DE68924778T2

DE68924778T2 - Synchronisiersystem für ein grossbildfernsehsignal mit hoher auflösung.

Info

Publication number: DE68924778T2
Application number: DE68924778T
Authority: DE
Inventors: Ted Altman; Tzy-Hong Chao; Charles Dieterich
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-09-07
Filing date: 1989-08-25
Publication date: 1996-06-13
Anticipated expiration: 2009-08-26
Also published as: PT91653A; ES2016730A6; JPH04500592A; WO1990003085A1; KR0140983B1; FI911123A0; EP0433366B1; ATE130152T1; US4912549A; CN1042285A; CN1024977C; JP2980205B2; CA1304153C; DE68924778D1; HK1004311A1; PT91653B; AU4219289A; KR900702731A; EP0433366A1; DD292798A5

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Synchronisieren verschiedener Komponentensignale eines erweiterten Fernsehsignals (Augmented TV-Signal), so daß diese in einem Empfänger korrekt rekombiniert werden können, um ein verbessertes Bild zu reproduzieren.
Ein konventioneller Femsehempfänger, wie z.B. ein Empfänger entsprechend den in den Vereinigten Staaten und anderswo übernommenen NTSC-Sendenormen, hat ein Bildseitenverhältnis (Aspect-Ratio; das Verhältnis der Breite zu der Höhe eines dargestellten Bildes) von 4:3. In letzter Zeit bestand Interesse an der Verwendung höherer Bildseitenverhältnisse für Fernsehempfängersysteme, wie z.B. 2:1, 16:9 oder 5:3, da solche höheren Bildseitenverhältnisse das Bildseitenverhältnis des menschlichen Auges besser annähern oder gleich diesem werden, als dies bei dem 4:3-Bildseitenverhältnis eines konventionellen Fernsehempfängers der Fall ist. Videobilder mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 erfuhren besondere Beachtung, da dieses Verhältnis das des Kinofilms (motion picture) annähert. Breitbild-Fernsehsysteme jedoch, die im Vergleich zu herkömmlichen Systemen einfach Signale mit einem vergrößerten Bildseitenverhältnis übertragen, sind nicht mit Empfängern mit üblichem Bildseitenverhältnis kompatibel. Dies erschwert die weitverbreitete Durchsetzung oder Akzeptanz von Breitbildsystemen.
Es besteht daher Bedarf nach einem Breitbildsystem, welches mit üblichen Femsehempfängern kompatibel ist. Ein solches System ist in dem am 27. Juli 1987 eingereichten und am 28. März 1989 veröffentlichten US-Patent 4,816,899 von C. H. Strolle et al. mit dem Titel "Compauble Widescreen Television System" offenbart.
Ein noch größerer Bedarf besteht nach einem solchen kompatiblen Breitbildsystem mit einer Einrichtung zum Erhöhen oder Erweitern der Auflösung des dargestellten Bildes, um zusätzliches Bilddetail bereitzustellen. Ein solches (mit erweiterter Auflösung versehenes) Breitbild-EDTV-System (EDTV, extended definition television) kann beispielsweise eine Vorrichtung beinhalten zum Bereitstellen eines progressiv abgetasteten Bildes.
EDTV-Systeme wurden vorgeschlagen, die Vorkehrungen beinhalten zum Einfügen eines die detaillierteren Bereiche eines Bildes repräsentierenden Signals in einen Abschnitt des Video-Spektrums, der gegenwärtig ungenutzt ist oder der unter den gegenwärtigen Femsehnormen nicht effizient genutzt wird. Einer dieser Vorschläge ist in dem am 21. April 1987 für T. Fukinuki erteilten US-Patent 4,660,072 beschrieben und wird durch Bezugnahme hier einbezogen. Ein zweiter Vorschlag wird in einem Artikel von Y. Yasumoto et al., "An Extended Definition Television System Using Quadrature Modulation of the Video Carrier with Inverse Nyquist Filter", IEEE Transactions on Consumer Electronics, August 1987, Seiten 173 bis 180, vorgeschlagen, der durch Bezugnahme hier einbezogen wird. Ein dritter Vorschlag wird in einem Artikel von M. A. Isnardi et al. mit dem Titel "Decoding Issues in the ACTV System", IEEE Transactions on Consumer Electronics, February 1988, Seiten 111 bis 120, vorgeschlagen, der durch Bezugnahme hier einbezogen wird.
In dem Vorschlag von Fukinuki wird eine relativ hochfrequente Information aus einem ursprünglichen hochauflösenden (high-definition) Videosignal abgetrennt, frequenzgewandelt, um ein niedrigeres Band von Frequenzen zu belegen, und dann auf ein alternierendes Unter- oder Zwischenträgersignal moduliert, welches innerhalb des Frequenzspektrums eines üblichen Videosignals liegt. Dieses alternierende Unterträgersignal ist - wie das Chrominanz-Unterträgersignal eines üblichen Composit-Videosignals - ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontal-Zeilenfrequenz, schaltet jedoch - anders als das Chrominanz- Unterträgersignal - seine Phase von Halbbild zu Halbbild um 180º um. Dieses modulierte alternierende Unterträgersignal kann im Empfänger im wesentlichen wiederhergestellt werden.
In dem Empfänger wird das Hochauflösungs-Signal aus dem modulierten alternierenden Unterträger wiederhergestellt, in sein ursprüngliches Frequenzband zurückgeführt und zu dem in üblicher Weise decodierten Luminanzsignal addiert, um ein hochauflösendes (hochdefiniertes) Luminanzsignal zu erzeugen.
Der Vorschlag von Yasumoto et al. verwendet ein Erweiterungs- oder Verbesserungssignal (Enhancement-Signal), welches entweder eine Hochfrequenz-Luminanzinformation oder eine Seitenfeld- bzw. Seitenbild- Information (side panel information) repräsentiert, die zur Ausdehnung des Bildseitenverhältnisses eines übertragenen Bildes von 4:3 auf z.B. 5:3 benötigt wird. Dieses Verbesserungssignal wird frequenzgewandelt, um ein niedrigeres Band von Frequenzen zu belegen, und dann auf einen Träger moduliert, der gegenüber dem Bildträgersignal des übertragenen Videosignals um 90º phasenverschoben ist.
Im Empfänger wird dieses Verbesserungssignal durch synchrone Demodulation des Videosignals wiederhergestellt oder wiedergewonnen. Das wiedergewonnene Signal wird dann frequenzgewandelt zum Belegen seines ursprünglichen Bands von Frequenzen und mit dem auf konventionelle Weise verarbeiteten Videosignal kombiniert, um ein verbessertes (hochauflösendes High-definition- oder Breitbild) -Videobild zu erzeugen.
Der Vorschlag von Isnardi et al. komprimiert eine Seitenfeld-Niedrigfrequenz- Information eines Breitschirmbilds in den Horizontal-Überabtastbereich eines herkömmlichen NTSC-Fernsehsignals. Die Hochfrequenz-Information für die Seitenfelder und die Hochfrequenz-Information für das gesamte Breitschirmbild werden mit 90º auf einen Zeilensprung-Träger (Interlace-Carrier), der seine Phase von Halbbild zu Halbbild um 180º ändert, moduliert. Eine vierte Signalkomponente, die zum Wiederherstellen eines Progressiv-Abtastbildes aus dem Zeilensprung-Abtastbild verwendet wird, wird mit den kombinierten ersten drei Komponenten mit 90º auf das Video-Trägersignal moduliert.
Im Empfänger wird eine Kombination aus synchroner Demodulation und Zwischenbild-Verarbeitung ( Intraframe Processing) verwendet, um die vier Komponenten wiederherzustellen. Diese Komponenten werden kombiniert, um ein Fernsehsignal mit erweiterter Auflösung (extended definition) zu erzeugen.
In jedem der vorstehend beschriebenen Systeme können geringfügige Zeitfehler (Timing-Error) in den zum Frequenzwandeln der Verbesserungssignale in Sender und Empfänger verwendeten Signale oder in zum Bestimmen relativer Pixelorte der Seitenfeld- und der Mittenfeld-Information für das Bild mit der erweiterten Auflösung und/oder dem vergrößerten Bildseitenverhältnis verwendeter Signale auftreten. Diese Zeiffehler können das reproduzierte Bild stören, indem sie beispielsweise bewirken, daß dunkle Bereiche detaillierter Information irrtümlich hell erscheinen, oder sichtbare Ränder oder Säume dort bewirken, wo der Seitenabschnitt und der Mittenabschnitt eines breiten Bildseitenverhältnis-Bildes zusammengefügt werden.
Aus der Europäischen Patentanmeldung EP-A-0 269 961 ist eine Anordnung zum Bereitstellen einer synchronisierten Offset-Demodulation von Videosignalen in einem Empfänger bekannt. Dies wird erzielt durch Bereitstellen, während vertikaler Austast-Intervalle, eines Referenzsignals mit ersten und zweiten unterschiedlichen Frequenzkomponenten, die eine Phasen information bezogen auf die übertragene Offset-Modulation repräsentieren.
Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung sind in den Patentansprüchen angegeben, auf die verwiesen wird.
Die Erfindung ist verkörpert in einer Vorrichtung zum Synchronisieren der verschiedenen Komponenten eines erweiterten Videosignals nach dessen Empfang. Die Vorrichtung beinhaltet Schaltkreise in einem Videosignal- Erzeugungssystem zum Erzeugen eines Trainingssignals, welches einen Zeitpunkt angibt, und Schaltkreise zum Hinzufügen des Trainingssignals zu dem erweiterten Videosignal (augmented signal). In dem Empfänger beinhaltet die Vorrichtung Schaltkreise zum Verarbeiten der Trainingssignal-Komponente des erweiterten Videosignals, um ein Bezugs-Zeitsignal zu bilden, sowie Schaltkreise zum Ausrichten oder Abgleichen von Komponenten des erweiterten Videosignals zu dem Bezugs-Zeitsignal.
Fig. 1 veranschaulicht einen allgemeinen Überblick über ein kompatibles Breitbild- EDTV-Encodersystem in Übereinstimmung mit der Erfindung;
Fig. 1a zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des Encoders (Codierers) für das offenbarte System;
Fig. 1b-1e enthalten Diagramme, die zum Verständnis des Betriebs des offenbarten Systems hilfreich sind;
Fig. 2-5 zeigen Signalverlaufsformen und Diagramme, die zum Verständnis des Betriebs des offenbarten Systems hilfreich sind;
Fig. 13 zeigt ein Blockdiagramm eines Abschnitts eines Breitbild-EDTV- Empfängers, der eine Decoder-Vorrichtung in Übereinstimmung mit der Erfindung enthält; und
Fig. 6-12 und 14-27 veranschaulichen Gesichtspunkte des offenbarten Systems in größerem Detail.
In den Zeichnungen können aus einer einzelnen Linie bestehende Pfeile Busse zum Übertragen parallerer, digitaler Mehrfachbit-Signale oder Signalpfade zum Übertragen analoger Signale oder digitaler Einzelbit-Signale repräsentieren. Der durch einen Bus oder Signalpfad beförderte Signaltyp ergibt sich aus dem Kontext, in dem er erläutert wird. Wie für Fachleute erkennbar ist, kann eine Vorrichtung zum Bereitstellen kompensierender Verzögerungen in bestimmten der Signalpfade erforderlich sein. Solche Verzögerungsvorrichtungen sind aus Gründen der Vereinfachung der Beschreibung nicht gezeigt.
Das in Fig. 1 gezeigte System ist im wesentlichen gleich dem Encoder, der in dem oben angegebenen Artikel von Isnardi et al. beschrieben ist.
In diesem System werden Elemente, die auch bei dem detaillierteren System gemäß Fig. 1a vorhanden sind, durch dieselbe Bezugszahl ausgewiesen. Wie in Fig. 1 gezeigt, wird ein ursprüngliches Breitschirm-Progressiv-Abtast-Signal mit linker, rechter und mittlerer Feldinformation verarbeitet, um vier getrennte Encodier-Komponenten zu bilden. Diese vier Komponenten sind allgemein in Fig. 1 in Zusammenhang mit einer Bilddarstellung veranschaulicht. Die Verarbeitung der ersten Komponente, die zeitlich expandierte Mittenfeld-Pixeldaten und zeitlich komprimierte Seitenfeld-Pixeldaten enthält, erfolgt derart, daß die resultierende Luminanz-Bandbreite die NTSC-Luminanz-Bandbreite von 4,2 MHz nicht überschreitet. Dieses Signal ist in dem Standard-NTSC-Format farbcodiert, und die Luminanz- und Chrominanz-Komponenten dieses Signals sind geeignet vorgefiltert (z.B. unter Verwendung von Halbbild-Kammfiltern), um eine verbesserte Luminanz-Chrominanz-Trennung sowohl im Standard-NTSC- als auch im Breitschirm-Empfänger bereitzustellen. Bei der Verarbeitung von Signalen, die die erste Komponente repräsentieren, ist das relative Zeitverhalten der Abschnitte des Signals, die die Seiten- und Mittenfelder repräsentieren, wichtig. Selbst ein geringfügiger Fehler in dem relativen Zeitverhalten dieser Komponenten kann einen sichtbaren Saum in dem wiederhergestellten Bild erzeugen.
Die zweite Komponente, die Seitenfeld-Hochfrequenz-Information beinhaltet, wird zeitlich expandiert, um ihre Horizontal-Bandbreite auf etwa 1,1 MHz zu verringern. Diese Komponente ist mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente) räumlich unkorreliert, und es werden spezielle Vorkehrungen getroffen, um ihre Sichtbarkeit auf Standard-NTSC-Empfängern zu maskieren. Diese Vorkehrungen werden nachstehend beschrieben. Das relative Zeitverhalten der Seiten- und Mittenfeld-Signalkomponenten ist auch für die zweite Komponente wichtig. Auch deshalb, weil - wie nachstehend beschrieben - die Komponente 2 mit 90º mit der Komponente 3 auf den alternierenden Unterträger moduliert wird. Der alternierende Untertrager wird bevorzugt in strikter Phasen-Ausrichtung zwischen dem Sender und dem Empfänger gehalten.
Die erweiterte 5,0 bis 6,2 MHz-Hochfrequenz-Luminanz-lnformation für den Mittenfeldbereich ist in der dritten Komponente enthalten. Diese Komponente wird zuerst überlagert, um einen Frequenzbereich von 0 bis 1,2 MHz zu belegen, und dann in das Standard-4:3-Format abgebildet. Der Abbildungsvorgang korreliert die dritte Komponente räumlich mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente), um deren Sichtbarkeit auf Standard-NTSC-Empfängern zu maskieren. Die komprimierte Seitenbild-Information der dritten Komponente weist eine Bandbreite auf, die ein sechstel der der Mitteninformation (0-1,2 MHz) beträgt. Für die dritte Komponente sind das relative Zeitverhalten der Seiten- und Mittenfeld-Signale, die Phase des alternierenden Unterträger-Signals sowie die Frequenz und die Phase des 5 MHz-Signals, welches zum Verschieben des Frequenzspektrums der dritten Komponente zwischen 5-6,2 MHz und 0-1,2 MHz verwendet wird, sämtlich von großer Wichtigkeit.
Es wird erwartet, daß die Verarbeitung der 3-Komponenten-Signale vereinfacht werden kann durch Komprimieren eines ganzen Halbbildes des dritte Komponente-Signals in den Mittenfeldbereich anstelle - wie gezeigt - des Expandierens des Mittenfeldabschnitts und des Komprimierens des Seitenfeldabschnitts. Diese alternative Technik könnte zu einer geringfügig niedrigeren Mittenfeld-Auflösung und verbesserter Seitenfeld-Auflösung führen und würde die zum Decodieren des Komponente-3-Signals im Empfänger verwendeten Schaltungen vereinfachen. Diese Modifikation würde auch die Schaltungen, die die Komponente-3-Signale verarbeiten, weniger empfindlich für das relative Zeitverhalten der die Seiten- und Mittenfeldabschnitte des Bildes repräsentierenden Signale machen.
Die vierte Komponente ist ein vertikal-zeitliches Helfersignal, welches dazu verwendet wird, das empfangene Zeilensprung-Abtastsignal in ein Progressiv- Abtast-Format zu konvertieren. Dieses Signal wird in das Standard-4:3-Format abgebildet, um es mit der Hauptsignal-Komponente zu korrelieren und dadurch seine Sichtbarkeit auf Standard-NTSC-Empfängern zu maskieren. Die Horizontal- Bandbreite des vertikal-zeitlichen Helfersignals ist auf 750 kHz begrenzt.
In Figur 1 werden die erste, die zweite und die dritte Komponente durch jeweilige Zwischenfeld-Mittelwertbildner 38, 64 und 76 (eine Art vertikal-zeitliches (V-T) Filter) verarbeitet, um V-T-Übersprechen zwischen den Haupt- und Hilfs- Signalkomponenten in einem Breitschirm-Empfänger zu eliminieren. Die erste Komponenten wird nur oberhalb von 1,5 MHz zwischenbildgemittelt. Die zweite und die dritte zwischenbildgemittelte Komponente, mit X und Z bezeichnet, werden nichtlinear amplituden-komprimiert und dann dazu verwendet, in einem Block 80 ein alternierendes 3,108 MHz-Unterträger-Signal ASC, welches eine Phase aufweist, die um 180º von Zeile zu Zeile und von Halbbild zu Halbbild alterniert, mit 90º zu modulieren. Ein moduliertes Signal (M) aus dem Block 80 wird in einem Addierer 40 zu der gemittelten ersten Zwischenbild-Komponente (N) addiert. Das durch den Addierer 40 erzeugte Ausgangssignal ist ein Basisband- Signal (NTSCF) mit 4,2 MHz Bandbreite. Um dabei zu helfen, den Empfänger auf das durch den Sender bereitgestellte Signal zu synchronisieren, werden ein Composit-Synchronsignal und ein Trainingssignal, welches den Zeitpunkt des ersten Pixeis auf jeder Horizontal-Zeile eines Halbbilds angibt, wie nachstehend beschrieben in das Signal NTSCF eingefügt. Das Signal NTSCF und eine 750 kHz tiefpaßgefilterte vierte Komponente (YTN) aus einem Filter 79 werden dazu verwendet, einen HF-Bildträger in einem Block 57 mit 90º zu modulieren, um ein NTSC-kompatibles HF-Signal zu erzeugen. Dieses Signal kann zu einem Standard-NTSC-Empfänger oder einem Breitschirm-Progressiv-Abtast-Empfänger über einen einzelnen Rundfunkkanal mit Normbandbreite übertragen werden.
Bei Empfang durch einen Standard-NTSC-Empfänger ist nur der Mittenfeldabschnitt des Hauptsignals (der ersten Komponente) sichtbar. Die zweite und die dritte Komponente können ein Interferenzmuster mit niedriger Amplitude erzeugen, welches bei normalen Betrachtungsentfernungen und bei normalen Bildsteuereinstellungen nicht wahrgenommen wird. Die vierte Komponente wird in Empfängern mit synchronen Videodetektoren vollständig entfernt. In Empfängern mit Hüllkurvendetektoren wird die vierte Komponente verarbeitet, nicht jedoch wahrgenommen, da sie mit dem Hauptsignal korreliert ist.
Fig. 1b veranschaulicht das HF-Spektrum (RF-Spektrum) des offenbarten EDTV- Breitschirm-Systems, einschließlich der Hilfsinformation, verglichen mit dem HF- Spektrum eines Standard-NTSC-Systems. In dem Spektrum des offenbarten Systems erstrecken sich die Seitenfeld-Höhen und die zusätzliche Hochfrequenz- Luminanz-Detailinformationen über näherungsweise 1,1 MHz zu beiden Seiten der alternierenden 3,108 MHz-Unterträgerfrequenz (alternate subcarrier, ASC). Die V-T-Helfersignal-Information (Komponente 4) erstreckt sich über 750 kHz zu beiden Seiten der Hauptsignal-Bildträgerfrequenz.
Ein Breitschirm-Progressiv-Abtast-Empfänger beinhaltet eine Vorrichtung zum Rekonstruieren des originalen Breitband-Progressiv-Abtast-Signals. Verglichen mit einem Standard-NTSC-Signal besitzt das rekonstruierte Breitschirmsignal linke und rechte Seitenfelder mit Standard-NTSC-Auflösung und ein Mittenfeld mit 4:3 Bildseitenverhältnis und stärkeren horizontalen und vertikalen Luminanz- Details, insbesondere in den feststehenden Abschnitten eines Bildes.
Zwei grundlegende Überlegungen beherrschen die Signalverarbeitung in Zusammenhang mit der Bildung und Verarbeitung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalkomponenten. Diese Überlegungen sind die Kompatibilität mit existierenden Empfängern und die Wiederherstellbarkeit im Empfänger.
Vollständige Kompatibilität erfordert eine Empfänger- und Sender-Kompatibilität derart, daß existierende Standard-Empfänger ohne spezielle Adapter Breitschirm- EDTV-Signale empfangen und eine Normdarstellung erzeugen können. Kompatibilität in diesem Sinn erfordert z.B., daß das Bildabtastformat des Senders im wesentlichen gleich dem Bildabtastformat des Empfängers ist oder innerhalb dessen Toleranzbereich liegt. Kompatibilität bedeutet auch, daß zusätzliche Nichtstandard-Signalkomponenten in dem auf einem Standard- Empfänger erzeugten Bild bevorzugt physisch oder ihre Wahrnehmbarkeit betreffend verborgen werden. Um Kompatibilität im letzteren Sinn zu erzielen, nutzt das offenbarte System die nachstehend beschriebenen Techniken, um die Hilfskomponenten zu verbergen.
Die Wiederherstellung der Komponenten 1, 2 und 3 in einem Breitschirm- Progressiv-Abtast-Empfänger wird unterstützt durch die Verwendung einer Zwischenbild-Mittelwertbildung in Sender und Empfänger. Die Zwischenbild- Mittelwertbildung ist eine Signalbehandlungstechnik, die zwei zu kombinierende Signale vorbereitet, so daß diese danach effizient und genau wiederhergestellt werden können. Die Art der zu diesem Zweck verwendeten Signalbehandlung beinhaltet im wesentlichen, daß zwei Signale auf einer Halbbild-Basis identisch gemacht werden. Die Zwischenbild-Mittelwertbildung ist eine bequeme Technik zum Erreichen dieses Ziels, jedoch können auch andere Techniken eingesetzt werden. Die Zwischenbild-Mittelwertbildung ist grundlegend ein lineares, zeitveränderndes digitales Vorfilterungs- und Nachfilterungsverfahren.
Das Verfahren der Zwischenbild-Mittelwertbildung (Intraframe-Average) im Zeitbereich wird durch Fig. 1c allgemein veranschaulicht, wobei Paare von Halbbildern dadurch identisch gemacht werden, daß Paarpixel (A,B und C,D) gemittelt werden, die um 262H beabstandet sind. Der Mittelwert ersetzt beide der ursprünglichen Werte jedes Paares. Fig. 1d veranschaulicht das Verfahren der Zwischenbild-Mittelwertbildung in dem Zusammenhang des Systems gemäß Fig. 1. Beginnend mit den Komponenten 2 und 3 werden 262H auseinanderliegende Paare von Pixeln (Bildelementen) gemittelt, und der Mittelwert (z.B. X1, X3 und Z1, Z3) ersetzt die ursprünglichen Pixelwerte. Diese V-T-Mittelwertbildung tritt nur innerhalb eines Vollbilds auf, sie verläuft nicht über Bildgrenzen. Im Fall der Komponente 1 wird die Zwischenbild-Mittelwertbildung nur über Information oberhalb etwa 1,5 MHz durchgeführt, um niedrigfrequentere Vertikal-Detailinformation nicht zu beeinträchtgen. Im Fall der Komponenten 1 und 2 wird die Zwischenbild-Mittelwertbildung über ein Composit-Signal durchgeführt, welches Luminanz (Y)- und Chrominanz (C)- Komponenten über das gesamte Chrominanz-Band beinhaltet. Die Chrominanz-Komponente des Composit-Signals überlebt die Zwischenbild-Mittelwertbildung, da 262H auseinanderliegende Pixel bezogen auf den Farb-Unterträger "in Phase" bzw. phasengleich sind. Die Phase des neuen alternierenden Unterträgers wird so gesteuert, daß sie für 262H auseinanderliegende Pixel exakt außer Phase bzw. nicht phasengleich ist. Wenn die Komponenten 2 und 3 (nach der 90º-Modulation) in der Einheit 40 zu der Komponente 1 addiert werden, so besitzen infolgedessen die um 262H auseinanderliegenden Pixel die Form (M + A) und (M - A), worin M ein Abtastwert des Haupt-Composit-Signals oberhalb von 1,5 MHz und A ein Abtastwert des modulierten Hilfssignals sind.
Mit der Zwischenbild-Mittelwertbildung wird V-T-Übersprechen selbst bei Vorhandensein von Bewegung scheinbar beseitigt. Im Empfänger ist es eine einfache Angelegenheit, die Haupt- und Hilfssignale exakt, d.h. frei von Übersprechen, wiederherzustellen, indem 262H auseinanderliegende Pixel- Abtastwerte innerhalb eines Vollbilds wie nachstehend beschrieben gemittelt und subtrahiert werden. Außerdem werden in dem Empfänger die Komponenten 2 und 3 mittels 90º-Demodulation getrennt, und die Komponente 4 wird mittels 90º- Demodulation unter Verwendung eines synchronen HF-Detektors wiederhergestellt.
In einem Breitschirm-EDTV-Empfänger werden, nachdem das Trainingssignal und die vier Videosignalkomponenten wiederhergestellt worden sind, die Composit- Signale NTSC-decodiert und in Luminanz- und Chrominanz-Komponenten getrennt. Unter Verwendung von aus dem Trainingssignal ermittelten Zeitsteuerdaten wird eine Umkehr-Abbildung für alle Komponenten durchgeführt, um das Breitschirm-Bildseitenverhältnis wiederherzustellen, und die Seitenfeld- Höhen werden mit den Tiefen kombiniert, um die volle Seitenbild-Auflösung widerherzustellen. Die erweiterte Hochfrequenz-Luminanzdetail-Information wird in ihren ursprünglichen Frequenzbereich verschoben und zu dem Luminanz- Signal addiert, welches unter Verwendung einer auf das Helfersignal gestützten zeitlichen Interpolation in ein progressiv abgetastetes Format umgewandelt wird. Das Chrominanz-Signal wird unter Verwendung einer nicht unterstützten zeitlichen Interpolation in das progressive Abtastformat umgewandelt. Schließlich werden die Progressiv-Abtast-Luminanz- und Progressiv-Abtast- Chrominanz- Signale in ein analoges Format umgewandelt und matrixförmig verknüpft, um R-, G- und B-Farbbildsignale zu erzeugen zur Darstellung durch eine progressiv abgetastete Breitschirm-Darstellungsein richtung.
Vor einer Diskussion des kompatiblen Breitschirm-Encodiersystems gemäß Fig. 1a wird auf die Signaverläufe A und B gemäß Fig. 2 bezug genommen. Das Signal A ist ein Breitschirm-Signal mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3, welches in ein Standard-NTSC-kompatibles Signal mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3, wie durch das Signal B dargestellt, umgewandelt werden muß. Das Breitschirm- Signal A beinhaltet einen Mittenfeldabschnitt, der einer primären Bildinformation zugeordnet ist und ein Intervall TC belegt, und linke und rechte Seitenfeldabschnitte, die einer zweiten Bildinformation zugeordnet sind und Intervalle TS belegen. In diesem Beispiel weisen die linken und rechten Seitenfelder im wesentlichen gleiche Bildseitenverhältnise auf, die kleiner sind als das des Mittenfelds, welches mittig zwischen diesen liegt.
Das Breitschirm-(oder Breitwand)-EDTV-Encodiersystem ist in Fig. 1a detaillierter gezeigt. Bezugnehmend auf Fig. 1a stellt eine beispielhafte Breitschirm- Progressiv-Abtast-Kamera 10, die durch ein Composit-Synchronsignal CCPS synchronisiert wird, welches durch einen Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestellt wird, ein Breitschirm-Farbsignal mit 525 Zeilen/Halbbild und 60 Vollbildern/Sekunde sowie mit R, G, B -Komponenten und einem Bildseitenverhältnis von 5:3 bereit. Die Breitschirm-Kamera 10 besitzt ein größeres Bildseitenverhältnis und eine größere Video-Bandbreite als eine Standard-NTSC-Kamera.
Das durch das Codiersystem gemäß Fig. 1 verarbeitete Farb-Videosignal enthält sowohl Luminanz- als auch Chrominanz-Signalkomponenten. Die Luminanz- und Chrominanz-Signale enthalten beide Niedrigfrequenz- und Hochfrequenz- Information, welche in der nachfolgenden Diskussion als "Tiefen" bzw. "Höhen" bezeichnet werden.
Die breitbandigen Breitschirm-Progressiv-Abtast-Farb-Videosignale aus der Kamera 10 werden in einer Einheit 12 matrixförmig verknüpft (matriziert), um eine Luminanz-Komponente Y und Farbdifferenzsignal-Komponenten I und Q aus den R, G, B-Farbsignalen abzuleiten. Die breitbandigen Signale Y, I und Q werden mit dem achtfachen der Chrominanz-Unterträgerfrequenz fsc (8 fsc) abgetastet und einzeln durch getrennte Analog-Digital-Umsetzer (ADCs) in einer ADC-Einheit 14 aus der analogen in die digitale (binäre) Form umgewandelt. Die digitalen Y-, I- und Q-Signale werden dann durch getrennte vertikal-zeitliche (V-T)-Tiefpaßfilter in einer Filtereinheit 16 gefiltert, um gefilterte Signale YF, IF und QF zu erzeugen. Diese Signale besitzen alle die durch den Signalverlauf A in Fig. 2 dargestellte Form. Die getrennten V-T-Filter sind lineare zeitinvariante Filter der in Fig. 10d gezeigten Bauart, wie noch diskutiert werden wird. Diese Filter reduzieren die vertikal-zeitliche Auflösung, insbesondere die diagonale V-T-Auflösung, geringfügig, um ungewollte Zeiensprung-Artefakte (wie z.B. Flackern (flicker), ausgefranste Kanten und andere Aliasing-bezogene Effekte) in dem Hauptsignal nach der Umwandlung von Progressiv- auf Zeilensprung-Abtastung zu vermeiden. Die Filter behalten in stationären Abschnitten des Bildes nahezu die volle vertikale Auflösung bei.
In dem in Fig. 10d gezeigten Filter wird ein Abtastwert eines progressiv abgetasteten Signals T&sub3; mit entsprechenden Abtastwerten von Signalen, die die vorangehenden und nachfolgenden Horizontal-Zeilen des Bildes (T&sub4; bzw. T) repräsentieren, und mit entsprechenden Abtastwerten von Signalen, die die vorangehenden und nachfolgenden Volbilder oder Bildrahmen (image frames) (T&sub5; bzw. T&sub1;) repräsentieren, gemittelt, um einen Abtastwert eines progressiv abgetasteten Ausgangssignals zu erzeugen. Die Gewichtungsfaktoren für die Abtastwerte der Signale T&sub1;, T, T&sub3;, T&sub4; und T&sub5; sind 1/8, 1/8, 1/2, 1/8 bzw. 1/8.
Die Progressiv-Abtast-Signale aus dem Filternetzwerk 16 weisen eine Bandbreite von 0-14.32 MHz auf und werden jeweils mittels Progressiv (P)-zu-Zeilensprung (I)-Abtast-Konvertern 17a, 17b und 17c in 2:1-Zeilensprung-Signale umgewandelt. Beispielhafte P-I-Abtast-Konverter für das Luminanz-Signal YF (17c) und für die Farb-Differenzsignale IF und QF (17a und 17b) sind in den Fig. 22 bzw. 23 gezeigt. Fig. 22 zeigt ebenfalls ein Diagramm eines Abschnitts eines progressiv abgetasteten Eingangssignals YF mit Abtaswerten A, B, C und X in einer vertikalen (V) und zeitlichen (T) Ebene, wie angegeben. In dem in Fig. 22 gezeigten Konverter wird das Signal YF über Elemente 2210 und 2212 aufeinanderfolgenden Zeitverzögerungen von 525H unterworfen, um Abtastwerte X und A zu erzeugen, welche gegenüber dem Abtastwert B verzögert sind. Die Abtastwerte B und A, welche durch zwei Halbbild-Intervalle getrennt sind, werden durch einen Addierer 2214 summiert, und die resultierende Summe wird einem durch zwei teilenden Netzwerk 2216 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Netzwerks 2216 wird in einem Netzwerk 2218 von dem Abtastwert X subtrahiert, um ein Signal YT zu erzeugen. Dieses Signal wird einem Eingang eines Schalters 2220 zugeführt. Ein weiterer Eingang des Schalters 2220 empfängt das verzögerte Signal YF aus dem Ausgang des Verzögerungselements 2210. Der Schalter 2220 arbeitet mit der doppelten Zeilensprung-Horizontalzeilen-Abtastrate und führt einem Dual-Port-Speicher 2222 ein Ausgangssignal zu. Der Speicher 2222 wird durch Lese- und Schreib-Steuersignale (READ und WRITE) dazu veranlaßt, Abtastwerte zu speichern, die durch den Schalter 2220 mit einer Rate von 8 fsc bereitgestellt werden, und Abtastwerte YF' und YT parallel mit einer Rate von 4 fsc bereitzustellen. Die Signale READ und WRITE können z.B. durch den Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestellte 4 fsc- und 8 fsc-Signale sein.
Der Umwandler in Fig. 22 beinhaltet ein Fehler-Vorhersagenetzwerk. Ein Ausgang des Speichers 2222, YF', ist die versetzte (interlaced), unterabgetastete Version der vorgefilterten Progressiv-Abtast-Luminanz-Komponente. Ein anderes Ausgangssignal des in Fig. 22 gezeigten Netzwerks, YT, enthält vertikal-zeitliche Information, die aus einer Bildrahmen-Differenzinformation abgeleitet ist, und repräsentiert einen zeitlichen Vorhersagefehler zwischen tatsächlichen und vorhergesagten Werten von Luminanz-Abtastwerten, die in dem P-I- Umwandlungsvorgang entfernt werden. Das Signal YT ist ein Luminanz-"Helfer"- Signal, welches dabei unterstützt, das Progressivabtast-Signal in dem Empfänger wiederherzustellen. Im wesentlichen kompensiert das Signal YT einen von dem Empfänger in bezug auf nichtstationäre Bildsignale erwarteten Fehler. In stationären Abschnitten eines Bildes ist der Fehler Null, da sich die Pixelwerte in einem Bereich des Bildes von Vollbild zu Vollbild nicht ändern. Fig. 2a veranschaulicht den Algorithmus, der zur Bildung des Helfersignals YT verwendet wird. Es wurde festgestellt, daß ein Chrominanz-Helfersignal praktisch nicht benötigt wird, da das menschliche Auge für das Fehlen vertikaler oder zeitlicher Chrominanzdetails weniger empfindlich ist.
In Fig. 23 wird ein progressiv abgetastetes Farb-Differenzsignal IF (oder QF) einem 525H-Verzögerungselement 2310 zugeführt, bevor es einem Dual-Port- Speicher 2312 zugeführt wird. Alternierende Zeilen von Abtastwerten werden mit einer Rate von 8 fsc in den Speicher 2312 geschrieben und mit einer Rate von 4 fsc aus dem Speicher gelesen, um ein Zeilensprung-Ausgangssignal IF' (oder QF') zu erzeugen.
In Fig. 23 sind ebenfalls Signalverlaufsformen gezeigt, die das Progressiv-Abtast- Eingangssignal (proscan input signal) mit ersten und zweiten Zeilen, die Abtastwerten C und X zugeordnet sind, und das Zeilensprung-Ausgangssignal (die erste Zeile mit mit einer Rate von H/2 gestrecktem Abtastwert C). Der Dual- Port-Speicher 2312 gibt nur den Abtastwert der ersten Zeile (C) des Eingangssignals in gestreckter Form aus.
Die Ausgangssignale IF', QF' und YF' aus den Konvertern 17a-17c weisen eine Bandbreite von 0-7,16 MHz auf, da die Horizontal-Abtastrate für Zeilensprung- Abtast-Signale halb so groß ist wie die von Progressiv-Abtast-Signalen. In dem Umwandlungsvorgang wird das Progressiv-Abtast-Signal unterabgetastet, wobei die Hälfte der verfügbaren Pixel-Abtastwerte zur Erzeugung des 2:1-Zeilensprung-Hauptsignals verwendet werden. Im einzelnen wird jedes Progressiv-Abtast-Ssignal in das 2:1-Zeilensprung-Format umgewandelt, indem entweder die ungeradzahligen oder die geradzahligen Zeilen in jedem Halbbild zurückgehalten und die zurückgehaltenen Pixel mit einer Rate von 4 fsc (14,32 MHz) ausgelesen werden. Jede nachfolgende digitale Verarbeitung der Zeilensprung-Signale erfolgt mit der Rate von 4 fsc.
Bezugnehmend auf Fig. 1a wird das durch das Netzwerk 17C bereitgestellte Helfersignal YT einem Format-Encoder 78 zugeführt, der die den Bild- Seitenfeldbereichen entsprechenden Pixelwerte komprimiert und die dem Mittenfeldbereich entsprechenden Pixelwerte expandiert, um das Komponente-4- Helfersignal mit dem Komponente-1-Hauptsignal zu korrelieren. Das durch den Format-Encoder 78 bereitgestellte Signal wird mittels eines 750 kHz Tiefpaßfilters 79 horizontal tiefpaßgefiltert und als Helfersignal YTN weitergeleitet. Eine Bandbegrenzung des Helfersignals auf 750 kHz ist wünschenswert, um zu vermeiden, daß dieses Signal mit dem nächstniedrigeren HF-Kanal im Rundfunkspektrum interferiert, wenn dieses Signal auf den HF- (oder RF)- Bildträger moduliert wird.
Bezugnehmend auf Fig. 1a werden die Zeilensprung-Breitschirm-Signale IF', QF' und YF' aus den Konvertern 17a-17c durch Horizontal-Tiefpaßfilter 19a, 19b bzw. 19c gefiltert, um Signale IF" und QF" mit jeweils einer Bandbreite von 0-600 kHz und ein Signal YF" mit einer Bandbreite von 0-5 MHz zu erzeugen. Diese Signale werden sodann einem Format-Encodier-Vorgang unterworfen, der mittels einer Format-Encodier-Vorrichtung, die einer Seiten-Mitten-Signaltrenner- und Prozessoreinheit 18 zugeordnet ist, jedes dieser drei Signale in ein 4:3-Format codiert. Eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Verwendung als Prozessoreinheit 18 ist in Fig. 6 gezeigt.
In Fig. 6 wird das Signal YF" einem Horizontal-Tiefpaßfilter 610 mit einem Durchlaßbereich von 0 bis 700 kHz zugeführt, um ein Niederfrequenz- Luminanzsignal YL zu erzeugen. Das Signal YL wird dem Subtrahenden-Eingang eines subtraktiven Kombinierers 612 zugeführt. Das Signal YF" wird auch einem Verzögerungselement 614 zugeführt, welches die Verarbeitungsverzögerung durch den Filter 610 kompensiert. Das verzögerte Signal YF", welches durch das Verzögerungselement 614 bereitgestellt wird, wird dem Minuenden-Eingangsport des subtraktiven Kombinierers 612 zugeführt. Das Ausgangssignal des Kombinierers 612 ist ein Luminanzsignal YHO, welches ein Frequenzband von 700 kHz bis 5 MHz belegt.
Das verzögerte Signal YF" und die Signale YHO und YL werden getrennten Eingängen einer Demultiplex-Vorrichtung 616 zugeführt, die Demultiplex- (DEMUX)-Einheiten 618, 620 und 621 beinhaltet, zum jeweiligen Verarbeiten der Signale YF", YHO und YL. Die Einzelheiten der Demultiplex-Vorrichtung 616 werden nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben. Die DEMUX- Einheiten 618, 620 bzw. 621 gewinnen das Vollbandbreiten-Mittenfeldsignal YC, das Seitenfeld-Höhensignal YH und das Seitenfeld-Tiefensignal YL', wie in den Fig. 3 und 4 veranschaulicht.
Das Signal YC wird durch einen Zeit-Expander 622 zeitlich expandiert, um ein Signal YE zu erzeugen. Das Signal YC wird zeitlich expandiert mit einem Mitten- Expansionsfaktor, der ausreicht, um Raum für die linken und rechten Horizontal- Überabtastbereiche zu lassen. Der Mitten-Expansionsfaktor (1,19) ist das Verhältnis der beabsichtigten Breite des Signals YE (Pixel 15-740) zu der Breite des Signals YC (Pixel 75-680), wie in Fig. 3 gezeigt.
Das Signal YL' wird durch einen Zeit-Kompressor 628 mit einem Seiten- Kompressionsfaktor komprimiert, um ein Signal YO zu erzeugen. Der Seiten- Kompressionsfaktor (6,0) ist das Verhältnis aus der Breite des entsprechenden Abschnitts des Signals YL' (z.B. linke Pixel 1-84) zu der beabsichtigten Breite des Signals YO (z.B. linke Pixel 1-14), wie in Fig, 3 gezeigt. Der Zeit-Expander 622 und der Zeit-Kompressor 628 können von der in Fig. 12 gezeigten und nachstehend beschriebenen Bauart sein.
Aus den Signalen IF" und QF" werden jeweils Signale IE, IH, IO und QE, QH, QO auf eine Art und Weise gebildet, die derjenigen ähnlich ist, mit der die Signale YE, YH und YO durch die Vorrichtung gemäß Fig. 6 gebildet werden. In dieser Hinsicht wird auf Fig. 7 bezug genommen, die eine Vorrichtung zum Bilden der Signale IE, IH und IO aus dem Signal IF" veranschaulicht. Die Signale QE, QH und QO werden aus dem Signal QF" auf dieselbe Art und Weise gebildet. Die in Fig. 7 gezeigte Schaltungsanordnung ist dieselbe wie die aus Fig. 6 mit der Ausnahme, daß der Tiefpaßfilter 710 einen Durchlaßbereich von 0 bis 83 kHz anstelle von 0 bis 700 kHz bei dem entsprechenden Filter 610 in Fig. 6 besitzt.
Fig. 8 veranschaulicht eine DEMUX-Vorrichtung 816, wie sie für die Vorrichtung 616 gemäß Fig. 6 und 716 gemäß Fig. 7 verwendet werden kann. Das Eingangssignal YF" enthält 754 Pixel, die die Bildinformation definieren. Pixel 1-84 definieren das linke Feld, Pixel 671-754 definieren das rechte Feld, und Pixel 75- 680 definieren das Mittenfeld, welches das linke und das rechte Feld geringfügig überlappt. Die Signale IF" und QF" weisen eine ähnliche Überlappung auf. Wie diskutiert werden wird, wurde festgestellt, daß eine solche Feldüberlappung das Kombinieren (Zusammenfügen) der Mitten- und Seitenfelder im Empfänger erleichtert, um Rand bereich-Artefakte im wesentlichen zu beseitigen.
Die DEMUX-Vorrichtung 816 beinhaltet erste, zweite und dritte Demultiplexer- Einheiten 810, 812 und 814, die jeweils Linksfeld-, Rechtsfeld- und Mittenfeldinformation zugeordnet sind. Jede DEMUX-Einheit besitzt einen Eingang "A", dem jeweils die Signale YH, YF" und YL zugeführt werden, und einen Eingang "B", dem ein Austastsignal (BLK) zugeführt wird. Das Austastsignal kann beispielsweise ein Pegel sein, der als schwarzes Bild (d.h. 0 IRE) reproduziert wird. Die Einheit 810 extrahiert das Ausgangssignal YH, welches die linken und rechten Höhen enthält, aus dem Eingangssignal YH, solange ein Signalauswahleingang (SEL) der Einheit 810 einen ersten Steuerpegel von einem Zähl-Vergleicher 817 empfängt. Dieser Pegel zeigt das Vorhandensein der Linksfeld-Pixelelemente 1-84 und der Rechtsfeld-Pixelelemente 671-754 an. Zu anderen Zeiten bewirkt ein zweiter Steuerpegel aus dem Zähl-Vergleicher 817, daß anstelle des Signals YH an Eingang A das BLK-Signal an Eingang B an den Ausgang der Einheit 810 gekoppelt wird. Die Einheit 814 und ein Zähl-Vergleicher 820 arbeiten auf eine ähnliche Art und Weise, um das Seitenfeld-Tiefensignal YL' aus dem Signal YL zu gewinnen. Die Einheit 812 koppelt das Signal YF" von ihrem Eingang A an ihren Ausgang, um das Mittenfeld-Signal YC nur dann zu erzeugen, wenn ein Steuersignal aus einem Zählwert-Vergleicher 818 das Vorhandensein der Mittenfeld-Pixel 75-680 anzeigt.
Die Zähl-Vergleicher 817, 818 und 820 werden mittels eines Zählwert- Ausgangssignals aus einem Zähler 822, der auf ein Taktsignal mit dem vierfachen der Chrominanz-Unterträgerfrequenz (4 fsc) und auf ein durch den Studio- Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestellten Synchron-Impulssignal H anspricht, auf das Videosignal YF" synchronisiert. Jeder Ausgangszählwert aus dem Zähler 822 entspricht einer Pixelposition entlang einer horizontalen Linie. Das Signal H ist ein Zeit-Bezugssignal, welches den Zähler 822 ein Pixel-Intervall vor dem Auftreten des Pixels 1 zurücksetzt. Um sichtbare Säume an der Verbindung der Seiten-und Mittenfelder in dem reproduzierten Bild zu vermeiden, ist es wünschenswert, daß das Signal H mit den verarbeiteten Videosignalen synchronisiert ist. Die Vorrichtung zum Bilden des Signals H wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 25 beschrieben.
Fig. 12 veranschaulicht eine Raster-Abbildungs-Vorrichtung, die für die Zeit- Expander und Zeit-Kompressoren gemäß Fig. 6 und 7 verwendet werden kann. In dieser Hinsicht wird auf die Signalverläufe der Fig. 12a, die den Abbildungsvorgang veranschaulicht, Bezug genommen. Fig. 12a zeigt einen Eingangssignalverlauf S mit einem Mittenabschnitt zwischen den Pixeln 75 und 680, der mittels eines Zeit-Expansionsvorgangs in die Pixelorte 15-740 eines Ausgangssignalverlaufs W abgebildet werden soll. Endpunktpixel 75 und 680 des Signalverlaufs S bilden direkt in die Endpunktpixel 15 und 740 des Signalverlaufs W ab. Zwischenliegende Pixel bilden aufgrund der Zeit-Expansion nicht direkt auf einer 1:1-Basis ab, und bilden in vielen Fällen nicht auf einer Ganzzahl-Basis ab. Der letztere Fall ist veranschaulicht für den Zustand, in dem z.B. der Pixelort 76.67 des Eingangssignalverlaufs S dem ganzzahligen Pixelort 17 des Ausgangssignalverlaufs W entspricht.
In Fig. 12 stellt ein mit einer Rate von 4 fsc arbeitender Pixelzähler ein Ausgangs- Schreibadress (WRITE ADDRESS)-Signal M bereit, welches die Pixelorte (1...754) auf einem Ausgaberaster repräsentiert. Das Signal M wird einem programmierbaren Festspeicher (PROM, Programmable Read Only Memory) 1212 zugeführt, welcher eine Tabelle beinhaltet, die programmierte Werte in Abhängigkeit von der Natur der durchzuführenden Rasterabbildung, d.h. Kompression oder Expansion, enthält. In Antwort auf das Signal M stellt der programmierbare Festspeicher 1212 ein Ausgangs-Leseadress (READ ADDRESS)-Signal N, welches eine Ganzzahl repräsentiert, und ein Ausgangssignal DX, welches eine Bruchzahl repräsentiert, die gleich oder größer als Null, jedoch kleiner als 1 ist, bereit. In dem Fall eines 6-Bit-Signals DX=2&sup6;=64 weist das Signal DX die Bruchteile 0, 1/64, 2/64, 3/64, ..., 63/64 auf.
Um beispielsweise eine Signalexpansion zu erzielen, ist der programmierbare Festspeicher 1212 so angeordnet, daß er ein Signal N erzeugt, dessen Wert mit einer geringeren Rate ansteigt als der des Signals M. Um eine Signalkompression zu erzielen, stellt demgegenüber der programmierbare Festspeicher 1212 ein Signal N bereit, dessen Wert mit einer größeren Rate ansteigt als der des Signals
Das Video-Eingangssignal S, welches eines der Signale YC, IC, QC, YL', IL' oder QL' sein kann, wird durch kaskadierte Pixel-Verzögerungselemente 1214a, 1214b und 1214c verzögert, um Videosignale S(N+2), S(N+1) und S(N) zu erzeugen, die gegenseitig verzögerte Versionen des Video-Eingangssignals sind. Diese Signale werden Videosignal-Eingangsanschlüssen jeweiliger bekannter Dual-Port- Speicher 1216a-1216d zugeführt. Das Signal M wird einem Schreib-Adress- Eingang jedes der Speicher 1216a-1216d zugeführt, und das Signal N wird einem Lese-Adress-Eingang jedes der Speicher 1216a-1216d zugeführt. Das Signal M legt fest, wo eine eingehende Videosignal-Information in die Speicher geschrieben werden wird, und das Signal N legt fest, welche Werte aus dem Speicher ausgelesen werden werden. Die Speicher können in eine Adresse schreiben, während gleichzeitig eine andere Adresse ausgelesen wird.
Die Signale S(N-1), S(N), S(N+1) und S(N+2) aus den Speichern 1216a-1216d werden durch einen Vierpunkt-Linear-Interpolator verarbeitet, der Anhebungsfilter 1220 und 1222, einen programmierbaren Festspeicher 1225 und einen Zweipunkt-Linear-Interpolator 1230, von dem Einzelheiten in Fig. 12b und 12c gezeigt sind, beinhaltet. Die Anhebungsfilter 1220 und 1222 empfangen drei Signale aus der Gruppe der die Signale S(N-1), S(N), S(N+1) und S(N+2) beinhaltenden Signale, wie gezeigt, und ein Anhebungssignal PX. Der Wert des Anhebungssignals PX ändert sich von 0 auf 1 in Abhängigkeit von dem Wert des Signals DX, wie in Fig. 12d gezeigt, und wird durch den programmierbaren Festspeicher 1225 in Antwort auf das Signal DX bereitgestellt. Der programmierbare Festspeicher 1225 beinhaltet eine Tabelle und ist so programmiert, daß er einen gegebenen Wert von PX in Antwort auf einen gegebenen Wert von DX erzeugt.
Die Anhebungsfilter 1220 bzw. 1222 stellen angehobene, gegenseitig verzögerte Videosignale S'(N) und S'(N+1) für den Zweipunkt-Linear-Interpolator 1230 bereit, der auch das Signal DX empfängt. Der Interpolator 1230 stellt ein (komprimiertes oder expandiertes) Video-Ausgangssignal bereit, wobei das Ausgangssignal W durch den Ausdruck
W = S'(N) + DX [S'(N+1) - S'(N)]
definiert ist.
Die beschriebene Zweipunkt-Interpolator- und Anhebungsfunktion approximiert vorteilhaft eine (sin X)/X Interpolationsfunktion mit guter Auflösung von Hochfrequenzdetails.
Fig. 12b zeigt Einzelheiten der Anhebungsfilter 1220 und 1222 sowie des Interpolators 1230. In Fig. 12b werden die Signale S(N-1), S(N) und S(N+1) einem Bandpaßfilter 1240 in dem Anhebungsfilter 1220 zugeführt, in welchem diese Signale wie in Fig. 12c gezeigt jeweils durch Koeffizienten -1/4, 1/2 und -1/4 gewichtet und summiert werden. Das Ausgangssignal des Filters 1240 wird in einem Multiplizierer 1243 mit dem Signal PX multipliziert. Das durch den Multiplizierer 1243 bereitgestellte Signal wird in einem Addierer 1244 mit dem Signal S(N) summiert, um das angehobene Signal S'(N) zu erzeugen. Der Anhebungsfilter 1222 besitzt dieselbe Struktur und Funktionsweise.
In dem Zweipunkt-Interpolator 1230 wird das Signal S'(N) in einem Subtrahierer 1232 von dem Signal S'(N+1) subtrahiert, um ein Differenzsignal zu erzeugen, welches in einem Multiplizierer 1234 mit dem Signal DX multipliziert wird. Das Ausgangssignal aus dem Multiplizierer 1234 wird in einem Addierer 1236 mit dem Signal S'(N), welches durch ein Verzögerungselement 1235 zur Kompensation der Verarbeitungszeit durch den Multiplizierer 1234 verzögert worden ist, summiert, um das Ausgangssignal W zu erzeugen.
Bezugnehmend auf Fig. 1a werden die durch den Encoder 18 erzeugten Signale YE, IE, QE und YO, IO, QO durch einen Seiten-Mitten-Signalkombinierer 28, z.B. einem Zeitmultiplexer, kombiniert, um die Signale YN, IN und QN mit einer NTSCkompatiblen Bandbreite und einem 4:3-Bildseitenverhältnis zu erzeugen. Diese Signale besitzen die Form des in Fig. 3 gezeigten Signals YN. Um diese Signale zu erzeugen, spricht der Kombinierer 28 auf einen (nicht gezeigten) Pixelzähler an, der gleich wie der in Fig. 8 gezeigte Zähler 822 ausgebildet sein kann. In Abhängigkeit von Zähler-Ausgangswerten zwischen 1 und 14 sowie zwischen 741 und 754 läßt der Kombinierer 28 das komprimierte Luminanzsignal YO als das Signal YN durch. In Abhängigkeit von Zählerwerten zwischen 15 und 740 läßt der Kombinierer das Signal YE als das Signal YN durch. Die Signale IN und QN werden durch den Kombinierer 28 erzeugt unter Verwendung eines Mittels, welches zu dem obenstehend beschriebenen identisch ist, und unter Einwirken auf die Signale IO und IE bzw. QO und QE. Der Kombinierer 28 beinhaltet ebenfalls (nicht gezeigte) geeignete Signalverzögerungen zum Ausgleichen der Laufzeiten der kombinierten Signale.
Ein Modulator 30, ein Bandpaßfllter 32, ein H-V-T-Bandstop- bzw. Bandsperrfilter 34 und ein Kombinierer 36 bilden einen verbesserten NTSC-Signal-Encoder 31. Die Chrominanzsignale IN und QN werden durch den Modulator 30 mit 90º auf einen Unterträger SC mit der NTSC-Chrominanz-Unterträgerfrequenz, nominell 3,58 MHz, moduliert, um ein moduliertes Signal CN zu erzeugen.
Fig. 9 zeigt Einzelheiten des Modulators 30. In Fig. 9 erscheinen die Signale IN und QN mit der vierfachen Chrominanz-Unterträgerrate (4 fsc) und werden Signaleingängen von Signaspeichern (latch) 910 bzw. 912 zugeführt. Die Signalspeicher 910 und 912 empfangen ferner ein Taktsignal, 4 fsc, um die Signale IN und QN zu übernehmen, sowie ein Schaltsignal, 2 fsc, welches einem invertierenden Schaltsignaleingang des Signalspeichers 910 und einem nicht invertierenden Schaltsignaleingang des Signalspeichers 912 zugeführt wird. Die Signale 4 fsc und 2 fsc werden durch den Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestellt. Das den Schalteingängen der Signalspeicher 910 und 912 zugeführte Signal konditioniert die Ausgangsanschlüsse der Signalspeicher derart, daß diese abwechselnd eine hohe lmpedanz aufweisen. Die Signal- Ausgangsanschlüsse der Signalspeicher 910 und 912 werden zu einer einzigen Ausgangsleitung kombiniert, auf welcher die Signale I und Q alternierend erscheinen und Signal-Eingangsanschlüssen eines nicht invertierenden Signalspeichers 914 und eines invertierenden Signalspeichers 916 zugeführt werden. Die Signalspeicher 914 und 916 werden mit einer Rate von 4 fsc getaktet und empfangen ein Schaltsignal mit bzw. bei der Chrominanz- Unterträgerfrequenz fsc an den invertierenden bzw. nicht invertierenden Eingängen. Der nicht invertierende Signalspeicher 914 erzeugt eine alternierende Sequenz von Abtastwerten I und Q mit positiver Polarität, und der invertierende Signalspeicher 916 erzeugt eine alternierende Sequenz von Signalen I und Q mit invertierter Polarität, d.h. -I und -Q. Die Ausgänge der Signalspeicher 914 und 916 werden zu einer einzigen Ausgangsleitung kombiniert, auf welcher eine alternierende Sequenz von Signalen I und Q in Paaren mit gegenseitig entgegengesetzter Polarität, d.h. I, Q,-I,-Q, ... etc. erscheint, die das Signal CN bildet. Dieses Signal wird durch ein zweidimensionales V-T-Filter 32 gefiltert, bevor es in der Einheit 36 mit einem Signal YP, welches durch ein horizontalvertikal-zeitliches (H-V-T)- Filter 34 bereitgestellt wird, kombiniert wird. Das durch die Einheit 36 bereitgestellte Ausgangssignal ist ein NTSC-codiertes Signal C/SL (Komponente 1) der Form Y+I, Y+Q, Y-I, Y-Q, Y+I, Y+Q, ..., und so weiter.
Fig. 10 veranschaulicht ein Vertikal-Zeit (V-T)-Filter, welches durch Einstellen von Gewichtungskoeffizienten a1-a9 erste und zweite V-T-Bandpaß-Konfigurationen (A oder B) oder eine V-T-Tiefpaß-Konfigurationen annehmen kann. Die Tabelle gemäß Figur 10a veranschaulicht die den V-T-Bandpaß-Filterkonfigurationen A und B zugeordneten Gewichtungskoeffizienten, die in dem offenbarten System verwendet werden. Ein H-V-T-Bandstopfilter wie beispielsweise das Filter 34 gemäß Figur 1a enthält die Kombination aus einem Horizontal-Tiefpaßfilter 1020 und einem V-T-Bandpaß-B-Filter wie in Fig. 10b gezeigt. Das V-T-Bandpaß-A- Filter ist ein Bild-Kammfilter, welches eine Frequenz-Antwortcharakteristik mit Spitzen besitzt, die Spitzen in dem Frequenzspektrum des modulierten Chrominanzsignals entsprechen. Das V-T-Bandpaß-B-Filter ist ebenfalls ein Bild- Kammfilter, seine Frequenz-Antwortcharakteristik besitzt jedoch Nullen, die Spitzen in dem Frequenzspektrum des modulierten Chrominanzsignals entsprechen.
In dem H-V-T-Bandstop- oder Sperrfilter gemäß Fig. 10b besitzt ein Horizontal- Tiefpaßfilter 1020 eine gegebene Grenzfrequenz und stellt eine gefilterte Niedrigfrequenz-Signalkomponente bereit. Dieses Signal wird in einem Kombinierer 1023 subtraktiv mit einer verzögerten Version des Eingangssignals aus einer kompensierenden Verzögerungseinheit 1022 kombiniert, um eine Hochfrequenz-Signalkomponente zu erzeugen. Diese Hochfrequenz- Signalkomponente wird dem V-T-Bandpaß-B-Filter 1021 zugeführt, dessen Ausgangsport mit einem additiven Kombinierer 1025 gekoppelt ist. Die Niedrigfrequenz-Komponente aus dem Filter 1020 wird mittels eines Netzwerks 1024 einer ein Vollbild betragenden Verzögerung unterworfen, bevor sie dem additiven Kombinierer 1025 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Kombinierers 1025 ist ein H-V-T-bandstopgefiltertes Signal, z.B. YP. Das V-T- Filter 1021 ist ein Filter mit endlicher Impulsantwort (finite impulse response filter, FIR), wie z.B. das in Fig. 10 gezeigte, welches die in Fig. 10a gezeigten V-T- Bandpaß-B-Filterkoeffizienten verwendet.
Das H-V-T-Bandsperrfilter 34 in den Fig. 1a und 9 ist ein Bild-Kammfilter oberhalb 1,5 MHz, welches einen Teil der Frequenzkomponenten des Luminanzsignals YN entfernt, die sich aufwärts bewegenden Diagonalen entsprechen. Diese Frequenzkomponenten besitzen eine Erscheinungsform ähnlich der von Chrominanz-Unterträger-Komponenten und werden aus dem Luminanzsignal entfernt, um ein Loch im Frequenzspektrum zu erzeugen, in welches das modulierte Chrominanzsignal eingefügt werden wird. Die Entfernung von Frequenzkomponenten, die eine aufwärts gerichtete diagonale Bewegung des Luminanzsignals YN repräsentiert, verschlechtert ein dargestelltes Bild nicht sichtbar, da festgestellt wurde, daß das menschliche Auge für diese Frequenzkomponenten im wesentlichen unempfindlich ist. Das Filter 34 läßt alle Frequenzen bis zu näherungsweise 1,5 MHz durch, um die vertikale Luminanz- Detailinformation nicht zu beeinträchtigen.
Ein Ausgangs-Mitten/Seiten-Tiefensignal C/SL (Komponente 1) aus dem Kombinierer 36 enthält eine darzustellende NTSC-kompatible Information, wie sie von dem Mittenfeld des Breitschirm-Signals abgeleitet wird, sowie komprimierte Seitenfeld-Tiefen (sowohl Luminanz als auch Chrominanz), die von den Seitenfeldern des Breitschirm-Signals abgeleitet sind und sich in den linken und rechten Überabtast-Bereichen befinden, die von einem Betrachter eines NTSC- Empfängerbilds nicht gesehen werden. Die komprimierten Seitenfeld-Tiefen in dem Überabtast-Bereich repräsentieren einen Bestandteil der Seitenfeld- Information für eine Breitschirmanzeige. Der andere Bestandteil, die Seitenfeldhöhen, wird durch den Prozessor 18 wie vorstehend diskutiert gebildet.
Bezugnehmend auf Fig. 1a wird ein durch den Encoder 31 erzeugtes Signal CS/L durch einen Zwischenbild-Mittelwertbildner 38 verarbeitet, um ein Signal N zu erzeugen, welches einem Eingangsport eines Addierers 40 zugeführt wird. Das Zwischenbild-Mittelwertsignal N ist aufgrund der starken Korrelation der Zwischenbild-Bildinformation in dem Signal C/SL im wesentlichen identisch zu dem Signal C/SL. Der Mittelwertbildner 38 mittelt das Signal C/SL nur oberhalb von etwa 1,5 MHz, um vertikal-zeitliches Übersprechen zwischen dem Hauptsignal und den Hilfssignalen zu reduzieren oder zu eliminieren. Die Fig. 11 a und 11b zeigen Einzelheiten des Höhen-Zwischenbild-Mittelwertbildners 38.
Wie in Fig. 11a gezeigt, beinhaltet der Zwischenbild-(Intraframe)-Mittelwertbildner 38 ein Eingangs-Horizontal-Tiefpaßfilter 1110 mit einer Grenzfrequenz von näherungsweise 1,5 MHz, welches das Signal C/SL empfängt. Eine Niederfrequenz-Komponente des Eingangssignals C/SL wird an dem Ausgang des Filters 1110 erzeugt, und eine Hochfrequenz- Komponente des Eingangssignals C/SL wird an dem Ausgang eines wie gezeigt angeordneten subtraktiven Kombinierers 1112 erzeugt. Die Niederfrequenz-Komponente wird durch eine Einheit 1114 einer kompensatorischen 262H-Verzögerung (ein Halbbild) unterworfen, bevor sie einem Addierer 1120 zugeführt wird. Die Hochfrequenz-Komponente des Signals C/SL wird durch ein V-T-Filter 1116 verarbeitet, bevor sie dem Addierer 1120 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Addierers 1120 ist das Signal N.
Das Filter 1116 ist im einzelnen in Fig. 11b gezeigt. Das Filter 1116 beinhaltet ein Paar von 262H-Verzögerungselementen 1122 und 1124. Das Eingangssignal des Filters wird dem Verzögerungselement 1122 und einem Multiplizierer 1125 zugeführt. Das durch das Verzögerungselement 1122 bereitgestellte Signal wird dem Verzögerungselement 1124 und einem Multiplizierer 1126 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verzögerungselements 1124 wird einem Multiplizierer 1127 zugeführt. Die Multiplizierer 1125, 1126 und 1127 multiplizieren ihre jeweiligen Eingangssignale durch Gewichten der Koeffizienten a1, a2 bzw. a3. Die Ausgangssignale der Multiplizierer werden einem Addierer 1130 zugeführt, der ein C/SL-Höhenzeiten-Mittelwertsignal erzeugt. Der Gewichtungskoeffizient a2 bleibt konstant, die Koeffizienten a1 und a3 jedoch wechseln zwischen 1/2 und von einem Halbbild zum nächsten. Der Koeffizient a1 besitzt die Werte 1/2 und 0, wenn der Koeffizient a3 jeweils die Werte 0 und 1/2 besitzt. Das Umschalten der Werte für die Koeffizienten a1 und a3 ist mit den eingehenden Signalen synchronisiert, so daß nur entsprechende Pixelwerte zweier Halbbilder in demselben Vollbild gemittelt werden.
Bezugnehmend auf Fig. 1a werden die durch den Format-Encoder 18 bereitgestellten Signale IH, QH und YH mittels eines NTSC-Encoders 60, der derselbe ist wie der vorstehend beschriebene Encoder 32, in das NTSC-Format gebracht. Das durch den NTSC-Encoder 60 erzeugte Ausgangssignal, das Signal NTSCH, ist die Seitenfeld-Höheninformauon im NTSC-Format. Dieses Signal wird in Fig. 5 veranschaulicht.
Das durch den Encoder 60 erzeugte Signal NTSCH wird durch eine Einheit 62 zeitlich expandiert, um ein expandiertes Seiten-Höhensignal ESH zzu erzeugen. Im einzelnen wird, wie in Fig. 5 gezeigt, die Expansion durch einen "Abbildungs"- Vorgang erzielt, der die Pixel 1-84 des linken Seitenfelds des Signals NTSCH in Pixelpositionen 1-377 des Signals ESH abbildet, d.h. die linken Seitenhöhen des Signals NTSCH werden so expandiert, daß sie die Hälfte der Zeitdauer der aktiven Zeile des Signals ESH belegen. Der rechte Seitenfeldabschnitt (Pixel 671-754) des Signals NTSCH wird auf vergleichbare Weise verarbeitet, um die andere Hälfte der Zeitdauer der aktiven Zeile zu belegen. Der Zeit- Expansionsvorgang reduziert die Horizontal-Bandbreite der das Signal ESH umfassenden Information (verglichen zu der des Signals NTSCH) um einen Faktor 377/84. Der Abbildungsvorgang, durch den die Zeit-Expansion erzielt wird, kann durch eine Vorrichtung der vorstehend beschriebenen, in den Fig. 12-12d gezeigten Art realisiert werden.
Das durch den Zeit-Expander 62 erzeugte Signal ESH wird durch ein Netzwerk 64 der in Fig. 11 b gezeigten Art zwischenbildgemittelt (Intraframe), um ein wie in Fig. 5 veranschaulichtes Signal X zu erzeugen. Das zwischenbildgemittelte Signal X ist aufgrund der starken Korrelation der Zwischenbild-Bildinformation des Signals ESH im wesentlichen identisch zu dem Signal ESH. Das Signal X wird einem Signal-Eingangsport eines 900-Modulators 80 zugeführt.
Das durch den Progressiv-zu-Zeilensprung-Abtast-Konverter 17c bereitgestellte Signal YF' wird durch ein Horizontal-Bandpaßfilter 70 mit einem Durchlaßbereich von 5 MHz-6,2 MHz gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 70, welches Horizontal-Luminanz-Höhen repräsentiert, wird einem Amplitudenmodulator 72 zugeführt, in welchem es mit einem 5 MHz-Trägersignal fc überlagert wird. Das Signal fc wird durch den Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 erzeugt, der nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 25 beschrieben wird. Der Modulator 72 enthält ein (nicht gezeigtes) Ausgangs-Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von näherungsweise 1,2 MHz, um ein Signal mit einem Durchlaßbereich von 0-1,2 MHz am Ausgang des Modulators 72 zu erzeugen. Tatsächlich wurden als Ergebnis des Überlagerungsvorgangs und der nachfolgenden Tiefpaßfilterung die Horizontal-Luminanz-Höhen in dem Frequenzbereich zwischen 5,0 MHz und 6,2 MHz in den Bereich zwischen 0-1,2 MHz verschoben. Die Amplitude des Sig nais fc, das im Überlagerungsprozess (Heterodyning-Prozess) verwendet wurde, sollte groß genug sein, so daß die Originalsignal-Amplituden nach dem Filtern durch das 1,2 MHz Tiefpassfilter beibehalten werden.
Das frequenzverschobene Horizontal-Luminanz-Höhen-Signal aus der Einheit 72 wird mittels eines Format-Encoders 74 codiert, um dieses Signal räumlich mit dem Hauptsignal C/SL zu korrelieren. Der Encoder 74 codiert die frequenzverschobenen Horizontal-Luminanz-Höhen in ein Standard-4:3-Format unter Verwendung der vorstehend unter Bezugnahme auf die Fig. 6-8 beschriebenen Techniken. Wenn der Mittenabschnitt des Eingangssignals für den Encoder 74 zeitlich expandiert wird, fällt dessen Bandbreite von 1,2 MHz auf etwa 1,0 MHz, und das Ausgangssignal aus dem Encoder 74 wird räumlich mit dem Hauptsignal korreliert. Die Seitenfeld-lnformation wird innerhalb der Einheit 72 auf 170 kHz tiefpaßgefiltert, bevor sie durch den Encoder 74 zeitlich komprimiert wird. Alternativ wird erwogen, das durch den Modulator 72 bereitgestellte Signal durch den Format-Encoder gleichförmig derart zu komprimieren, daß eine ganze Zeile von Abtastwerten 1-754 codiert werden, um die Pixelpositionen 15-740 zu besetzen, und die Seitenfeld-Pixelpositionen auf dem Austastpegelwert belassen werden. Falls dieses Format-Encodierverfahren verwendet wird, wird die Bandbreite des in dem Amplituden-Modulator 72 enthaltenen Tiefpaßfilters bevorzugt von 1,2 MHz auf 950 kHz reduziert.
Das Signal aus dem Encoder 74 wird mittels einer Vorrichtung 76, die gleich der in Fig. 11b veranschaulichten ist, zwischenbildgemittelt. Das durch den Mittelwertbildner 76 erzeugte Signal wird als Signal Z der Einheit 80 zugeführt. Das zwischenbildgemittelte Signal Z ist aufgrund der starken Korrelation der Zwischenbild-Bildinformation des Signals aus dem Encoder 74 im wesentlichen gleich dem Signal aus dem Encoder 74. Die modulierenden Signale X und Z belegen im wesentlichen dasselbe Band von Frequenzen, näherungsweise 0-1,1 MHz.
Die Einheit 80 führt für große Amplitudenauslenkungen der beiden Hilfssignale X und Z eine nichtlineare Gammafunktion-Amplitudenkompression durch und moduliert sodann die komprimierten Signale mit 90º auf eine 90º- Phasenbeziehung aufweisende alternierende Unterträgersignale ASC und ASC'. Für die Amplitudenkompression wird ein Gamma-Faktor von 0,7 verwendet, wobei der Absolutwert jedes Abtastwerts mit 0,7 potenziert und mit dem Vorzeichen des ursprünglichen Abtastwerts multipliziert wird. Die Gamma- Kompression verringert die Sichtbarkeit potentiell interferierender großer Amplitudenauslenkungen der mod ulierten Signale auf existierenden Empfängern und erlaubt eine vorhersagbare Wiederherstellung in einem Breitschirm- Empfänger, da das Inverse der in dem Encoder verwendeten Gamma-Funktion auf einfache Weise in dem Decoder des Empfängers implementiert werden kann.
Die amplitudenkomprimierten Signale werden dann auf einen phasengesteuerten, alternierenden 3,1075 MHz-Unterträger ASC sowie auf ein in einer 90º- Phasenbeziehung stehendes Signal ASC' moduliert. Die Frequenz der Signale ASC und ASC' ist ein ungeradzahliges Vielfaches der Hälfte der Horizontal- Zeilenfrequenz (395 H/2). Die Signale ASC und ASC' werden durch den nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 25 beschriebenen Studio-Zeitsteuer- Signal-Generator 2 erzeugt. Die Phase des alternierenden Unterträgers wird veranlaßt, um 180º von einem Halbbild zum nächsten zu alternieren. Die Halbbild- Wechselphase des alternierenden Unterträgers ermöglicht, daß die modulierende Hilfsinformation der Signale X und Z die Chrominanz-Information überlappt, und erleichtert die Trennung der Hilfsinformation unter Verwendung einer verhältnismäßig unkomplizierten Halbbild-Speichereinrichtung in dem Empfänger. Das mit 90º modulierte Signal M wird in dem Addierer 40 zu dem Signal N addiert. Das resultierende Signal NTSCF ist ein NTSC-kompatibles Signal mit 4,2 MHz.
Fig. 24 zeigt Details der Einheit 80. Die Signale X und Z werden Adresseingängen von nichtlinearen Amplituden-Kompressoren 2410 bzw. 2412 zugeführt. Die Kompressoren 2410 und 2412 sind programmierbare Nur-Lese-Speicher (PROM)-Einrichtungen, deren jede eine Tabelle beinhaltet, die programmierte Werte entsprechend der gewünschten nichtlinearen Gamma- Kompressionsfunktion enthält. Diese Funktion wird durch die Momentan- Eingangs/Ausgangs-Antwortkurve neben der Einheit 2412 veranschaulicht. Die komprimierten Signale X und Z von Datenausgängen der Einheiten 2410 und 2412 werden Signal-Eingangsports von Signal-Multiplizierern 2414 bzw. 2416 zugeführt. Bezugseingänge der Multiplizierer 2414 und 2416 empfangen jeweilige alternierende Unterträger-Signale ASC und ASC' mit gegenseitigen 90º- Phasenbeziehungen von dem Generator 2. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 2414 und 2416 werden in einem Kombinierer addiert, um ein 90º-moduliertes Signal M zu erzeugen. Bezugnehmend auf Fig. 1a werden die Signale M und N durch einen Addierer 40 summiert&sub1; um das Signal NTSCF zu bilden.
Die vierte Komponente oder das Helfersignal wird von dem durch den Progressiv- zu-Zeilensprung-Abtast-Konverter 17c bereitgestellten Signal YT abgeleitet. Das durch den Progressiv-zu-Zeilensprung-Abtast-Konverter 17c erzeugte Luminanzdetailsignal YT besitzt eine Bandbreite von 7,16 MHz und wird mittels eines Format-Encoders 78, der gleich dem unter Bezugnahme auf die Fig. 6 und 8 beschriebenen ist, in ein 4:3-Format codiert. Das durch den Format-Encoder 78 bereitgestellte Signal wird durch ein Filter 79 horizontal auf 750 kHz tiefpaßgefiltert, um ein Signal YTN zu erzeugen. Die Seitenabschnitte werden vor der Zeit-Kompression mittels eines Eingangs-Tiefpaßfilters des Format-Encoders 78 auf 125 kHz tiefpaßgefiltert. Dieses Filter entspricht dem Eingangsfilter 610 der in Fig. 6 gezeigten Vorrichtung, besitzt jedoch eine Grenzfrequenz von 125 kHz. Die Seitenabschnitts-Höhen werden abgeschnitten. Das Signal YTN ist daher räumlich mit dem Hauptsignal C/SL korreliert.
Die Signale YTN und NTSCF werden mittels Digital/Analog-Umsetzer (DAC oder DAW)-Einheiten 53 bzw. 54 von der digitalen (binären) Form in die analoge Form konvertiert. Das durch den DAC 54 bereitgestellte Signal wird einem Eingangsanschluß eines Analogschalters 8 zugeführt, und ein weiterer Eingangsanschluß des Schalters 8 ist zum Empfang eines durch einen Analogschalter 6 bereitgestellten Signals gekoppelt. Ein durch den Studio- Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestelltes Signal SC2 stellt den Analogschalter so ein, daß er entweder aktive Videosignals aus dem DAC 54 und ein Composit-Synchronsignal OCPS aus dem Zeitsteuer-Signal-Generator 2 oder ein externes Videosignal EV aus einer Quelle 4 und das Signal OCPS einem Eingangsanschluß des HF-90º-Modulators 57 zuführt. Ein Schalter 9 wird durch das Signal SC2 gesteuert, um entweder das Helfersignal aus dem DAC 53 oder ein Helfersignal aus der externen Videoquelle 4 einem anderen Anschluß des Modulators 57 zuzuführen. Der 90º-Modulator 57 moduliert die beiden an seinen Eingangsanschlüssen zugeführten Signale mit 90º auf einen HF-Träger. Das modulierte HF-Signal wird danach einem Sender 55 zur Übertragung über eine Antenne 56 zugeführt.
Wie vorstehend ausgeführt erzeugt der Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 ein Composit-Synchronsignal für die Breitschirm-Progressiv-Abtast-Kamera 10, verschiedene, durch den Breitschirm-EDTV-Encoder verwendete Takt-, Trägerund Zeitsteuer-Signale sowie ein Composit-Synchron- und Trainingssignal, welches zu dem zu übertragenden EDTV-Signal hinzugefügt wird. Der Generator 2 kann diese Signale aus einem internen, frei schwingenden Oszillator erzeugen, oder kann in Genlock-Betriebsweise zu einem externen, durch die Quelle 4 bereitgestelltes Videosignal EV gesteuert werden. Infolgedessen ist die externe Videosignalquelle 4 wahlweise vorhanden. Fehlt sie, wird sich das System selbst synchronisieren. Ist sie vorhanden, so kann sie lediglich zu Synchronisationszwecken verwendet werden oder codierte Videosignale für die Schalter 8 und 9 bereitstellen, welche die an den Ausgangsanschlüssen der DACs 53 und 54 verfügbaren codierten Videosignale übersteuern. Das durch den Studio- Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestellte Composit-Synchronsignal OCPS wird in die zu übertragenden Signale eingefügt, ungeachtet, ob diese die DACs 53 und 54 oder durch die externe Videoquelle 4 bereitgestellt werden. Diese Konfiguration ermöglicht, daß die Geräte in einem lokalen Fernsehstudio mit einem beispielsweise durch ein Netzwerk bereitgestellten Programm synchronisiert werden. Eine Synchronisation dieser Art ist wichtig, wenn lokale Programme mit Programmen aus anderen Quellen ohne ärgerliche Schaltartefakte gemischt werden müssen.
Nachstehend folgt eine Übersicht über eine in Fig. 25 gezeigte beispielhafte Schaltungsanordnung, welche als Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 verwendet werden kann. Das durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 2520 erzeute Signal 8 fsc wird einem Zähler 2524 zugeführt. Der durch den Zähler 2524 bereitgestellte Zählwert, ein Signal PC, repräsentiert die Position der durch die Analog-Digital-Umsetzer 14 digitalisierten Signale auf einer Horizontal-Zeile. Das Signal PC wird einem Nur-Lese-Speicher (ROM) 2526 zugeführt, welches Zeitsteuersignale erzeugt, die verschiedene, auf jeder Zeile des Signals auftretene Ereignisse, beispielsweise eine Horizontal-Austastung und Synchronisation, repräsentieren. Ein Signal 910 mit einem Impuls pro Horizontal- Zeile des durch die Kamera 10 bereitgestellten Signals wird von dem ROM 2526 für einen Zähler 2534 bereitgestellt. Der Zähler 2534 erzeugt ein Signal LC, welches die Vertikal-Position der Zeile von Abtastwerten repräsentiert, die durch die Analog-Digital-Umsetzer 14 digitalisiert werden. Das Signal LC wird einem ROM 2536 zugeführt, welches Signale erzeugt, die Ereignisse festlegen, welche einmal pro Halbbild oder einmal pro Vollbild auftreten, wie beispielsweise die Vertikal-Austastung. Die Signale PC und LC werden verschiedenen ROMS 2530, 2532, 2540, 2542, 2544 und 2546 zugeführt, die Signale erzeugen, welche den Rest der durch den Generator 2 bereitgestellten Zeitsteuer- und Oszillationssignale festlegen. Die Schaltsignale SW1 und SW2 sowie die analogen Composit-Synchronsignale CCPS und OCPS werden ebenfalls durch den Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 bereitgestellt.
Um die Erklärung der Zeitsteuer-Schaltungsanordnung zu vereinfachen, werden kompensierende Verzögerungen, welche zum Zuführen der durch den Zeitsteuer- Generator 2 erzeugten Signale zu der verbleibenden, in Fig. 1a gezeigten Schaltungsanordnung benötigt werden können, weggelassen. Der Fachmann auf dem Gebiet des Entwurfs digitaler Signalverarbeitungsschaltungen wird wissen, an welchen Stellen solche Verzögerungen in einem bestimmten System notwendig sind.
Fig. 25 ist ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung, die zur Verwendung als Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 geeignet ist. In Fig. 25 wird das Signal EV aus der externen Videoquelle 4, welches die In-Phase-Komponente eines codierten Breitschirm-EDTV-Signals plus relevante Horizontal-, Vertikal- und Farb-Burst-Synchronsignal-Komponenten beinhaltet, einer herkömmlichen Synchronsignal-Trennschaltung 2510 zugeführt. Die Schaltung 2510 erzeugt ein Burst-Torsig nal BG sowie externe Horizontal- und Vertikal-Synchronisiersignale EHS bzw. EVS.
Das Signal EV wird ferner einem Chrominanz-Bandpaßfilter 2512 zugeführt, welches die Chrominanzband-Komponenten des Signals EV unter dem relativen Ausschluß jeglicher anderer Komponenten durchläßt. Der Ausgangsanschluß des Filters 2512 ist mit einem Analogtor 2514 gekoppelt, welches durch das Burst- Torsignal BG zum Anlegen der Farb-Burstsignal-Komponente BURST des Signals EV an einen Eingangsanschluß eines Phasendetektors 2516 eingestellt wird. Ein anderer Eingangsanschluß des Phasendetektors 2516 ist zum Empfangen eines durch das ROM 2526 bereitgestellten Signals gekoppelt. Wie nachstehend ausgeführt, besitzt das Signal C8 im wesentlichen dieselbe Frequenz fsc wie das Signal BURST.
Der Phasendetektor 2516 erzeugt ein Ausgangssignal, welches proportional zu der momentanen Phasendifferenz zwischen dem Signal BURST und dem Signal C8 ist. Dieses Phasendifferenzsignal wird einem Kreisfilter 2518 zugeführt. Das Kreisfilter 2518 integriert das Phasendifferenzsignal, um ein Signal zu erzeugen, welches proportional ist zu der Frequenzdifferenz zwischen dem Signal BURST und der anfänglichen Frequenz des Signals C8, die auf die Freilauf-Frequenz des VCO 2520 bezogen ist. Dieses Frequenzdifferenzsignal wird einem Steuer- Eingangsanschluß des VCO 2520 zugeführt. Der VCO 2520 beinhaltet einen resonanten Kristall 2522, der den VCO auf eine Freilauf-Frequenz von etwa 8 fsc festlegt. Das Ausgangssignal 8 fsc des VCO 2520 wird dem Takteingangsanschluß CLK des 11-Bit-Zählers 2524 zugeführt. Das durch den Zähler 2524 bereitgestellte 11-Bit-Ausgangssignal PC (Pixel Count) wird dem Adress-Eingangsport des ROMS 2526 zugeführt. Das ROM 2526 ist ein 2048 9- Element, welches so programmiert ist, daß unterschiedliche Ausgangssignale in Antwort auf die an seinem Adress-Eingangsport angelegten Zählwerte erzeugt werden. Eines dieser Signale, C8, befindet sich während vier aufeinanderfolgender Zählwerte auf einem logischen Null-Zustand, und dann während der nächsten vier aufeinanderfolgenden Zählwerte auf einem logischen Eins-Zustand. Da der Zählwert mit einer Rate von 8 fsc erhöht wird, besitzt das Signal C8 eine Frequenz, die im wesentlichen gleich fsc ist. Dieses Signal wird, wie vorstehend ausgeführt, dem Phasendetektor 2516 zugeführt.
Die Kombination aus Phasendetektor 2516, Kreisfilter 2518, VCO 2520, Zähler 2524 und ROM 2526 bildet einen Phasenregelkreis, welcher ein Signal 8 fsc erzeugt, das phasenstarr mit der Farb-Burstsignal-Komponente des externen Videosignals EV gekoppelt ist. Wie vorstehend ausgeführt, ist das Signal EV ein optionales Signal. Ist es nicht vorhanden, so wird der Kreis mit der Freilauf- Frequenz des VCO 2520 arbeiten.
Der Phasenregelkreis ist ferner mit dem externen Horizontal-Synchronsignal EHS synchronisiert. Dieses Signal wird einem Eingangsanschluß eines ODER-Tors 2528 zugeführt. Ein weiterer Eingangsanschluß des ODER-Tors 2528 ist zum Empfangen eines durch das ROM 2526 bereitgestellten Signals C1820 gekoppelt. Das Signal C1820 beinhaltet einen Impuls, der jeweils einmal nach 1820 aufeinanderfolgenden Impulsen des Signals 8 fsc auftritt. Der Ausgangsanschluß des ODER-Gatters 2528 ist mit dem Rücksetz-Eingangsanschluß R des Zählers 2524 gekoppelt. Für Standard-NTSC- und Breitband-EDTV-Signale besitzt das Signal C1820 im wesentlichen dieselbe Frequenz wie das Horizontal-Zeilen- Synchronsignal. Wenn das Signal EHS vorhanden ist, wird das durch den Zähler 2524 erzeugte Pixel-Zählsignal PC mit der externen Quelle synchronisiert. Ist EHS nicht vorhanden, synchronisiert sich der Phasenregelkreis selbst.
Das ROM 2526 erzeugt ebenfalls Signale, welche ein 4 fsc-Taktsignal (4 fsc), ein 2 fsc-Taktsignal (2 fsc), den Zeitpunkt der ersten aktiven Pixelposition auf einer Horizontal-Zeile des Ausgangs-Videosignals (H), den Zeitpunkt der Horizontal- Synchronisation (OHS) und der Horizontal-Austastung (OHB) für das Ausgangs- Videosignal, den Zeitpunkt der Horizontal-Synchronisation für die Progressiv- Abtast-Kamera (CHS), ein Zeitfenster, in welches die Burst-Komponente des Ausgangssignals eingefügt wird (BF), und ein Signal C910, welches einen Impuls beinhaltet, der jeweils einmal nach 910 aufeinanderfolgenden Impulsen des Signals CK8 auftritt, definieren. Das Signal C910 definiert den Beginn jeder Horizontal-Zeile des durch die Progressiv-Abtast-Kamera 10 bereitgestellten Signals. Dieses Signal wird dem Takt-Eingangsanschluß CLK des Zählers 2534 zugeführt, der, zusammen mit dem ROM 2536, die Vertikalraten-Zeitsteuersignale für die Kamera 10 und für das durch den Encoder erzeugte Ausgangs-Videosignal generiert.
Der Zähler 2534 ist ein 11-Bit-Zähler, der ein Ausgangssignal LC (Line Count) erzeugt, welches dem Adress-Eingangsport des ROM 2536 zugeführt wird. Ein durch das ROM 2536 bereitgestelltes Signal C1050 wird einem Eingangsanschluß eines ODER-Tors 2538 zugeführt, dessen anderer Eingangsanschluß zum Empfang des externen Vertikal-Synchronsignals EVS, welches durch die Synchronsignal-Trennschaltkreise 2510 bereitgestellt wird, gekoppelt ist. Das Signal C1050 beinhaltet einen Impuls, der nach jeweils 1050 aufeinanderfolgenden Werten des Signals LC einmal auftritt, und besitzt im wesentlichen dieselbe Frequenz wie das Signal EVS. Der Ausgangsanschluß des ODER-Tors 2538 ist an den Rücksetz-Eingangsanschluß R des Zählers 2534 gekoppelt. Das durch das ODER-Tor 2538 erzeugte Signal konditioniert den Zähler zum Rücksetzen seines Zählwerts jeweil einmal pro Halbbild des durch die Progressiv-Abtast-Kamera 10 erzeugten Videosignals. Die Bildwiederholraten der Kamera 10, des externen Videosignals EV und des durch den Breitschirm-EDTV- Encoder erzeugten Ausgangssignals sind gleich.
In Antwort auf das Zeilenzählsignal LC erzeugt das ROM 2536 ein Signal FID, welches den Halbbild-Identifikator (d.h. 0, 1, 2 oder 3) für das gegenwärtige Halbbild enthält. Dieses Signal wird, wie nachstehend ausgeführt, verwendet zum Erzeugen der alternierenden Unterträger-Signale ASC und ASC', des Farb- Burstsignals und des Fünf-Megahertz-Überlagerungs-Trägersignals fc sowie zum Definieren der Vertikal-Synchronsignale CVS und OVS für die Kamera 10 bzw. das Video-Ausgangssignal. Darüber hinaus erzeugt das ROM 2536 ein Signal OVB, welches das Vertikal-Austastintervall für das Ausgangs-Videosignal definiert, ein Signal O/E, welches angibt, ob eine durch das Signal LC angegebene Zeile innerhalb ihres Halbbilds eine geradzahlige oder eine ungeradzahlige Zeile ist, und ein Signal L22, welches anzeigt, daß der Wert von LC der Zeile 22 jedes Halbbilds des Ausgangs-Videosignals entspricht.
Das ROM 2530 ist programmmiert zum Erzeugen der alternierenden Unterträger- Signale ASC und ASC' in Antwort auf ein Adress-Einganssignal, welches das Pixel-Zählsignal PC, bereitgestellt durch den Zähler 2524, und die Signale FID und O/E, bereitgestellt durch das ROM 2536, beinhaltet. Die Signale ASC und ASC' sind Signale mit einer Phasenbeziehung von 90º und einer nominellen Frequenz von 395 fh/2, 395 mal die Hälfte der Horizontal-Zeilenabtastfrequenz. Die Signale FID und O/E sind in dem Adress-Signal für das ROM 2536 enthalten, so daß sich die Phase der Signale ASC und ASC' von Zeile zu Zeile und von Halbbild zu Halbbild um 180º ändern kann, wie obenstehend ausgeführt. Die Signale ASC und ASC' sind 8 Bit breite, abgetastete Datensignale mit einer Abtastrate von 4 fsc. Da die Signale ASC und ASC' eine bekannte Phasenänderung von Zeile zu Zeile und von Halbbild zu Halbbild (d.h. 180º) aufweisen, kann das ROM 2530 Abtastwerte enthalten, die zwei Horizontal- Zeilenperioden der alternierenden Unterträger-Signale repräsentieren.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Fünf-Megahertz- Signal fc auf dieselbe Art und Weise durch das ROM 2532 erzeugt. Dieses Signal ist hinsichtlich der Frequenz oder Phase nicht mit dem Horizontal-Zeilen- Abtastsignal oder dem Farb-Unterträgersignal des Ausgangs-Videosignals verbunden. Es kann jedoch erwünscht sein, die Phase dieses Signals von Zeile zu Zeile oder von Halbbild zu Halbbild zu ändern, um zu vermeiden, daß dieses das reproduzierte Bild verzerrt bzw. stört. Dementsprechend werden die Signale FID und O/E bei der Bildung des Adress-Signals für das ROM 2532 in das Signal PC mit eingeschlossen. Das Signal fc ist ebenfalls ein 8 Bit breites, abgetastetes Datensignal mit einer Abtastrate von 4 fsc. Das ROM 2532 kann Abtastwerte halten, die zwischen einem und vier Horizontal-Zeilenintervallen des Signals fc repräsentieren.
Das ROM 2540 ist ansprechend auf ein Adress-Signal, welches die Signale PC, FID und LC beinhaltet, zum Erzeugen eines Signals OVS, welches das Zeitverhalten der verschiedenen Komponenten des Vertikal-Synchronsignals für das Ausgangs-Videosignal angibt. Das Ausgangssignal OVS des ROMs 2540 ist ein 1 Bit breites Binärsignal, welches zu Zeitpunkten zwischen Zuständen logisch Eins und logisch Null wechselt, in welchen sich das Vertikal-Synchronsignal, welches die Glättungsimpulse und Zähne (Serrationen) beinhaltet, zwischen Werten entsprechend Schwarzpegel (d.h. 0 IRE) bzw. Synchron-Spitze (d.h. -40 IRE) ändert.
Ein weiteres ROM 2560 ist ansprechend auf ein Adress-Signal, welches die Komponenten-Signale PC, LC und FID beinhaltet, zum Erzeugen eines Signals CVS, welches das Zeitverhalten der verschiedenen Komponenten des Vertikal- Synchronsignals für die Progressiv-Abtast-Kamera 10 angibt.
Ein Abtastdaten-Burstsignal, welches in das Burst-Intervall jeder Horizontal-Zeile des Ausgangs-Videosignals eingefügt wird, wird durch das ROM 2542 in Antwort auf ein Adress-Eingangssignal, welches das Signal PC, O/E und FID beinhaltet, generiert. Das ROM 2542 beinhaltet eine Ausgangsstufe mit drei Zuständen, die auf das Burst-Flag-Signal BF anspricht, um das 8 Bit breite Abtastdaten- Burstsignal nur während des Burst-Intervalis bereitzustellen; zu allen anderen Zeiten wird am Ausgangsport des ROMS 2542 eine hohe Impedanz bereitgestellt.
Das ROM 2544 erzeugt ein Trainingssignal zum Einfügen in das Ausgangs- Videosignal während der Zeit, die durch das 22te Horizontal-Zeilenintervall jedes Halbbilds definiert ist. Die Signale PC und FID werden kombiniert, um das Adress- Eingangssignal für das ROM 2544 zu bilden. Das ROM 2544 beinhaltet eine Ausgangsstufe mit drei Zuständen, welche auf das Signal L22 anspricht, um das Trainingssignal an ihrem Ausgang nur während des 22ten Horizontal- Zeilenintervalls jedes ausgegebenen Video-Halbbilds zu präsentieren. Zu allen anderen Zeiten wird an dem Ausgang des ROMS 2544 eine hohe Impedanz präsentiert. Das Signal FID wird dem ROM 2544 zugeführt, da das durch das ROM bereitgestellte Trainingssignal einmal pro jeweils vier Halbbildern des Videosignals invertiert wird. Diese Inversion wird in dem Empfänger erfaßt, wie nachstehend beschrieben, um die Folge der vier Halbbilder des Empfängers mit der des Senders auszurichten. Die Ausgangsports der ROMS 2542 und 2544 werden zusammengekoppelt und mit dem Eingangsport eines Digital-Analog- Umsetzers (DAC) 2554 gekoppelt.
Der DAC 2554 ist ein Teil der von dem Studio-Zeitsteuer-Signal-Generator 2 zur Bildung des analogen Composit-Synchronsignals OCPS, welches durch die vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1a beschriebenen Schalter 6 und 8 in das Ausgangs-Videosignal eingefügt wird, verwendeten Schaltkreise. Um das Signal OCPS zu bilden, werden die Signale OHS und OVS in einem ODER-Tor 2546 kombiniert, um ein Steuersignal für einen Analogschalter 2552 zu generieren. Der Schalter 2552 wird durch dieses Steuersignal konditioniert zum Durchassen des durch eine Quelle eines Synchron-Spitzensignals (Sync.-Tip-Value) 2550 bereitgestellten Analogwertes (beispielsweise -40 IRE) während der Zeiten, während der das Ausgangssignal des Tors 2546 anzeigt, daß ein Synchronsignal vorhanden ist, und zum Durchlassen eines Austastsignals (beispielsweise 0 IRE) andernfalls. Das Ausgangssignal des Analogschalters 2552 wird einem Eingangsanschluß eines weiteren Analogschalters 2556 zugeführt. Ein zweiter Eingangsanschluß des Schalters 2556 ist zum Empfang der durch desn DAC 2554 bereitgestellten kombinierten Burst- und Trainingssignale gekoppelt. Der Analogschalter 2556 wird durch ein durch ein ODER-Tor 2558 bereitgestelltes Signal konditioniert zum Durchlassen des Burst-Signals während des Burst- Intervalls jeder Zeile und zum Durchlassen des Trainingssignals während der Zeile 22 jedes Halbbilds. Zu allen anderen Zeiten läßt der Schalter 2556 das durch den Analogschalter 2552 bereitgestellte Signal durch. Die Eingangssignale für das ODER-Tor 2558 sind das Burst-Flag-Signal BF aus dem ROM 2526 und das Zeile-22-Signal L22.
Das Composit-Synchronsignal CCPS für die Progressiv-Abtast-Kamera 10 wird durch eine Vorrichtung gebildet, die mit der vergleichbar ist, die zur Bildung des Signals OCPS verwendet wird. Das Kamera-Vertikal-Synchronsignal CVS wird einem Eingangsanschluß eines ODER-Tors 2570 zugeführt, von welchem ein anderer Eingangsanschluß zum Empfang des durch das ROM 2526 bereitgestellten Kamera-Horizontal-Synchronsignals gekoppelt ist. Das Ausgangssignal des ODER-Tors 2570 ist mit dem Steuer-Eingangsanschluß eines Analogschalters 2568 gekoppelt. Der Schalter 2568 wird durch dieses Signal konditioniert zum Durchlassen eines Analogwertes (-40 IRE) aus einer Quelle von Synchronspitzen 2564 für die Synchronsignale, die durch das durch das ODER-Tor 2570 bereitgestellte Signal angegeben ist, und zum Durchlassen eines Austast-Pegels (0 IRE) aus einer Quelle 2562 andernfalls. Das Ausgangssignal des Analog-Schalters 2568 ist das Kamera-Composit- Synchronsignal CCPS.
Wie vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1a ausgeführt, sprechen die Analogschalter 6 und 8 auf jeweilige Steuersignal SC1 und SC2 an, um bedingt das externe Videosignal EV und um unbedingt das Composit-Synchronsignal OCPS in das Ausgangssignal des Breitschirm-EDTV-Encodiersystem wie vorstehend beschrieben einzufügen; das Signal OCPS wird ungeachtet der Videosignal-Quelle eingefügt, um sicherzustellen, daß lokal generierte EDTV- Signale mit externen (beispielsweise Netzwerk-) Signalen synchronisiert werden.
Die Steuersignale SC1 und SC2 werden wie folgt erzeugt. Bezugnehmend auf Fig. 25 erzeugt der Synchronsignal-Trennschaltkreis 2510 ein Signal ESP, welches anzeigt, daß ein externes Videosignal EV vorhanden ist. Das Signal ESP wird einem Pol eines Schalters 2573 zugeführt, dessen anderer Pol mit einer Quelle eines logischen Nullpegels 2572 gekoppelt ist. Der Kontaktarm des Schalters 2573 wird manuell gesteuert; wenn er mit dem Signal ESP gekoppelt ist und das externe Videosignal EV vorhanden ist, wird das Codier-System umgangen und das Signal EV sowohl zur Generierung der Synchronsignale OCPS und CPS als auch zum Bereitstellen des Video-Ausgangssignale des Encoders verwendet; wenn der Schaltarm mit der Quelle 2572 gekoppelt ist, wird das Signal EV nur verwendet zum Bilden der Synchronsignale, die tatsächlichen Videosignale werden durch den Breitschirm-EDTV-Encoder aus den durch die Kamera 10 bereitgestellten Signalen generiert. Wenn das Signal EV nicht vorhanden ist, werden die Synchronsignale durch den Signalgenerator 2 ohne Referenzsignal gebildet.
Um das Signal SC1 zu generieren, wird das durch den Schalter 2573 bereitgestellte Signal durch einen Inverter 2574 invertiert und dann mit dem Signal L22 in einem UND-Tor 2576 logisch UND-verknüpft. Das Ausgangssignal des UND-Tors 2576 wird einem Eingangsanschluß eines ODER-Tors 2578 zugeführt. Die anderen beiden Eingangsanschlüsse des ODER-Tors 2578 sind zum Empfang der Ausgangs-Horizontal- und Vertikal-Austastsignale OHB und OVB gekoppelt. Das Ausgangssignal des ODER-Tors 2578 ist das Steuersignal SC1. Das Steuersignal SC2 ist das logische ODER des durch den Schalter 2573 und das Signal SC1 bereitgestellten Signals.
Im Betrieb, wenn das durch den Schalter 2573 bereitgestellte Signal den Wert logisch Eins besitzt, ist das Ausgangssignal des Encoders das externe Videosignal EV mit den Horizontal- und Vertikal-Synchronsignal-Komponenten und der Burst-Signalkomponente des Signals OCPS, welches in durch das Signal SC1 definierte Austastbereiche eingefügt wird. Die Trainingssignal-Komponente des Signals OCPS wird ausgenommen; die in dem Signal EV enthaltene Trainingssignal-Komponente wird mit dem Signal durch die Schalter 6 und 8 durchgelassen. Die Trainingssignal-Komponente des externen Videosignals EV wird nicht überschrieben, um das Verhältnis des Zeitverhaltens, welches festgelegt worden war, als das Signal erzeugt wurde, zu bewahren. Da das Trainingssignal festgelegt wird, wenn ein Videosignal codiert wird, ist erwünscht, daß das Signal nicht verändert wird, bis das Videosignal decodiert wird.
Wenn das Steuersignal einen Wert von logisch Null besitzt, werden die Horizontal- und Vertikal-Synchronsignale sowie das in dem Signal OCPS enthaltene Burst-Signal in durch die Signale OHB und OVB definierte Austastintervalle in die durch den Encoder generierten Videosignale eingefügt; die Trainingssignal-Komponente des Signals OCPS wird in Zeile 22 des generierten Videosignals eingefügt.
Wie vorstehend ausgeführt, wird das Trainingssignal zum Synchronisieren der Codier- und Decodiersysteme verwendet. Das Format des Trainingssignals ist nicht festgelegt. Es kann eine beliebige Anzahl verschiedener Signale sein, von welchen zwei nachstehend vorgestellt werden. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Trainingssignal dazu verwendet, den Zeitpunkt des ersten aktiven Video-Abtastwerts auf jedem Horizontal- Zeilenintervall des Videosignals auf fünf Nanosekunden (ns) genau zu bestimmen und eine korrekte Phasenausrichtung der Signale ASC, ASC' und fc zwischen dem Studio und dem Empfänger zu gewährleisten.
Fig. 25a veranschaulicht das Burst-Flag-Signal BF, das Ausgangs-Horizontal- Austastsignal OHB und das Zeitsteuer-Bezugssignal H, die durch den Zeitsteuer- Schaltkreis 2 generiert werden. Das Signal EV ist in Fig. 25a als Referenz enthalten. Wie durch die in Fig. 25a gezeigten Signalverläufe veranschaulicht, wird der durch den Zähler 2524 bereitgestellte Wert des Signals PC übereinstimmend mit einem in positiver Richtung verlaufenden Übergang des Signals OHB auf Null zurückgesetzt. Die erste aktive Abtastzeit, veranschaulicht durch das Signal H, tritt auf, wenn PC gleich 308 ist. Die Abtastzeit vor dem Beginn des Horizontal-Austastintervalls ist bei PC gleich 1819.
Gemäß dem NTSC-Standard ist die Phase des Chrominanz-Unterträger-Signals für jede Zeile des Videosignals vorbestimmt. Infolgedessen hängt der Phasenwert der ersten Abtastzeit für eine bestimmte Zeile von der Phase des Burst-Signals ab, d.h. davon, ob die Zeile eine ungeradzahlige oder geradzahlige Zeile ist und in welchem Halbbild der Sequenz von vier Halbbildern die Zeile auftritt. Die Abtastzeit des ersten Pixels auf einer Horizontal-Zeile entspricht ebenfalls vorbestimmten Phasen der alternierenden Unterträger-Signale ASC und ASC' sowie dem überlagernden Trägersignal fc, da diese Signale in dem Zeitsteuer- Generator 2 von dem Pixel-Zählsignal PC abgeleitet werden.
Im Empfänger wird das Trainingssignal wiederhergestellt und zum Einstellen der Phase eines 4 fsc-Abtast-Taktsignals sowie zum Einstellen einer abwärts zählenden Schaltung, welche ein Horizontal-Zeilen-Synchronsignal aus dem Abtast-Taktsignal bildet, verwendet. Diese abwärts zählende Schaltung wird außerdem dazu verwendet, die alternierenden Unterträger-Signale ASC und ASC' sowie das überlagernde Trägersignal fc zu regenerieren. Der Synchronisations- Schaltkreis wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 26 beschrieben.
In diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Trainingssignal in Zeile 22 des durch den Encoder erzeugten Videosignals eingefügt. Diese Zeile liegt in dem aktiven Video-Abschnitt des Signals, nicht in dem Vertikal-Austast-Intervall. Das Trainingssignal wird im Gegensatz zu dem Vertikal-Austastintervall in den aktiven Videobereich eingefügt, da in vielen Fernseh-Sende- und Kabel-Übertragungs- Anstalten die Synchronsignale während der Verarbeitung aus den Videosignalen entfernt und dann wieder eingefügt werden, bevor das Signal gesendet wird. Von den Erfindern wurde festgestellt, daß der Vorgang des Entfernens und des Wiedereinfügens des Synchronsignale geringfügige Fehler im Zeitverhalten in dem durch die Sendeübertragungs- und Kabelübertragungs-Anstalten bereitgestellten Signal erzeugen kann. Diese Fehler im Zeitverhalten erscheinen als horizontale oder vertikale Verschiebung der Position des dargestellten Bildes relativ zum ursprünglichen Bild oder als Fehler in den in dem dargestellten Bild reproduzierten Farben. In dem hier beschriebenen System können die Zeitverhaltensfehler dieses Typs eine zusätzliche Verzerrung in dem reproduzierten Bild erzeugen, wie vorstehend in Zusammenhang mit dem Hintergrund der Erfindung ausgeführt wurde. Diese Fehler werden in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel vermieden, da das Trainingssignal, welches das Zeitverhalten der verschiedenen Komponenten-Signale in dem Empfänger bestimmt, in einem Vertikal-Überabtastbereich des aktiven Videobereichs des verarbeiteten Signals eingefügt und infolgedessen während der Verarbeitung in der Sendeanstalt nicht entfernt wird. Es wird jedoch angemerkt, daß das Trainingssignal in das Vertikal-Austastintervall eingefügt werden kann.
Das in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendete Trainingssignal ist eine wiederholte Pseudo-Zufalls-Rausch (PN)-Sequenz, welche bandbegrenzt wurde, um in das Frequenzspektrum eines NTSC-Videosignals zu passen. Die Verwendung einer PN-Sequenz als Zeitreferenz ist gut bekannt. Vgl. beispielsweise W. Peterson, "Error Correcting Codes", MIT Press, 1961, Seiten 147-148. Ein alternatives Trainingssignal wird ebenfalls vorgestellt, wobei diese Sequenz ein erhöht-cosinusförmiger 2T-Impuls ist, der vor der Speicherung in dem Rom 2544 nichtkausal gefiltert wurde.
Die in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendete besondere PN- Sequenz beinhaltet 31 Informationsbit und wird während des Intervalls der 22ten Zeile jedes Halbbilds sechsmal wiederholt. Da das übertragene Signal auf 4,2 MHz bandbegrenzt ist, wird jedes Bit der PN-Sequenz, die in dem Trainingssignal verwendet wird, durch vier 4 fsc-Abtastwerte repräsentiert. Die sechs Wiederholungen der Sequenz können in dem Empfänger gemittelt werden, um die Genauigkeit der Ermittlung zum ersten Abtastzeitpunkt zu erhöhen, wenn das Videosignal durch einen verrauschten Übertragungskanal empfangen wird. Fig. 25b veranschaulicht den Zeitverlauf des Trainingssignals.
Die ersten 12 Bit der PN-Sequenz sind in der obersten Zeile der Fig. 25b veranschaulicht. Die vollständige PN-Sequenz beinhaltet 31 Bit: 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 1. Wie durch den Signalverlauf für das Trainingssignal veranschaulicht, d.h. dem zweiten in Fig. 25 gezeigten Signalverlauf, entsprechen die Null- und Einspegel der PN-Sequenz Digital-Abtastwerten, welche 0 IRE bzw. 100 IRE repräsentieren. Die Bandbegrenzung der PN-Sequenz begrenzt die Anstiegs- und Abfallzeit des Trainingssignals auf zwei Abtastperioden des Signals 4 fsc, oder auf 140 ns. Das in Fig. 25b veranschaulichte Trainingssignal wird durch das ROM 2544 in Antwort auf aufeinanderfolgende Werte des Signals PC, dessen Wert mit einer Rate von 8 fsc zunimmt, bereitgestellt. Der erste Abtastwert des ersten Augenblicks des Trainingssignals wird bereitgestellt, wenn PC gleich 312 wird, und der letzte Abtastwert des sechsten Augenblicks des Trainingssignals wird bereitgestellt, wenn PC gleich 1816 wird.
Das alternative Trainingssignal ist ein nichtkausal gefilterter, erhöhtcosinusförmiger 2T-Impuls, veranschaulicht durch Fig. 25c. Dieses Trainingssignal wird wie folgt gebildet. Abtastwerte SC eines erhöhtcosinusförmigen 2T-Impulses werden unter Verwendung der Gleichung (1) generiert.
SC = 0 für N = 0 bis 3
SC = (1 - cosin[2PI(N - 3)/7])12 für N = 4 bis 9 (1),
SC = 0 für N = 10 bis 40
worin N ein Zählwert von Abtastzeiten mit einer Abtastfrequenz von 4 fsc ist.
Die Abtastwerte SC werden dann einem Allpaßfilter zugeführt. Ein beispielhaftes Allpaßfilter besitzt die durch Gleichung (2) ausgedrückte Übertragungsfunktion AF(z), worin z die z-Transformationsvariable ist.
AF(z) = 1,291(0,774z² - 1,2z + 1)/(z² - 1,2z + 0,774) (2).
Eine Schaltungsanordnung, die dieses Filter verwirklicht, ist in Fig. 25d gezeigt. Dieses Filter wird als Allpaßfilter bezeichnet, weil es alle Frequenzen mit gleicher Verstärkung, jedoch mit unterschiedlicher Phasenantwort durchläßt. Dieses Filter weist ein Paar komplexer Pole und ein Paar komplexer Nullstellen in der Z-Ebene auf, die dieselben jeweiligen Winkel einnehmen, jedoch inverse Radien aufweisen.
Das in Fig. 25c gezeigte Signal F ist das durch dieses Allpaßfilter in Antwort auf den 2T-Impuls erzeugte Ausgangssignal. Dieses Signal besitzt im wesentlichen dasselbe Frequenzspektrum wie der 2T-Impuls, da das es erzeugende Filter ein Allpaßfilter ist, jedoch ist dieses Signal zeitlich verbreitert und daher weniger empfindlich für Impuls-Rauschverzerrungen als ein ungefilterter 2T-Impuls. Bevor es als Trainingssignal verwendet wird, wird die aus 40 Abtastwerten bestehende, das Signal F definierende Sequenz zeitlich umgekehrt, so daß der gefilterte Abtastwert Null gleich dem Abtastwert 40 und der gefilterte Abtastwert 40 gleich dem Abtastwert Null wird. Diese zeitlich umgekehrte Sequenz wird während des 22ten Horizontal-Zeilen-Intervalls jedes Halbbilds sechs mal wiederholt, um das Trainingssignal zu generieren.
Wenn in einem Empfänger die Wiederholungen dieses Trainingssignals akkumuliert und das resultierende Signal einem Filter mit der in Gleichung (2) ausgedrückten Übertragungsfunktion zugeführt werden, kann ein zeitlich umgekehrter 2T-Impuls im wesentlichen wiederhergestellt werden. Jegliche Impuls-Rausch-Verzerrung in dem wiederhergestellten 2T-Impuls wird zeitlich ausgedehnt.
In Fig. 13 wird ein sendefunkkompatibles Breitschirm-EDTV-Zeilensprung- Fernsehsignal durch eine Antenne 1310 empfangen und einem Antenneneingang eines NTSC-Empfängers 1312 zugeführt. Der Empfänger 1312 verarbeitet das kompatible Breitschirm-Signal in üblicher Art und Weise, um eine Bildanzeige mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 zu erzeugen, wobei die die Breitschirm- Seitenfeld-Information teilweise (d.h. die Niedrigfrequenz-Komponenten) in die Horizontal-Überabtastbereiche außerhalb des Sichtbereichs des Betrachters komprimiert und teilweise (d.h. die Hochfrequenz-Komponenten) in dem alternierenden Unterträger-Signal enthalten sind, welches bezüglich seiner Wahrnehmbarkeit in der während normalen Empfängerbetriebs erzeugten Anzeige verborgen ist.
In Fig. 13 wird das durch die Antenne 1310 empfangene Breitschirm-EDTV-Signal ebenfalls einem Breitschirm-Progressiv-Abtast-Empfänger 1320 zugeführt, der zur Darstellung eines Videobilds mit einem breiten Bildseitenverhältnis von beispielsweise 5:3 geeignet ist. Das empfangene Breitschirm-Signal wird durch eine Eingabeeinheit 1322 verarbeitet, beinhaltend einen Hoch- oder Radiofrequenz (HF)-Tuner und Verstärkerschaltungen und einen synchronen Video-Demodulator (einen 90º-Demodulator) der ein Basisband-Videosignal (NTSCFA) erzeugt, welches die In-Phase-Komponente des HF-Videosignals repräsentiert, und ein Signal (YTNA), welches die 90º- bzw. Quadratur- Phasenkomponente des HF-Videosignals repräsentiert, und Analog-Digital (ADC oder ADW)-Umsetzerschaltungen, welche die Signale NTSCFA und YTNA digitalisieren, um digitalisierte Signals NTSCF und YTN zu erzeugen. Die ADC- Schaltungen arbeiten mit einer Abtastrate von vier mal der Chrominanz- Unterträger-Frequenz (4 fsc).
Sowohl die analogen als auch die digitalen Versionen des Signals NTSCF werden einem Empfänger-Zeitsteuer-Signal-Generator 1325 zugeführt. Das analoge Signal wird verwendet, um die Synchronsignale feineinzustellen. Optional kann auch die digitalisierte Version des Signals YTN, welche die 90º-Komponente des Trainingssignals repräsentiert, dem Generator 1325 zugeführt werden, um die Feineinstellung des Synchronsignals zu verbessern. Der Empfänger-Zeitsteuer- Signalgenerator 1325 ist ansprechend auf die Horizontal- und Vertikal- Synchronsignal-Komponenten, auf die Farb-Synchronisations-Burst- Signalkomponente und auf die Trainingssignalkomponente des Signals NTSCFA zum Erzeugen verschiedener, durch den Empfänger verwendeter Zeitsteuersignale. Diese Zeitsteuersignale beinhalten ein 4 fsc-Taktsignal CLK4; ein Taktsignal ICK mit in negativer Richtung verlaufenden Übergängen, die übereinstimmend mit der I-Farb-Differenzsignal-Phase des empfangenen Farb- Unterträger-Signals auftreten; zwei Signale ASC und ASC', welche die alternierenden 90º-Unterträger-Signale repräsentieren und im wesentlichen gleich den in gleicher Weise bezeichneten und durch den Encoder erzeugten Signalen sind; ein Signal fc, welches das durch den Encoder im Zuge der Verarbeitung der Komponente 3 des EDTV-Signals verwendete Fünf-Megahertz-Überlagerungs- Trägersignal repräsentiert; und ein Signal H, welches anzeigt, welcher der Abtastwerte in einem Horizontal-Zeilenintervall des Signals NTSCF der erste aktive Video-Abtastwert ist. Diese Signale werden von dem Breitschirm- Progressiv-Abtast-Empfänger 1320 wie nachstehend beschrieben verwendet.
Das folgende ist eine Übersicht über den Betrieb eines in Fig. 26 gezeigten beispielhaften Empfänger-Zeitsteuer-Signal-Generators 1325. Der Generator beinhaltet ein Phasenregelkreis-System, welches ein Taktsignal CLK4 erzeugt mit einer Frequenz, die im wesentlichen gleich 4 fsc ist, und die phasenstarr mit der Farb-Burstsignal-Komponente des Signals NTSCFA gekoppelt ist. Die Impulse dieses Signals werden gezählt, um ein Pixel-Identifikationssignal PID sowie einen internen Horizontal-Synchronimpuls IHS zu erzeugen. Ein Mikroprozessor 2640 ist ansprechend auf das Signal IHS und auf ein Signal L22, welches das aktive Pixel-Intervall der 22ten Horizontal-Zeile jedes Halbbilds anzeigt, um Abtastwerte des Trainingssignals aufzunehmen und diese mit einer gespeicherten Version des Trainingssignals, die in einem ROM 2650 gehalten wird, zu korrelieren. Anhand dieser Korrelation stellt der Mikroprozessor 2640 die Phase der Signale CLK4 und IHS so ein, daß diese mit einer Genauigkeit von 5 ns mit dem Trainingssignal ausgerichtet werden. Der Mikroprozessor 2640 generiert ebenfalls ein Signal FID, welches angibt, welches Halbbild der Sequenz aus vier NTSC-Halbbildern gerade verarbeitet wird. Die Signale PID und FID werden als Adress-Signale internen ROMS des Zeitsteuer-Signal-Generators zugeführt, um die Signale ASC, ASC' und fc zu erzeugen.
Im einzelnen wird in der in Fig. 26 gezeigten Anordnung das analoge In-Phase- Signal NTSCFA einem konventionellen Synchronsignal-Trennschaltkreis 2610 zugeführt, der das Horizontal-Zeilen-Synchronsignal HS und das Vertikal- Halbbild-Synchronsignal VS aus dem Signal NTSCFA abtrennt. Die Signale VS und HS werden den jeweiligen Rücksetz- und Takt-Eingangsanschlüssen eines 10-Bit-Zählers 2612 zugeführt. Das Ausgangssignal dieses Zählers ist die Zeilennummer - in dem gegenwärtigen Halbbild - der Abtastwerte der Signale NTSCF und YTN, die momentan durch den ADC 1323 bereitgestellt werden. Dieses Signal wird einem Zeile-22-Detektor 2614 zugeführt, der ein Signal L22 erzeugt. Das Signal L22 ist ein einmal pro Halbbild auftretender Impuls, der das 22te Horizontal-Zeilen-Intervall des Halbbilds überspannt.
Ein Burst-Tor-Signal BG wird ebenfalls durch den Schaltkreis 2610 erzeugt. Dieses Signal wird einem konventionellen Phasenregelkreis (PLL) 2616 zugeführt, welcher das Burst-Tor-Signal dazu verwendet, die Burst-Signal-Komponente aus dem Signal NTSCFA abzutrennen. Die PLL 2616, die einen Resonanz-Quarz 2617 beinhaltet, regeneriert das Chrominanz-Unterträger-Signal Fsc, dessen Phase starr mit der Burst-Signal-Komponente des Signals NTSCFA gekoppelt ist. Das Signal Fsc wird einem Eingangsanschluß einer konventionellen steuerbaren Phasenschieberschaltung 2618 zugeführt. Die Schaltung 2618 ist ansprechend auf ein analoges, einem Steuer-Eingangsanschluß zugeführtes Phasenverschiebungs-Steuersignal PH zum Verschieben der Phase des Signals Fsc um einen Winkel zwischen -45 und +45 Grad. Das Phasenverschiebungs- Steuersignal PH wird durch den Mikroprozessor 2640 über einen DAC 2654 bereitgestellt. Die Generierung des Signals PH wird nachstehend unter Bezugnahme auf.die Fig. 26a bis 26f beschrieben.
Das phasenverschobene Signal Fsc, bereitgestellt durch den Schaltkreis 2618, wird einer weiteren PLL 2620 zugeführt. Die PLL 2620, die konventionellen Aufbaus sein kann, stellt ein Ausgangs- Oszillatorsignal CLK8 bereit, welches eine Frequenz aufweist, die im wesentlichen gleich 8 fsc ist und deren Phase starr mit dem Signal Fsc gekoppelt ist. Das Signal CLK8 wird einem Frequenzteiler 2622 zugeführt, welcher die Frequenz des Signals CLK8 halbiert, um das Signal CLK4 zu erzeugen.
Das Signal CLK4 wird dem Takt-Eingangsanschluß eines 10-Bit- Zählers 2624 zugeführt. Das Ausgangssignal des Zählers 2624 ist das Signal PID, welches, wenn das System synchronisiert ist, einen Abtastindex, bezogen auf den Beginn des Horizontal-Austastintervalls, für jeden Abtastwert der durch die ADCS 1323 bereitgestellten Signale NTSCF und YTN enthält. Dieser Abtastindex wird dazu verwendet, die verschiedenen Zeitsteuer- und Synchron-Signale zu generieren, wie nachstehend beschrieben. Das Signal PID wird dem Eingangsport einer Decodierschaltung 2638 zugeführt. Die Schaltung 2638 erzeugt das Impulssignal IHS, welches sich für eine Periode des Signals CLK, übereinstimmend mit einem Wert des Signals PID von 909, in einem logischen Eins-Zustand befindet.
Das Signal IHS wird einem Eingangsbeschluß eines Daten-Schreib- Steuerschaltkreises 2642 zugeführt. Der Schaltkreis 2642 ist ansprechend auf die Signale IHS, CLK4 und L22 sowie auf ein Schreib-Bereitschaft-Signal WRDY zum generieren eines Schreib-Anforderungssignals WREQ für einen First-in-first-out (FIFO)-Speicher 2644. Der FIFO-Speicher 2644 ist ansprechend auf das Signal WREQ zum Speicher von Abtastwerten des Signals NTSCF, die an seinen Eingangsport zugeführt werden. Wenn der FIFO-Speicher bereit ist, einen neuen Abtastwert entg egenzu nehmen, führt er dem Daten-Schreib-Steuerschaltkreis 2642 einen Wert logisch Eins als Signal WRDY zu. Der FIFO-Speicher 2644 wird durch das Signal WREQ konditioniert zum Speichern aller der Abtastwerte des Signals NTSCF, die zwischen der Zeit, zu der das Signal L22 anzeigt, daß Abtastwerte aus dem 22ten Horizontal-Zeilenintervall eines Halbbilds bereitgestellt werden, und dem Auftreten des Impulses des Signals IHS auftreten. Wenn das Signal IHS korrekt mit dem Trainingssignal ausgerichtet ist, speichert dieser Vorgang die vollständige Trainingssignal-Komponente des Signals NTSCF in den FIFO-Speicher 2644.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Signal WREQ ferner mit einem (mittels durchbrochener Linie dargestellten) FIFO 2646 gekoppelt, um den FIFO 2646 zum Speichern von Abtastwerten, die das 22te Zeilen-Intervall des Signals YTN repräsentieren, zu konditionieren. Diese Abtastwerte werden von dem Mikroprozessor 2640 verwendet, um das empfangene Trainingssignal mit dem gespeicherten Trainingssignal zu korrelieren und so die in dem Empfänger verwendeten Zeitsteuer-Signale mit den im Studio verwendeten zu synchronisieren. In dieser alternativen Konfiguration wird das Signal WRDY aus dem FIFO 2646 mit dem durch den FIFO 2644 bereitgestellten Signal WRDY logisch UND-verknüpft (nicht gezeigt), um der Daten-Schreib- Steuerschaltung 2642 zugeführt zu werden.
Die während des 22ten Horizontal-Zeilen-Intervalls eines Halbbilds gespeicherten Abtastwerte werden während des darauffolgenden Halbbild-Intervalls aus dem FIFO 2644 gelesen. Der Mikroprozessor 2640 liest Daten aus dem FIFO 2644 über den Bus RDATA, indem wiederholt veranlaßt wird, daß ein Impuls-Signal RREQ generiert wird. Der FIFO zeigt an, daß er bereit ist, den nächsten Abtastwert bereitzustellen, indem er einen Wert von logisch Eins als ein Signal RRDY dem Mikroprozessor 2640 zuführt. Wenn der letzte von dem FIFO 2644 gespeicherte Datenwert gelesen wurde, führt der FIFO dem Mikroprozessor 2640 einen Wert logisch Eins als Signal END oder ENDE zu. Wenn der Mikroprozessor 2640 ein ENDE-Signal mit dem Wert Eins empfängt, veranlaßt er die Generierung eines Impuls-Signals RST, welches im Gegenzug den FIFO 2644 zurücksetzt und diesem ermöglicht, Daten für das nächste Halbbild entgegenzunehmen. In dem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung stellt der FIFO 2646 Signale RRDYJ, ENDJ und JDATA bereit, die den durch den FIFO 2644 bereitgestellten Signalen RRDY, ENDE und RDATA entsprechen. Die Signale ENDE und ENDJ werden logisch ODER-verknüpft (nicht gezeigt), sodaß jeder von beiden dem Mikroprozessor 2640 das Ende gültiger Daten anzeigen kann.
Die aus dem FIFO 2644 und optional aus dem FIFO 2646 gelesenen Daten werden mit in dem ROM 2650 gespeicherten Abtastwerten korreliert, die, für die PN-Sequenz, im wesentlichen identisch sind zu einer Wiederholung der Abtastwerte des in den ROM 2544 des Studio-Zeitsteuer-Signal-Generators 2 gespeicherten Trainingssignals. Wenn der gefilterte und zeitreversierte 2T-Impuls als ein Trainingssignal verwendet wird, ist das gespeicherte Trainingssignal im wesentlichen eine zeitreversierte Version des 2T-Impulses, der zum Generieren des Trainingssignals verwendet worden war.
Um eine möglichst enge Korrelation zwischen dem empfangenen und dem gespeicherten Trainingssignal zu erhalten, stellt der Mikroprozessor 2640 die Phase des Signals IHS über ein Signal ein, welches dem Voreinstelwert (PV)- Eingangsport (preset value, PV) des Zählers 2624 zugefuhrt wird. Wenn ein Impuls des Signals IHS auftritt, wird der momentane Wert des dem PV- Eingangsport des Zählers zugeführten Signals als Ausgangszählwert geladen. Der Mikroprozessor 2640 stellt die Phase des Signals CLK4 ein durch Ändern des Werts des dem Phasenverschiebungs-Schaltkreis 2618 zugeführten Phasen- Verschiebungssignals PH. Der Korrelationsvorgang wird auf jedem Halbbild des empfangenen Signals wiederholt, um die Synchronisation des Empfängers innerhalb enger Toleranzen (d.h. innerhalb von 5 ns) aufrechtzuerhalten. Die Signale PV und PH sind in Wirklichkeit Zeit-Bezugssignale, die die aus dem Signal PSC und dem Zähler 2624 abgeleiteten Signale mit entsprechenden, durch den vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1a beschriebenen Breitschirm-EDTV- Encoder generierten Signalen ausrichten.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält das ROM 2650 ein gespeichertes Programm, welches die Funktion des Mikroprozessors 2640 steuert. Zusätzlich zu dem ROM 2650 nutzt der Mikroprozessor 2640 ein RAM 2648 als Zwischenspeicher während des Korreationsprozesses.
Der durch den Mikroprozessor 2640 durchgeführte Korrelationsprozeß ist in den in den Fig. 26a bis 26f gezeigten Ablaufdiagrammen veranschaulicht. Zur Vereinfachung der Erklärung des Korrelationsprozesses wird in der untenstehenden Beschreibung zunächst angenommen, daß Abtastwerte des PN- Sequenz-Trainingssignals in dem FIFO 2644 gespeichert sind. Modifikationen des Prozesses zur Vewendung des FIFOS 2646 und zur Verwendung des zeitreversierten 2T-Impulses als Trainingssignal werden getrennt beschrieben.
Das folgende ist ein Überblick der durch die Ablaufdiagramme in den Fig. 26a bis 26d repräsentierten Verarbeitung. Nach Initialisieren der durch den Mikroprozessor verwendeten Speicherplätze (Schritte 2662-2664) extrahiert das Programm in Fig. 26a Abtastwerte aus dem FIFO 2644 und akkumuliert diese in das Programm ermittelt (Schritt 2674), daß die Abtastwerte nicht zur richtigen Zeit während der Zeile 22 aufgenommen wurden, konditioniert es den Mikroprozessor zum Ändern des dem Zähler 2624 zugeführten Voreinstellwerts PV (Schritt 2676), um den Zeitsteuerfehler zu korrigieren, und wiederholt dann die Abtaswert- Akkumulationsschritte.
In Fig. 26b konditioniert das Programm den Mikroprozessor 2640 zum Berechnen einer Sequenz von Summe-von-Produkt-Werten. Jeder Summe-von-Produkt-Wert repräsentiert die Summe jedes in dem Feld ACC gehaltenen Abtastwerts multipliziert mit einem entsprechenden Wert aus einem Referenzfeld REF, in welchem ein Beispiel des Trainingssignals abgelegt ist. Die verschiedenen Summe-von-Produkt-Werte zeigen verschiedene Ausrichtungen der Abtastwerte aus den Feldern ACC und REF an. Während er die verschiedenen Summe-von- Produkt-Werte berechnet, ermittelt der Mikroprozessor (in Schritt 2698) den größten Summe-von-Produkt-Wert und die Ausrichtung der Felder ACC und REF, die ihn erzeugten.
Die durch Fig. 26c veranschaulichten Programmschritte verwenden die Ergebnisse des durch Fig. 26b veranschaulichten Korrelationsvorgangs zum Berechnen neuer Werte für das Phasen-Einstellsignal PH und für das Signal PV. Diese Einstellung bringt das durch die in Fig. 26 veranschaulichten Schaltungen generierte Zeitsteuer- und Taktsignal in korrekte Ausrichtung mit den entsprechenden, in dem Breitschirm-EDTV-Encoder verwendeten Signalen.
Der Prozeß beginnt in Fig. 26a mit einem mit START bezeichneten Block 2660. Dieser Block repräsentiert beispielsweise irgendwelche Initialisierungs- Prozeduren, die durch den Mikroprozessor ausgeführt werden, bevor der Korrelationsprozeß beginnt. Wenn das System initialisiert ist, wartet der Mikroprozessor in Schritt 2662 auf einen in negativer Richtung verlaufenden Übergang des Signals L22. Dieser Übergang kennzeichnet das Ende des 22ten Horizontal-Zeilen-Intervalls eines Halbbilds. Wenn dieser Übergang erfaßt wird, sollte das Trainingssignal in dem FIFO 2644 gespeichert sein. In Schritt 2664 setzt der Mikroprozessor 2640 jeden Eintrag in einem Feld von Speicherplätzen ACC auf Null und weist der Variablen SCCOUNT sowie den Ausgangssignalen PV und DPH einen Nullwert zu. Das Feld ACC wird dazu verwendet, die Wiederholungen des Trainingssignals zu akkumulieren; die Variable SCCOUNT speichert einen Zählwert der aus dem FIFO 2644 gelesenen Abtastwerte. In weist den Abtastwert der Variablen RDATA zu. In Schritt 2668 erhöht der Mikroprozessor die Abtastwert-Zählvariable SCCOUNT.
Während jeder Abtastwert aus dem FIFO 2644 gelesen wird, überprüft der Mikroprozessor in Schritt 2670 den Zustand des durch den FIFO 2644 bereitgestellten Signals ENDE. Befindet sich das Signal ENDE in einem Zustand von logisch Eins, dürfen keine weiteren Abtastwerte aus dem FIFO 2644 gelesen werden. Zu diesem Zeitpunkt setzt der Mikroprozessor 2640 den FIFO 2644 in Schritt 2672 zurück. Falls in Schritt 2674 der Abtast-Zählwert (SCCOUNT) größer ist als 898 und somit anzeigt, daß ein vollständiges Trainingssignal in den FIFO 2644 eingespeichert worden war, verzweigt der Mikroprozessor 2640 zu Block 2682 gemäß Fig. 26b. Andernfalls wird in Schritt 2676 dem Signal PV ein Wert von 899 minus dem Abtast-Zählwert (SCCOUNT) zugewiesen und der Korrelationsprozeß von neuem begonnen. Die Schritte 2672 bis 2676 gewährleisten, daß das Signal IHS grob mit dem Signal L22 ausgerichtet ist, bevor eine Korrelation versucht wird.
Falls sich in Schritt 2670 das Signal ENDE in einem Zustand logisch Null befindet, überprüft der Mikroprozessor in Schritt 2678, ob der Abtast-Zählwert kleiner ist als 154. Ist dem so, repräsentieren die Abtastwerte den Abschnitt des 22ten Horizontal-Zeilen-Intervalls, der das Horizontal-Austast-Intervall beinhaltet. Dieses Intervall wird ignoriert, da es keinerlei Trainingssignal enthält. Demzufolge konditioniert der ja (J)-Zweig des Entscheidungsblocks 1678 den Mikroprozessor 2640 in Schritt 2666 zum Lesen des nächsten Abtastwerts aus dem FIFO 2644.
Falls der Abtastwert SCCOUNT in Schritt 2678 größer ist als oder gleich 154, akkumuliert der Mikroprozessor den Abtastwert RDATA in dem Feld ACC. Da jede wiederholte Sequenz des Trainingssignals 124 Abtastwerte beinhaltet, sind Abtastwerte, die durch 123 zwischenliegende Abtastwerte getrennt sind, entsprechende Abtastwerte aus aufeinanderfolgenden Sequenzen. Der Schritt 2680 ermittelt den Index (IXP) in dem Feld ACC für den gegenwärtigen Abtastwert unter Verwendung einer Modulo (MOD)-124-Addition (Schritt 2680) und addiert sodann den Abtastwert ui der akkumulierten Summe bei diesem Index. Der Mikroprozessor 2640 verzweigt zu dem Schritt 2666, wenn einmal der Schritt 2680 ausgeführt worden ist.
Der Schritt 2682 gemäß Fig. 26b, der aufgrund einer J-Verzweigung aus dem Entscheidungsblock 2674 ausgeführt wird, beginnt den Korrelationsprozeß. In diesem Prozeß werden die akkumulierten Daten in dem Feld ACC mit Referenzdaten in einem Feld REF, welches in dem ROM 2650 gespeichert ist, korreliert. Der Korrelationsprozeß behandelt jedes der Felder ACC und REF als ringförmige Struktur, d.h., er nimmt an, daß der Eintrag bei Index 0 auf den Eintrag bei Index 123 folgt. Idealerweise würde der Korrelationsvorgang wie folgt fortschreiten. Jeder Wert in dem Feld ACC wird mit einem entsprechenden Wert in dem Feld REF multipliziert, und die resultierenden Produkte werden summiert, um einen Wert zu generieren. Sodann werden die Indizes der Felder ACC und REF versetzt, um ihre Entsprechung zu ändern, und ein weiterer Wert würde generiert. Dieser Prozeß wird wiederholt, bis alle möglichen Entsprechungen ausprobiert worden sind. Es ist eine Eigenschaft der PN-Sequenz, daß der größte erzeugte Wert bei der stärksten bzw. engsten Korrelation zwischen den Feldern ACC und REF auftritt.
Bezug nehmend auf Fig. 26b weist der Schritt 2682 einer Variable INIX, die den Index-Versatzwert für die Felder ACC und REF speichert, einen Nullwert zu. In Schritt 2683 wird einer Variablen MSUM, welche die größte Summe von Produktwerten speichert, ein Nullwert zugewiesen, und jeder Eintrag eines Felds SUM wird auf Null gesetzt. Das Feld SUM speichert die Summen-von-Produkt- Werte für jede Entsprechung zwischen ACC und REF, während sie berechnet werden. Der nächste Schritt 2684 weist dem Index IXP für das Feld ACC den Wert in INIX und dem Index IXR für das Feld REF einen Nullwert zu.
Die Schritte 2686, 2688 und 2690 implementieren eine Näherung eines Multiplikationsvorgangs, der zur Bildung jedes Produkts einer Summe von Produktwerten verwendet wird. Der Entscheidungsblock 2686 überprüft, ob der gegenwärtig indexierte Bezugswert negativ ist. Falls dem so ist, veranlaßt der J- Zweig des Entscheidungsblocks, daß als nächstes der Schritt 2688 ausgeführt wird. Andernfalls wird Schritt 2690 ausgeführt. Der Schritt 2688 subtrahiert den gegenwärtig indexierten Wert von ACC von dem Wert in dem Feld SUM, während der Schritt 2690 den indexierten Wert von ACC zu dem Wert in dem Feld SUM hinzuaddiert. Dieser Prozeß reduziert wirksam das Feld REF auf ein Feld, welches nur Werte von +1 oder -1 enthält, soweit die Einträge des Felds REF Einträge des Felds ACC multiplizieren. Da in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung Fernsehsignale in 8-Bit-Zweierkomplement- Werte quantisiert werden, wobei -40 IRE bzw. 100 IRE jeweiligen quantisierten Werten von -128 bzw. +127 entsprechen, sind Abtastwerte des Trainingssignals, die Werte von weniger als 30 IRE repräsentieren, negativ, und Abtastwerte, die Werte größer als 30 IRE repräsentieren, sind positiv. Obwohl diese Annäherung weniger genau ist als ein echter Multiplikationsvorgang, wurde von den Erfindern ermittelt, daß sie zufriedenstellende Ergebnisse liefert und die Rechenzeit für den Korrelationsvorgang beträchtlich reduziert.
Schritt 2692 erhöhte die Index-Variablen IXR und IXP. Die Variable IXP wird modulo 124 inkrementiert, um die vorstehend beschriebene ringförmige Korrelation zu implementieren. Der Entscheidungsblock 2694 bewirkt, daß die Summen- und Produkt-Operationen wiederholt werden, solange IXR kleiner ist als 124. Ist IXR gleich 124, wurden alle Einträge des Referenzfelds verwendet, und die Summen- und Produkt-Operation ist für den in der Variablen INIX gespeicherten Offsetwert vollständig.
Der Entscheidungsblock 2696 vergleicht den Absolutwert der neu berechneten Summe mit dem Absolutwert der bis zu diesem Zeitpunkt größten berechneten Summe MSUM. Falls die neue Summe größer ist als MSUM, wird sie in Schritt 2698 MSUM zugewiesen, und der Offset INIX zwischen den Feldern ACC und REF, der zur Bildung der neuen Summe verwendet wurde, wird der Variablen MIX zugewiesen. Nach dem Ausführen des Schrittes 2698 - oder auf der nein (N)- Verzweigung des Entscheidungsblocks 2696 - wird der Wert der Variablen INIX um eins erhöht. Falls in Schritt 2702 der Wert von INIX kleiner ist als 123, wird die Berechnung der Summe von Produkttermen in Schritt 2684 mit einem größeren Offset zwischen den Feldern ACC und REF fortgesetzt.
Wenn der Wert von INIX gleich 122 ist oder 122 übersteigt, ist die ringförmige Korrelation der Felder ACC und REF vollständig. Der Mikroprozessor 2640 führt als nächstes den in Fig. 26c gezeigten Entscheidungsblock 2704 aus. Der Block 2704 vergleicht die Summe von Produktwerten für die Index-Offsetwerte, die MIX unmittelbar umgeben. Falls die Höhe der Produktwert-Summe für den Index kleiner als MIX größer ist als die für den Index größer als MIX, weist der Schritt 2708 SUM[MIX-2] einer Variablen PSUM und den Wert MIX-1 einer Variablen PIX zu. Andernfalls werden die Werte von SUM[MIX+2] und MIX+1 den Variablen PSUM und PIX in Schritt 2714 zugewiesen. Diese Schritte legen den optionalen Offset zwischen den Feldern ACC und REF als zwischen den in MIX und PIX abgelegten Werten liegend fest. Entscheidungsblöcke 2710 bzw. 2716, die den Schritten 2708 bzw. 2716 folgen, überprüfen die Höhe des jeweiligen Unterschieds zwischen SUM[MIX+1] und PSUM oder SUM[MIX-1] und PSUM gegenüber einem kleinsten Schwellenwert DELTA. Ein Unterschied kleiner als dieser Schwellenwert zeigt an, daß der Empfänger und das übertragene Signal mit einer Genauigkeit von 5 ns ausgerichtet sind. Falls der Unterschied den Schwellenwert überschreitet, ist eine weitere Einstellung der Phasen der Signale CLK4 und IHS wünschenswert. Infolgedessen weist der Mikroprozessor 2640 in den Schritten 2712 bzw. 2718 den Variablen PV und DPH neue Werte zu. Die Ermittlung, ob eine Phasen-Einstellung benötigt wird, und die Berechnung des der Variablen DPH zuzuweisenden Phasen-Einstellwerts verwenden Produkt-von- Summen-Werte, die ausgehend von MIX und PIX um einen Index in jeder Richtung verschoben sind. Diese Produkt-von-Summen-Werte liegen auf Abschnitten größter Neigung einer glockenförmigen Kurve. Demzufolge sind diese Produkt-von-Summen-Werte am empfindlichsten für die geringfügigen Phasenänderungen, die durch Einstellen des Werts des Signals PH verursacht werden.
Nach dem Ausführen eines der Schritte 2712 oder 2718 oder den J-Zweigen eines der Entscheidungsblöcke 2710 oder 2716 folgend führt der Mikroprozessor 2640 den Entscheidungsblock 2720 aus. Der Block 2720 überprüft, ob die größte Summe von Produktwerten negativ ist. Falls ja, wird der Wert des Signals FID, welches durch den Mikroprozessor 2640 für einen Zwischenspeicher (Latch) 2652 bereitgestellt wird, in Schritt 2724 auf Null zurückgesetzt. Andernfalls wird der Wert von FID in Schritt 2722 erhöht. Wie vorstehend ausgeführt, wird das durch den Encoder bereitgestellte Trainingssignal jeweils einmal innerhalb von vier Halbbildern invertiert (d.h. 100 IRE entsprechen -128 und -40 IRE entsprechen +127), um den Halbbild-Identifikator (0, 1, 2 oder 3) an den Empfänger zu übertragen. Nach dem Ausführen eines der Schritte 2722 oder 2724 verzweigt der Mikroprozessor 2640 zu Schritt 2662, um den Korrelationsvorgang für das nächste Halbbild zu beginnen. Infolgedessen wird der Korrelationsvorgang fortgesetzt, solange Breitschirm-EDTV-Signale empfangen werden.
Da das NTSC-Videosignal als Restseitenbandsignal übertragen wird, und da das Trainingssignal, ungeachtet ob es die PN-Sequenz oder der gefilterte und zeitreversierte 2T-Impuls ist, die gesamte Bandbreite des Videosignals belegt, kann der vorstehend beschriebene Korrelationsvorgang durch Mehrweg- Verzerrungen beeinträchtigt werden. Ein starkes Sekundärsignal (Geistersignal) kann durch Ändern der Scheinphase des Video-Trägersignals Übersprechen zwischen den In-Phase-Komponenten und den um 90º phasenverschobenen Komponenten des Primär-Videosignals verursachen. Dieser Scheinphasenfehler (apparent phase error) tritt auf, weil der durch den Synchron-Demodulator 1322 gemäß Fig. 13 erfaßte Träger die Vektorsumme der Träger des Primär- und des Geistsignals ist. Wenn dieser erfaßte Träger zum Demodueren des Videosignale verwendet wird, erscheinen Abschnitte der In-Phase-Komponente des Primärsignals in der demodulierten, um 90º phasenverschobenen Komponente und umgekehrt. Dies reduziert die Amplitude des Trainingssignals und fügt Quadraturverzerrungen zu diesem hinzu.
Ein Verfahren zum Kompensieren potentieller Mehrweg-Verzerrungen besteht darin, sowohl die In-Phasen-Komponente als auch die um 90º phasenverschobene Komponente des Trainingssignals im Korrelationsvorgang zu verwenden. Dies wird erzielt durch Behandeln der In-Phasen-Komponente NTSCF und der um 90º phasenverschobenen Komponente YTN des Videosignals als jeweils die Real- bzw. Imaginärteile eines einzelnen komplexen Signals.
Modifikationen der Fig. 26a, 26b und 26c zum Anpassen des Signals YTN zusätzlich zu dem Signal NTSCF sind in dem Fig. 26d, 26e bzw. 26f gezeigt. Der durch diese Figuren beschriebene Algorithmus ist im wesentlichen gleich dem vorstehend beschriebenen Algorithmus. Demzufolge werden nur die Unterschiede zwischen den Fig. 26a, 26b und 26c und den entsprechenden Fig. 26d, 26e und 26f beschrieben. In Fig. 26d werden eine Variable JDATA und ein Feld ACCJ hinzugefügt, um die durch den FIFO 2646 bereitgestellten, um 90º phasenverschobenen Abtastwerte zu speichern. Abtastwerte werden der Variablen JDATA von dem FIFO 2646 in Schritt 2766 übergeben. In Schritt 2780 werden Abtastwerte aus dem FIFO 2646 in dem Feld ACCJ akkumuliert zur selben Zeit, zu der Abtastwerte aus dem FIFO 2644 in einem Feld ACCR akkumuliert werden. Das Feld ACCR ist dasselbe wie das Feld ACC aus Fig. 26a.
Wenn Schritt 2782 aus Fig. 26e ausgeführt wird, besitzen die Felder ACCR und ACCJ Werte, die die jeweilige Akkumulation von sechs Beispielen der In-Phase- Komponente und sechs Beispielen der um 90º phasenverschobenen Komponente des Trainingssignals repräsentieren. In Schritt 2783 werden zusätzlich zu dem Feld SUM Felder SUMR und SUMJ initialisiert. In Schritt 2786 werden das Produkt von Abtastwerten, die die In-Phase-Komponente des Trainingssignals, abgelegt in dem Feld ACCR, repräsentieren, und Abtastwerten eines gespeicherten In-Phase-Trainingssignals, abgelegt in einem Feld REFR, und das Produkt von Abtastwerten, die die um 90º phasenverschobene Komponente des Trainingssignals, abgelegt in dem Feld ACCJ, repräsentieren, und Abtastwerten eines gespeicherten, um 90º phasenverschobenen Trainingssignals, abgelegt in einem Feld REFJ, summiert und in einem Feld SUMR abgelegt: In Schritt 2786 wird das Produkt entsprechender Werte in den Feldern REFJ und ACCR von dem Produkt von Werten in den Feldern REFR und ACCJ subtrahiert. Die resultierenden Differenzwerte werden in einem Eintrag des Felds SUMJ akkumuliert. Entsprechende Werte in den Feldern SUMR und SUMJ werden quadriert und summiert, in Schritt 2795, um einen Wert für das Feld SUM zu berechnen. Die in Schritt 2786 veranschaulichte Berechnung ist eine Multiplikation eines komplexen Vektors (ACCR, ACCJ), der die In-Phase- und die um 90º phasenverschobenen Komponenten des empfangenen Trainingssignals repräsentiert, mit dem komplex Konjugierten, einem komplexen Vektor (REFR, REFJ), der die In-Phase- und die um 90º phasenverschobenen Komponenten des gespeicherten Referenz-Trainingssignals repräsentiert.
Wenn Schritt 2804 gemäß Fig. 26f ausgeführt wird, hält das Feld SUM Werte, die die Summe-von-Produkten der Felder ACCR, ACCJ und REFR, REFJ für jede Entsprechung von Indizes zwischen zwei Sätzen von Feldern repräsentieren. Der Algorithmus in Fig. 26f unterscheidet sich von dem der Fig. 26c dadurch, daß die Absolutwert-Operation in den Schritten 2704, 2710 und 2716 nicht verwendet wird, und daß der Wert SUMR[MIX] anstelle von MSUM in Schrift 2720 verwendet wird. Da der Wert SUMR[MIX] das Produkt der In-Phase-Komponenten des empfangenen und des Referenz-Trainingssignals bei dem einem maximalen Summe-von-Produkt-Wert entsprechenden Index ist, ist er im wesentlichen gleich dem in Fig. 26c verwendeten Wert MSUM. Der Wert MSUM wird in diesem alternativen Algorithmus nicht verwendet, um die Halbbild-Sequenz des Fernsehempfängers mit der des Breitschirm-EDTV-Encoders zu synchronisieren, da der Wert von MSUM aufgrund der Quadratur-Operationen in Schritt 2786 immer positiv ist.
Zusätzlich zu der Kompensation der Mehrwege-Störung kann der durch die Fig. 26d-26f veranschau lichte Algorithmus das durch einen EDTV-Empfänger aus einem schwachen oder verrauschten Signal erzeugte Bild verbessern. Diese Leistungsverbesserung beruht darauf, daß der Korrelations-Vorgang Signalenergie in der um 90º phasenverschobenen Komponente des empfangenen Signals zusätzlich zu Energie in der In-Phase-Komponente verwendet. Der vorstehend unter Bezugnahme auf die Fig. 26a-26c präsentierte Algorithmus verwendet lediglich Energie in der In-Phase-Komponente des empfangenen Signals.
Falls der zeitreversierte, gefilterte 2T-Impuls als Trainingssignal verwendet wird, wird der Korrelations-Prozeß so modifiziert, daß er zusätzliche (nicht gezeigte) Berechnungen zwischen dem Schrift 2674 gemäß Fig. 26a und Schritt 2682 gemäß Fig. 26b beinhaltet, die den in Fig. 25c gezeigten Filter simulieren, und daß die Schritte 2686, 2688 und 2690 durch einen (nicht gezeigten) Schritt ersetzt werden, der tatsächlich die Einträge in dem Feld ACC mit Einträgen in dem Feld REF multipliziert. Wünschenswert kann auch sein, die Anzahl der Abtastwerte in der wiederholten Sequenz auf beispielsweise 40 zu verkürzen, da die Energie in dem gefilterten 2T-Impuls jenseits von 40 Abtastwerten vernachlässigbar ist. Anderenfalls ist die Prozedur zum Korrelieren des Trainingssignals mit dem Referenzsignal gleich der vorstehend beschriebenen. Als eine Alternative zur Simulation des in Fig. 25d gezeigten Allpaßfilters unter Verwendung des Mikroprozessors 2640 kann der in Fig. 26 gezeigte Empfänger-Zeitsteuer-Signal- Generator an dem Eingangsport des FIFOS 2644 (nicht gezeigte) Schaltkreise wie den in Fig. 26d gezeigten beinhalten. Dieser Schaltkreis würde bewirken, daß eine Sequenz von sechs Wiederholungen eines zeitreversierten 2T-Impulses in dem FIFO 2644 gespeichert wird. In diesem Ausführungsbeispiel wäre das gespeicherte Trainingssignal ebenfalls ein zeitreversierter 2T-Impuls.
Ein weiteres Mal bezugnehmend auf Fig. 26 wird das Pixel-Identifikationssignal PID, welches durch den Zähler 2624 generiert wird, einem Decoder 2626 zugeführt, der ein Zeitbezugs-Impulssignal H mit einer Impulsbreite von etwa 70 ns abgibt, wenn der Wert des Signals PID 156 beträgt. Dieser Zeit- Bezugsimpuls wird einmal für jede Horizontal-Zeile des Videosignals abgegeben und entspricht dem ersten Abtastwert des aktiven Video(signals) auf der Zeile. Das Signal PID; das durch den Mikroprozessor 2640 generierte und in dem Latch 2652 gespeicherte Halbbild-Identifikationssignal FID; und ein durch den Zähler 2612 bereitgestelltes Signal O/E, welches anzeigt, ob die gegenwärtige Zeile von Abtastwerten eine ungeradzahlige oder eine geradzahlige Zeile in ihrem Halbbild ist; werden ROMS 2628 und 2630 zugeführt. Diese ROMS können vergleichbar zu den vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 25 beschriebenen ROMS 2530 bzw. 2532 programmiert sein. Der einzige Unterschied zwischen den ROMS 2628, 2630 und den ROMS 2530, 2532 ist die Anzahl von Bits in dem Adress-Signal PID. Das Signal PID in Fig. 26 ist ein 10-Bit-Signal, welches sich mit einer Rate von 4 fsc ändert, während das in Fig. 25 verwendete Signal PC ein 11-Bit-Signal ist, welches sich mit einer Rate von 8 fsc ändert. Das ROM 2628 erzeugt die alternierenden Unterträger-Signale ASC und ASC'. Das ROM 2630 erzeugt das Fünf-Megahertz-Überlagerungssignal fc. Diese Signale werden von dem Decoder-Schaltkreis verwendet, wie nachstehend beschrieben wird.
Das Signal O/E und das Signal FID werden weiter einem ROM 2634 zugeführt. Das ROM 2634 ist programmiert zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit dem Wert logisch Eins für jedes Horizontal-Zeilen-Intervall, in welchem der erste aktive Video-Abtastwert eine Chrominanz-Signalkomponente bei der Q-Phase des regenerierten Farb-Unterträger-Signals Fsc hat. Das durch das ROM 2634 bereitgestellte Signal wird durch ein UND-Tor 2636 mit dem Signal H logisch UND-verknüpft. Das durch das UND-Tor 2636 bereitgestellte Impulssignal wird dem Rücksetz-Eingangsanschluß R eines Frequenzteilers 2632 zugeführt. Der Signal-Eingangsanschluß des Frequenzteilers 2632 ist zum Empfang des 4 fsc- Taktsignals gekoppelt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 2632 ist das Signal ICK, welches eine Frequenz von im wesentlichen gleich 2 fsc besitzt und welches in negativer Richtung verlaufende Übergänge aufweist, die im wesentlichen in Übereinstimmung mit der I-Phase des Farb-Unterträger-Signals Fsc auftreten.
Bezugnehmend auf Fig. 13 wird das Signal NTSCF einer Zwischenbild- Mittelwertbildner-Differenzbildner-Einheit 1324 zugeführt, welche innerhalb eines Vollbilds Bildzeilen mittelt (additiv kombiniert) und differenziert (subtraktiv kombiniert), die 262H auseinanderliegen, bei Frequenzen größer als 1,7 MHz, um ein Hauptsignal N und ein mit 90º moduliertes Signal M im wesentlichen frei von V-T-Übersprechen wiederherzustellen. Ein 200 kHz-Schutzband gegen Horizontal-Übersprechen ist zwischen der unteren Grenz-Betriebsfrequenz des Zwischenbild-Mittelwertbildners-Differenzbildners 1324 bei 1,7 MHz und der unteren Grenz-Betriebsfrequenz des in dem Encoder gemäß Fig. 1a verwendeten Zwischenbild-Mittelwertbildners 38 bei 1,5 MHz bereitgestellt. Dieses Schutzband eliminiert im wesentlichen Übersprechen zwischen dem Signal M und den Luminanz-Signalkomponenten des Signals N. Das wiederhergestellte Signal N enthält aufgrund der starken visuellen Zwischenbild-Bild-Korrelation des ursprünglichen, in dem Encoder gemäß Fig. 1a zwischenbildgemittelten Hauptsignals C/SL Information, die visuell grundlegend identisch zu Bildinformation des Hauptsignals C/SL ist.
Details der Mittelwertbildner-Differenzbildner-Einheit 1324 sind in Fig. 15 gezeigt. Das Signal NTSCF wird durch eine Einheit 1510 tießpaßgefiltert zum Erzeugen einer "TIEFEN"-Komponente, welche in einer Einheit 1512 subtraktiv mit dem Signal NTSCF kombiniert wird, um die "HÖHEN"-Komponente des Signals NTSCF zu erzeugen. Diese Komponente wird um eine Halbbild-Periode verzögert, gemittelt (additiv kombiniert) und differenziert (subtraktiv kombiniert) durch eine Einheit 1513, um eine gemittelte Höhen-Komponente NH an einem mittelnden Ausgang (+) und das Signal M an einem differenzbildenden Ausgang (-) zu erzeugen. Eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Verwendung als Mittelwertbildner-Differenzbildner 1513 ist in Fig. 16 gezeigt. Die Komponente NH wird in einem Addierer 1514 mit einem um 262H verzögerten Ausgangssignal aus dem Filter 1510 summiert, um das Signal N zu erzeugen.
Bezugnehmend auf Fig. 13 wird das Signal M mit einer 90º-Demodulator und Amplituden-Expandereinheit 1326 gekoppelt zum Demodulieren von Hilfssignalen X und Z in Antwort auf die alternierenden Unterträger-Signale ASC und ASC', welche dieselben Eigenschaften haben wie die vorstehend bezug nehmend auf die Breitschirm-EDTV-Encoder-Schaltungsanordnung beschriebenen Signale ASC und ASC'. Die demodulierten Hilfssignale X und Z enthalten Information, die aufgrund der starken Zwischenbild-Bild-Korrelation dieser durch den Encoder gemäß Fig. 1a zwischenbildgemittelten Signale im wesentlichen visuell identisch zu der Bildinformation des Signals ESH bzw. des Ausgangssignals aus der Einheit 74a gemäß Fig. 1a ist. Eine beispielhafte Schaltungsanordnung, die als 90º- Demodulator und Amplituden-Expander 1326 verwendet werden kann, ist in Fig. 27 gezeigt. Diese Schaltungsanordnung beinhaltet zwei Multiplizierer 2750 und 2752, welche das Signal M mit ASC bzw. ASC' multiplizieren. Die durch die Multiplizierer bereitgestellten Signale 2750 und 2752 werden durch jeweilige Tiefpaßfilter 2753 und 2757, die einen Durchlaßbereich von beispielsweise 0 bis 1,5 MHz haben, gefiltert. Die Filter 2752 und 2757 entfernen ungewollte Hochfrequenz-Modulations-Komponenten. Die durch die Filter 2753 und 2757 bereitgestellten Signale werden über die PROMS 2754 bzw. 2756 einer inversen Gamma-Funktion unterworfen, um die Signale X und Z zu erzeugen.
Bezugnehmend auf Fig. 13 komprimiert eine Einheit 1328 die farbcodierten Seitenfeld-Höhen (Signal X) zeitlich, so daß sie ihre ursprünglichen Zeitschlitze belegen, wodurch das Signal NTSCH wiederhergestellt wird. Das Signal NTSCH ist im wesentlichen identisch zu dem vorstehend bezug nehmend aus Fig. 1a beschriebenen Signal NTSCH.
Ein Luminanz (Y)-Höhen-Decoder 1330 decodiert die Luminanz-Horizontal-Höhen (Signal Z) in das Breitschirmformat. Die Seiten werden zeitlich expandiert, um die durch den Encoder gemäß Fig. 1a durchgeführte zeitliche Kompression umzukehren, und die Mitte wird zeitlich komprimiert, um die durch den Encoder gemäß Fig. 1a durchgeflihrt zeitliche Expansion umzukehren.
In Fig. 17, die Details der Einheit 1330 gemäß Fig. 13 zeigt, wird das Signal Z einem Seiten-Mitten-Trenner (Demultiplexer) 1710 zugeführt, welcher getrennte Luminanz-Seiten-Höhen- und -Mitten-Signale YHO bzw. YHE bereitstellt. Der Demultiplexer 1710 wird durch einen Zähler 1706 und einen Decoder 1708 gesteuert. Der Zähler 1706 wird zu einer Zeit, die dem ersten aktiven Pixel des Signals Z entspricht, durch das Signal H zurückgesetzt und wird durch das 4 fsc- Signal CK4 getaktet, um die Pixel des Signals Z zu zählen. Der Decoder 1708 ist ansprechend auf ein Zählwertsignal, welches durch den Zähler 1706 bereitgestellt wird, um ein Steuersignal zu erzeugen, welches den Demultiplexer 1710 so konditioniert, daß Seitenfeldpixel (Zählwerte 0-13 und 740-753) auf das Signal YHO und das die Mittenfeldpixel (Zählwerte 14-739) auf das Signal YHE gerichtet werden. Die Signale YHO und YHE werden jeweils zeitlich expandiert und zeitlich komprimiert durch Einheiten 1712 und 1714 unter Verwendung von Abbildungstechniken, die vorstehend bezugnehmend auf die Fig. 12 und 12a bis 12d beschrieben wurden, um Signale zu erzeugen, die Luminanz-Hochfrequenz- Komponenten für die Seiten und die Mitte des Bildes YHS bzw. YHC repräsentieren. Diese Signale werden durch eine Einheit 1716 zusammengefügt.
Fig. 14 zeigt eine Seitenfeld-Mittenfeld-Zusammenfügevorrichtung (Splicingapparatus), die zur Verwendung als Zusammenfüger 1716 geeignet ist. In Fig. 14 ist der Zusammenfüger gezeigt beinhaltend ein Netzwerk 1410 zum Erzeugen eines Voll-Bandbreiten-Luminanzsignals YF' aus der Seitenfeld-Luminanzsignal- Komponente YS und der Mittenfeld-Luminanzsignal-Komponente YC sowie einen I-Signal-Zusammenfüger 1420 und einen Q-Signal-Zusammenfüger 1430, welche hinsichtlich ihrer Struktur und Funktion mit dem Netzwerk 1410 identisch sind. Das Mittenfeld und die Seitenfelder überlappen bewußt um beispielsweise zehn Pixel; die Mitten- und Seitenfeld-Signale haben einige redundante Pixel gemeinsam während des Signal-Codier- und -Übertragungs-Vorgangs wie durch Fig. 3 veranschaulicht (shared redundant Pixels).
In dem Breitschirm-Empfänger werden die Mitten- und Seitenfelder aus ihren jeweiligen Signalen rekonstruiert, aufgrund jedoch der zeitlichen Expansion, der zeitlichen Kompression und der Filterung, die über die Seiten- und Mittenfeld- Signale ausgeführt werden, werden mehrere an den Seiten- und Mitten- Feldgrenzen gestört oder verfälscht. Die Überlappungsbereiche (overlap, OL) und die verfälschten Pixel (corrupted pixels, CP; aus Klarheitsgründen leicht übertrieben) werden durch die mit den Signalen YS und YC gemäß Fig. 14 verknüpften Signalverläufe angegeben. Hätten die Felder keinen Überlappungsbereich, so würden die verfälschten Pixel gegenseitig aneinanderstoßen, und ein Saum würde sichtbar werden. Es wurde festgestellt, daß ein zehn Pixel breiter Überlappungsbereich breit genug ist, um drei bis fünf verfälschte Randpixel zu kompensieren.
In dem Zusammenfüger 1410 multipliziert ein Multiplizierer 1411 das Seitenfeldsignal YS in den Überlappungsbereichen mit einer Gewichtungsfunktion W, wie durch den zugeordneten Signalverlauf dargestellt. Das durch den Multiplizierer 1411 erzeugte Signal wird einem Signal-Kombinierer 1415 zugeführt. Auf ähnliche Art und Weise multipliziert ein Multiplizierer 1412 das Mittenfeldsignal YC mit einer komplementären Gewichtungsfunktion (1-W) in den Überlappungsbereichen, wie durch den zugeordneten Signalverlauf veranschaulicht, und führt das resultierende Signal dem Kombinierer 1415 zu. Die Gewichtungsfunktionen W und 1-W weisen eine lineare, rampenförmige Charakteristik über den Überlappungsbereichen auf und enthalten Werte zwischen 0 und 1 Nach der Gewichtung werden die Seiten- und Mittenfeld-Pixel durch den Kombinierer 1415 summiert, so daß jedes rekonstruierte Pixel eine lineare Kombination von Seiten- und Mittenfeld-Pixeln ist.
Die Gewichtungsfunktionen sollten nahe der weitestgehend innenliegenden Grenze des Überlappungsbereichs den Einheitswert und an der weitestgehend außenliegenden Grenze Null erreichen. Dies wird sicherstellen, daß die verfälschten Pixel verhältnismäßig wenig Einfluß auf die rekonstruierten Abschnitts- oder Feldgrenze haben.
Die Gewichtungsfunktionen W und 1 -W können auf einfache Weise durch ein Netzwerk generiert werden, welches eine (nicht gezeigte) Tabelle beinhaltet, die ansprechend ist auf eine Eingangssignal, welches repräsentativ für Pixelpositionen ist, und einen (nicht gezeigten) subtraktiven Kombinierer. Die Tabelle ist programmiert zum Bereitstellen von Rampenfunktions- Ausgangswerten zwischen 0 und 1 in dem Überlappungsbereich in Abhängigkeit von dem Eingangssignal. Das Eingangssignal kann auf unterschiedliche Art und Weise gebildet werden, wie beispielsweise durch einen Pixel-Zähler, der durch das Signal H zurückgesetzt wird.
Bezugnehmend auf Fig. 13 amplituden-moduliert ein Amplituden-Modulator 1332 das Signal aus dem Decoder 1330 auf eine 5,0- MHz-Trägerfrequenz fc. Das amplitudenmodulierte Signal wird daraufhin durch ein Filter 1334 mit einer 5,0- MHz-Grenzfrequenz hochpaßgefiltert, um das untere Seitenband zu entfernen. In dem Ausgangssignal des Filters 1334 werden die Mittenfeldfrequenzen von 5,0 bis 6,2 MHz und auch die Seitenfeldfrequenzen von 5,0 bis 5,2 MHz wiederhergestellt. Das Signal aus dem Filter 1334 wird einem Addierer 1336 zugeführt.
Das Signal NTSCH aus dem Kompressor 1328 wird einer Einheit 1340 zugeführt, welche die Luminanz-Höhen von den Chrominanz-Höhen trennt, um Signale YH, IH und QH zu erzeugen. Dies kann durch die Anordnung gemäß Fig. 18 erzielt werden.
In Fig. 18 läßt ein H-V-T-Bandpaß-Filter 1810, welches den Aufbau gemäß Fig. 10c sowie einen Durchlaßbereich von 3,58±0,5 MHz aufweist, Chrominanzband- Komponenten des Signals NTSCH an einen subtraktiven Kombinierer 1814 durch, welcher das Signal NTSCH, welches durch ein Übergangszeit- Ausgleichsverzögerungselement 1812 verzögert wurde, empfängt. Das getrennte Luminanz-Höhensignal YH erscheint an dem Ausgang des Kombinierers 1814. Das gefilterte Signal NTSCH aus dem Filter 1810 wird durch eine Schaltungsanordnung, welche Signalspeicher (latch) 1815 und 1816, selektive Zweierkomplement-Bildungsschaltungen 1818 und 1820, einen Inverter 1822 und einen Frequenzteiler 1824 beinhaltet, mit 90º moduliert. Die Signalspeicher 1815 und 1816 sind ansprechend auf das Signal ICK bzw. dessen logisch Inversem, um Abtastwerte zu speichern, die die jeweiligen I- und Q-Farbdifferenzsignale repräsentieren. Wie vorstehend bezugnehmend auf Fig. 9 ausgeführt, alternieren diese Abtastwerte in der Polarität. Um die Polarität abwechselnd jedes der I- und Q-Farbdifferenz-Abtastwerte zu invertieren, beinhaltet der Demodulator die selektiven Zweierkomplement-Schaltungen 1818 und 1820. Diese Schaltungen sind ansprechend auf ein durch den Frequenzteiler 1824 erzeugtes Signal, welches eine Frequenz besitzt, die die Hälfte der Frequenz des Signals ICK beträgt, um lediglich alternierende Exemplare der durch die Signalspeicher 1815 und 1816 bereitgestellten Abtastwerte zu invertieren. Die Ausgangssignale der Zweierkomplement-Schaltungen 1818 und 1820 sind die jeweiligen Farb- Differenzsignale IH bzw. QH.
Das Signal N aus der Einheit 1324 wird mittels eines Luminanz-Chrominanz- Trenners 1342, der gleich wie der vorstehend beschriebene Trenner 1340 ausgeführt sein kann, in seine zusammensetzenden Luminanz- und Chrominanz- Komponenten YN, IN und QN aufgetrennt.
Die Signale YH, IH, QH und YN, IN, QN werden als Eingangssignale eines Y-I-Q- Format-Decoders 1344 bereitgestellt, der die Luminanz- und Chrominanz- Komponenten in das Breitschirm-Format decodiert. Details des Decoders 1344 sind in Fig. 19 gezeigt.
In Fig. 19 werden die Signale YN, IN und QN mittels eines Seitenfeld-Mittenfeld- Signaltrenners (Zeit-Demultiplexer) 1940 in komprimierte Seitenfeld-Tiefen Y0, I0, Q0 und in expandierte Mittenfeld-Signale YE, IE, QE getrennt. Der Demultiplexer 1940 kann die Prinzipien des vorangehend mit Bezug auf Fig. 17 erörterten Demultiplexers 1710 und dessen peripherer Schaltungen 1706 und 1708 anwenden.
Die Signale YO, IO, und QO werden durch einen Seiten-Expansionsfaktor (das Inverse des Seiten-Kompressionsfaktors in dem Encoder/Codierer gemäß Fig. 1a) mittels eines Zeit-Expanders 1942 zeitlich expandiert, um das ursprüngliche räumliche Verhältnis der Seitenfeld-Tiefen in dem Breitschirm-Signal wiederherzustellen, wie dies durch die wiederhergestellten Seitenfeld- Tiefensignale YL, IL und QL repräsentiert wird. Auf vergleichbare Art und Weise werden, um Raum für die Seitenfelder zu schaffen, die Mittenfeld-Signale YE, IF und QE durch einen Mitten-Kompressionsfaktor (das Inverse des Mitten- Expansionsfaktors in dem Encoder/Codierer gemäß Fig. 1a) mittels eines Zeit- Kompressors 1944 komprimiert, um das ursprüngliche räumliche Verhältnis des Mittenfeld-Signals in dem Breitschirm-Signal wiederherzustellen. Die durch den Kompressor 1944 erzeugten Ausgangssignale sind die wiederhergestellten Mittenfeld-Signale YC, IC und QC. Kompressor 1944 und Expander 1942 können von der vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 12 beschriebenen Bauart sein.
Die räumlich wiederhergestellten Seitenfeld-Höhen YH, IH und QH werden durch einen Kombinierer 1946 mit den räumlich wiederhergestellten Seitenfeld-Tiefen YL, IL und QL kombiniert, um wiederaufgebaute Seitenfeld-Signale YS, IS und QS zu erzeugen. Diese Signale werden mittels eines Zusammenfügers 1960 mit dem wiederaufgebauten Mittenfeld-Signal YC, IC und QC zusammengefligt, um ein teilweise wiederaufgebautes Breitschirm-Luminanzsignal YF'O und wiederaufgebaute Breitschirm-Farbdifferenzsignale IF' und QF' zu bilden. Das Zusammenfügen der Seiten- und Mittenfeld-Signalkomponenten wird auf eine Art und Weise erzielt, die einen an der Grenze zwischen den Mitten- und den Seitenfeldern sichtbaren Saum scheinbar eliminiert; eine Vorrichtung, die zur Verwendung als Zusammenfüger 1960 geeignet ist, ist vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 14 beschrieben.
Bezugnehmend auf Fig. 13 wird das durch den Decoder 1344 bereitgestellte Signal YF'O zu dem Addierer 1336 gekoppelt, wo es mit dem Hochfrequenz- Luminanzsignal aus dem Filter 1334 summiert wird, um ein wiederaufgebautes breitbandiges Luminanzsignal YF' zu generieren.
Die Signale YF', IF' und QF' werden mittels Konvertern 1350, 1352 bzw. 1354 aus dem Zeilensprung- in das Progressiv-Abtast-Format konvertiert. Der Luminanz- Progressiv-Abtast-Konverter 1350 antwortet ebenfalls auf das "Helfer"- Luminanzsignal YT aus einem Format-Decoder 1360, der das codierte "Helfer"- Signal YTN decodiert. Der Decoder 1360 decodiert das Signal YTN in das Breitschirm-Format und besitzt einen Aufbau der in Fig. 17 gezeigten Art.
Die I- und Q-Konverter 1352 und 1354 konvertieren Zeilensprung-Abtast-Signale in Progressiv-Abtast-Signale, indem sie um ein Vollbild beabstandete Zeilen zeitlich mitteln, um die fehlende Progressiv-Abtast-Zeileninformation zu erzeugen. Dies kann durch eine Vorrichtung der in Fig. 20 gezeigten Art erzielt werden.
In Fig. 20 werden Zeilensprung-Signale IF' (oder QF') durch ein Element 2010 um 263H verzögert und dann dem Eingangsport eines Dual-Port-Speichers 2020 zugeführt. Dieses verzögerte Signal wird durch ein Element 2012 einer zusätzlichen 262H-Verzögerung unterworfen, bevor es in einem Addierer 2014 zu dem unverzögerten Eingangssignal addiert wird. Das Ausgangssignal aus dem Addierer 2014 wird mit einem durch Zwei teilenden Netzwerk 2016 gekoppelt. Das durch das Netzwerk 2016 erzeugte Signal wird dem Eingangsport eines Dual- Port-Speichers 2018 zugeführt. Die Speicher 2020 und 2018 akzeptieren Daten mit einer Rate von 4 fsc und stellen Daten mit einer Rate von 8 fsc bereit. Die Ausgangsports der Speicher 2018 und 2020 werden mit einem Multiplexer (MUX) 2022 gekoppelt, welcher zwischen den durch die Speicher 2018 und 2020 bereitgestellten Signalen umschaltet, um ein Ausgangs-Progressiv-Abtast-Signal IF (QF) zu erzeugen. In Fig. 20 sind ebenfalls Signalverläufe gezeigt, die das Zeilensprung-Eingangssignal (zwei Zeilen, mit gekennzeichneten Pixel- Abtastwerten C und X) und das Proscan-Ausgangssignal (Progressive-Scan), beinhaltend die Pixel-Abtastwerte C und X, veranschaulichen.
Die Luminanz-Progressiv-Abtast-Konvertereinheit 1350 ist zu der in Fig. 20 gezeigten ähnlich, mit der Ausnahme, daß das Signal YT addiert wird wie durch die Anordnung gemäß Fig. 21 gezeigt.
Bezugnehmend auf Fig. 13 werden die durch die Konverter 1350, 1352 und 1354 bereitgestellten Breitschirm-Progressiv-Abtast-Signale YF, IF und QF in die analoge Form konvertiert mittels eines Digital/Analog-Umsetzers 1362, der Signale Y, I und Q erzeugt, die einer Videosignal-Verarbeiter- und Matrix- Verstärkereinheit 1364 zugeführt werden. Die Videosignal-Verarbeiter- Komponente der Einheit 1364 beinhaltet eine Signalverstärkung, Gleichsignal- Pegelverschiebung, Anhebung, Heiligkeitssteuerung, Kontraststeuerung und andere konventionelle Videosignal-Verarbeitungsschaltungen. Der Matrix- Verstärker 1364 kombiniert das Luminanz-Signal Y mit den Farb- Differenzsignalen I und Q, um ein Farbbild repräsentierende Videosignale R, G und B zu erzeugen. Diese Farbsignale werden durch Anzeige-Treiberverstärker in der Einheit 1364 auf einen Pegel verstärkt, der geeignet ist, eine Breitschirm- Farbbild-Anzeigeeinrichtung 1370, beispielsweise eine Breitschirm-Farbröhre, direkt anzusteuern.

Claims

1. Vorrichtung, enthaltend:

- eine Quelle eines Fernsehsignals mit einer Hauptsignal-Komponente, die eine Luminanzsignal-Unterkomponente und eine Farbinformationssignal-Unterkomponente beinhaltet, und mit einer codierten Erweiterungssignal- Komponente (Augmentation-Signal);

- ein Signal-Trennmittel, gekoppelt mit der Quelle, zum Trennen der Hauptsignal-Komponente und der codierten Erweiterungssignal- Komponente von dem Videosignal;

- ein Hauptsignal-Verarbeitungsmittel, gekoppelt mit dem Signal-Trennmittel, zum Trennen der Luminanzsignal-Unterkomponente und der Farbinformationssignal-Unterkomponente von der Hauptsignal-Komponente; wobei

- das durch die Quelle (1310) bereitgestellte Fernsehsignal eine Trainingssignal-Komponente beinhaltet, die ein fortlaufendes oder sequentielles Signalmuster enthält, das sich während einer gegebenen Horizontal-Zeilenperiode des Fernsehsignals mehrere Male wiederholt;

- das Signal-Trennmittel (1322-1323) außerdem die Trainingssignal- Komponente von dem durch die Quelle bereitgestellten Fernsehsignal trennt; und die Vorrichtung ferner enthält:

- ein Mittel (1325), gekoppelt mit dem Signal-Trennmittel, zum Verarbeiten der Trainingssignal-Komponente, um ein Zeit-Bezugssignal zu bilden;

- ein Decodiermittel (1326), gekoppelt mit dem Signal-Trenmittel und ansprechend auf das Zeit-Bezugssignal, zum Decodieren der codierten Erweiterungssignal-Komponente, um ein decodiertes Erweiterungssignal (YH) zu bilden;

- ein Mittel, ansprechend auf das Zeit-Bezugssignal, zum Abgleichen oder Ausrichten des Erweiterungssignals und der getrennten Komponenten des Hauptsignals, um jeweilige zeitlich abgeglichene Signale zu erzeugen;

- ein Mittel (1344) zum Kombinieren des zeitlich abgeglichenen oder ausgerichteten decodierten Erweiterungssignals mit entweder der Luminanzsignal-Unterkomponente oder der Farbinformationssignal- Unterkomponente, um Videosignale zu erzeugen, die ein verbessertes Videobild darstellen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der

- das Fernsehsignal eine erste und eine zweite Synchronsignal-Komponente beinhaltet mit einer gegenseitigen Phasenbeziehung, die sich mit einer Periode von N Halbbild-Intervallen wiederholt, wobei N eine positive ganze Zahl größer als Eins ist;

- die Polarität des Trainingssignals für eines aus jeweils N Halbbild-Intervallen umgekehrt wird, um die Phasenbeziehung zu kennzeichnen; und

- das Mittel (1325) zum Verarbeiten des Trainingssignals ein Mittel beinhaltet, das auf die Polarität des Trainingssignals anspricht, zum Erzeugen der ersten (CLK4) und der zweiten (IHS) Synchronsignal-Komponente mit im wesentlichen der gegenseitigen Phasenbeziehung.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der

- das Trainingssignal mehrfache Wiederholungen eines Grund- Trainingssignals, das während jeder Halbbild-Periode des Fernsehsignals auftritt, enthält;

- das Mittel (1325) zum Verarbeiten des Trainingssignals beinhaltet:

-- ein Abtastwert-Akkumulierungsmittel (2644 oder 2646) zum Kombinieren der mehrfachen Wiederholungen des Grund-Trainingssignals, das während einer Halbbild-Periode des Fernsehsignals auftritt, zum Bilden eines akkumulierten Grund-Trainingssignals; und

-- ein Mittel (2640,2650) zum Korrelieren des akkumulierten Grund- Trainingssignals mit einem Bezugs-Trainingssignal, um das Zeit- Bezugssignal zu erzeugen.

4. Vorrichtung.nach Anspruch 3, bei der

- das Trainingssignal eine phasengleiche Komponente (in-phase- Komponente) und eine um 90º phasenverschobene Komponente (Quadratur-Komponente) beinhaltet;

- das Abtast-Akkumulierungsmittel ein Mittel (2644,2646) beinhaltet zum getrennten Kombinieren der mehrfachen Wiederholungen der Gleichphasenund der Quadraturphasen-Komponente des Grund-Trainingssignals, um jeweilige akkumulierte Gleichphasen- und Quadraturphasen-Grund- Trainingssignale zu bilden; und

- das Mittel zum Korrelieren ein Mittel zum Korrelieren der Gleichphasen- und der um 90º phasenverschobenen akkumulierten Trainingssignale mit Gleichphasen- und um 90º phasenverschobenen Bezugs-Trainingssignalen beinhaltet, um das Zeit-Bezugssignals zu erzeugen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der das Grund-Trainingssignal und das Bezugs-Trainingssignal eine Pseudo-Zufalls-Rauschsequenz darstellen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der

- das Grund-Trainingssignal ein zeitreversierter allpaßgefilterter erhöhtcosinusförmiger 2T-Impuls ist;

- das Bezugs-Trainingssignal ein zeitreversierter erhöht-cosinusförmiger 2T-Impuls ist; und

- das Mittel zum Korrelieren beinhaltet:

-- ein Mittel zum Filtern des Grund-Trainingssignals, um ein modifiziertes Trainingssignal zu erzeugen, das einen zeitreversierten erhöhtcosinusförmigen 2T-Impuls repräsentiert; und

-- ein Mittel zum Korrelieren des modifizierten Trainingssignals zu (mit) dem Bezugs-Trainingssignal.

7. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der

- die Farbinformationssignal-Unterkomponente der Hauptsignal-Komponente ein erstes und ein zweites Farb-Differenzsignal beinhaltet, die ein unterdrücktes Zwischenträgersignal mit 90º Phasenverschiebung und ein Farbbezugs-Burstsignal mit im wesentlichen derselben Frequenz wie das unterdrückte Zwischenträgersignal modulieren;

- das Mittel zum Verarbeiten des Trainingssignals ein Mittel (2616,2618) beinhaltet, das auf das Farbbezugs-Burstsignal und auf das Trainingssignal anspricht, zum Erzeugen eines Bezugs-Oszillatorsignals; und

- das Hauptsignal-Verarbeitungsmittel ein Mittel (1342) beinhaltet, das auf das Referenz-Oszillatorsignal anspricht, zum Demodulieren der Farbinformationssignal-Unterkomponente der Hauptsignal-Komponente, um das erste und das zweite Farbdifferenzsignal zu erhalten.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der

- das durch die Quelle bereitgestellte Fernsehsignal ein Bild repräsentiert mit signifikant größerem horizontalem Detail als ein konventionelles Fernsehbild;

- die Hauptsignal-Komponente die Luminanzsignal-Unterkomponente und die Farbinformationssignal-Unterkomponente beinhaltet, die ein Bild mit im wesentlichen demselben Grad oder Pegel horizontalen Details wie das konventionelle Fernsehbild repräsentieren;

- die Hilfssignal-Komponente (YT) ein frequenzverschobenes, hochpaßgefiltertes Luminanzsignal beinhaltet, das den Unterschied oder die Differenz des Horizontal-Details zwischen dem von dem - von der Quelle bereitgestellten - Signal repräsentierten Bild und dem von der Hauptsignal- Komponente repräsentierten Bild repräsentiert und das ein Frequenzband innerhalb dem von der Hauptsignal-Komponente belegten Frequenzband belegt;

- das Mittel (1325) zum Verarbeiten des Trainingssignals ein Mittel beinhaltet, das auf das Zeit-Bezugssignal und das Referenz-Oszillatorsignal anspricht, zum Erzeugen eines Oszillator-Trägersignals;

- das Decodiermittel ein Mittel (1326) beinhaltet zum Überlagern ("heterodyning") des Oszillator-Trägersignals mit dem frequenzverschobenen, hochpaß-gefilterten Luminanzsignal, um ein hochpaßgefiltertes Luminanzsignals zu erzeugen; und

- das Kombiniermittel ein Mittel (1336) beinhaltet zum additiven Kombinieren des hochpaßgefilterten Luminanzsignals und der Hauptsignal-Komponente, um das - das verbesserte Videobild repräsentierende - Videosignal mit größerem horizontalem Detail als das koventionelle Fernsehbild zu erzeugen.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der

- das frequenzverschobene hochpaß-gefilterte Luminanzsignal der Hilfssignal- Komponente ein unterdrücktes Wechsel-Zwischenträgersignal, das eine Frequenz innerhalb des durch die Hauptsignal-Komponente belegten Frequenzbandes besitzt, moduliert;

- das Mittel (1325) zum Verarbeiten des Zeitsteuersignals ein Mittel beinhaltet, das auf das Zeit-Bezugssignal und das Oszillator-Bezugssignal anspricht, zum Regenerieren des wechselnden Zwischenträgersignals (ASC,ASC'); und

- das Decodiermittel (1326) ein Mittel beinhaltet, das auf die Hilfssignalkomponente und das regenerierte Wechsel-Zwischenträgersignal anspricht, zum Demodulieren des frequenzverschobenen, hochpaßgefilterten Luminanzsignals.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der

- das durch die Quelle bereitgestellte Fernsehsignal ein Breitschirm- oder Breitwandbild mit einem Bildseitenverhältnis größer als ein konventionelles Bildseitenverhältnis repräsentiert;

- die Hauptsignal-Komponente einen ersten, einen zweiten und einen dritten Abschnitt beinhaltet, die einen Mittenfeld- bzw. rechte und linke Seitenfeldabschnitte des Breitbilds repräsentieren, wobei der Mittenfeldabschnitt ein Bildseitenverhältnis (Aspect-Ratio) besitzt, das im wesentlichen gleich dem konventionellen Bildseitenverhältnis ist, und wobei der zweite und der dritte Abschnitt verhältnismäßig geringe Detail- Information in den Seitenfeldabschnitten des Breitbilds repräsentieren;

- die Hilfssignalkomponente (X) einen ersten und einen zweiten Abschnitt beinhaltet, die verhältnismäßig starke oder hohe Detail-Information im rechten bzw. linken Seitenfeldabschnitt des Breitbilds repräsentieren; und

- das Decodiermittel ein Mittel (1326,1328,1340) beinhaltet, das auf das Zeit- Bezugssignal anspricht, zum Abgleichen des ersten und des zweiten Abschnitts der codierten Hilfssignal-Komponente mit dem zweiten bzw. dritten Abschnitt der Hauptsignal-Komponente zum Erzeugen der decodierten Hilfssignal-Komponente.

11. System zum Steuern des relativen Zeitverhaltens ("Timing") mehrerer Signalkomponenten eines erweiterten Videosignals (augmented signal), enthaltend:

- eine Quelle (54) eines erweiterten Videosignals, das Haupt- und Hilfskomponenten-Signale enthält;

- eine Quelle eines Trainingssignals (2), das während einer gegebenen horizontalen Zeilenperiode des Videosignals auftritt und das einen vorbestimmten Zeitpunkt bezüglich einer Horizontal-Synchron-Komponente repräsentiert;

- ein Mittel (6,8) zum Kombinieren des erweiterten Videosignals und des Trainingssignals, um ein Übertragungssignal zu erzeugen;

- ein Mittel (1322), gekoppelt zum Empfang des Übertragungssignals, zum Trennen des Trainingssignals von dem Übertragungssignal;

- ein Mittel (1325) zum Verarbeiten des Trainingssignals zum Erzeugen eines Zeit-Bezugssignals, das den vorbestimmten Zeitpunkt kennzeichnet;

- ein Mittel (1324), gekoppelt zum Empfang des übertragenen Signals, zum Trennen seiner Haupt- und Hilfskomponenten-Signale;

- ein Mittel (1326,1342), ansprechend auf das Zeit-Bezugssignal, zum Abgleichen oder Ausrichten der Haupt- und Hilfssignale zum Erzeugen zeitlich abgeglichener Haupt- und Hilfssignale;

- ein Mittel (1344) zum Kombinieren der zeitlich abgeglichenen Haupt- und Hilfssignale zum Erzeugen von Videosignalen, die ein verbessertes Bild repräsentieren.

12. System nach Anspruch 11, bei dem

- die Quelle des erweiterten Videosignals beinhaltet:

-- eine Quelle (10) eines verbesserten Videosignals, das ein Breitbild mit einem Bildseitenverhältnis größer als ein übliches Bildseitenverhältnis repräsentiert;

-- ein Mittel (18) zum Trennen des verbesserten Videosignals in die Hauptund Hilfssignal-Komponenten, wobei die Hauptsignal-Komponente ein Bild mit einem üblichen Bildseitenverhältnis repräsentiert und die Hilfssignal- Komponente ein Erweiterungs- oder Verbesserungs-Signal repräsentiert zum Wiederherstellen des Breitbilds mit der Hauptsignal-Komponente;

- wobei die Quelle des Trainingssignals (2) einen Zeitgeber (Timing-Mittel) beinhaltet zum Erzeugen eines Composit-Synchronsignals mit Horizontalund Vertikal-Synchronsignal-Komponenten und einer Farbbezugs- Burstsignal-Komponente sowie des Trainingssignals, wobei der vorbestimmte Zeitpunkt in bezug auf den Impuls des Horizontal-Synchronsignals festgelegt ist; und das Mittel zum Kombinieren beinhaltet:

- ein Mittel zum Kombinieren der Haupt- und Hilfssignal-Komponente mit dem Composit-Synchronsignal zum Erzeugen eines kombinierten Signals; und

- ein Mittel (8) zum Einfügen des Trainingssignals zwischen zwei aufeinanderfolgende Impulse der Horizontal-Synchronsignal-Komponente des kombinierten Signals zum Erzeugen des übertragenen Videosignals.

13. System nach Anspruch 12, bei dem der Zeitgeber beinhaltet:

- ein Mittel (2544) zum Erzeugen eines Grund-Trainingssignals mit einem vorbestimmten zeitlichen Abstand von dem Impuls des Horizontal-Synchronsignals; und

- ein Mittel zum ganzzahligen Wiederholen des Grund-Trainingssignals zum Erzeugen des Trainingssignals.

14. System nach Anspruch 11, bei dem das Grund-Trainingssignal eine Pseudo-Zufalls-Rauschsequenz ist.

15. System nach Anspruch 12, bei dem das Grund-Trainingssignal ein zeitreversierter, allpaßgefilterter, erhöht-cosinusförmiger 2T-Impuls ist.

16. System nach Anspruch 12, bei dem

- das kombinierte Signal ein aktives Videointervall, das Bildinformation enthält, und ein vertikales Austastintervall, welches keine Bildinformation enthält, beinhaltet; und

- das Trainingssignal innerhalb des aktiven Videointervalls auftritt.

17. System nach Anspruch 13, bei dem das Mittel zum Verarbeiten des Trainingssignals beinhaltet:

- ein Abtastwert-Akkumulationsmittel (2644,2646), gekoppelt mit dem Mittel zum Abtrennen des Trainingssignals von dem übertragenen Signal, zum Kombinieren von Zeitpunkten oder Beispielen des wiederholten Grund- oder Basis-Trainingssignals aus dem Trainingssignal zum Erzeugen eines akkumulierten Grund-Trainingssignals; und

- ein Mittel (2640,2650) zum Korrelieren des akkumulierten Grund- oder Basis- Trainingssignals mit einem Bezugs-Trainingssignal zum Erzeugen des Zeit-Bezugssignals.

18. System nach Anspruch 16, bei dem

- das Trainingssignal In-Phasen- und Quadratur-Phasen-Komponenten enthält;

- das Abtastwert-Akkumulatormittel ein Mittel beinhaltet zum getrennten Kombinieren der wiederholten Beispiele oder Zeitpunkte (Instances) der Gleichphasen- bzw. Quadraturphasen-Komponente(n) des Trainingssignals zum Erzeugen von Gleichphasen- bzw. Quadraturphasen-Akkumulator- Grund-Trainingssignal(en); und

- das Mittel zum Korrelieren ein Komplexwert-Korrelationsmittel beinhaltet zum Korrelieren eines ersten komplexen Signals, das die Gleichphasenbzw. Quadraturphasen-Akkumulator-Grund-Trainingssignale enthält, mit einem zweiten komplexen Signal, das Gleichphasen- bzw. Quadraturphasen-Bezugs-Trainingssignale enthält, um das Zeit- Bezugssignal zu erzeugen.