JP2980205B2 - 拡張されたビデオ信号の複数の信号成分の相対的タイミングを制御する装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、追加信号を含んでいるテレビジョン信号、
即ち拡張された（augmented）テレビジョン信号の各成
分信号の同期をとり、受像機で適正に合成して改良され
た高品質の画像を再生するシステムおよび装置に関す
る。

通常のテレビ受像機、例えば米国その他の国で採用さ
れているNTSC標準方式を採用している受像機ではアスペ
クト比（表示された画像の横対縦の比）は4:3となって
いる。近年になってテレビ受像機システムにおいてはよ
り大きいアスペクト比、例えば2:1、16:9、或は5:3等を
採用することに関心が持たれている。これは通常のテレ
ビ受像機の4:3のアスペクト比よりも大きいアスペクト
比の方が人間の目のアスペクト比に近いからである。5:
3のアスペクト比を有する画像は、映画のアスペクト比
に近いので特に注目を集めている。しかし、単に通常の
方式よりもアスペクト比を大きくした信号を送るだけの
ワイドスクリーン・テレビジョン方式では通常のアスペ
クト比を有する受像機とは両立しない（コンパチブルで
ない）。これがワイドスクリーン方式が広く採用される
のに障害となっている。

従って、通常のテレビ受像機とコンパチブルなワイド
スクリーン方式が望ましい。このような方式の１つとし
てC.H.ストロール（Strolle）氏、他による1987年７月2
7日出願の米国特許（出願番号No.078,150）「コンパチ
ブル・ワイドスクリーン・テレビジョン・システム（Co
mpatible Widescreen Television System）」が発表さ
れている。

さらに、このようなコンパチブル・ワイドスクリーン
方式においては、表示された画像がさらに細部まで見ら
れるように高性能化し、高鮮明化する手段が設けられて
いることが望ましい。例えば、ワイドスクリーン方式と
してのEDTV（高鮮明度テレビジョン）に、順次走査画像
を供給する装置を、設けることができる。

EDTV方式においては、現在のテレビジョン基準では使
用されていない、或は効率的に使用されていないビデオ
スペクトルの一部に画像の細部を表示する信号を挿入す
ることが提案されている。このような提案の１つとして
1987年４月21日公告のT.フキヌキ（Fukinuki）氏の米国
特許（特許番号No.4,660,072）を参考文献として挙げ
る。第２の提案として、IEEE、Transactions on Consum
er Electronics、1987年８月号、頁173〜180にY.ヤスモ
ト氏、他により発表された「逆ナイキスト・フィルタに
よるビデオ搬送波の直交変調を用いた高鮮明度テレビジ
ョン・システム（An Extended Definition Television
System Using Quadrature Modulation of the Video Ca
rrier with Inverse Nyquist Filter）」という論文を
参考として挙げる。また、第３の提案として、IEEE、Tr
ansactions on Consumer Electronics、1988年２月号、
頁111〜120にM.A.イスナーディ（Isnardi）氏、他によ
り発表された「ACTVシステムにおける復号問題（Decodi
ng Issues in the Active System）」という論文を参考
として挙げる。

フキヌキ氏の提案では、比較的高い周波数情報を元の
高精細度ビデオ信号から分離し、低い周波数帯域に周波
数変換し、その後通常のビデオ信号の周波数スペクトル
範囲内にある交番副搬送波に変調する。この交番副搬送
波信号は、通常の複合（混成）ビデオ信号で使用されて
いる色副搬送波と同様に水平走査周波数の２分の１の奇
数倍になっているが、色副搬送波信号と異なって各フィ
ールド毎に180゜位相が反転する。この変調された交番
副搬送波信号は受像機において実質的に復元することが
できる。

受像機においては、変調された交番副搬送波から高解
像度信号を取出して元の周波数帯域に戻し、通常の復号
（デコード）された輝度（ルミナンス）信号に追加して
高精細度輝度信号が生成される。

ヤスモト氏他の提案では、高周波数輝度情報または送
信画像のアスペクト比を4:3から例えば5:3に拡張するの
に必要な側部パネル情報のいずれかを表す高性能化（改
良）信号を使用する。この高性能化信号は、その周波数
が低周波帯域を占有するように変換され、さらに送信さ
れるビデオ信号の画像搬送信号に対して直交位相関係に
ある搬送波を変調する。

受像機において、この高性能信号はビデオ信号を同期
復調することにより復元される。復元された信号は元の
周波数帯域を占めるように周波数変換されて、通常の処
理をしたビデオ信号と合成して改良された高品質（高精
細度、或はワイドスクリーン）ビデオ信号が生成され
る。

イスナーディ氏他の提案では、ワイドスクリーン画像
の側部パネルの低周波情報をコンパチブルNTSC方式テレ
ビジョン信号の水平過走査（オーバスキャン）領域に圧
縮する。側部パネルの高周波情報および全ワイドスクリ
ーン画像の高周波情報は、フィールド毎に180゜位相が
反転する飛越走査（インタレース）搬送波を直交変調す
る。飛越走査信号から順次走査画像を再構成するために
用いられる第４の信号成分は、合成された最初の３つの
成分と共にビデオ搬送信号を直交変調する。

受像機側においては、４つの信号成分を復元するため
に同期復調およびフレーム内処理を組合わせて行う。こ
れらの成分は合成されて高鮮明度テレビジョン信号が生
成される。

上述のいずれの方式においても、送信機および受像機
において高性能化信号を周波数変換するのに用いる信号
に、或は高鮮明度および／またはアスペクト比増大形画
像用の側部パネル部および中央パネル部情報の相対的な
画素（ピクセル）位置を決定するのに用いる信号に、僅
かなタイミング誤差を発生し易い。これらのタイミング
誤差は再生された高品質画像に歪みを発生させ、例え
ば、細部情報の暗部領域を誤って明るくしたり、広いア
スペクト比画像の側部パネル領域と中央パネル領域との
境界部に目に見える継目を発生させる。

本発明は、受信後の種々の拡張されたビデオ信号の同
期をとるための装置として実施される。その装置は、或
る時点を指示するトレーニング信号を発生する回路をビ
デオ信号発生装置に含み、さらにそのトレーニング信号
を拡張されたビデオ信号に付加する回路を含んでいる。
受像機側では、その装置は上記拡張されたビデオ信号中
のトレーニング信号成分を処理して基準時間信号を発生
する回路と、上記拡張されたビデオ信号の各成分をこの
基準時間信号に対して整合させる回路とを含んでいる。

第１図は本発明によるコンパチブル・ワイドスクリー
ンEDTVエンコーダ・システムの一般的な概念を示す図で
ある。

第1a図は開示されたシステムのエンコーダの詳細を示
すブロック図である。

第1b〜1e図は、開示されたシステムの動作を理解する
のに役立つ図である。

第２〜５図は開示されたシステムの動作を理解するの
に役立つ信号波形と図である。

第13図は本発明のデコーダ装置を含むワイドスクリー
ンEDTV受像機部分のブロック図である。

第６〜12図および第14〜27図は、開示されたシステム
の細部を示す図である。

図面において、１本の矢印は多重のディジタル・ビッ
ト情報を並列に伝送するバスライン、或はアナログ信号
または１ビットのディジタル信号を伝送する信号路を表
す。バスまたは信号路で伝送されるその信号の形態につ
いてはそれを説明する箇所で明らかにしていく。この分
野の専門家には明らかなように、信号路のある部分には
補償遅延回路が必要になる。この種の遅延装置について
は記載を簡明にするために省略した。

第１図のシステムは、先に参照したイスナーディ氏他
の文献で用いられているエンコーダ（符号化器）と実質
的に同一である。

このシステムにおいて、第1a図の鮮明なシステムと共
通の要素には同じ参照符号または番号を付している。第
１図に示すように、左右および中央部パネル情報を含む
原（元の）ワイドスクリーン順次走査信号は、４種類の
別々の符号化成分を生成するように処理される。この４
種類の成分は、第１図に概念的に画像表示形式で図示さ
れている。第１の成分（成分１）は、時間伸張された中
央パネル部画素データと時間圧縮された側部パネル部画
素データとを含んでおり、処理されたルミナンス信号の
帯域幅がNTSCのルミナンス信号の帯域幅4.2MHzを越えな
いように処理される。この信号はNTSC基準形式でカラー
符号化される。この信号のルミナンス成分とクロミナン
ス成分は、予め濾波され（例えば櫛形フィルタを用い
て）て、標準形NTSC受像機とワイドスクリーン形受像機
の双方において改善されたルミナンス−クロミナンス間
分離を形成する。この第１の成分の処理において、側部
パネル部と中央パネル部を表す信号成分の相対的タイミ
ング関係は重要である。これらの成分の相対的タイミン
グ関係に僅かでも誤差があれば、再生画像中に目に見え
る継目が発生し得る。

側部パネルの高周波数情報を含む第２の成分（成分
２）は、時間伸張されてその水平帯域幅が約1.1MHzに圧
縮される。この成分は空間的には主信号（第１の成分）
との相関性がなく、標準NTSC形受像機で見えないように
マスクすることに特に注意が払われている。この注意点
を次に述べる。側部パネル部および中央部パネル部の信
号成分の相対的タイミング関係は、第２の信号成分でも
同様に重要である。また、後述するように第２の信号成
分は第３の信号成分（成分３）と共に交番副搬送波を直
交変調するので、この交番副搬送波は送信側と受信側と
の間で位相が正確に一致していることが望ましい。

中央パネル領域の5.0〜6.2MHzの拡張されたルミナン
ス情報は第３の成分に含まれる。この成分は０〜1.2MHz
の周波数領域を占めるように先ずヘテロダインされ、さ
らに標準の4:3形式にマッピングされる。マッピング動
作は、第３の成分を、主信号（第１の信号成分）と空間
的に相関させて標準NTSC形受像機で見えないようにマス
クする。第３の成分の圧縮された側部パネル情報は中央
部の情報（０〜1.2MHz）の６分の１の帯域幅を占める。
第３の成分については、側部パネル信号と中央部パネル
信号の相対的タイミング関係、交番副搬送波信号の位
相、および第３の成分の周波数スペクトルを５〜6.2MHz
と０〜1.2MHzとの間で移動させるのに使用する5MHzの信
号の周波数および位相が、全て非常に重要である。

第３の成分の処理は、前述のように中央パネル部分を
伸張し側部パネル部分を圧縮する代わりに、第３の信号
成分の１つのフィールド全体を中央パネル領域に圧縮す
ると簡単になる。この代替技術を用いると、中央部の解
像度が僅かに低下し、側部パネルの解像度が向上する
が、受像機において第３の成分を復号するのに用いる回
路が簡単になる。さらにこのような修正を行うと、第３
の成分の信号を処理する回路が、画像の側部および中央
パネル部分を表す信号の相対的タイミングに対して敏感
でなく（影響されにくく）なる。

第４の成分（成分４）は受信した飛越走査信号を順次
走査フォーマット（形式）に変換するのに使用する垂直
−時間ヘルパ（helper）信号である。この信号は、標準
4:3形式にマッピングされて主信号成分との相関が取ら
れ、それにより標準NTSC形受像機で見えないように可視
性がマスクされる。垂直−時間ヘルパ信号はその水平の
帯域幅が750KHzに制限される。

第１図において、第１、第２および第３の成分は、ワ
イドスクリーン受像機内で、それぞれフレーム内平均器
38、64、76（垂直−時間（Ｖ−Ｔ）フィルタ）によって
主信号成分と補助信号成分との間のＶ−Ｔクロストーク
を除去する処理が行われる。第１の成分は約1.5MHz以上
についてだけフレーム内平均化が施される。フレーム内
平均された第２および第３の成分ＸとＺは、非線形的に
振幅圧縮され、その後ブロック80において各ライン毎に
また各フィールド毎に180゜位相が反転する3.108MHzの
交番副搬送波ASCを直交変調するのに用いられる。ブロ
ック80からの変調された信号（Ｍ）は、加算器40におい
てフレーム内平均された第１の成分（Ｎ）に加算され
る。加算器40から供給された出力信号は、4.2MHzの帯域
幅を有するベースバンド信号（NTSCF）である。送信器
側で供給された信号に受像機側を同期させるために、複
合同期信号とフィールドの各水平ライン上の最初の画素
のタイミングを規定するトレーニング信号とが後述する
ように信号NTSCFに挿入される。この信号NTSCFとフィル
タ79からの750KHz以下の低域通過濾波された第４の成分
（YTN）とが、ブロック57で高周波（RF）画像搬送波を
直交変調して、NTSCコンパチブル高周波信号が生成され
る。この信号は、標準NTSC形受像機またはワイドスクリ
ーン順次走査受像機に向けて単一の標準帯域幅の放送チ
ャンネルを介して送信される。

標準NTSC形受像機でこの信号を受信すると、主信号
（第１の成分）の中央パネル部分のみが表示される。第
２および第３の成分は通常の視距離および普通の画像制
御設定では知覚されない小振幅の干渉パターン（像）を
発生させることがある。第４の成分は受像機の同期ビデ
オ検波器で完全に除去できる。包絡線検波器を用いる受
像機では、第４の成分は、主信号と相関されているの
で、処理されても知覚されない。

第1b図は、開示された補助情報を含むEDTVワイドスク
リーン・システムの高周波（RF）スペクトルと、標準NT
SC形方式の高周波スペクトルとを比較して図示してい
る。開示されたシステムのスペクトルにおいて、側部パ
ネル高周波数情報と追加高周波数水平ルミナンス細部情
報は、交番幅搬送波（ASC）周波数3.108MHzの両側に約
1.1MHzの幅で広がっている。Ｖ−Ｔヘルパ信号情報（成
分４）は主信号画像搬送周波数の両側に750KHzの幅で広
がっている。

ワイドスクリーン順次走査形受像機には、元のワイド
スクリーン順次走査信号を再構成するための装置が含ま
れている。標準NTSC形信号と比較して、再構成されたワ
イドスクリーン信号は、標準NTSCの解像度を有する左右
の側部パネル部を有し、特に静止画像部分について優れ
た水平および垂直細部輝度情報を備えた4:3アスペクト
比中央パネル部を有する。

第１、第２、第３および第４の信号成分の生成と処理
に関連する信号処理に対して２つの基本的事項、即ち、
既存の受像機とのコンパチビリティと、既存の受像機で
の復元性と、が考慮されている。

完全なコンパチビリティとは、既存の標準受像機でワ
イドスクリーンEDTV信号を受信しても、特別な付加装置
を用いずに標準画像を再生することができるような、受
像機と送信機間のコンパチビリティを意味する。ここで
意味するコンパチビリティとは、例えば、送信機での画
像走査形式は受像機での画像走査形式と実質的に同一で
あるか、或は違いが許容範囲内であることを必要とす
る。コンパチビリティは、さらに付加された余分の非標
準の信号成分が、標準受像機で再生された画像からは物
理的に或は視覚的に隠されていることが望ましいことを
意味する。後者の意味のコンパチビリティを達成するた
め、ここで開示されたシステムは補助成分を隠蔽するた
めに以下述べるような技術を用いる。

第１、第２および第３の成分をワイドスクリーン順次
走査受像機で復元するために、送信側と受像機側でフレ
ーム内平均法が使用されている。フレーム内平均は、後
で効率よくかつ正確に復元されるように合成された２つ
の信号を１つの信号に条件づける（調整する）技術であ
る。この目的のために用いる信号の条件付けの方法に
は、フィールドに関する２つの信号を基本的に同一とす
ることが含まれている。フレーム内平均法はこの目的を
達成するのに好都合な技術である。しかし、他の技術も
適用できる。フレーム内平均法は、基本的には時間変化
するディジタル前段濾波および後段濾波からなる線形的
処理である。

時間領域でのフレーム内平均の処理法の概要が第1c図
に示されている。この図において、262H離れた２対の画
素（Ａ、ＢとＣ、Ｄ）を平均することにより２つのフィ
ールドが同一となる。その平均値によって、各々対にな
っている元の両方の値が置換される。第1d図は、第１図
のシステムにおけるフレーム内平均処理を図示してい
る。先ず第２および第３の成分から説明をすると、262H
離れた画素対の平均値（例えばX1、X3およびZ1、Z3）に
よって元の画素値が置換される。このＶ−Ｔ平均法はフ
レーム内だけで行われ、フレームの境界を越えて行われ
ることはない。第１の成分について、フレーム内平均は
約1.5MHz以上の情報についてのみ行われ、低い周波数の
垂直細部情報については影響を受けない。第１および第
２の成分については、フレーム内平均はルミナンス
（Ｙ）およびクロミナンス（Ｃ）成分を含む複合信号の
クロミナンス帯域について行われる。複合信号のクロミ
ナンス成分は、262H離れた画素間ではカラー副搬送波に
関して同相であるのでフレーム内平均の処理を行っても
残っている。しかし、新しい交番副搬送波の位相は、26
2H離れた画素に対しては丁度反対位相になるよう制御さ
れている。このようにして第２および第３の成分（直交
変調後）はユニット40で第１の成分に加算されると、26
2H離れた画素は（Ｍ＋Ａ）と（Ｍ−Ａ）という形で表さ
れる。ここでＭは1.5MHz以上の主複合信号のサンプル値
を、Ａは補助変調信号のサンプル値を示す。

フレーム内平均によってＶ−Ｔクロストークは動きを
伴った画像においても事実上除去される。受像機側で
は、以下述べるように同じフレーム内で262H離れた画素
サンプルの平均値を取り、かつ差分を取ることにより主
信号および補助信号を正確に、即ちクロストークなしに
復元するのは簡単である。また受像機では第２および第
３の成分は直交復調により分離され、第４の成分は同期
RF検波器を用いて直交復調することによって復元され
る。

ワイドスクリーンEDTV受像機では、トレーニング信号
と４種類のビデオ信号成分を復元した後、複合信号はNT
SC信号に復号され、さらにルミナンス成分およびクロミ
ナンス成分に分離される。トレーニング信号から得られ
たタイミングデータを用いて、ワイドスクリーンのアス
ペクト比を復元するため全ての成分について逆マッピン
グを行い、側部パネルの高周波数情報と低周波数情報と
を合成して完全な側部パネルの解像度を復元する。拡張
された高周波ルミナンス細部情報は、元の周波数領域に
移され、ヘルパ信号の支援を受けて時間補間（挿入）法
を用いて順次走査フォーマットに変換されたルミナンス
信号に追加される。クロミナンス信号は、他の支援を受
けずに時間的補間法を用いて順次走査フォーマットに変
換される。最後に、順次走査ルミナンスおよびクロミナ
ンス信号がアナログ形式に変換され、ワイドスクリーン
順次走査表示装置に表示するためにマトリックス処理さ
れてＲ、Ｇ、Ｂ色画像信号が生成される。

第1a図のコンパチブル・ワイドスクリーン符号化シス
テムを説明する前に、第２図の信号波形ＡおよびＢにつ
いて述べる。信号Ａは、5:3アスペクト比のワイドスク
リーン信号で、信号Ｂとして示された4:3アスペクト比
の標準NTSCコンパチブル信号に変換される。ワイドスク
リーン信号ADは、期間TCを占める１次画像情報に関連す
る中央パネル部分と、期間TSを占める２次画像情報に関
連する左右の側部パネル部分とからなる。この例では、
左と右の側部パネルは、互いに実質的に等しいアスペク
ト比を呈し、そのアスペクト比は２つの間の中央に位置
する中央パネルのアスペクト比より小さい。

ワイドスクリーンEDTV符号化（エンコード）システム
の詳細が第1a図に示されている。第1a図を参照すると、
スタジオ・タイミング信号発生器２から供給された複合
同期信号CCPSによって同期がとられる典型的なワイドス
クリーン順次走査カメラ10は、525ライン／フィール
ド、60フィールド／秒で、Ｒ、Ｇ、Ｂ成分を含んだ5:3
アスペクト比のワイドスクリーンカラー信号を生成す
る。ワイドスクリーンカメラ10は、標準NTSC形カメラと
比較してアスペクト比が大きくかつビデオ帯域幅が大き
い。

第１図の符号化システムで処理されたカラービデオ信
号は、ルミナンス信号成分とクロミナンス信号成分の両
方を含んでいる。ルミナンスおよびクロミナンス信号は
低周波数情報と高周波数情報の両方を含んでいる。以
下、これらをそれぞれ「低周波数情報（lows）」と「高
周波数情報（highs）」という。

カメラ10で生成された広帯域ワイドスクリーン順次走
査カラービデオ信号は、マトリックス回路12でマトリッ
クス処理されて、Ｒ、Ｇ、Ｂ色信号からルミナンス成分
Ｙおよび色差信号成分Ｉ、Ｑが導出される。広帯域信号
Ｙ、Ｉ、Ｑは、クロミナンス副搬送波周波数ｆscの８倍
の周波数（８×ｆsc）でサンプリングされ、ADCユニッ
ト14に含まれた個々のアナログ−ディジタル変換器によ
って個々にアナログ形式からディジタル形式（２値形
式）に変換される。次いで、ディジタルのＹ、Ｉ、Ｑ信
号は、フィルタユニット16中の各別の垂直−時間（Ｖ−
Ｔ）低域濾波器により濾波されて、信号YF、IF、QFが生
成される。これらの信号は第２図に示された波形Ａの形
を示す。各別のＶ−Ｔフィルタは後述する第10d図の形
式の線形時間不変形フィルタである。これらのフィルタ
は、垂直−時間の解像度、特に斜めのＶ−Ｔ解像度を僅
かに低下させて、順次走査から飛越走査に変換した後の
主信号に含まれる飛越走査による不要なアーティファク
ト（例えばフリッカ、ぎざぎざ端部、その他のエーリア
シング関連効果）の生成を防止する。これらのフィルタ
は画像の静止部分に対しては実質的に完全な垂直解像度
を維持する。

第10d図に示すフィルタにおいて、順次走査信号T3の
サンプルは、１つ前と１つ後の画像水平走査ラインを表
す信号（それぞれT4とT2）の対応するサンプルと、１つ
前と１つ後の画像フレーム表す信号（それぞれT5とT1）
の対応するサンプルとの平均が取られて、順次走査出力
のサンプルが生成される。信号T1、T2、T3、T4、T5のサ
ンプルの重み（加重）係数はそれぞれ1/8、1/8、1/2、1
/8、1/8である。

濾波器回路16からの順次走査信号は０〜14.32MHzの帯
域幅を有し、順次（Ｐ）−飛越（Ｉ）走査変換器17a、1
7b、17cの手段によってそれぞれ2:1飛越走査信号に変換
される。ルミナンス信号YF、および色差信号IF、QFをＰ
からＩに走査変換するそれぞれの変換器17cおよび17a、
17bの代表例が第22図および第23図にそれぞれ示されて
いる。第22図は、垂直（Ｖ）−時間（Ｔ）平面における
サンプルＡ、Ｂ、ＣおよびＸを有する順次走査入力信号
YFの一部を図示している。第22図に示された変換器にお
いて、信号YFは素子2210、2212からなる525Hの連続した
遅延素子を通って、サンプルＢに対して遅延したサンプ
ルＸおよびＡが生成される。サンプルＢとＡとは、２フ
ィールド期間分時間差があり、加算器2214で加算され、
その加算結果が２分割回路2216に供給される。回路2216
の出力信号が回路2218においてサンプルＸから減算され
て、信号YTが生成される。この信号はスイッチ2220の１
つの入力端子に供給される。スイッチ2220の他の入力端
子は、遅延素子2210の出力の遅延信号YFを受入れる。ス
イッチ2220は飛越走査の水平ライン走査レート（周波
数）の２倍で動作しその出力信号をデュアルポート（双
端子）メモリ2222に供給する。メモリ2222は読出し制御
信号（READ）および書込み制御信号（WRITE）により制
御されて、スイッチ2220によって供給されるサンプルを
8fscのレートで記憶し、サンプル値YF′およびYTを4fsc
のレートで並列に供給する。信号READ、WRITEは、例え
ばスタジオタイミング信号発生器２によって供給される
4fsc、8fscの信号でよい。

第22図の変換器は誤差予測回路を含んでいる。メモリ
2222の１つの出力信号YF′は、予め濾波された順次走査
ルミナンス成分の飛越走査されサブサンプルされたもの
である。第22図の回路の他の出力信号YTは、画像のフレ
ーム間差分情報から取り出された垂直−時間情報を含
み、順次（Ｐ）から飛越（Ｉ）への変換処理では除去さ
れるルミナンス・サンプルの実際値と予測値との間の時
間予測誤差を表している。信号YTは受像機において順次
走査信号を再構成するのを支援するルミナンス「ヘル
パ」信号を表す。信号YTは、基本的に受像器における非
静止画像信号について発生することが予期される誤差を
補償するものである。画像の静止部分について、その画
像領域の画素値はフレーム間で変化しないので誤差は０
（零）である。第2a図はヘルパ信号YTを発生するための
アルゴリズムを図示している。クロミナンス・ヘルパ信
号は実際問題としては必要ないことが分かっている。こ
れは人間の目はクロミナンスの垂直または時間細部が欠
如していてもこれに敏感でないことによる。

第23図において、順次走査色差信号IF（またはQF）
は、デュアルポートメモリ2312に供給される前に525H遅
延素子2310に供給される。交互のサンプルラインは、メ
モリ2312に8fscのレートで書込まれメモリから4fscのレ
ートで読出されて、飛越走査出力信号IF′（またはQ
F′）が供給される。

また、第23図にはサンプルＣおよびＸに関係する第１
と第２のラインを有する順次走査入力信号の波形と、飛
越走査出力信号（サンプルＣを有し、H/2のレートで引
伸ばされた第１のライン）が図示されている。デュアル
ポートメモリ2312は入力信号の第１のラインのサンプル
Ｃのみを引伸ばされた形式で出力する。

飛越走査信号に対する水平走査レートは順次走査信号
の水平走査レートの半分なので、変換器17a〜17cの出力
信号IF′、QF′、YF′は、０〜7.16MHzの帯域幅を有す
る。順次走査信号は、変換処理において2:1の飛越走査
の主信号を生成するために、利用できる画素サンプルの
半分を取ってサブサンプルが生成される。具体的には、
各順次走査信号は、各フィールト毎に奇数ラインまたは
偶数ラインのいずれかを保持して、4fsc（14.32MHz）の
レートで保持した画素を読出すことにより2:1の飛越走
査フォーマットに変換される。その後の全ての飛越走査
信号のディジタル処理は4fscのレートで行われる。

第1a図を参照すると、回路17cで生成したヘルパ信号Y
Tは、第４の成分のヘルパ信号を第１の成分の主信号と
相関させるために、画像の側部パネル領域に相当する画
素値を圧縮し、中央パネル領域に相当する画素値を伸張
するフォーマット・エンコーダ78に供給する。フォーマ
ット・エンコーダ78から供給される信号は、750KHzの水
平低域通過濾波器（LPF）79で水平低域濾波されてヘル
パ信号YTNとして伝達される。このヘルパ信号が、RF画
像搬送波を変調するときに、放送スペクトル中の隣の低
いチャンネルと干渉を起こすのを防止するためにこのヘ
ルパ信号を750KHzに帯域幅を制限するのが望ましい。

第1a図を参照すると、変換器17a〜17cからの飛越走査
ワイドスクリーン信号IF′、QF′、YF′はそれぞれ水平
低域通過濾波器19a、19b、19cで濾波されて０〜600KHz
の帯域幅を有する信号IF′、QF″と０〜5MHzの帯域幅を
有する信号YF″が生成される。これらの信号は、次に側
部−中央部信号分離器・処理器ユニット18に関連するフ
ォーマット符号化装置によって各信号を4:3フォーマッ
トに符号化するフォーマット符号化処理を受ける。処理
器18として用いられる典型的な回路を第６図に示す。

第６図において、信号YF″は０〜700KHzの通過帯域を
有する水平低域通過濾波器610に供給されて、低周波数
ルミナンス信号YLが生成される。信号YLは減算的合成器
612の減算入力部に供給される。また、信号YF″は濾波
器610を通過する際の処理遅延時間を補償する遅延素子6
14に供給される。遅延素子614で遅延したYF″信号は減
算的合成器612の被減算入力部に供給される。減算的合
成器612の出力信号は周波数帯域700KHz〜5MHzを占有す
るルミナンス信号YHOである。

遅延信号YF″と信号YHO、YLとは、信号YF″、YHO、YL
をそれぞれ処理するデマルチプレクス（DEMUX）ユニッ
ト618、620、621を含むデマルチプレクス装置の各別の
入力に供給される。デマルチプレクス装置616の詳細を
以下第８図を参照して説明する。デマルチプレクス・ユ
ニット618、620、621は、第３図、第４図で図示したよ
うに、それぞれ全体域幅の中央パネル信号YC、側部パネ
ル高周波信号YH、および側部パネル低周波数信号YL′を
出力する。

信号YCは時間伸張器622によって時間伸張されて、信
号YEが生成される。信号YCは左右の水平過走査（オーバ
スキャン）領域に充分な余地を残す中央部伸張率（係
数）で時間伸張される。中央部伸張率（1.19）は第３図
に示すように意図している信号YE（画素15〜740）の幅
と信号YC（画素75〜680）の幅の比である。

信号YL′は時間圧縮器628による側部圧縮率で圧縮さ
れて、信号YOが生成される。側部圧縮率（6.0）は、第
３図に示すような信号YL′の対応する幅（例えば、左画
素１〜84）と信号YOの意図した幅（例えば、左画素１〜
14）との比である。時間伸張器622と時間圧縮器628は以
下に説明する第12図に示す形式のものでよい。

信号IE、IH、IOとQE、QH、QOは、信号YE、YH、YOが第
６図の装置で生成されたのと同様にして信号IF′、QF″
からそれぞれ生成される。この観点から、信号IF″から
信号IE、IH、IOを生成する第７図の装置を参照する。同
様に信号QE、QH、QOは信号QF″から生成される。第６図
の低域濾波器610の通過帯域が０〜700KHzであるのに対
して、第７図の回路では低域濾波器710が０〜83KHZの通
過帯域を有することを除けば、第７図の回路は第６図に
示したのと同じである。

第８図には、第６図の装置616、および第７図の装置7
16で使われていたのと同様のデマルチプレクスDEMUX装
置が示されている。第８図の装置は、第６図のデマルチ
プレクスDEMUX616との関係で説明されている。入力信号
YF″は画像情報を規定する754画素を含んでいる。画素
１〜84は左パネルを表し、画素671〜754は右パネルを表
し、画素75〜680は中央パネルを表し、中央パネルは一
部僅かに左右のパネルとオーバラップ（重複）してい
る。信号IF″、QF″も同様のオーバラップを示す。後で
説明するが、このようなパネルのオーバラップは受像機
側において境界部のアーティファクトを実質的に除去し
て中央部および側部パネルを合成し、或は継ぎ足す機能
を有することが分かっている。

DEMUX装置816は、左、中央、右のパネル情報に関係し
たそれぞれ第１、第２および第３のデマルチプレクサ・
ユニット810、812、814を含んでいる。各DEMUXユニット
は信号YH、YF″、YLがそれぞれ供給される入力端子Ａと
ブランキング（帰線消去）信号（BLK）の入力端子Ｂを
有する。ブランキング信号は、例えば黒の画像を再生す
るレベル（即ち、０ IRE）である。ユニット810はその
信号選択入力端子（SEL）が計数比較器817から第１の制
御レベル信号を受入れている限り、入力信号YHから左右
の高周波数情報を含む出力信号YHを出力する。このレベ
ルは左パネル画素１〜84と右パネル画素671〜754が存在
することを示している。その他の時間では計数比較器81
7からの第２の制御レベルによって、入力端子Ａの信号Y
Hではなくて入力端子ＢのBLK信号をユニット810の出力
に結合させる。ユニット814および計数比較器820は信号
YLから側部パネル低周波数情報信号YL′を取出すため同
様な方法で動作する。ユニット812は、計数比較器818か
らの制御信号が中央部パネル部画素75〜680が存在する
ことを示しているときに限り、信号YF″を入力端子Ａか
ら出力に結合して中央パネル信号YCを生成する。

計数比較器817、818、820は、クロミナンス副搬送波
周波数の４倍のクロック信号（4fsc）と、スタジオタイ
ミング信号発生器２によって供給される同期パルス信号
Ｈとに応動するカウンタ822からの計数出力信号によっ
て、ビデオ信号YF″に対して同期を取っている。カウン
タ822からの各出力計数値は水平ラインに沿った画素位
置に対応する。信号Ｈは、画素１の出現する１画素期間
前にカウンタ822をリセットする時間基準信号となって
いる。再生された画像の側部と中央部パネルの境界の目
に見える継目を無くするため、信号Ｈは、処理されたビ
デオ信号と同期していることが望ましい。信号Ｈを発生
する装置を第25図を参照して以下説明する。

第12図は、第６図および第７図の時間伸張器と時間圧
縮器に使用されるラスタマッピング装置を示す。これに
関連して先ず第12a図のマッピング処理を図示する波形
について述べる。第12a図は、時間伸張処理により出力
波形Ｗの画素位置15〜740にマッピングされるように意
図した画素75〜680間の中央部分を有する入力信号波形
Ｓを示している。波形Ｓの端部画素75と680は、波形Ｗ
の端部画素15と740に直接マッピングされる。中間の画
素は時間伸張されるので直接1:1対応でマッピングされ
るのではない。多くの場合、整数対応ではマッピングさ
れない。これについて図で説明すると、例えば、入力波
形Ｓの画素位置76.67が出力波形Ｗの整数画素位置17に
対応する。

第12図において、4fscのレートで動作する画素カウン
タ1210は出力ラスタ上の画素位置（１……754）で示す
書込みアドレスWRITE ADDRESS出力信号Ｍを出力する。
信号Ｍは、実行されるラスタ・マッピングの特性、例え
ば圧縮または伸張に応じたプログラム値を含んだルック
アップ・テーブルを記憶したPROM（Programmable Read
Only Memory）1212に供給される。PROM1212は、信号Ｍ
に応答して整数値を表すREAD ADDRESS信号Ｎを出力する
と共に、０以上１未満の分数を表す出力信号DXを出力す
る。DXに６ビットを用いると、DX＝2⁶＝64なので、信号
DXは分数０、1/64、2/64、3/64……63/64を呈する。

信号の伸張を行うときには、PROM1212は例えば信号Ｍ
よりも遅い速度（レート）で値が増加する信号Ｎを発生
するように構成されている。逆の信号圧縮を行うときに
は、PROM1212は信号Ｍよりも速い速度で値が増加する信
号Ｎを発生する。

ビデオ入力信号Ｓは、信号YC、IC、QC、Y_L′、I_L′、
Q_L′のうちのいずれでもよく、直列に配置された画素遅
延素子1214a、1214b、1214cによって遅延されて、ビデ
オ入力信号の互いに遅延した形式のビデオ信号Ｓ（Ｎ＋
２）、Ｓ（Ｎ＋１）、Ｓ（Ｎ）が供給される。これらの
信号は、周知のように、それぞれデュアルポートメモリ
1216a〜1216dのビデオ信号入力端子に供給される。信号
Ｍは各メモリ1216a〜1216dの書込みアドレス入力端子に
供給され、信号Ｎは各メモリ1216a〜1216dの読出しアド
レス入力端子に供給される。信号Ｍは入来ビデオ信号情
報をメモリのどこに書込むかを決定する。また、信号Ｎ
はメモリのどの値を読出すべきかを決定する。メモリは
同時に１つのアドレスに書込みながら他のアドレスから
読出すことができる。

メモリ1216a〜1216dからの信号Ｓ（Ｎ−１）、Ｓ
（Ｎ）、Ｓ（Ｎ＋１）、Ｓ（Ｎ＋２）は、ピーキング濾
波器1220、1222、PROM1225および２点線形補間器（内挿
器）1230からなる４点線形補間器で処理される。その詳
細は第12b、12c図に示す。ピーキング濾波器1220、1222
は、図示の信号Ｓ（Ｎ−１）、Ｓ（Ｎ）、Ｓ（Ｎ＋
１）、Ｓ（Ｎ＋２）からなる信号群からの３つの信号と
ピーキング信号PXとを受取る。ピーキング信号PXの値
は、第12d図に示すように信号DXの値の関数として０か
ら１までの間で変化し、信号DXに応答してPROM1225から
供給される。PROM1225は、ルックアップ・テーブルを含
み、所与のDX値に応じて所定のPX値を発生するようにプ
ログラムされている。

ピーキング濾波器1220、1222は、それぞれピーキング
され互いに遅延したビデオ信号Ｓ′（Ｎ）、Ｓ′（Ｎ＋
１）を、他に信号DXを受取る２点線形補間器1230に供給
する。補間器1230は（圧縮或は伸張された）ビデオ出力
信号を生成する。出力信号Ｗは次の式で表現される。

Ｗ＝Ｓ′（Ｎ）＋DX〔Ｓ′（Ｎ＋１）−Ｓ′（Ｎ）〕 上述の２点補間器とピーキング機能は、高周波数細部
の高解像度を有する補間関数（sin X）/Xをよく近似す
る。

第12b図はピーキング濾波器1220、1222と補間器1230
の細部を示している。第12b図において、信号Ｓ（Ｎ−
１）、Ｓ（Ｎ）、Ｓ（Ｎ＋１）はピーキング濾波器1220
内の帯域通過濾波器1240に供給される。これらの信号
は、第12c図に示すようにそれぞれ係数−1/4、1/2、−1
/4の重みをつけて加算される。濾波器1240の出力信号は
乗算器1243で信号PXと乗算される。乗算器1243から供給
された信号は加算器1244で信号Ｓ（Ｎ）と加算されて、
ピーキングされた信号Ｓ′（Ｎ）が生成される。ピーキ
ング濾波器1222もこれと同じ構造を有し同じ動作を行
う。

２点補間器1230において、減算器1232で信号Ｓ′
（Ｎ）が信号Ｓ′（Ｎ＋１）から差引かれて差信号が生
成され、その差信号は乗算器1234で信号DXと乗算され
る。乗算器1234の出力信号は、加算器1236で乗算器1234
の処理時間を補償するための遅延素子1235で遅延させた
信号Ｓ′（Ｎ）と加算されて、出力信号Ｗが生成され
る。

第1a図を参照すると、エンコーダ18によって生成され
た信号YE、IE、QEおよびYO、IO、QOは、側部−中央部信
号合成器28、例えば時分割マルチプレクサにより合成さ
れて、NTSC信号とコンパチブルな帯域幅と4:3アスペク
ト比を有する信号YN、IN、QNが生成される。これらの信
号は第３図に示す信号YNの形になる。これらの信号を発
生するために、合成器28は第８図に示すカウンタ822と
同様に画素カウンタ（図示せず）に応答して動作する。
合成器28は、カウンタ出力値１〜14と741〜754に応じて
圧縮ルミナンス信号YOを信号YNとして通過させる。ま
た、合成器は、カウンタ値15〜740に応じて信号YEを信
号YNとして通過させる。信号INとQNは、合成器28におい
て、上述の方法と同じ手段を用いてそれぞれ信号IO、IE
およびQO、QEを処理して生成される。また、合成器28は
合成される信号の通過時間を等しくするための適当な信
号遅延器（図示せず）を含んでいる。

変調器30、帯域通過濾波器32、Ｈ−Ｖ−Ｔ帯域阻止濾
波器34および合成器36は改良形NTSC信号エンコーダ31を
構成している。クロミナンス信号IN、QNはNTSCクロミナ
ンス副搬送波周波数、公称3.58MHzの副搬送波SCを変調
器30で直交変調して、変調信号CNを生成する。

第９図は変調器30の詳細を示している。第９図におい
て、信号IN、QNは、クロミナンス副搬送波レートの４倍
のレート（4fsc）で現れ、ラッチ回路910、912の信号入
力端子にそれぞれ供給される。また、ラッチ回路910、9
12は、信号IN、QNを転送入力する4fscのクロック信号
と、2fscのスイッチング信号とを受入れる。2fscのスイ
ッチング信号は、ラッチ回路910の反転スイッチング信
号入力端子と、ラッチ回路912の非反転スイッチング信
号入力端子に供給される。信号4fsc、2fscはスタジオタ
イミング信号発生器２により生成される。ラッチ回路91
0、912のスイッチング入力端子に供給される信号はラッ
チ回路の出力端子に高インピーダンスを交互に形成する
条件を与える。ラッチ回路910、912の信号出力端子が１
つの出力ラインの形に合成されて、そこに信号Ｉ、Ｑが
交互に現れ、それが非反転ラッチ回路914と反転ラッチ
回路916の信号入力端子に供給される。ラッチ回路914、
916は、4fscのレートでクロック制御され、クロミナン
ス副搬送周波数ｆscのスイッチング信号を反転および非
反転入力端子で受取る。非反転ラッチ回路914は正極性
のサンプルＩ、Ｑの交番するシーケンスを生成し、反転
ラッチ回路916は逆極性のＩ、Ｑ、即ち−Ｉ、−Ｑの交
番するシーケンスを生成する。ラッチ回路914、916の出
力は１つの出力ラインの形に合成されて、信号CNを構成
する。信号CNには、互いに反対の極性の対のＩ、Ｑ信号
の交番シーケンス、即ちＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑ……等が現
れる。この信号は、２次元Ｖ−Ｔ濾波器32で濾波された
後、ユニット36で水平−垂直−時間（Ｈ−Ｖ−Ｔ）濾波
器34から供給された信号YPと合成される。ユニット36か
ら供給される出力信号は、NTSC形式に符号化されたＹ＋
Ｉ、Ｙ＋Ｑ、Ｙ−Ｉ、Ｙ−Ｑ、Ｙ＋Ｉ、Ｙ＋Ｑ……等の
形式の信号C/SL（第１の成分）である。

第10図は、重み係数a1〜a9を調整することによって第
１および第２のＶ−Ｔ帯域通過（ＡまたはＢ）形式か、
またはＶ−Ｔ低域通過形式を呈する垂直−時間（Ｖ−
Ｔ）濾波器を図示する。第10a図のテーブル（表）は、
開示したシステムで用いられるＶ−Ｔ帯域通過形式Ａお
よびＶ−Ｔ帯域通過形式Ｂに関する重み係数を示してい
る。第1a図の濾波器34のようなＨ−Ｖ−Ｔ帯域阻止濾波
器は、第10b図に示す水平低域通過濾波器1020とＶ−Ｔ
帯域通過Ｂ形濾波器1021とを結合したものを含んでい
る。Ｖ−Ｔ帯域通過Ａ形濾波器は、変調されたクロミナ
ンス信号の周波数スペクトルのピークに対応したピーク
を有する周波数応答特性を示すフレーム櫛形濾波器であ
る。Ｖ−Ｔ帯域通過Ｂ形濾波器は、同様に変調されたク
ロミナンス信号の周波数スペクトルのピークに対応して
ゼロ（ナル）となる周波数応答特性を示すフレーム櫛形
濾波器である。

第10b図に示すＨ−Ｖ−Ｔ帯域阻止濾波器において、
水平低域通過濾波器1020は所定の遮断（カットオフ）周
波数特性を示し、濾波された低周波数信号成分を供給す
る。この信号は、合成器1023において補償遅延素子1022
からの遅延された入力信号と減算的に合成されて、高周
波数信号成分が生成される。この高周波数信号成分はＶ
−Ｔ帯域通過Ｂ形濾波器1021に供給され、その出力端子
は加算的合成器1025に結合される。濾波器1020からの低
周波成分は加算的合成器1025に供給される前に、回路10
24によって１フレーム遅延処理を受ける。合成器1025の
出力信号はＨ−Ｖ−Ｔ帯域阻止濾波器により濾波された
信号、例えばYPである。Ｖ−Ｔ濾波器1021は、第10a図
に示されたＶ−Ｔ帯域通過Ｂ形濾波器係数を利用した第
10図に示すような有限インパルス応答（FIR）濾波器で
ある。

第1a図および第９図のＨ−Ｖ−Ｔ帯域阻止濾波器34
は、ルミナンス信号YNの周波数成分の上方斜めに（diog
onal）移動する部分を除去する1.5MHz以上のフレーム櫛
形濾波器である。これらの周波数成分はクロミナンス副
搬送波成分と一見類似している。これらの信号は周波数
スペクトルに隙間を形成して変調されたクロミナンス信
号を挿入するためにルミナンス信号から除去される。ル
ミナンス信号YNからの上方斜め移動を表す周波数成分を
除去しても、表示画像の視覚的品質を低下させない。そ
の理由は人間の目がこれらの周波数成分に対しては非常
に鈍感であるからである。濾波器34はルミナンスの垂直
細部情報を損なわないように約1.5MHzまでの全ての周波
数を通過させる。

合成器36からの中央部／側部出力低周波数情報信号C/
SL（第１の成分）は、ワイドスクリーン信号の中央パネ
ル部から取出され、画面に表示されるNTSCコンパチブル
情報を含むとともに、ワイドスクリーン信号の側部パネ
ル部から取出され左右の水平過走査領域に位置する圧縮
された側部パネル低周波数情報（ルミナンスとクロミナ
ンスの両方）を含んでいる。水平過走査領域はNTSC受像
機では見ることができない。過走査領域の圧縮された側
部パネル低周波数情報はワイドスクリーン表示において
側部パネル情報の構成要素となっている。他の構成要
素、側部パネル高周波数情報は、前述のプロセッサ18に
よって生成される。

第1a図を参照すると、エンコーダ31によって生成され
た信号C/SLはフレーム内平均器38によって処理されて、
加算器40の入力端子に供給される信号Ｎが生成される。
フレーム内平均された信号Ｎは、信号C/SLにおけるフレ
ーム内画像情報には高い相関性があるので、基本的には
信号C/SLと同じである。平均器38は、約1.5MHz以上の信
号C/SLについてのみ平均を取って、その主信号と補助信
号との間の垂直−時間クロストークを減少させまたは除
去する。第11a図、第11b図は高周波数情報フレーム内平
均器38の詳細を示す。

第11a図に示すように、フレーム内平均器38は、信号C
/SLを受取り約1.5MHzの遮断周波数を有する入力水平低
域通過濾波器1110を含んでいる。入力信号C/SLの低周波
成分が濾波器1110の出力側に生成され、入力信号C/SLの
高周波成分が図示のように減算的合成器1112の出力側に
生成される。低周波数成分は、素子1114で262H（１フィ
ールド）の補償遅延を受けた後で、加算器1120に供給さ
れる。信号C/SLの高周波数成分は、Ｖ−Ｔ濾波器1116で
処理された後で、加算器1120に供給される。加算器1120
の出力は信号Ｎとなる。

濾波器1116の詳細を第11b図に示す。濾波器1116は１
対の262H遅延素子1122、1124を含んでいる。濾波器への
入力信号は遅延素子1122と乗算器1125に供給される。遅
延素子1122から供給された信号は遅延素子1124と乗算器
1126に供給される。遅延素子1124の出力信号は乗算器11
27に供給される。各乗算器1125、1126、1127はそれぞれ
の入力信号に重み係数a1、a2、a3を乗じる。乗算器の出
力は加算器1130に供給されて、この加算器でC/SL高周波
数情報時間平均信号が生成される。重み係数a2は一定で
あるが、係数a1、a3は１つのフィールドから次のフィー
ルドに移るときに1/2と０の間で交互に変わる。係数a1
の値は1/2または０となるとき、係数a3の値がそれぞれ
０または1/2となる。係数値a1、a3の切換え動作は、同
一フレーム内の２フィールドの対応する画素値だけが平
均されるように入来信号に同期している。

第1a図を参照すると、フォーマットエンコーダ18で生
成された信号IH、QH、YHは、上述のエンコーダ31と同じ
NTSCエンコーダ60によってNTSCフォーマットに配置され
る。NTSCエンコーダ60で生成された出力信号NTSCHは、N
TSCフォーマットの側部パネル高周波数情報である。こ
の信号は第５図に図示する。

エンコーダ60で生成された信号NTSCHはユニット62で
時間伸張されて、伸張側部高周波数情報信号ESHが生成
される。具体的には第５図に示すように、この伸張は、
信号NTSCHの左側部パネル画素１〜84を信号ESHの画素位
置１〜377にマッピングするマッピング処理により行わ
れる。即ち、信号NTSCHの左側部高周波数情報は信号ESH
の有効（アクティブ）ライン時間の半分を占めるように
伸張される。信号NTSCHの右側部パネル部（画素671〜75
4）は、同様に処理されて有効ライン時間の他の半分を
占める。時間伸張処理によって、信号ESH（信号NTSCHの
場合と比較して）を含む情報の水平帯域幅が係数（比
率）377/84で減少する。時間伸張を行うマッピング処理
は、上述の第12〜12d図で示す形の装置によって実現で
きる。

時間伸張器62で生成された信号ESHは第11b図に示す形
の回路64によってフレーム内平均されて、第５図に示す
信号Ｘが生成される。フレーム内平均された信号Ｘは、
信号ESHのフレーム内画像情報に高い相関性があるので
信号ESHと基本的には同じである。信号Ｘは直交変調器8
0の信号入力端子に供給される。

順次−飛越走査の走査変換器17cから供給された信号Y
F′は、通過帯域幅5MHz〜6.2MHzの水平帯域通過濾波器7
0によって濾波される。濾波器70からの出力信号は、水
平ルミナンス高周波数情報を表し、振幅変調器72に供給
され、ここで5MHzの搬送波信号fcでヘテロダイン処理さ
れる。この信号fcは、第25図を参照して後述するスタジ
オタイミング信号発生器２によって生成される。変調器
72は、遮断周波数が約1.2MHzの低域通過濾波器（図示せ
ず）を含んでいて、変調器72の出力に０〜1.2MHzの通過
帯域の信号を生成する。5.0MHz〜6.2MHzの周波数範囲の
水平ルミナンス高周波数情報は、ヘテロダイン処理とそ
の後の低域通過濾波によって効率的に０〜1.2MHzの範囲
に移動する。ヘテロダイン処理に用いた信号fcの振幅
は、1.2MHzの低域通過濾波器による濾波の後でも元の信
号の振幅を保持できるよう充分大きいことが必要であ
る。

ユニット72からの周波数移動（シフト）した水平ルミ
ナンス高周波数情報信号はフォーマット・エンコーダ74
によって符号化され、この信号を主信号C/SLと空間的に
相関させる。エンコーダ74は、周波数移動した水平ルミ
ナンス高周波数情報を、第６図〜第８図を参照して説明
した技術を用いて標準の4:3の形式に符号化する。エン
コーダ74への入力信号の中央部が時間伸張されるとその
帯域幅は1.2MHzから約1.0MHzに落ちる。エンコーダ74の
出力信号は主信号と空間的に相関させられる。側部パネ
ル情報は、エンコーダ74で時間圧縮される前にユニット
72で低域濾波されて170KHzとなる。この構成に代えて変
調器72から供給された信号をフォーマット・エンコーダ
74で均一に圧縮して、サンプル１〜754の全ラインを画
素位置15〜740を占めるように符号化し、側部パネル画
素位置をブランキングのレベル値にしておくことも考え
られる。このフォーマット符号化法が使用されると、振
幅変調器72に含まれる低域通過濾波器の帯域幅は1.2MHz
から950KHzに減少するという好ましい結果となる。

エンコーダ74からの信号は、第11b図に示したのと同
じ装置76によってフレーム内平均される。平均器76で生
成された信号はユニット80に信号Ｚとして供給される。
フレーム内平均された信号Ｚは、エンコーダ74からの信
号のフレーム内画像情報には高い相関性があるので、エ
ンコーダ74からの信号と基本的には同じである。変調信
号ＸとＺは、実質的に同じ約０〜1.1MHzの周波数帯域を
占める。

ユニット80は、２つの補助信号ＸとＺの大振幅変位に
対して、非線形ガンマ関数の振幅圧縮を行い、次いで圧
縮された信号で直交位相関係にある交番副搬送波信号AS
C、ASC′を直交変調する。振幅圧縮は、ガンマ値を0.7
と選び、その際各サンプルの絶対値が0.7乗され、さら
に元のサンプル値の符号を乗じることによって行われ
る。ガンマ圧縮は、既存の受像機において変調信号の潜
在的に妨害を与える大振幅変位を目に見えないように減
少させ、またエンコーダにおいて採用されたガンマ関数
の逆関数が受像機のデコーダ（復号器）で容易に実行さ
れるので、ワイドスクリーン受像機において予測可能に
復元することを可能とする。

振幅圧縮された信号は、3.1075MHzの位相制御された
交番副搬送波ASCと直交位相関係にある信号ASC′とを変
調する。信号ASC、ASC′の周波数は水平ライン周波数の
1/2の奇数倍（395×H/2）である。信号ASC、ASC′は、
第25図を参照して以下説明するスタジオタイミング信号
発生器２によって発生する。交番副搬送波の位相はフィ
ールド毎に180゜反転（交番）する。交番副搬送波のフ
ィールド毎に交番する位相によって、信号ＸとＺの補助
変調情報をクロミナンス情報とオーバラップすることが
可能となり、また受像機において補助情報の分離が比較
的簡単なフィールド記憶装置を用いることにより可能と
なる。直交変調された信号Ｍは加算器40において信号Ｎ
に加算される。その結果、信号NTSCFは4.2MHzのNTSCコ
ンパチブル信号となる。

第24図はユニット80の詳細を示している。信号Ｘ、Ｚ
はそれぞれ非線形振幅圧縮器2410、2412のアドレス入力
に供給される。圧縮器2410、2412はプログラム可能なリ
ードオンリメモリ（PROM）素子であり、各素子は望まし
い非線形ガンマ圧縮関数に対応するプログラム値を含ん
だルックアップ・テーブルを有する。その関数は図面上
で素子2412のすぐそばに、瞬時的入力対出力応答カーブ
として図示されている。ユニット2410、2412の出力の圧
縮された信号Ｘ、Ｚはそれぞれ信号乗算器2414、2416の
入力端子に供給される。乗算器2414、2416の基準入力端
子は、それぞれ発振器２から互いに直交位相関係にある
交番副搬送波信号ASC、ASCを受入れる。乗算器2414、24
16の出力信号は合成器2420で加算されて、直交変調され
た信号Ｍが生成される。第1a図を参照すると、信号Ｍ、
Ｎは加算器40で加算されて信号NTSCFが形成される。

第４の成分またはヘルパ信号は順次−飛越走査変換器
17cから供給された信号YTから取出される。順次−飛越
走査変換器17cによって生成されたルミナンス細部信号Y
Tは7.16MHzの帯域幅を有し、第６図および第８図を参照
して説明したのと同じフォーマット・エンコーダ78によ
って4:3のフォーマットに符号化される。フォーマット
・エンコーダ78から供給された信号は濾波器79で750KHz
に水平低域濾波されて、信号YTNが生成される。その側
部部分は、時間圧縮の前に、フォーマット・エンコーダ
78の入力低域通過濾波器により125KHzに低域濾波され
る。この濾波器は、第６図で示す装置の入力フィルタ61
0に対応するが、遮断周波数125KHzを有する。側部高周
波数情報は捨てられる。このようにして信号YTNは空間
的に主信号C/SLと相関関係を有する。

信号YTNおよびNTSCFは、それぞれディジタル−アナロ
グ変換ユニット（DAC）53、54によってディジタル（２
進値）形式からアナログ形式に変換される。DAC54から
供給された信号はアナログスイッチ８の１つの入力端子
に供給され、スイッチ８の他の入力端子はアナログ・ス
イッチ６から供給された信号を受取る。スタジオタイミ
ング信号発生器２から供給された信号SC2は、DAC54から
の有効ビデオ信号およびタイミング信号発生器２からの
複合同期信号OCPSか、または信号源４からの外部ビデオ
信号EVおよび信号OCPSか、の何れかをRF直交変調器57の
１つの入力端子に供給するようにアナログ・スイッチ８
を制御する（条件づける）。スイッチ９は、信号SC2に
よって制御されて、DAC53からのヘルパ信号か、または
外部ビデオ源４からのヘルパ信号のいずれか一方を変調
器57の他の入力端子に供給する。直交変調器57は２つの
入力端子に供給された２つの信号でRF搬送波を直交変調
する。RF変調された信号はその後送信機55に送られアン
テナ56を介して放送される。

以上に述べたように、スタジオタイミング信号発生器
２は、ワイドスクリーン順次走査カメラ10用の複合同期
信号と、ワイドスクリーンEDTVエンコーダで、使用する
種々のクロック、搬送波およびタイミングの各信号と、
送信するEDTV信号に付加される複合同期兼トレーニング
信号とを発生する。発生器２はこれらの信号を内部で自
走発振器によって得てもよいし、または信号源４から供
給される外部ビデオ信号EVにロック（固定）して発生し
てもよい。従って、外部ビデオ信号源４は選択肢（オプ
ション）として設けることができる。もし信号源４がな
い場合は、システムは自分自身で同期を取ることにな
る。もし信号源４がある場合は、同期の目的のみにも使
用可能であるし、またはDAC53、54の出力端子に存在す
る利用可能な符号化ビデオ信号を無効にするスイッチ８
および９に符号化ビデオ信号を供給することも可能であ
る。スタジオタイミング信号発生器２から供給された複
合同期信号OCPSは、送信される信号がDAC53、54から供
給された信号であっても、または外部ビデオ信号源４か
ら供給された信号であっても送信信号に挿入される。こ
の構成は、地方テレビジョン局のスタジオの装置を、例
えば放送ネットワークにより供給されるプログラムに同
期することを可能とする。この形式の同期は、もし目障
りなスイッチングによるアーティファクトを生じること
なく地方局のプログラムを他の供給源からのプログラム
と混合しなければならない場合には重要である。

次に、第25図に示されたスタジオタイミング信号発生
器２として使用される代表的回路の概略を説明する。電
圧制御発振器（VCO）2520が発生した信号8fscはカウン
タ2524に供給される。カウンタ2524から供給される計数
（カウント）値である信号PCは、ADC14でディジタル化
する水平ライン上の画素位置を表す。信号PCはリードオ
ンリメモリ（ROM）2526に供給され、これが信号の各ラ
イン上で生じる種々の事象を表すタイミング信号、例え
ば水平ブランキング同期信号を発生する。カメラ10から
供給された信号の水平ライン毎に１つのパルスを有する
信号C910は、ROM2526からカウンタ2534に供給される。
カウンタ2534はADC14でディジタル化されるサンプル・
ライン（列）の垂直方向の位置を示す信号LCを発生す
る。信号LCはROM2536に供給され、このROMは、フィール
ド毎に１回、またはフレーム毎に１回発生する、例えば
垂直ブランキング等の事象を規定する信号を発生する。
信号PC、LCは種々のROM2530、2532、2540、2542、254
4、2560に供給され、これらのROMは発生器２から供給さ
れるその他のタイミング信号と発振信号を規定する信号
を発生する。スイッチング信号SW1、SW2およびアナログ
複合同期信号CCPS、OCPSも、スタジオタイミング信号発
生器２から供給される。

タイミング回路の説明を簡単にするため、タイミング
発生器２が発生する信号を第1a図に示す残りの回路に供
給するのに必要となる補償遅延については説明を省略す
る。ディジタル信号処理の回路設計の専門家にはこれら
の遅延が特定のシステムのどの部分に必要かは明らかで
あろう。

第25図はスタジオタイミング信号発生器２として使用
するのに適した回路のブロック図である。第25図におい
て、外部ビデオ信号源４から供給された符号化されたワ
イドスクリーン信号EDTVの同相成分と、関連する水平、
垂直、カラーバースト同期信号の各成分とを含んでいる
信号EVが、通常の同期信号分離回路2510に供給される。
回路2510は、バーストゲート信号BGと、外部水平および
垂直同期信号EHS、EVSとをそれぞれ発生する。

信号EVはさらにクロミナンス帯域通過濾波器2512に供
給され、その濾波器は信号EVのクロミナンス帯域成分を
通過させその他の成分を除去する。濾波器2512の出力端
子はアナログゲート2514に結合され、そのアナログゲー
トはバーストゲート信号BGによって信号EVのカラーバー
スト信号成分BURSTを位相検波器2516の入力端子に供給
するように制御される。位相検波器2516の他の入力端子
はROM2526から供給される信号C8を受取るように結合さ
れている。次に説明するように、信号C8は信号BURSTと
ほぼ同じ周波数ｆscを有する。

位相検波器2516は信号BURSTと信号C8の間の瞬時位相
差に比例する出力信号を発生する。この位相差信号はル
ープ濾波器2518に供給される。ループ濾波器2518は、位
相差信号を積分して、VCO2520の自走発振周波数に関係
する信号C8の初期の周波数と信号BURSTの間の周波数差
に比例する信号を発生する。この周波数差信号はVCO252
0の制御入力端子に供給される。VCO2520は、ｆscの約８
倍の自走周波数を有するようにVCOを制御する水晶発振
器（共振器）2522を含んでいる。VCO2520の出力信号8fs
cは11ビットカウンタ2524のクロック入力端子CLKに供給
される。カウンタ2524から供給される11ビットの出力信
号PC（画素計数値）はROM2526のアドレス入力端子に供
給される。ROM2526は2048×９ビット素子で、そのアド
レス入力端子に供給された計数値に応答して種々の出力
信号を生成するようにプログラムされている。これらの
信号の中の１つC8は、４個の連続する計数値に対しては
論理０状態であり、次の４個の連続する計数値に対して
は論理１状態となる。計数値は8fscのレートで増分変化
するので、信号C8は実質的にｆscの周波数に等しい。こ
の信号は前述のように位相検波器2516に供給される。

位相検波器2516、ループ濾波器2518、VCO2520、カウ
ンタ2524、ROM2526の結合は位相ロックループ（PLL）を
構成し、このPLLは外部ビデオ信号EVのカラーバースト
信号成分に位相を固定した8fscの信号を発生する。前述
のように信号EVは選択肢（オプション）の信号である。
この信号が無い場合は、ループはVCO2520の自走発振周
波数で動作する。

位相ロックループはさらに外部水平同期信号EHSと同
期している。この信号はORゲート2528の１つの入力端子
に供給される。ORゲート2528の他の入力端子はROM2526
から供給される信号C1820を受取るように結合されてい
る。信号C1820は、8fscの信号の連続する1820個のパル
ス毎に１回発生するパルスを含んでいる。ORゲート2528
の出力端子はカウンタ2524のリセット入力端子Ｒに結合
されている。標準NTSC信号とワイドスクリーンEDTV信号
に対して、信号C1820は水平ライン同期信号の周波数と
ほぼ同じ周波数を有する。信号EHSが存在するときは、
カウンタ2524で生成される画素計数信号PCは外部信号源
に同期する。一方、EHSがないときは、信号C1820は位相
ロックループ自身に同期する。

さらにROM2526は、4fscのクロック信号、2fscのクロ
ック信号、出力ビデオ信号の水平ラインの最初の有効画
素位置のタイミング（Ｈ）、出力ビデオ信号用の水平同
期（OHS）および水平ブランキング（OHB）のタイミン
グ、順次走査カメラの水平同期タイミング（CHS）、出
力信号のバースト成分が挿入されるタイミング窓（wind
ow）（BF）、および信号CK8の連続する910個のパルス毎
に１回発生する１つのパルスを含む信号C910を規定する
各信号を発生する。信号C910は順次走査カメラ10から供
給されるビデオ信号の各水平ラインにおいて開始点を規
定する。この信号は、カウンタ2534のクロック入力端子
CLKに供給され、ROM2536と共にカメラ10用およびエンコ
ーダで生成される出力ビデオ信号用の垂直レート・タイ
ミング信号を発生する。

カウンタ2534は、11ビットのカウンタであり、ROM253
6のアドレス入力端子に供給される出力信号LC（ライン
計数値）を生成する。ROM2536から供給される信号C1050
がORゲート2538の一方の入力端子に供給され、その他方
の端子は同期信号分離回路2510から供給される外部垂直
同期信号EVSを受取るように結合されている。信号C1050
は、信号ICの連続する1050個の値毎に１回発生する１つ
のパルスを含み、信号EVSと実質的に同じ周波数を有す
る。ORゲート2538の出力端子はカウンタ2534のリセット
入力端子Ｒに結合されている。ORゲート2538で生成され
た信号は、順次走査カメラ10で生成されたビデオ信号の
１フィールド毎に１回、カウンタの係数値をリセットす
るようにカウンタを制御する。カメラ10、外部ビデオ信
号EV、およびワイドスクリーンEDTVエンコーダで生成さ
れた出力信号の各フィールド・レート（周波数）は同じ
である。

ROM2536は、ライン計数信号LCに応答して現在のフィ
ールドに対するフィールド識別子（即ち０、１、２また
３）を含む信号FIDを生成する。この信号は、以下述べ
るように、交番副搬送波信号ASC、ASC′、カラーバース
ト信号、5MHzのヘテロダイン搬送波信号fcを発生するの
に用いられると共に、カメラ10とビデオ出力信号に対す
るそれぞれの垂直同期信号CVS、OVSを規定するのに使わ
れる。さらに、ROM2536は、出力ビデオ信号の垂直ブラ
ンキング期間を設定する信号OVB、信号LCによって示さ
れたラインがそのフィールド内で奇数ラインか偶数ライ
ンかを示す信号O/E、および出力ビデオ信号の各フィー
ルド毎にライン22に相当するLC値となったことを指示す
る信号L22を発生する。

ROM2530は、カウンタ2524から供給される画素計数信
号PCと、ROM2536から供給される信号FIDおよびO/Eとを
含むアドレス入力信号に応答して交番副搬送波信号AS
C、ASC′を発生するようにプログラムされている。信号
ASCおよびASC′は、直交位相関係にある信号であり、水
平ライン走査周波数の1/2の395倍、即ち395fh/2の公称
周波数を有する。信号FIDおよびO/Eは、ROM2536のアド
レス信号に含まれていて、信号ASC、ASC′の位相は前述
のようにライン毎に、およびフィールド毎に180゜変化
する。信号ASC、ASC′は、８ビットのサンプリングされ
たデータ信号であり、そのサンプリング・レートは4fsc
である。信号ASC、ASC′はライン毎の、およびフィール
ド毎の位相の変化（即ち180゜）が判っているので、ROM
2530は交番副搬送波信号の２つの水平ライン期間を表す
サンプルを含んでいる。

本発明の実施態様において、5MHzの信号fcはROM2532
によって上述したのと同様の方法で発生される。この信
号は、出力ビデオ信号の水平ライン走査信号或はカラー
副搬送波信号とは周波数または位相に関して所定の関係
にない。しかし、再生された画像の歪を防ぐためにこの
信号の位相をライン毎、またはフィールド毎に変えるこ
とが望ましい。従って、ROM2532に対するアドレス信号
を供給するときに、信号FIDおよびO/Eが信号PCと共にア
ドレス信号に含まれる。信号fcはサンプリング・レート
4fscの８ビット・サンプルデータ信号である。ROM2532
は、信号fcの１水平ラインから４水平ラインの期間のサ
ンプル値を保持する。

ROM2540は、信号PC、FID、LCを含むアドレス信号に応
答して、出力ビデオ信号用の垂直同期信号の種々の成分
のタイミングを指示する信号OVSを生成する。ROM2540の
出力信号OVSは、等化パルスおよび鋸歯状波を含む垂直
同期信号が黒レベル（即ち、０ IRE）と同期チップ
（尖頭値）（即ち、−40 IRE）に相当する値の間で変
化するときに、論理１と論理０との間で切換わる１ビッ
トの２値信号である。

他のROM2560は、成分信号PC、LC、FIDを含むアドレス
信号に応答して、順次走査カメラ10に対して垂直同期信
号の種々の成分のタイミングを指示する信号CVSを生成
する。

出力ビデオ信号の各水平ラインのバースト期間に挿入
されるサンプルデータ・バースト信号は信号PC、O/E、F
IDを含むアドレス入力信号に応答してROM2542によって
生成される。ROM2542は、３状態（３ステート）出力段
を含み、この出力段はバーストフラグ信号BFに応答して
バースト期間のみ８ビットのサンプルデータ・バースト
信号を供給し、その他の全ての期間はROM2542の出力端
子は高インピーダンス状態となる。

ROM2544は、各フィールドの22番目の水平ライン期間
で規定される期間に出力ビデオ信号に挿入するトレーニ
ング信号を生成する。信号PCおよびFIDは結合されてROM
2544のアドレス入力信号を形成する。ROM2544は３状態
出力段を含み、この出力段は、信号L22に応答して各出
力ビデオ・フィールドの第22番目の水平ライン期間にの
み出力端子にトレーニング信号を生成する。その他の全
ての期間はROM2544の出力端子には高インピーダンス状
態が現れる。ROM2544から供給されるトレーニング信号
をビデオ信号の各４フィールド毎に１回反転するため
に、信号FIDがROM2544に供給される。この反転は、受像
機における４フィールド・シーケンスを送信機側の４フ
ィールド・シーケンスに整合させるために、受像機にお
いて以下に述べるように検知される。ROM2542、2544の
出力端子は共に結合され、ディジタル−アナログ変換器
（DAC）2554の入力端子に結合される。

DAC2554は、第1a図を参照して説明したアナログスイ
ッチ６、８によって出力ビデオ信号に挿入されるアナロ
グ複合同期信号OCPSを発生させるために、スタジオタイ
ミング信号発生器２で使用される回路の一部である。信
号OCPSを発生させるために、信号OHSおよびOVSがORゲー
ト2546で合成されて、アナログスイッチ2552用の制御信
号を発生する。スイッチ2552は、この制御信号によっ
て、ゲート2546の出力信号が同期信号の存在を示してい
る間は同期チップ信号の信号源2550から供給されたアナ
ログ値（例えば、−40 IRE）を通過させ、それ以外の
場合はブランキング信号（例えば、０ IRE）を通過さ
せるように制御される。アナログスイッチ2552の出力信
号は別のアナログスイッチ2556の１つの入力端子に供給
される。スイッチ2556の別の１つの入力端子は、DAC255
4から供給されるバースト信号とトレーニング信号の合
成信号を受入れるように結合される。アナログスイッチ
2556はORゲート2558から供給された信号によって各ライ
ンのバースト期間はバースト信号を通過させ、各フィー
ルドのライン22の期間はトレーニング信号を通過させる
ように制御される。それ以外の全ての期間は、スイッチ
2556はアナログスイッチ2552から供給される信号を通過
させる。ORゲート2558に対する入力信号は、ROM2526か
らのバーストフラグ信号BFと、ライン22信号L22であ
る。

順次走査カメラ10用の複合同期信号CCPSは信号OCPSを
生成するのに用いたのと同様の装置によって生成され
る。カメラ垂直同期信号CVSはORゲート2570の一方の入
力端子に供給され、他方の入力端子はROM2526から供給
されるカメラの水平同期信号CHSを受入れるように結合
されている。ORゲート2570の出力信号はアナログスイッ
チ2568の制御入力端子に結合されている。スイッチ2568
は、この信号によってORゲート2570から供給される信号
で示された同期信号用の同期チップ（尖頭）源2564から
のアナログ値（−40 IRE）を通過させ、それ以外では
信号源2562からのブランキングレベル（０ IRE）を通
過させるように制御される。アナログスイッチ2568から
の出力はカメラ複合同期信号CCPSである。

第1a図を参照して既に説明したように、アナログスイ
ッチ６、８は、それぞれの制御信号SC1、SC2に応答し
て、ワイドスクリーンEDTV符号化システムの出力信号に
条件付きで外部ビデオ信号EVを挿入し、無条件に複合同
期信号OCPSを挿入する。地方局で発生したEDTV信号が外
部（例えば、放送ネットワークの）信号と確実に同期す
るように、ビデオ信号源とは無関係に信号OCPSが挿入さ
れる。

制御信号SC1、SC2は次のようにして生成される。第25
図を参照すると、同期信号分離回路2510は外部ビデオ信
号EVが存在することを示す信号ESPを生成する。信号ESP
はスイッチ2573の一方の極（端子）に供給され、他方の
極（端子）は論理０（ゼロ）の信号源2572に結合されて
いる。スイッチ2573の接触子（ワイパ）は手動で制御さ
れる。スイッチが信号ESPに結合され、かつ外部ビデオ
信号EVが存在するときは、符号化システムはバイパスさ
れて、信号EVは、同期信号OCPS、CCPSを供給し、かつエ
ンコーダのビデオ出力信号を生成するのに用いられる。
接触子が信号源2572に結合されているときは、信号EVは
同期信号を生成するためだけに用いられ、実際のビデオ
信号は、ワイドスクリーンEDTVエンコーダによってカメ
ラ10から供給される信号から生成される。信号EVが存在
しないときは、同期信号は基準信号を用いずに信号発生
器２によって生成される。

信号SC1を生成するには、スイッチ2573によって供給
された信号をインバータ2574で反転して、ANDゲート257
6で信号L22との論理積をとる。ANDゲート2576の出力信
号はORゲート2578の１つの入力端子に加えられる。ORゲ
ート2578の他の２つの入力端子は、出力水平および垂直
ブランキング信号OHB、OVBを受入れるように結合され
る。ORゲート2578の出力信号は制御信号SC1である。制
御信号SC2はスイッチ2573から供給される信号と信号SC1
との論理和である。

動作を説明すると、スイッチ2573から供給された信号
が論理１の値である場合、エンコーダの出力信号は、信
号SC1によって規定されたブランキング領域に挿入され
た水平および垂直同期信号成分と信号OCPSのバースト信
号成分とを有する外部ビデオ信号EVである。信号OCPSの
トレーニング信号成分は除外される。信号EVに含まれる
トレーニング信号成分は、スイッチ６、８をその信号と
共に通過する。外部ビデオ信号EVのトレーニング信号成
分は、信号が生成されたときに設定されたタイミング関
係を保持するために、上書きしない。トレーニング信号
はビデオ信号が符号化されたときに設定したので、ビデ
オ信号が復号されるまでは信号を変化させないことが望
ましい。

制御信号SC2が論理０の値である場合、水平および垂
直同期信号と信号OCPSに含まれているバースト信号と
は、信号OHB、OVBによって規定されるブランキング期間
にエンコーダによって生成されたビデオ信号に挿入され
る。信号OCPSのトレーニング信号成分は発生したビデオ
信号のライン22に挿入される。

上述のように、トレーニング信号は符号化および復号
システムの同期を取るのに使用される。トレーニング信
号のフォーマットは一定の固定されたものではない。そ
れは多数の相異なる信号の中の任意のものでよい。その
中の２つについて以下説明する。本発明の実施態様で
は、トレーニング信号は、ビデオ信号の各水平ライン期
間上で最初（第１）の有効ビデオサンプルのタイミング
が５ナノ秒（ns）の範囲内で生じるように設定するのに
利用され、さらにスタジオと受像機の間で信号ASC、AS
C′とfcの適正な位相の整合（alignment）を確保するの
に利用される。

第25a図は、バーストフラグ信号BF、出力水平ブラン
キング信号OHB、およびタイミング回路２で生成された
タイミング基準信号Ｈを示す。第25a図には参考として
信号EVも記載してある。第25a図の波形に示されている
ように、カウンタ2524から供給された信号PCの値は、信
号OHBの正方向の立上り（転移）の時点で０にリセット
される。PC値が308に等しくなった時に、信号Ｈとして
示されている最初の有効サンプルが現れる。水平ブラン
キング期間の開始の前のサンプル時点では、PCが1819に
等しくなる。

NTSC標準では、クロミナンス副搬送波信号の位相はビ
デオ信号の各ラインについて予め決められている。従っ
て、特定のラインに対する最初のサンプルの時点での位
相値は、バースト信号の位相、ラインが奇数ラインであ
るか偶数ラインであるか、およびそのラインが存在して
いるフィールドが４フィールド・シーケンスの何番目の
フィールドであるかによって決まる。水平ラインの最初
の（第１の）画素のサンプル時点は交番副搬送波信号AS
C、ASC′の所定の位相とヘテロダイン搬送波信号fcに対
応する。その理由は、これらの信号がタイミング信号発
生器２において画素計数信号PCから導出されるからであ
る。

受像機において、トレーニング信号が復元されて、4f
scのサンプリング・クロック信号の位相を調整し、また
サンプリング・クロック信号から水平ライン同期信号を
生成するカウントダウン回路を調整するのに用いられ
る。このカウントダウン回路は、交番副搬送波信号AS
C、ASC′とヘテロダイン搬送波fcを再生するのに用いら
れる。次に、第26図を参照して同期回路を説明する。

本発明の実施態様では、トレーニング信号はエンコー
ダによって生成されたビデオ信号のライン22に挿入され
る。このラインは、信号の有効ビデオ部分にあって、垂
直ブランキング期間にはない。トレーニング信号は垂直
ブランキング期間に入るのでなく有効ビデオ領域に挿入
される理由は、多くのテレビジョン放送局、ケーブル放
送局ではビデオ信号を処理する間は同期信号をビデオ信
号から除去してビデオ信号を送信する前に再挿入するか
らである。本発明者は、同期信号を除去し再挿入する動
作は放送局およびケーブル局から供給される信号に僅か
なタイミング誤差を発生させることを知っていた。これ
らのタイミング誤差は原画像に対する表示画像の水平或
は垂直の位置ずれとして現れるか、または表示画像に生
じる色誤差として現れる。本明細書で説明するシステム
においては、この種のタイミング誤差はさらに再生画像
に別の歪を生じさせ易いことを発明の背景で既に述べ
た。これらの誤差は本実施態様では回避できる。その理
由は、受像機における種々の成分信号のタイミングを決
定するトレーニング信号が、処理された信号の有効ビデ
オ領域の垂直過走査領域に挿入されており、従ってトレ
ーニング信号は局側で信号を処理する間も除去されない
ためである。但し、トレーニング信号を垂直ブランキン
グ期間に挿入することも考えられる。

本発明の実施態様で使用されているトレーニング信号
は反復する疑似ランダム雑音（ノイズ）（PN）シーケン
スであり、このシーケンスはNTSCビデオ信号の周波数ス
ペクトルの範囲内に収まるように帯域幅が制限されてい
る。PNシーケンスを時間基準として用いることは良く知
られている。例えば、W.ピーターソン（Peterson）氏の
「誤り訂正コード（Error Correcting Codes）」MIT Pr
ess、1961、pp147〜148を参照されたい。別のトレーニ
ング信号も記載されている。そのシーケンスは、ROM254
4に記憶する前に非因果関係の（non−causal）フィルタ
を通した二乗余弦（raised−cosine）2Tパルスからな
る。

本発明の実施態様で使用される特殊なPNシーケンス
（その発生またはインスタンス）は、31ビットの情報か
らなり、各フィールドの第22番目の水平ラインの期間に
６回反復する（繰返す）。送信信号は4.2MHzに帯域幅が
制限されるので、トレーニング信号中で使用されるPNシ
ーケンスの各ビットは4fscの４個のサンプルにより表さ
れる。６回反復したシーケンスを受像機で平均化する
と、ビデオ信号が雑音の多い伝送チャンネルを介して受
信されるときでも、最初のサンプルの時点の決定の精度
が上がる。第25b図はトレーニング信号のタイミングを
図示している。

PNシーケンスの最初の12ビットは第25b図の最上段に
示されている。完全なPNシーケンスは次の31ビットを含
んでいる。０、０、０、０、１、０、０、１、０、１、
１、０、０、１、１、１、１、１、０、０、０、１、
１、０、１、１、１、０、１、０、１。トレーニング信
号の波形として、第25b図の第２の波形に示すように、P
Nシーケンスの０および１のレベルはそれぞれ0IREと、1
00IREを表すディジタルサンプル値に対応する。PNシー
ケンスの帯域幅制限はトレーニング信号の立上り、立上
り時間を4fscの信号の２個のサンプル期間または140ns
に制限する。第25b図に示すトレーニング信号は、8fsc
のレートで値が増加する信号PCの連続する値に応答して
ROM2544から供給される。トレーニング信号の第１回目
の発生（インスタンス）の最初のサンプルはPC値が312
のときに供給され、トレーニング信号の６回目の発生の
最後のサンプル値はPC値が1816のときに供給される。

別のトレーニング信号は第25c図に図示する非因果関
係のフィルタを通した二乗余弦2Tパルス・シーケンスで
ある。このトレーニング信号は以下のようにして生成さ
れる。二乗余弦2TパルスのサンプルSCは次の式（１）を
用いて生成される。

SC＝０ （Ｎ＝０から３） SC＝（１−cosine［2PI（Ｎ−３）/7］）/2 （Ｎ＝
４から９） …（１） SC＝０ （Ｎ＝10から40） ここでＮは、サンプリング・レート4fscによるサンプ
リング回数の計数値である。

サンプルSCは全帯域通過（all−pass）濾波器を通
す。全帯域通過濾波器の典型的な例は、次の式（２）で
示すｚを変換変数とする変換関数AF（ｚ）の特性を有す
る。

AF(ｚ)＝1.291(0.774z²−1.2z＋１)／ (z²−1.2z＋0.774) …（２） この濾波器を実現するための回路を第25d図に示す。
この濾波器は、全ての周波数を等しい利得で通過させる
ので、全帯域通過濾波器として知られているが、位相に
対する応答特性は等しくない。この濾波器は、ｚ平面に
おいて角度はそれぞれ同一であるが逆数（inverse）の
関係にある半径を有する１対の複素数の極と１対の複素
数の零点（０）を持っている。

第25c図に示す信号Ｆは、2Tパルスに応答してこの全
帯域通過濾波器によって生成される出力信号である。こ
の信号は、全帯域通過濾波器によって生成されるので2T
パルスと実質的に同じ周波数スペクトルを有するが、時
間的に広がった形状となっていて、従って濾波器を通さ
ない2Tパルスよりもインパルス雑音歪を受けにくい。ト
レーニング信号として使われる前に、信号Ｆを規定する
40個のサンプルからなるシーケンスは、濾波されたサン
プル０がサンプル40となり、濾波されたサンプル40がサ
ンプル０となるように時間的に反転される。この時間的
に反転したシーケンスは、トレーニング信号を発生する
ために各フィールドの第22番目水平ライン期間に６回反
復する。

受像機において、このトレーニング信号の６回の反復
分が累積（蓄積）されて、その結果得た信号は式（２）
による変換関数の特性を有する濾波器に加えられ、時間
的に反転された2Tパルスが実質的に復元される。復元さ
れた2Tパルスのどのインパルス雑音歪も時間的に広がっ
ている。

第13図において、放送用コンパチブル・ワイドスクリ
ーンEDTVインタレース・テレビジョン信号は、アンテナ
1310で受信され、NTSC形受像機1312のアンテナ入力端子
に加えられる。受像機1312はコンパチブル・ワイドスク
リーン信号を通常の方法で処理して、4:3アスペクト比
の画像表示を行う。その画像表示におけるワイドスクリ
ーン側部パネル情報は、一部が（即ち、低周波数成分
が）視聴者には見えない水平過走査領域に圧縮され、ま
た一部が（即ち、高周波数成分が）標準形受像機の動作
中の表示画像では知覚されないように隠蔽されている変
調交番副搬送波信号に含まれている。

また、第13図において、アンテナ1310で受信したコン
パチブル・ワイドスクリーンEDTV信号は、例えば5:3の
幅の広いアスペクト比を有するビデオ画像を表示するこ
とができるワイドスクリーン順次走査形受像機1320に供
給される。受信したワイドスクリーン信号は、RFチュー
ナおよび増幅回路と、同期ビデオ復調器（直交復調器）
とを含む入力ユニット1322によって処理される。その復
調器はRFビデオ信号の同相成分を表すベースバンドビデ
オ信号（NTSCFA）と、RFビデオ信号の直交位相成分を表
す信号（YTNA）とを生成する。その復調器の両信号はア
ナローグ−ディジタル変換回路（ADC）によって処理さ
れ、信号NTSCFA、YTNAをディジタル化してディジタル信
号NTSCF、YTNを生成する。ADC回路はクロミナンス副搬
送波周波数の４倍のサンプリング・レート4fscで動作す
る。

アナログおよびデジタルの双方の形式の信号NTSCFは
受像機タイミング信号発生器1325に供給される。アナロ
グ信号は粗同期信号の発生に用いられ、デジタル信号の
トレーニング信号成分は同期信号の微同調に用いられ
る。選択肢（オプション）として、トレーニング信号の
直交成分を表すデジタル形式の信号YTNも発生器1325に
供給して、同期信号の微同調を改善することもできる。
受像機のタイミング信号発生器1325は、水平および垂直
同期信号成分、カラー（色）同期バースト信号成分およ
び信号NTSCFAのトレーニング信号成分に応答して、受像
機で用いられる種々のタイミング信号を発生する。これ
らのタイミング信号は、周波数4fscのクロック信号CLK
4;負方向転移が受信色副搬送波信号のＩ色差信号位相と
一致して生じるクロック信号ICK;直交交番副搬送波信号
を表し、エンコーダの生成する同名の信号と実質的に同
じ２つの信号ACS、ASC′;EDTV信号の第３の成分の処理
においてエンコーダで用いられる5MHzヘテロダイン搬送
波信号を表す信号fc;および信号NTSCFの水平ライン期間
内のどのサンプルが最初の有効ビデオサンプルであるか
を示す信号Ｈを含んでいる。これらの信号は後術の通り
ワイドスクリーン順次走査形受像機1320に用いられる。

次に、第26図の典型的な受像機のタイミング信号発生
器1325の動作の概略を説明する。この発生器は、実質的
に4fscに等しい周波数を有し、信号NTSCFAのカラーバー
スト信号成分に位相を固定されたクロック信号CLK4を発
生する位相ロックループ（PLL）系を含んでいる。この
信号の各パルスが計数されて、画素識別信号PIDおよび
内部水平同期パルスIHSが生成される。マイクロプロセ
ッサ2640は、信号IHSと各フィールドの第22番目の水平
ラインの有効画素期間を示す信号L22とに応答して、ト
レーニング信号のサンプルを収集し、このサンプルをRO
M2650中に保持され記憶されているトレーニング信号に
相関させる（関係づける）。マイクロプロセッサ2640
は、この相関性から信号CLK4とIHSの各位相を調整し
て、それらの信号が5nsの範囲内でトレーニング信号に
整合する（aligh）ようにする。また、マイクロプロセ
ッサ2640は、NTSC形の４フィールド・シーケンスのどの
フィールドが現在処理されているかを示す信号FIDを発
生する。信号PIDおよびFIDはタイミング信号発生器内の
ROMにアドレス信号として供給されて、信号ASC、ASC′
およびfcが生成される。

具体的には、第26図に示す装置において、アナログ同
相信号NTSCFAは、この信号から水平ライン同期信号HSお
よび垂直フィールド同期信号VSを分離する通常の同期信
号分離回路2610に供給される。その信号VS、HSは10ビッ
ト・カウンタ（計数器）2612のリセット入力端子とクロ
ック入力端子にそれぞれ供給される。このカウンタの出
力信号は、現在のフィールドにおいて、ADC1323から現
在供給されている信号NTSCFとYTNのサンプルのライン番
号である。この信号は信号L22を発生するライン22検出
器2614に供給される。信号L22は、１フィールドに１回
生じ、フィールドの第22番目の水平ライン期間に亙るパ
ルスである。

バーストゲート信号BGも回路2610によって生成され
る。このバーストゲート信号は、この信号を用いて信号
NTSCFAからバースト信号成分を分離する通常のPLL2616
に供給される。PLL2616は、水晶発振器（共振器）2617
を含み、信号NTSCFAのバースト信号成分に位相固定され
たクロミナンス副搬送波信号Fscを再生する。この信号F
scは通常の可制御移相回路2618の一方の入力端子に供給
される。回路2618は制御入力端子に供給されたアナログ
移相制御信号PHに応答して、信号Fscの位相の角度を−4
5度と＋45度の間で移動させる。移相制御信号PHはマイ
クロプロセッサ2640からDAC2654を介して供給される。
信号PHの発生について、以下第26a図〜第26f図を参照し
て説明する。

回路2618から供給された移相信号Fscは別のPLL2620に
供給される。このPLL2620は、通常の設計のものでよ
く、周波数が実質的に8fscで信号Fscに位相固定された
出力発振信号CLK8を生成する。この信号CLK8は、その周
波数を２分して信号CLK4を発生する分周器2622に供給さ
れる。

信号CLK4は10ビットカウンタ2624のクロック入力端子
に供給される。このカウンタ2624の出力信号は信号PID
であり、このPIDは、システムが同期しているときは、A
DC1323の供給する信号NTSCF、YTNの各サンプルに対する
水平ブランキング期間の始点に対するサンプル指標（イ
ンデックス）を含んでいる。このサンプル指標は次に述
べるように種々のタイミング信号および同期信号の発生
に用いられる。信号PIDはデコーダ回路2638の入力端子
に供給される。この回路2638は、909の値を有する信号P
IDと一致する信号CLK4の１周期の間論理１の状態にある
パルス信号IHSを発生する。

この信号IHSはデータ書込み制御回路2642の入力端子
に供給される。回路2642は、信号IHS、CLK4およびL22並
びに書込み準備完了（レディ）信号WRDYに応答してファ
ーストイン・ファーストアウト（FIFO）メモリ2644用の
書込み要求信号WREQを発生する。FIFO2644は信号WREQに
応答してその入力端子に供給された信号NTSCFのサンプ
ルを記憶する。そのFIFOは、新しいサンプルの受入れ準
備が完了したときに論理１の値を信号WRDYとしてデータ
書込み制御回路2642に供給する。FIFO2644は、信号WREQ
によって制御されて、信号L22がフィールドの第22番目
の水平ライン期間のサンプルが供給されていることを示
すときと、信号IHSのパルスが生じるときとの間に生じ
る信号NTSCFの全てのサンプルを記憶する。信号IHSがト
レーニング信号に対して正しく整合されたとき、この動
作によって信号NTSCFの完全なトレーニング信号成分がF
IFO2644に記憶される。

この発明の別の実施態様では、信号WREQがさらにFIFO
2646（鎖線で示す）にも供給され、このFIFO2646を制御
して信号YTNの第22番目の水平ライン期間を表すサンプ
ルを記憶させる。これらのサンプルはマイクロプロセッ
サ2640で用いられて受信トレーニング信号を記憶された
トレーニング信号に相関させ、受像機で用いられるタイ
ミング信号がスタジオで用いられるタイミング信号に同
期するようにする。この別の構成ではFIFO2646からの信
号WRDYがFIFO2644から供給された信号WRDYと論理積処理
されて（図示せず）データ書込み制御回路2642に供給さ
れる。

フィールドの第22番目の水平ライン期間中に記憶され
たサンプル値は、後続のフィールド期間中にFIFO2644か
ら読出される。マイクロプロセッサ2640は、パルス信号
RREQを繰返し発生させてFIFO2644からバスRDATAを介し
てデータを読出す。FIFO2644は、マイクロプロセッサ26
40に信号RRDYとして論理１の値を供給することによって
次のサンプル値の供給準備が完了したことを示す。FIFO
2644に記憶された最後のデータ値が読出されたとき、そ
のFIFOはマイクロプロセッサ2640に信号ENDとして論理
１の値を供給する。マイクロプロセッサ2640は、値１の
信号ENDを受入れると、パルス信号RSTを発生させ、これ
が次いでFIFO2644をリセットして次のフィールドのデー
タを受入れるようにする。この発明のこの別の実施態様
では、FIFO2646が、FIFO2644の供給する信号RRDY、END
およびRDATAに対応する信号RRDYJ、ENDJおよびJDATAを
供給する。信号ENDおよびENDJは、そのいずれか一方が
有効データの終りをマイクロプロセッサ2640に対して示
すように論理和処理される（図示せず）。

FIFO2644からおよびオプションとして設けた場合のFI
FO2646から読出されたデータは、PNシーケンスとして、
スタジオタイミング信号発生器２のROM2544に記憶され
たトレーニング信号のサンプルの１回の反復分と実質的
に同じであるROM2650に記憶されたサンプルと相関され
る。トレーニング信号として濾波済み時間反転2Tパルス
を用いると、記憶されたトレーニング信号は実質的にト
レーニング信号の発生に用いた2Tパルスを時間反転した
ものになる。

受信トレーニング信号と記憶トレーニング信号の相関
性をできるだけ高く（近く）するために、マイクロプロ
セッサ2640はカウンタ2624のプリセット値（PV）入力端
子に供給された信号を介して信号IHSの位相を調整す
る。信号IHSのパルスが生じると、カウンタのPV入力端
子に供給された信号の瞬時値が初期計数値としてロード
される。マイクロプロセッサ2640は、移相回路2618に供
給される移相信号PHの値を変えることによって、信号CL
K4の位相を調整する。この相関動作は、受像機の同期を
小さい公差（即ち5ns）内に維持するために、受信信号
の各フィールドについて反復される。信号PVとPHは、事
実上、信号Psc（Fsc）およびカウンタ2624から導出され
た信号を、第1a図を参照して説明したワイドスクリーン
EDTVエンコーダが発生するこれに対応する信号に整合さ
せる時間基準である。

この発明のこの実施態様では、ROM2650がマイクロプ
ロセッサ2640の機能を制御するプログラムを記憶してい
る。マイクロプロセッサ2640は、ROM2650の外に、相関
処理（プロセス）中RAM2648をスクラッチパッド・メモ
リとして使用する。

マイクロプロセッサ2640が実行する相関処理は第26a
図〜第26f図のフローチャートに図示されている。この
相関処理の説明を簡単にするために、以下の説明におい
ては、最初にPNシーケンスのトレーニング信号のサンプ
ルがFIFO2644に記憶されていると仮定する。FIFO2646を
用いるためと、トレーニング信号として時間反転2Tパル
スを用いるための処理の変形を各別に説明する。

次に、第26a図〜第26c図のフローチャートによって示
される処理の概略を説明する。マイクロプロセッサの用
いる記憶位置を初期化した後（ステップ2662〜2664）、
第26a図のプログラムによってFIFO2644からサンプル値
を抽出してそれをデータアレイACCの124個の記憶位置に
蓄積（累積）する（ステップ2666、2668、2680）。プロ
グラムによって各サンプルがライン22中適正な時点に取
られなかったと判断した場合は（ステップ2674）、マイ
クロプロセッサが制御されてカウンタ2624に供給するプ
リセット値PVを変更し（ステップ2676）、タイミング誤
差を補正してサンプル累積ステップを反復する。

第26b図では、プログラムによってマイクロプロセッ
サ2640が制御されて、積の和の値（積和値）のシーケン
スが計算される。この積和値は、それぞれアレイACCに
保持された各サンプルとこれに対応するトレーニング信
号の１回分（インスタンス）を保持する基準アレイREF
からの対応値との積の総和を表す。相異なる積和値はア
レイACCとREFの両サンプルの相異なる整合状態を示す。
マイクロプロセッサは、相異なる積和値を計算しつつ、
（ステップ2698で）その積和値の最大値を求め、その最
大値を生成したアレイACCとREFの整合を決定する。

第26c図に示すプログラムの各ステップにおいては、
第26b図に示す相関動作の結果を用いて、位相調整信号P
Hおよび信号PVの新しい値を計算する。この調整によっ
て、第26図の回路で発生されたタイミングおよびクロッ
ク信号がワイドスクリーンEDTVエンコーダに用いられる
それに対応する信号に正しく整合する。

この処理は第26a図においてSTART（開始）と記したブ
ロック2660から始まる。このクロックは例えば相関処理
の始まる前にマイクロプロセッサが実行する何らかの初
期化手順を表す。このシステムが初期化されると、マイ
クロプロセッサはステップ2662において信号L22の負方
向転移を待つ。この転移はフィールドの第22番目の水平
ライン期間の終りを示し、この転移が検知されると、FI
FO2644にトレーニング信号を記憶させる。ステップ2664
において、マイクロプロセッサは2640は、記憶位置のア
レイACCの各エントリを値０（零）にし、変数SCCOUNTと
出力信号PVおよびDPHとに値０を与える。アレイACCはト
レーニング信号の複数反復分の累積に用いられ、変数SC
COUNTはFIFO2644から読出されたサンプル値の計数値を
保持する。ステップ2666において、マイクロプロセッサ
2640は、FIFO2644からサンプル値を読出し、そのサンプ
ル値を変数RDATAに与える。ステップ2668において、マ
イクロプロセッサはサンプル計数値の変数SCCOUNTを増
分変化させる（increment）。

各サンプル値がFIFO2644から読出されると、マイクロ
プロセッサはステップ2670でFIFO2644から供給される信
号ENDの状態を検査する。信号ENDが論理１の状態であれ
ば、FIFO2644からそれ以上のサンプルは読出さない。こ
の場合、マイクロプロセッサ2640はステップ2672でFIFO
2644をリセットする。ステップ2674でサンプル計数値SC
COUNTが898より多い場合は、これは完全なトレーニング
信号がFIFO2644に記憶されたことを示すから、マイクロ
プロセッサ2640は第26b図のステップ2682に分岐する。
それ以外では、ステップ2676で値899からサンプル計数
値SCCOUNTを差引いた値を信号PVに与え（指定して）、
相関処理を再開する。ステップ2672からステップ2676ま
では、相関を試みる前に信号IHSが信号L22との粗い整合
を確保するものである。

ステップ2670で信号ENDが論理０の状態にあれば、ス
テップ2678でマイクロプロセッサがサンプル計数値が15
4より小さいかどうかを検査する。もしそう（Ｙ）であ
れば、そのサンプルは第22番目の水平ライン期間の水平
ブランキング期間を含む部分を表す。この期間はトレー
ニング信号を全く含まないから、無視される。従って、
判断ブロック2678からYES（Ｙ、肯定）の分岐を通って
ステップ2666で、マイクロプロセッサ2640がFIFO2644か
ら次のサンプル値を読出すように制御される。

ステップ2678でサンプル計数値SCCOUNTが154以上であ
れば、マイクロプロセッサはサンプル値RDATAをアレイA
CC内に蓄積（累積）する。反復されるトレーニング信号
の各シーケンスは124個のサンプル値を含むから、123個
の間挿サンプルによって隔てられているサンプルは連続
する各シーケンスからの対応するサンプル値である。ス
テップ2680では、モジュロ（MOD）124（124を法とす
る）の加算（ステップ2680）を用いてアレイACCにおい
て現在のサンプルの指標（IXP）が決定され、その指標
における累積和にサンプル値が加算される。ステップ26
80の実行が終ると、マイクロプロセッサ2640はステップ
2666に分岐する。

判断ブロック2674のYESの分岐によって実行される第2
6b図のステップ2682では相関処理が開始する。この処理
では、アレイACC中の累積データと、ROM2650に記憶され
たアレイREFの基準データとの相関がとられる。この相
関処理は各アレイACCおよびREFを循環構造を成すものと
して、即ち、指標０のエントリが指標123のエントリに
続くものとして処理する。この相関処理は次のように進
行するのが理想的である。即ち、アレイACCの各値にア
レイREFの対応値を乗じ、その積を合計して１つの値を
生成する。次に、アレイACC、REFの指標をずらして、そ
の対応関係を変えることにより別の値を生成する。取り
得る全ての対応関係が試行されるまでこの処理を反復す
る。PNシーケンスの特性の１つとして、生成された値の
最大値は、アレイACCとREFが最も高い（近い）相関性を
示すときに生じる。

第26b図を参照すると、ステップ2682において、アレ
イACCおよびREFの指標の偏位（オフセット）値を保持す
る変数INIXに値０を与える。次いで、ステップ2683にお
いて、積和値の最大値を保持する変数MSUMに値０を与え
ると共にアレイSUMの各エントリを０に設定する。アレ
イSUMは、ACCとREFの間の各対応関係における積和値
を、それらが計算されるのに応じて保持する。次のステ
ップ2684では、アレイACCの指標IXPにINIXの値が与えら
れ、アレイREFの指標IXRに値０が与えられる。

ステップ2686、2688、2690は積和値のそれぞれの積の
形成に用いられる乗算動作の近似を行うものである。判
断ブロック2686では現在の指標で示された基準値か負か
否かを検査し、もし負なら、判断ブロックのＹ分岐を通
ってステップ2688を実行するが、それ以外では、ステッ
プ2690を実行する。ステップ2688では、現在の指標で示
されたACCの値をアレイSUMの値から差引くが、ステップ
2690では、指標で示されたACCの値をアレイSUMの値に加
算する。この処理によって、アレイREFのエントリに応
じてアレイACCのエントリが増加する範囲で、アレイREF
を＋１または−１の値だけを含むアレイになるまで実効
的に減少させることができる。この発明のこの実施態様
では、テレビジョン信号は−40IREと100IREが−128と＋
127の各量子化値に対応する８ビットの２の補数値に量
子化されるため、30IREより小さい値を表すトレーニン
グ信号のサンプルは負となり、30IREより大きい値を表
すサンプルは正である。この近似は真の乗算動作と比較
すると正確ではないが、発明者は、これにより満足な結
果が得られ、相関動作の計算時間が大幅に減少させると
判断した。

ステップ2692では指標変数IXRおよびIXPが増分変化さ
れる。変数IXPはモジュロ124で増分変化されて上述の循
環的相関を実現する。判断ブロック2694では和と積の動
作がIXRが124より小さい間は反復され、IXRが124に等し
くなると、基準アレイの全エントリが使用されて、和と
積の動作が変数INIXに保持された偏位値について完了す
る。

判断ブロック2696では、新しく計算された和の絶対値
がそれまでに計算された最大の和MSUMの絶対値と比較さ
れ、その新しい和がMSUMより大きければ、それはステッ
プ2698でMSUMに置換され、その新しい和の生成に用いた
アレイACCとREFの間の偏位値INIXが変数MIXに置換され
る。ステップ2698の実行後、または判断ブロック2696が
NO（否定）の分岐において、変数INIXの値が１だけ増加
させられる。ステップ2702でINIXの値が123未満のとき
は、ステップ2684では積和項の計算がアレイACCとREFの
間のより大きな偏位を用いて続けられる。

INIXの値が122以上になったとき、アレイACC、REFの
循環的相関は完全になる。次にマイクロプロセッサ2640
は第26c図に示した判断ブロック2704を実行する。ブロ
ック2704では、MIXを直接挟む指標の偏位値に対する積
和値が比較される。MIXより小さい指標の積和値が、MIX
より大きい指標の積和値より大きければ、ステップ2708
で、SUM〔MIX−２〕の値が変数PSUMに与えられ、MIX−
１の値が変数PIXに与えられるが、それ以外では、ステ
ップ2714で、SUM〔MIX＋２〕とMIX＋１の値がそれぞれ
変数PSUMおよびPIXに与えられる。これらのステップで
は、アレイACCとREFの間の選択的偏位が、MIXおよびPIX
に保持される値の間に設定される。各ステップ2708、27
14に続く判断ブロック2710、2716では、|SUM〔MIX＋
１〕｜とPSUMの差または|SUM〔MIX−１〕｜とPSUMの差
と、最小閾値DELTAとの大小関係が検査される。差がこ
の最小閾値より小さいことは、受像機と送信信号が5ns
の範囲内で整合していることを示す。この差が最小閾値
を超えるときは、信号CLK4とIHSの位相の調整をさらに
行うことが望ましい。このようにして、マイクロプロセ
ッサ2640はステップ2712、2718で各変数PV、DPHに新し
い値を与える。位相調整が必要か否かの判定と変数DPH
に与える位相調整値の計算には、MIXとPIXから各方向に
１指標だけ変位した積和値が用いられる。これらの積和
値は鐘形曲線の最大勾配の部分に位置するため、信号PH
の値の調整によって生じる僅かな位相変化に最も敏感で
影響されやすい。

マイクロプロセッサ2640は、ステップ2712、2718のい
ずれかを実行した後か、または判断ブロック2710または
2716のいずれかのYES分岐において、判断ブロック2720
を実行する。ステップ2720では最大の積和値が負か否か
が検査され、もし負なら、マイクロプロセッサ2640がラ
ッチ2652に供給する信号FIDの値がステップ2724で０に
設定され、それ以外では、FIDの値がステップ2722で増
分変化される。上述のように、エンコーダから供給され
るトレーニング信号が４フィールド毎に１回反転されて
（即ち、100IREが−128に、−40IREが＋127に対応す
る）、フィールド識別子（０、１、２または３）が受像
機に送られる。マイクロプロセッサ2640は、ステップ27
22または2724のいずれかを実行した後、ステップ2662に
分岐して、次のビデオフィールドの相関動作を開始す
る。このようにして、相関動作はワイドスクリーンEDTV
信号が受信される限り継続する。

NTSCビデオ信号は残留側波帯信号として送信され、ト
レーニング信号は、それがPNシーケンスであっても濾波
済みの時間反転2Tパルスであってもビデオ信号の全帯域
幅を占めるから、上述の相関動作は多重通路（マルチパ
ス）歪みの影響を受けることがある。即ち、ビデオ搬送
波信号の見掛け位相を変えると、強い２次（ゴースト）
信号が１次ビデオ信号の同相成分と直交位相成分との間
にクロストーク（漏話）を生じさせることがある。この
見掛けの位相誤差は、第13図の同期復調器1322によって
検出される搬送波が１次信号とゴースト信号の搬送波の
ベクトル和であるために生じる。この検出された搬送波
を用いてビデオ信号を復調すると、１次信号の同相成分
の部分が復調された直交位相成分中に現れ、またこれと
逆の関係も生じる。これによってトレーニング信号の振
幅が減少し、それに直交歪が加わる。

潜在的多重通路歪みを補償する方法の１つは、相関動
作にトレーニング信号の同相と直交位相の両成分を用い
ることである。これはビデオ信号の同相成分NTSCFと直
交位相成分YTNをそれぞれ１つの複素数信号の実部と虚
部として取扱うことにより実現される。第26a図、第26b
図および第26c図を信号NTSCFの他に信号YTNにも適合す
るように変形したものを、それぞれ第26d図、第26e図お
よび第26f図に示す。これらの図面に記載されたアルゴ
リズム（演算法）は、上述のアルゴリズムと基本的に同
じであるから、第26a図、第26b図および第26c図と対応
する第26d図、第26e図および第26f図との違いだけを説
明する。第26d図には、FIFO2646から供給された直交位
相サンプルを保持するために、変数JDATAとアレイACCJ
が追加されている。ステップ2766でFIFO2646から変数JD
ATAにサンプル値が与えられ、ステップ2780でFIFO2644
からのサンプルがアレイACCRに蓄積（累積）されると同
時に、FIFO2646からのサンプルがアレイACCJに蓄積され
る。アレイACCRは第26a図のアレイACCと同じである。

第26e図のステップ2782が実行されるときは、アレイA
CCRとACCJはそれぞれトレーニング信号の同相成分の６
回分（６回分のインスタンス）と直交位相成分の６回分
の累積（蓄積）を表す値を有する。ステップ2783でアレ
イSUMの外にアレイSUMRとSUMJが初期化される。ステッ
プ2786では、アレイACCRに保持されたトレーニング信号
の同相成分を表すサンプルとアレイREFRに保持され記憶
された同相のトレーニング信号のサンプルとの積と、ア
レイACCJに保持されたトレーニング信号の直交位相成分
を表すサンプルとアレイREFJに保持され記憶された直交
位相のトレーニング信号のサンプルとの積とが、合計さ
れてアレイSUMRに記憶される。ステップ2786では、アレ
イREFJとACCR内の対応する各値の積が、アレイREFRとAC
CJ内の対応する各値の積から差引かれ、得られた差の値
がアレイSUMJのエントリに蓄積される。ステップ2795で
は、アレイSUMRとSUMJ内の対応する値の自乗和を求め
て、アレイSUMに対する値が計算される。ステップ2786
に示す計算は、受信トレーニング信号の同相成分および
直交位相成分を表す複素ベクトル（ACCR、ACCJ）と、そ
の複素共役、即ち、記憶された基準トレーニング信号の
同相成分および直交位相成分を表す複素ベクトル（REF
R、REFJ）との乗算である。

第26f図のステップ2804が実行されるときに、アレイS
UMは、２組のアレイ間の指標の対応関係のそれぞれにつ
いてアレイACCR、ACCJおよびREFR、REFJの積和値を表す
値を保持する。第26f図のアルゴリズムは、ステップ270
4、2710、2716の絶対値演算（オペレーション）を用い
ず、ステップ2720のMSUMの代りに値SUMR〔MIX〕を用い
る点で、第26c図のものと異なる。値SUMR〔MIX〕は最大
積和値に対応する指標の受信トレーニング信号と基準ト
レーニング信号の各同相成分の積であるから、第26c図
で用いた値MSUMと基本的に同じである。この代替アルゴ
リズムでは、ステップ2786の自乗演算によってMSUMの値
が常に正であるから、その値MSUMを用いずにテレビジョ
ン受像機のフィールドシーケンスをワイドスクリーンED
TVエンコーダのフィールド・シーケンスに同期させる。

第26d図〜第26f図に示すアルゴリズムによって、多重
通路歪みを補償する上に、EDTV受像機が弱いまたはノイ
ズの多い信号から生成した画像を改善することができ
る。この画質の改善は、相関動作に受信信号の同相成分
の信号エネルギの外に直交位相成分の信号エネルギを用
いるために生じる。第26a図〜第26c図を参照して説明し
たアルゴリズムは受信信号の同相成分のエネルギだけを
用いている。

トレーニング信号として時間反転濾波済み2Tパルスを
用いる場合に、その相関処理は、第26a図のステップ267
4と第26b図のステップ2682の間に第25c図の濾波器を模
倣する計算（図示せず）を追加し、ステップ2686、268
8、2690を実際にアレイACCのエントリにアレイREFのエ
ントリを乗じるステップ（図示せず）で置換するように
修正される。また、反復されるシーケンス内のサンプル
数を例えは40に減じることも望ましい。その理由は、40
サンプルを超える濾波済み2T信号内のエネルギは無視し
得るからである。それ以外については、トレーニング信
号を基準信号に相関させる手順は上述の場合と同じであ
る。マイクロプロセッサ2640を用いて第25d図の全域通
過濾波器を模倣する代替装置として、第26図の受像機タ
イミング信号発生器は、FIFO2644の入力端子側に第26d
図に示すような回路（図示せず）を含んでいてもよい。
この回路は時間反転2Tパルスの６回の反復からなるシー
ケンスをFIFO2644に記憶させるもので、この実施態様で
は、記憶されたトレーニング信号も時間反復2Tパルスで
ある。

第26図を再び参照すると、カウンタ2624の発生した画
素識別信号PIDはデコーダ2626に供給され、そのデコー
ダ2626は信号PIDの値が156のとき約70nsのパルス幅の時
間基準パルス信号Ｈを発生する。この時間基準パルス
は、ビデオ信号の各水平ライン毎に１回発生され、その
ライン上の有効ビデオ信号の最初のサンプルに対応す
る。信号PID、マイクロプロセッサ2640で生成されてラ
ッチ2652に記憶されたフィールド識別信号FID、および
カウンタ2612が発生し、サンプルの現在のラインがその
フィールドで奇数のラインか偶数のラインかを示す信号
O/Eは、ROM2628、2630に供給される。これらのROMは、
第25図を参照して説明したROM2530、2532のそれぞれと
同様にプログラムされている。ROM2628、2630とROM253
0、2532の間の唯一の違いは、アドレス信号PIDのビット
の数である。即ち、第26図の信号PIDは4fscのレート
（周波数）で変化する10ビット信号であるが、第25図で
用いられる信号PCは8fscのレートで変化する11ビット信
号である。ROM2628は交番副搬送波信号ASC、ASC′を発
生し、ROM2630は5MHzのヘテロダイン信号fcを発生す
る。これらの信号は次に説明するようにデコーダ回路に
使用される。

信号O/Eと信号FIDはさらにROM2634に供給される。ROM
2634は、最初の有効ビデオ信号サンプルが再生色副搬送
波信号FscのＱ位相のクロミナンス信号成分を有する各
水平ライン期間に論理１の出力信号を生成するようにプ
ログラムされている。このROM2634の発生した信号はア
ンドゲート2636で信号Ｈと論理積処理され、そのアンド
ゲート2636の生成するパルス信号は分周器2632のリセッ
ト入力端子Ｒに供給される。分周器2632の信号入力端子
は4fscのクロックパルス信号CK4を受入れるように結合
され、分周器2632の出力信号は、周波数が実質的に2fsc
で、色副搬送波信号FscのＩ位相に実質的に一致した負
方向の転移を有する信号ICKとなる。

第13図を参照すると、信号NTSCFはフレーム内平均差
分器1324に供給され、その平均差分器1324はフレーム内
で262H離れた画像ラインを1.7MHzより高い周波数で平均
（加算的合成）および差分生成（減算的合成）して、実
質的にＶ−Ｔクロストークのない主信号Ｎおよび直交変
調された信号Ｍを復元する。このフレーム内平均差分器
1324の下限動作周波数1.7MHzと第1a図のエンコーダに用
いられるフレーム内平均器38の下限動作周波数1.5MHzと
の間には200KHzの水平クロストーク保護帯域が設けら
れ、この保護帯が信号Ｍと信号Ｎのルミナンス信号成分
との間のクロストークを実質的になくす。再生信号Ｎ
は、第1a図のエンコーダでフレーム内平均された元の主
信号C/SLの高い視覚的フレーム内画像相関性により、主
信号C/SLの画像情報と基本的に視覚的に同じ情報を含ん
でいる。

平均差分器（ユニット）1324の詳細を第15図に示す。
信号NTSCFは、低域通過濾波器1510で濾波されて「低周
波数情報成分」を生成し、この成分が減算器1512で信号
NTSCFと減算的に合成されて信号NTSCFの「高周波数情報
成分」を生成する。この成分は平均差分器1513で１フィ
ールド期間だけ遅延され、平均され（加算的に合成さ
れ）、差分が生成され（減算的に合成され）て平均出力
（＋）に平均された高周波数情報成分NHを、また差分出
力（−）に信号Ｍを生成する。平均差分器1513として用
いられる典型的回路を第16図に示す。成分NHは、加算器
1514で濾波器1510からの262H遅延された出力信号と加算
されて、信号Ｎが生成される。

第13図を参照すると、信号Ｍは直交復調振幅伸張器13
26に結合されて、ワイドスクリーンEDTVエンコーダ回路
について説明した上述の信号ASC、ASC′と同じ特性を有
する交番副搬送波信号ASC、ASC′に応じて補助信号Ｘ、
Ｚを復調する。復調信号Ｘ、Ｚは、第1a図のエンコーダ
によってフレーム内平均されたこれらの信号のフレーム
内画像相関性が高いため、第1a図の信号ESHの画像情報
とエンコーダ74の出力信号の画像情報と基本的に視覚的
に同じ情報をそれぞれ含んでいる。直交復調振幅伸張器
1326に用い得る典型的回路を第27図に示す。この回路は
信号ＭにそれぞれASC、ASC′を乗じる２つの乗算器275
0、2752を含み、その出力信号は通過帯域が例えば０〜
1.5MHzの低域通過濾波器2753、2757によって濾波され
る。この濾波器2753、2757は不要な高周波数変調成分を
除去し、その出力信号はPROM2754、2756によって逆ガン
マ関数処理されて、信号Ｘ、Ｚが生じる。

第13図を参照すると、側部時間圧縮器1328は色符号化
された側部パネル高周波数情報（信号Ｘ）を時間圧縮し
て、それがその元のタイムスロット（時間区間）を占め
ることにより信号NTSCHを復元するようにする。信号NTS
CHは第1a図について上述した信号NTSCHと実質的に同じ
である。

ルミナンス（Ｙ）高周波数情報デコーダ1330はルミナ
ンス水平高周波数情報（信号Ｚ）を復号してワイドスク
リーンフォーマットにする。即ち、両側部は時間伸張さ
れて第1a図のエンコーダで行われた時間圧縮の逆の処理
が行われ、中央部は時間圧縮されて第1a図のエンコーダ
で行われた時間伸張の逆の処理が行われる。

第17図は第13図のデコーダ1330の詳細を示している
が、この図において、信号Ｚは側部中央部分離器（デマ
ルチプレクサ）1710に供給されて、ルミナンス高周波数
側部信号および中央部信号YHO、YHEに分離される。デマ
ルチプレクサ1710はカウンタ1706とデコーダ1708によっ
て制御される。カウンタ1706は、信号Ｈによって信号Ｚ
の最初の有効画素に対応する時点でリセットされ、4fsc
信号CK4によってクロック制御されて信号Ｚの画素を計
数する。デコーダ1708はカウンタ1706からの計数値信号
に応答してデマルチプレクサ1710に制御信号を供給し、
側部パネル画素（計数値０〜13と740〜743）を信号YHO
に向け、中央パネル画素（計数値14〜739）を信号YHEに
向ける。信号YHO、YHEは、それぞれ時間伸張器1712と時
間圧縮器1714によって、第12図と第12a図〜第12d図を参
照して上述したマッピング法を用いて時間伸張および時
間圧縮されて、それぞれ画像の両側部と中央部に対する
ルミナンス高周波数成分を表す信号YHS、YHCが生じる。
これらの信号はスプライサ（重ね継ぎ器）1716で重ね継
ぎされる。

第14図はスプライサ1716としての使用に適する側部パ
ネル−中央部パネル重ね継ぎ装置を示す。この第14図の
スプライサは、側部パネルのルミナンス信号成分YSと中
央部パネルのルミナンス信号成分YCから全帯域幅のルミ
ナンス信号YF′を生成する回路1410、並びにこの回路14
10と同一構造同一動作のＩ信号スプライサ1420およびＱ
信号スプライサ1430を含んでいる。中央部パネルと側部
パネルは意図的に例えば10画素だけ重ね合され、中央部
パネルと側部パネルの各信号が、第３図に示すように、
信号符号化および送信処理を通じて数個の冗長画素を共
有している。

ワイドスクリーン受像機では、この中央部パネルと側
部パネルがそれぞれの信号から再構成されるが、その各
パネル信号に加えられた時間伸張、時間圧縮および濾波
処理のために、各パネルの境界部の数個の画素は損傷ま
たは歪みを受けている。第14図には、重なり領域（OL）
と損傷画素（CP、明示のため少し誇張してある）が、信
号YS、YCに関する波形によって示されている。もし各パ
ネルに重なり領域がなければ、損傷画素同志が衝合して
継目が目に見えてしまう。10画素幅の重なり領域は、境
界部の３個〜５個の損傷画素を補償するのに充分な数で
あることが分っている。

スプライサ1410では、乗算器1411が、関連図の波形で
示すように、重なり領域において側部パネル信号Ｙに重
み関数Ｗを乗じる。この乗算器1411が生成する信号は信
号合成器1415に供給される。同様に、乗算器1412は、関
連図の波形で示すように、重なり領域において中央部パ
ネル信号YCに相補的重み関数（１−Ｗ）を乗じ、得られ
た信号を合成器1415に供給する。重み関数Ｗ、１−Ｗは
重なり領域で線形（直線）傾斜特性を呈するもので、０
と１の間の値を有する。側部パネルと中央部パネルの画
素は重み付けの後で、合成器1415において、再構成され
た各画素が側部パネルと中央部パネルの画素の線形合成
になるように加算される。

重み関数は重なり領域の最も内側の境界近傍で１に近
付き、最も外側の境界近傍で０に近付くのが好ましく、
これによって、損傷画素が再構成パネルの境界に比較的
僅かしか影響しないという保証が得られる。

重み関数Ｗ、１−Ｗは、画素位置を表す入力信号に応
動するルックアップテーブル（図示せず）と減算的合成
器（図示せず）とを含む回路によって、容易に発生する
ことができる。ルックアップテーブルは、入力信号に応
じて重なり領域で０から１までの傾斜関数出力値を与え
るようにプログラムされている。入力信号は、信号Ｈに
よってリセットされる画素カウンタを用いる方法のよう
な種々の方法で発生することができる。

第13図を参照すると、振幅変調器1332は5.0MHzの搬送
波fcをデコーダ1330からの信号で振幅変調する。振幅変
調された信号はその後、5.0MHzの遮断周波数を有する高
域通過濾波器1334によって濾波され、その下部側波帯が
除去される。濾波器1334の出力信号には、5.0〜6.2MHz
の中央部パネル周波数と、5.0〜5.2MHzの側部パネル周
波数が復元されている。濾波器1334からの信号は加算器
1336に供給される。

圧縮器1332からの信号NTSCHは分離器1340に供給さ
れ、ここでクロミナンス高周波数情報からルミナンス高
周波数情報が分離されて、信号YH、IH、QHが生成され
る。これは第18図の回路構成で行うことができる。

第18図において、第10c図の構成と3.58±0.5MHzの通
過帯域を有するＨ−Ｖ−Ｔ帯域通過濾波器1810は、信号
NTSCHのクロミナンス帯域成分を減算的合成器1814に供
給し、この合成器1814は通過時間等化遅延器1812によっ
て遅延された信号NTSCHを受入れる。この合成器1814の
出力には分離されたルミナンス高周波数情報信号YHが生
じる。濾波器1810からの濾波済みの信号NTSCHは、ラッ
チ1815、1816、選択的２の補数回路1818、1820、インバ
ータ1822および分周器1824を含む回路によって直交復調
される。ラッチ1815、1816はそれぞれ信号ICKとその論
理反転信号に応じて、それぞれの色差信号Ｉ、Ｑを表す
サンプルを記憶する。第９図を参照して説明したよう
に、これらのサンプルは極性が交番する。色差信号サン
プルＩ、Ｑのそれぞれの極性を交互に（１つ置きに）変
えるために、復調器は選択的２の補数回路1818、1820を
含んでいる。これらの回路は、分周器1824の発生する信
号ICKの周波数の半分の周波数の信号に応答して、ラッ
チ1815、1816から供給されるサンプル値の１つ置きのも
のだけを反転する。２の補数回路1818、1820の出力信号
はそれぞれ色差信号IH、QHである。

フレーム内平均差分器1324からの信号Ｎは、ルミナン
ス−クロミナンス分離器1342によって、それを構成する
ルミナンスおよびクロミナンス成分YN、IN、QNに分離さ
れる。ルミナンス−クロミナンス分離器1342は、前述の
分離器1340と同じものでよい。

信号YH、IH、QHとYN、IN、QNは、これらのルミナンス
およびクロミナンス成分をワイドスクリーンフォーマッ
トに復号するＹ−Ｉ−Ｑフォーマットデコーダ1344に入
力として供給される。デコーダ1344の詳細を第19図に示
す。

第19図において、信号YN、IN、QNは、側部−中央部パ
ネル信号分離器（時間デマルチプレクサ）1940によって
圧縮側部パネル低周波数情報信号YO、IO、QOと伸張中央
部パネル信号YE、IE、QEに分離される。デマルチプレク
サ1940には、第17図について前述したデマルチプレクサ
1710とその周辺回路1706、1708の原理を応用することも
できる。

信号YO、IO、QOは、時間伸張器1942によって側部パネ
ル伸張係数（率）（第1a図のエンコーダにおける側部パ
ネル圧縮係数の逆数）で時間伸張されて、復元された側
部パネル低周波数情報信号YL、IL、QLで表されるよう
に、ワイドスクリーン信号中に側部パネル低周波数情報
信号の元の空間関係を復元される。同様に、側部パネル
のための余裕を作るために、中央部パネル信号YE、IE、
QEが時間圧縮器1944によってある中央部パネル圧縮係数
（第1a図のエンコーダにおける中央部パネル伸張係数の
逆数）で時間圧縮されて、ワイドスクリーン信号中に中
央部パネル信号の元の空間関係が復元される。圧縮器19
44の生成する出力信号は復元された中央部パネル信号Y
C、IC、QCである。圧縮器1944と伸張器1942は第12図に
ついて前述した形式のものでよい。

空間的位置が復元された側部パネル高周波数情報信号
YH、IH、QHは、空間的位置が復元された側部パネル低周
波数情報信号YL、IL、QLと合成器1946によって合成され
て、再構成された側部パネル信号YS、IS、QSを生じる。
これらの信号は、スプライサ1960によって再構成された
中央部パネル信号YC、IC、QCと重ね継ぎされて、部分的
に再構成されたワイドスクリーン・ルミナンス信号Y
F_O′と再構成されたワイドスクリーン色差信号IF′、Q
F′とを生じる。この側部パネルと中央部パネルの両信
号成分の重ね継ぎは、中央部パネルと側部パネルの境界
に目に見える継目を事実上なくするような方法で行われ
るが、そのスプライサ1960としての使用に適する装置は
第14図を参照して説明した。

第13図では、デコーダ1344から供給される信号YF_O′
が加算器1366に結合され、ここで濾波器1334からの高周
波数ルミナンス信号に加算されて、再構成された広帯域
幅のルミナンス信号YF′が発生される。

信号YF′、IF′、QF′はそれぞれ変換器1350、1352、
1354によって飛越走査フォーマットから順次走査フォー
マットに変換される。また、ルミナンス順次走査変換器
1350は、符号化された「ヘルパ」信号YTNを復号するフ
ォーマットデコーダ1360からの「ヘルパ」ルミナンス信
号YTにも応動する。デコーダ1360は、信号YNTをワイド
スクリーンフォーマットに復号するもので、第17図に示
す形式の構成を有する。

Ｉ、Ｑ変換器1352、1354は、１フレーム離れたライン
を時間的に平均することによって、飛越走査信号を順次
走査信号に変換して、失われた順次走査線情報を生成す
る。これは第20図に示す形式の構成によって行うことが
できる。

第20図では、飛越走査信号IF′（またはQF′）が遅延
素子2010で263Hだけ遅延された後、デュアルポート（双
端子）メモリ2020の入力ポートに供給される。この遅延
信号は、遅延素子2012によってさらに262Hだけ遅延され
た後、加算器2014で無遅延の入力信号に加算される。加
算器2014の出力信号は２等分回路2016に結合される。回
路2016の発生する信号は、デュアルポートメモリ2018の
入力ポートに供給される。メモリ2018、2020は、4fscの
レート（周波数）でデータを受入れて8fscのレートでデ
ータを供給する。メモリ2018、2020の出力ポートは、そ
のメモリから供給された２つの信号を切替えて出力の順
次走査信号IF（QF）を生成するマルチプレクサ（MUX）2
022に結合されている。また、第20図には、飛越走査入
力信号（画素サンプルＣとＸを示す２本のラインの）と
画素サンプルＣ、Ｘから成る順次走査出力信号とを表す
波形も示されている。

ルミナンス順次走査変換器1350は、信号YTが第21図の
構成で示すように加算される以外は、第20図に示すもの
と同様である。

第13図を参照すると、変換器1350、1352、1354の生成
するワイドスクリーン順次走査信号YF、IF、QFは、ディ
ジタル−アナログ（DA）変換器1362によってアナログ形
式に変換され、このDA変換器は信号Ｙ、Ｉ、Ｑを生成し
てこれをビデオ信号処理マトリクス増幅器ユニット1364
に供給する。このユニット1364のビデオ信号処理部分
は、信号増幅用、DCレベル移動用、ピーキング用、輝度
制御用、コントラスト制御用およびその他通常のビデオ
信号処理用の各回路を含んでいる。マトリクス増幅器13
64は、ルミナンス信号Ｙを色差信号Ｉ、Ｑと合成して、
カラー画像を表すビデオ信号Ｒ、Ｇ、Ｂを生成する。こ
れらのカラー信号は、ユニット1364内の表示駆動増幅器
によって、ワイドスクリーン・カラー画像表示装置例え
ばワイドスクリーン映像管を直接駆動するのに適したレ
ベルまで増幅される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デイートリツヒ，チヤールズ ベンジヤ ミン アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 08528 キングスン ユークリツド・ア ベニユ ７ (72)発明者 チヤオ，ツイ ホン 台湾 タイチユン ウエン―チヤン―１ ストリート 58 (56)参考文献 特開 昭63−114391（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 11/00 - 11/24 H04N 7/00 - 7/015

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ルミナンス信号副成分と色情報信号副成分
   とを含む主信号成分と、符号化された拡張信号成分とを
   有するテレビジョン信号の信号源と、 上記信号源に結合され、上記テレビジョン信号から上記
   主信号成分と上記符号化拡張信号成分を分離する信号分
   離手段と、 上記信号分離手段に結合され、上記主信号成分から上記
   ルミナンス信号副成分と上記色情報信号副成分とを分離
   する主信号処理手段と、を具える装置であって、 上記信号源（1310）から供給される上記テレビジョン信
   号はトレーニング信号成分を含み、このトレーニング信
   号成分は、上記テレビジョン信号の或る所定の水平ライ
   ンの期間において複数回反復する順次の信号パターンか
   らなるものであり、 上記信号分離手段（1322−1323）は、さらに上記信号源
   から供給される上記テレビジョン信号から上記トレーニ
   ング信号成分を分離するものであり、 さらに、上記信号分離手段に結合され、上記トレーニン
   グ信号成分を処理して時間基準信号を発生する手段（13
   25）と、 上記信号分離手段に結合され、上記時間基準信号に応じ
   て上記符号化拡張信号成分を復号して、復号補助信号
   （YH）を生成する復号手段（1326）と、 上記復号補助信号を上記ルミナンス信号副成分と上記色
   情報信号副成分のうちの一方と合成して改良されたビデ
   オ画像を表すビデオ信号を生成する手段（1344）と、 を具える装置。
2. 【請求項２】上記テレビジョン信号は、Ｎを１より大き
   い正の整数とするとき、Ｎフィールド期間を周期として
   反復する相互位相関係を有する第１および第２の同期信
   号成分を含み、 上記トレーニング信号成分は、Ｎフィールド期間毎の１
   つのフィールド期間において極性を反転して上記相互位
   相関係を示し、 上記トレーニング信号成分を処理する手段（1325）は、
   上記トレーニング信号成分の極性に応じて実質的に上記
   相互位相関係を有する上記第１および第２の同期信号成
   分（CLK4、IHS）を発生する手段を含むものである、 請求項１に記載の装置。
3. 【請求項３】上記トレーニング信号成分は、基本トレー
   ニング信号の複数回の反復を含み、上記テレビジョン信
   号の各フィールド期間の１水平ライン期間の一部中に生
   じ、 上記トレーニング信号成分を処理する手段（1325）は、 上記テレビジョン信号の１フィールド期間中に生じる上
   記基本トレーニング信号の複数回反復したものを合成し
   て累積基本トレーニング信号を発生するサンプル値累積
   手段（2644または2646）と、 上記累積基本トレーニング信号を記憶されている基準ト
   レーニング信号と相関させて上記時間基準信号を発生す
   る相関手段（2640、2650）と、 を含むものである、 請求項１に記載の装置。
4. 【請求項４】上記トレーニング信号成分が、同相成分と
   直交位相成分とを含み、 上記サンプル値累積手段が、上記基本トレーニング信号
   の同相成分と直交位相成分の複数回反復したものを各別
   に合成して、それぞれ同相および直交位相の累積基本ト
   レーニング信号を発生する手段（2644、2646）を含み、 上記相関手段は、上記同相および直交位相の累積基本ト
   レーニング信号を同相および直交位相の基準トレーニン
   グ信号と相関させて上記時間基準信号を発生する手段を
   含むものである、 請求項３に記載の装置。
5. 【請求項５】上記基本トレーニング信号は時間反転全域
   通過濾波された二乗余弦2Tパルスであり； 上記記憶されている基準トレーニング信号は時間反転二
   乗余弦2Tパルスであり； 上記相関手段は、 上記基本トレーニング信号を濾波して時間反転二乗余弦
   2Tパルスを表す変形トレーニング信号を生成する手段
   と、 上記変形トレーニング信号を上記記憶されている基準ト
   レーニング信号と相関させる手段と、 を含むものである； 請求項３に記載の装置。