 1987년 7월 27일자로 출원된 씨. 에이취. 스트롤씨 및 그외 공동인에 의해 계규중이며 발명의 명칭이 겸용식 와이드스크린 텔레비전 시스템인 미미국 특허원 제 078,150호에 기재되어 있다.

또한 여분의 상세를 제공하기 위하여 표시된 영상의 선명도를 증가 또는 혹장시키기 위한 수단을 갖는 겸용식 와이드스크린 시스템을 제공하는 것이 보다 바림직하다. 예를 들어, 이러한 와이드스크린 EDTV(확장된 선명도 텔레비전) 시스템은 순차 주사 영상을 제공하는 장치를 포함할 수 있다.

현재의 텔레비전 표준 방식 하에서 비효율적으로 사용되거나 또는 현재 사용되지 않는 비디오 스펙트럼부에 영상의 보다 상세화된 영역을 표시하는 신호를 삽입하기 위한 수단을 포함하는 EDTV 시스템이 제안되어져 있다.

이러한 제안중 하나는 본원에서 참조로서 기술된 1987년 4월 21일자로 티. 후끼니끼씨의 이름으로 허여된 미국 특허 제 4,660,072호에 기재되어 있다,. 제 2 의 제안은 본원에서 참조로서 기술된 1987년 8월자 소비자 전자공학에 대한 IEEE 회보 173 내지 180 페이지의 와이. 야스모또씨 및 그 외 공동인의 논문 역 나이퀴스트 필터를 갖는 비디오 반송파의 구적 변조를 이용하여 확장된 선명도 텔레비젼 시스템에서 기재되어 있다. 제 3 제안은 본원에서 참조로서 기술된 1988냔 2월자 소비자 전자공학에 대한 IEEE 회보 111 내지 120 페이지에서 엠. 에이/ 이스날디씨와 그 외 공동인의 ACTV 시스템에서 디코딩 이슈 논문에서 기재되어 있다.

후끼누끼씨의 제안에서는 비교적 고주파 정보가 초기 고 선명도 비디오 신호에서 분리되고, 주파수의 하부 대역을 점유하도록 주파수 변환되어 종래의 비디오 신호의 주파수 스펙트럼내에 있는 교류 부반송파 신호로 변조된다. 종래의 합성 비디오 신호의 색도 부반송파 신호와 동일한 이러한 교류 부반송파 신호는 수평 라인 주파수의 절반의 기수배이지만, 색도 부반송파 신호와 동일하지 않은 교류 부반송파 신호는 필드간에서 180°위상 전환된다. 상기 피변조 교류 부반송파 신호는 수상기에서 사실상 복원될 수 있다.

수상기에서, 고 해상도 신호는 피변도 교류 부반송파에서 복원되고, 초기 주파수 대역으로 복원되며 또한 종래 방식으로 디코드된 휘도 신호에 부가되어 고 선명도 휘도 신호가 생성된다.

야스모또씨와 그 외 공동인의 제안에선느 4:3 에서 예를 들어 5;3 으로 전송된 영상의 종횡비를 확장시키는데 필요한 고 주파수 휘도 정보 또는 측 패널 정보를 표시할 수 있는 증가 신호가 사용된다. 이러한 증가 신호는 주파수 하측 대역을 점유하기 위해 주파수 변화되어 전송된 비디오 신호의 위상 반송파 신호에 상관하여 구적 위상인 변송파로 변조된다.

수상기에서, 이러한 증가 신호는 비디오 신호의 동기 복조에 의해 복원된다. 다음에 복원된 신호는 초기 주파수 대역을 점유하기 위해 주파수 변환되고 종래 방식으로 처리된 비디오 신호와 결합되어 증가된 (고 선명도 또는 와이드스크린) 비디오 화상을 생성한다.

이스날디씨 및 그 외 공도인의 제안에서는 와이드스크린 영상의 측 패널 저 주파수 정보를 겸용식 NTSC 텔레비전 신호의 수평 과주사 영역으로 압축한다. 측 패널용 고 주파수 정보 및 전체 와이드스크린 영상용 고 주파수 정보는 필드간에서 180°위상이 변화된 비월 반송파로 구적 변조된다. 비월 주사 신호로부터 순차 주사 영상을 제구성하는데 사용된 제 4 시호 성분을 결합된 제 1 의 세 성분과 구적 상태로 비디오 반송파 신호가 변조된다.

수상기에서, 동기식 복조 및 인트라 프레임 처리의 결합은 4 개 성분을 회복하는데 사용된다.

이들 성분이 결합되어 확장된 선명도 텔레비전 신호를 생성한다.

상술된 시스템중 어느 시스템에서라도, 송수신에서 증가 신호를 주파수 변환하는데 사용된 신호 또는 확장된 선명도 및 증가된 종횡비 영상의 즉 패널 및 중심 패널 정보의 상대 픽셀 영역을 정하는데 사용된 신호에서 약간의 타이밍 에러가 발생될 수 있다. 이들 타이밍 에러는 재생 증가된 영상을 왜곡시켜 예를 들러 와이드 종횡비의 측 패널 영역 및 중심패널 영역이 연결되어지는 이음매가 가시되거나 또는 상세 정보의 어두운 영역이 잘못하여 밝게 나타날 수 있다.

본 발명은 증가된 비디오 신호의 여러 성분이 수신된 후 이들 성분 신호를 동기화시키는 장치로 구체화된다. 본 장치는 비디오 신호 발생 시스템에서 정확한 순시를 표시하는 트레이닝(training)신호를 발생하는 회로와, 트레이닝 신호를 증가된 비디오 신호에 부가하는 회로를 포함한다. 수상기에서, 장치는 기준 시간 신호를 발생하기 위해 증가된 비디오 신호의 트레이닝 신호 성분을 처리하는 회로와 상기 증가된 비디오 신호의 성분을 신호에 대해 정렬하는 회로를 포함한다.

Claims (10)

1. 휘도 신호 부성분 및 색 정보 신호 부성분을 포함한 주신호 성분과 인코드된 증대 신호 성분을 가진 텔레비전 신호원과, 상기 신호원에 결합되어, 상기 주신호 성분 및 상기 인코드된 증대 신호 성분을 상기 텔레비전 신호로부터 분리되는 신호 분리 수단 및, 상기 신호 분리 수단에 결합되어, 휘도 신호 부성분 및 색 정보 신호 부성분을 상기 주신호 성분으로부터 분리하는 주신호 처리 수단을 구비한 장치에 있어서, 상기 신호원(1310)에 의해 제공된 텔레비젼 신호는 트레이닝 신호 성분을 포함하며, 상기 트레이닝 신호 성분은 상기 텔레비전 신호의 주어진 시간 라인 주기 동안 여러번 반복되는 연속적인 신호 패턴을 포함하며, 상기 신호 분리 수단(1322 내지 1323)은 부가적으로 상기 신호원에 의해 제공된 상기 텔레비전 신호로부터 상기 트레이닝 신호 성분을 분리하며, 상기 장치는 또한, 상기 신호 분리 수단에 결합되어, 시간 기준 신호를 발생하기 위해 상기 트레이닝 신호 성분을 처리하는 수단(1325), 상기 신호 분리 수단에 결합되고 상기 시간 신호에 응답하여, 디코드된 보조 신호(H)를 발생하기 위해 상기 인코드된 증대 신호 성분을 디코드하는 디코딩 수단(1326) 및, 개선된 비디오 성분을 나타내는 비디오 신호를 발생하기 위해 상기 휘도 신호 부성분 및 상기 정보 색 신호 부성분중의 하나와 상기 디코드된 보조 신호를 조합하는 수단(1344)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 텔레비전 신호는 N 이 1 보다 큰 정수인, N 필드 구간의 주기로 반복하는 상호 위상 관계를 가진 제 1 및 2 동기 신호 성분을 포함하며, 상기 트레이닝 신호는 위상 관계를 나타내기 위해 모든 N 필드 구간에서 벗어난 구간동안 극성이 반전되며, 상기 트레이닝 신호 처리 수단(1325)은 상기 트레이닝 신호의 극성에 응답하여 실질적으로 상기 상호 위상 관계를 갖는 상기 제 1 (CLK4) 및 제 2 (IHS) 동기 신호 성분을 발생하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 트레이닝 신호는 트레이닝 신호의 다수 반복부를 포함하며, 상기 텔레비전 신호의 각 필드 주기에서 한 수평 라인 주기의 일부 동안에 발생하며, 상기 트레이닝 신호 처리를 위한 상기 수단(1325)은, 누산된 기본 트레이닝 신호를 발생시키기 위해 상기 텔레비전 신호의 한 필드 주기 동안에 발생하는 기본 트레이닝 신호의 다수 반복부를 조합하는 샘플값 누산 수단(2644 및 1646) 및, 상기 시간 기준 신호를 발생하기 위해 상기 누산된 기본 트레이닝 신호를 저장된 기준 트레이닝 신호와 상관시키는 수단(2640, 2650)을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
4. 제3항에 있어서, 상기 트레이닝 신호는 동위상 성분 및 직각 위상 성분을 포함하며, 상기 샘플값 누산 수단은 동위상 및 직각 위상 누산된 기본 트레이닝 신호를 각각 발생시키기 위해 상기 기본 트레이닝 신호의 동위상 및 직각 위상 성분의 다수의 반복부를 개별저긍로 조합하는 수단(2644, 2646)을 포함하며, 상기 상관 수단은 상기 시간 기준 신호를 발생시키기 위해 동위상 및 직각 위상 기준 트레이닝 신호와 상기 동위상 및 직각 위상 누산 트레이닝 신호를 상관시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제3항에 있어서, 상기 기본 트레이닝 신호 및 상기 기준 트레이닝 신호는 의사-임의 잡음(pseudo-random noise) 시퀀스를 나타내는 것을 특징으로 하는 장치.
6. 제3항에 있어서, 상기 기본 트레이닝 신호는 시간 -역변환 모든 -통과 필터된 상승-코사인 2T 펄스(time-reversed all-pass filterded 2T pulse) 이며, 상기 저장된 기준 트레이닝 신호는 시간-역변환 상승-코사인 2T 펄스이며, 상기 상관 수단은, 시간-전환 상승-코사인 2T 펄스를 나타내는 변형된 트레이닝 신호를 발생시키기 위해 상기 기본 트레이닝 신호를 필터하는 수단, 및 상기 변형된 트레이닝 신호를 상기 저장된 기준 트레이닝 신호에 상관시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제1항에 있어서, 상기 주신호 성분이 색 정보 신호 부성분은 억압된 부반송파 신호를 직각으로 변조하는 제 1 및 제 2 색차 신호와, 상기 억압된 부반송파 신호의 주파수와 실질적으로 동일한 주파수를 갖는 색 기준 버스트 신호를 포함하며, 상기 트레이닝 신호를 처리하는 수단은 상기 색 기준 버스트 신호 및 상기 트레이닝 신호에 응답하여, 기준 발진 신호를 발생시키는 수단(2616, 2618)을 포함하며, 상기 주신호 처리 수단은 상기 기준 발진 신호에 응답하여, 상기 제 1 및 제 2 색차 신호를 얻기 위해 상기 주신호 성분의 색 정보 신호 부성분을 복조하는 수단(1342)을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 신호원에 의해 제공된 텔레비전 신호는 통상적인 텔레비전 영상보다 더욱 큰 수평 상세(detail)를 가진 영상을 나타내며, 상기 주신호 성분은 상기 휘도 성분을 부성분을 포함하며 또한 상기 통상적인 텔레비전 영상과 같은 수평 상세도의 레벨을 가진 영상을 나타내는 상기 색 정보 신호 부성분을 포함하며, 상기 보조 신호 성분(YT)은 주파수 시프트되고, 고역 통과 필터된 휘도 신호를 포함하며, 이 신호는 상기 신호원에 의해 제공된 신호로 표시된 영상과 상기 주신호 성분으로 표시된 영상 사이의 수평 상태의 차를 나타내며 또한 상기 주신호 성분이 차지하는 주파수 대역내의 주파수 대역을 차지하며, 상기 트레이닝 신호를 처리하는 수단(1325)은 상기 시간 기준 신호와 상기 기준 발진 신호에 응답해서 기준 반송파 신호를 발생하는 수단을 포함하며, 상기 디코딩 수단(1326)은 고역 통과 필터된 휘도 신호를 발생시키기 위해 상기 주파수 시프트되고, 고역 통과 필토된 휘도 신호와 사익 발진 반송파 신호를 헤태로다인시키는 수단(1326)을 포함하며, 상기 조합 수단은 상기 통상적인 텔레비전 영상보다 큰 수평 상세를 가진 상기 개선된 비디오 영상을 나타내는 상기 비디오 신호를 발생시키기 위해 상기 주신호 성분과 상기 고역 통과 필터된 휘도 신호를 부가적으로 조합하는 수단(1336)을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
9. 제8항에 있어서, 상기 보조 신호 성분이 주파수 시프트된 고역 통과 필터된 휘도 신호는 상기 주신호 성분이 차지하고 있는 주파수 대역내의 주파수를 갖고 있는 억압된 교호 부반송파 신호를 변조시키며, 상기 트레이닝 신호를 처리하는 수단(1325)은 상기 시간 기준 신호와 상기 기준 발진 신호에 응답하여 상기 교호 부반송파 신호(ASC, ASC')를 나타내기 위한 수단을 포함하며, 상기 디코딩 수단(1326)은 상기 보조 신호 성분과 상기 재발생된 교호 부반송파 신호에 응답하여 상기 주파수 시프트되고 고역 통과 필터된 휘도 신호를 복조하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
10. 제1항에 있어서, 상기 신호원에 의해 제공된 텔레비전 신호는 종래의 종횡비보다 더 큰 종횡비를 갖는 와이드스크린 영상을 나타내며, 상기 주신호 성분은 상기 와이드스크린 영상의 중심 패널부와 좌측 패널부와 우측 패널부를 각각 나타내는 제 1, 제 2 및 제 3 부분을 포함하며, 상기 중심 패널부는 종래의 종횡비와 실질적으로 동일하며, 상기 제 2 및 제 3 부분은 상기 와이드스크린 영상의 측면패널부들에서 비교적 낮은 상세 정보를 나타내며, 상기 보조 신호 성부(YT) 상기 와이드스크린 영상의 각 좌우측 패널부내의 비교적 자세한 상세 정보를 나타내는 제 1 및 제 2 부분을 포함하고; 상기 디코딩 수단은 상기 디코드된 보조 신호 성분을 생성하기 위해 상기 시간 기준 신호에 응답해서 상기 인코드된 보조 신호 성분의 제 1 및 제 2 부분을 상기 주신호 성분의 제 2 및 제 3 부분에 각각 정렬시키는 수단(1326, 1328, 1340)을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.