JPWO2018179620A1 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

回転電機（１）の制御装置は、回転電機（１）に流れる回転電機電流を検出する電流検出器（２）と、回転電機電流に基づいて回転電機（１）の回転子位置を推定する位置推定器（４）と、回転電機電流と回転子位置の情報とに基づいて回転電機（１）を駆動するための駆動電圧指令を演算し、回転子位置を推定するための回転電機（１）の各相の位置推定用電圧指令と駆動電圧指令とを加算した回転電機電圧指令を出力する制御器（５）と、回転電機電圧指令に基づいて回転電機（１）に電圧を印加する電圧印加器（３）とを備え、位置推定器（４）は、回転電機電流に含まれ位置推定用電圧指令に起因して変化する位置推定用電流を抽出し、抽出した位置推定用電流の振幅のうち回転子位置によって変化しない直流成分から回転電機（１）の回転子位置を推定することを特徴とする。

Description

本発明は、回転子の回転位置を検出する位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て回転電機を制御する回転電機の制御装置に関する。

回転電機を駆動するためには回転子の位置情報が必要なため、従来の回転電機の制御装置は、回転電機に取付けられた位置センサで検出された位置情報を用いているが、回転電機の製造コストのより一層の低減、回転電機の小型化、及び回転電機の信頼性の向上といった観点から、位置センサレスで回転電機を駆動する技術が開発されてきた。回転電機の位置センサレス制御方法として、主に回転電機の誘起電圧を利用して回転電機の位置を推定する方法と突極性を利用して回転電機の位置を推定する方法とがある。誘起電圧を利用する方法では、誘起電圧の大きさが回転速度に比例するため、零速又は低速域では誘起電圧が小さくなりＳ／Ｎ比が低下し、位置推定が困難になる。突極性を利用した方法では、回転電機の位置を推定するための位置推定用信号を回転電機に入力しなければならないが、零速又は低速域でも回転電機の位置を推定できる。

特許文献１には、突極性を利用した位置センサレス制御方法が開示され、この位置センサレス制御方法は、回転電機を駆動する各相の電圧に位置推定用電圧を重畳し、回転電機電流の周波数と同じ周波数の高周波電流、すなわち位置推定用電流を抽出して位置推定を行う。具体的には、特許文献１に開示される位置センサレス制御方法では、高周波電流の振幅が計算され、その振幅が回転子位置電気角の２倍の周波数を持つ余弦関数又は正弦関数であることを利用して回転子位置が推定される。上記のように各相の電圧に位置推定用電圧を重畳して位置推定する方式を「相電圧重畳方式」と呼ぶ。相電圧重畳方式では、高周波電流から直接に推定位置を演算できるため、位置推定の応答が速い。また相電圧重畳方式は、回転電機の駆動制御において回転座標変換、すなわちｄ−ｑ変換を行わない場合においても用いることができる。特許文献１ではフーリエ変換が利用されているが、特許文献２に開示される回転電機の制御装置では、高周波電流の２乗和積分値を利用するように演算量が低減されている。特許文献３に開示される回転機の制御装置は、特許文献２と同様に回転座標で位置推定用電圧を重畳して推定している。ただし特許文献３に開示される回転機の制御装置は、位置推定用電圧と高周波電流との外積をゼロに収束させることで位置推定している。このように回転座標で位置推定用電圧を重畳して位置推定する方式を「回転座標電圧重畳方式」と呼ぶ。

しかしながら突極性を利用した位置推定では、回転電機のトルクの大きさによって、すなわち負荷の状態によって磁気飽和の度合いが変化し、磁気飽和の度合いが大きくなることにより、推定された位置と実際の位置との誤差が大きくなるという課題があった。この課題に対して特許文献４に開示される同期電動機の磁極位置推定方法は、回転電機のトルクに応じて推定位置を補正している。ただし磁気飽和の度合いが大きくなると回転電機の突極性が消失して位置推定できない場合がある。この課題に対して特許文献３では、回転座標のｄ−ｑ軸それぞれに位置推定用電圧を重畳してｄ−ｑ軸の高周波電流ｉ_ｄｈ及び高周波電流ｉ_ｑｈをそれぞれ抽出し、高周波電流ｉ_ｄｈ及び高周波電流ｉ_ｑｈを組み合わせた値に基づいて位置推定が行われる。

特許第５０６９３０６号公報 特許第５３２４６４６号公報 特許第５１４５８５０号公報 特許第４６８７８４６号公報

しかしながら特許文献３に開示される磁極位置推定方法は、回転座標のｄ−ｑ軸のそれぞれに位置推定用電圧を重畳してｄ−ｑ軸の高周波電流である位置推定用電流をそれぞれ抽出し、さらにこれらを組み合わせる必要がある。従って、磁気飽和時の推定精度改善のために計算負荷が増加するという課題がある。また特許文献３及び特許文献４の磁極位置推定方法は、何れも回転座標電圧重畳方式に基づいているため、位置推定のために収束演算が必要であり推定応答が遅く、また回転電機の駆動制御を回転座標で行わない方式には適用できない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、磁気飽和が生じた場合でも計算負荷の増加を抑制しながら回転子位置の推定精度を向上できる回転電機の制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の回転電機の制御装置は、回転電機の制御装置であって、回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出器と、回転電機電流に基づいて回転電機の回転子位置を推定する位置推定器と、回転電機電流と回転子位置の情報とに基づいて回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算し、回転子位置を推定するための回転電機の各相の位置推定用電圧指令と駆動電圧指令とを加算した回転電機電圧指令を出力する制御器と、回転電機電圧指令に基づいて回転電機に電圧を印加する電圧印加器とを備え、位置推定器は、回転電機電流に含まれ位置推定用電圧指令に起因して変化する位置推定用電流を抽出し、抽出した位置推定用電流の振幅のうち回転子位置によって変化しない直流成分から回転電機の回転子位置を推定することを特徴とする。

本発明によれば、磁気飽和が生じた場合でも計算負荷の増加を抑制しながら回転子位置の推定精度を向上できる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る回転電機の制御装置の構成を示す図 図１に示す位置推定用電圧発生器から出力される位置推定用電圧指令を示す図 本発明の実施の形態１に係る位置推定器の構成を示す図 回転電機の突極性を示す高周波電流の軌跡と特定の通電角度で通電された高周波電流の軌跡の変化を示す図 回転電機の回転子位置と高周波電流の直流成分の関係を示す図 本発明の実施の形態２に係る回転電機の制御装置の構成を示す図 本発明の実施の形態３に係る回転電機の制御装置の構成を示す図 本発明の実施の形態３に係る位置推定器の構成を示す図 本発明の実施の形態４に係る回転電機の制御装置の構成を示す図 本発明の実施の形態４に係る位置推定器の構成を示す図 本発明の実施の形態５に係る回転電機の制御装置の構成を示す図 本発明の実施の形態５に係る位置推定器の構成を示す図 本発明の実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第１のハードウェア構成例を示す図 本発明の実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第２のハードウェア構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る回転電機の制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る回転電機の制御装置の構成を示す図である。以下では「回転電機の制御装置」を単に「制御装置」と称する場合がある。図１に示す制御装置１００は、回転電機電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に従って交流電力を供給する電圧印加器３と、電圧印加器３から回転電機１に供給される交流電流を検出して検出した交流電流を回転電機電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗとして出力する電流検出器２と、電流検出器２で検出された回転電機電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを用いて推定位置θ^＾ _ｒを演算する位置推定器４と、回転電機１の出力トルクがトルク指令値Ｔ^＊で指示される値となるように回転電機１を駆動する回転電機電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する制御器５とを備える。

制御器５は、電流指令演算器６、ｄ−ｑ電流制御器７、回転座標逆変換器８、二相−三相変換器９、位置推定用電圧発生器１０、三相−二相変換器１１、回転座標変換器１２及び加算器１３を備える。

回転電機１は、回転子の突極性を利用してトルクを発生する三相の同期リラクタンスモータである。回転電機１には電圧印加器３が接続され、回転電機１と電圧印加器３との間には電流検出器２が設けられている。

電流指令演算器６は、トルク指令値Ｔ^＊を用いて、回転座標上の電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。電流指令演算器６は、トルクに対する電流実効値、すなわち銅損が最小になるように電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。電流指令ｉ_ｄ ^＊は、回転電機１の回転子の磁気抵抗が最も小さくなるｄ軸方向の電機子電流成分を示すｄ軸電流の指令である。電流指令ｉ_ｑ ^＊は、ｄ軸に直交する方向となるｑ軸方向の電機子電流成分を示すｑ軸電流の指令である。電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊の演算にはトルク指令値Ｔ^＊以外にも回転電機１のモータ定数が用いられる。モータ定数としては、回転電機１の相互インダクタンスと回転電機１の極数とを例示できる。なおモータ定数の代わりに、予め求めた電流指令とトルクの関係式やテーブルを用いることもできる。

三相−二相変換器１１は、電流検出器２で検出された三相座標上の回転電機電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを静止二相座標上の回転電機電流ｉ_α，ｉ_βへ変換する。回転座標変換器１２は、推定位置θ^＾ _ｒを用いて、静止二相座標上の回転電機電流ｉ_α，ｉ_βを回転座標上の電動機電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換する。

ｄ−ｑ電流制御器７は、回転座標変換器１２で変換された電動機電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑが電流指令演算器６で演算された電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊となるように電流制御を行い、回転座標上の電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を演算する。ｄ−ｑ電流制御器７における電流制御としては比例積分制御を例示できる。回転座標逆変換器８は、推定位置θ^＾ _ｒを用いて、ｄ−ｑ電流制御器７で演算された回転座標上の電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を静止二相座標上の電圧指令ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊へ変換する。二相−三相変換器９は、静止二相座標上の電圧指令ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊を、回転電機１を駆動するための三相座標上の駆動電圧指令ｖ_ｕｆ ^＊，ｖ_ｖｆ ^＊，ｖ_ｗｆ ^＊に変換する。

位置推定用電圧発生器１０は、回転電機１の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊を演算する。図２は図１に示す位置推定用電圧発生器から出力される位置推定用電圧指令を示す図である。実施の形態１では、位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊は図２に示すようにパルス状の電圧で、各相に個別に、この場合はｕ相、ｖ相、ｗ相の順番で印加される。

加算器１３は、位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊と駆動電圧指令ｖ_ｕｆ ^＊，ｖ_ｖｆ ^＊，ｖ_ｗｆ ^＊とを加算した回転電機電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を電圧印加器３へ出力する。

図３は本発明の実施の形態１に係る位置推定器の構成を示す図である。位置推定器４は、位置推定用電流である高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈを演算する高周波電流抽出器４０１と、高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈの平均値を演算し、演算した平均値を高周波電流振幅の直流成分Ｉ_ｈｄｃとして抽出する直流成分抽出器４０２と、回転電機１のｄ軸周辺における回転子位置と高周波電流振幅の直流成分との関係性を利用して高周波電流振幅の直流成分Ｉ_ｈｄｃから推定位置θ^＾ _ｒを演算する推定位置演算器４０３とを備える。以下では、高周波電流振幅の直流成分Ｉ_ｈｄｃを「位置演算信号Ａ」と称する場合がある。

高周波電流抽出器４０１は、回転電機電流のうち位置推定用電圧指令によって変化した成分、すなわち位置推定用電流である高周波電流ｉ_ｕｈ’，ｉ_ｖｈ’，ｉ_ｗｈ’を抽出して、さらに高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈを演算する。実施の形態１の高周波電流抽出器４０１は、パルス状の電圧が印加される前の電流値からパルス状の電圧が印加された後の電流値を差し引くことにより、下記（１）式に示すような高周波電流ｉ_ｕｈ’，ｉ_ｖｈ’，ｉ_ｗｈ’を抽出する。なお高周波電流の抽出方法はこれに限定されず、高周波電流の抽出にはローパスフィルタ又はハイパスフィルタを用いてもよい。

高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈは、位置推定用電圧指令がパルス状の電圧の場合は、以下の（２）式に示すように高周波電流ｉ_ｕｈ’，ｉ_ｖｈ’，ｉ_ｗｈ’とほぼ等しい。

ただし、上述の電流値の差し引き処理、ローパスフィルタ又はハイパスフィルタによって、抽出した高周波電流の振幅が減衰あるいは増幅している場合もあるが、減衰あるいは増幅の倍率は各相で同じでありこの後に続く位置推定には影響を与えない。

ここで、高周波電流の振幅のうち回転子位置に依存して変化しない成分を、「高周波電流振幅の直流成分」「Ｉ_ｈｄｃ」とし、回転子位置に依存して変化する成分の振幅を「高周波電流振幅の交流成分の振幅」「Ｉ_ｈａｃ」とし、回転子位置を「θ_ｒ」としたとき、抽出された高周波電流の振幅は、特許文献２の明細書の段落［００３７］に示されるように、回転子位置の２倍角の余弦関数で変化する成分を含む。特許文献２では、回転電機のｄ軸がｕ相に整列している場合の回転子位置をゼロとされ、このとき、ｕ相のインダクタンスは最も大きくなり、ｕ相の高周波電流振幅は最小となる。直流成分抽出器４０２は、下記（３）式に示すように高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈの平均値を演算することで、高周波電流振幅の直流成分Ｉ_ｈｄｃである位置演算信号Ａを抽出する。

特許文献２の明細書の段落［００５９］から段落［００７０］に示すように、特許文献２では高周波電流振幅の交流成分を用いて回転子位置が推定される。以下では高周波電流振幅の交流成分を「位置演算信号Ｂ」と称する場合がある。下記（４）式に示すように、高周波電流振幅の交流成分ｉ_ｕｈａｃ，ｉ_ｖｈａｃ，ｉ_ｗｈａｃは、上記（１）式および上記（２）式に示した高周波電流の振幅から、高周波電流振幅の直流成分を減じることで得られる。

位置推定では、三相の位置演算信号のそれぞれのゼロクロス点を中心とした電気角６０°毎に６つの区間に分けられる。各区間において位置演算信号Ｂのうちゼロクロスするものは、回転子位置θ_ｒに関してｓｉｎ（２θ_ｒ）又はｓｉｎ（２θ_ｒ）の関数となるので、これらの関数を直線近似することによって位置演算信号Ｂから推定位置が演算される。推定位置は、上記（４）式の高周波電流振幅の交流成分の何れか一つの信号を逆余弦演算することで求めることができる。また推定位置は、三相座標の位置演算信号Ｂを三相―二相変換してから逆正接演算することで求めることができる。

しかしながら突極性を利用した位置推定では、回転電機１のトルクの大きさによって磁気飽和の度合いが変化し、推定した位置と実際の位置との誤差が大きくなる。回転電機１の突極性とその変化を確認するため、定格値の５０％及び１００％のトルク指令値Ｔ^＊が入力された際の電流振幅で様々な通電角度で通電された高周波電流の軌跡を図４に示す。図４は回転電機の突極性を示す高周波電流の軌跡と特定の通電角度で通電された高周波電流の軌跡の変化を示す図である。図４の左側には、定格値の５０％のトルク指令値Ｔ^＊が入力された際の高周波電流の軌跡が示され、図４の右側には、定格値の１００％のトルク指令値Ｔ^＊が入力された際の高周波電流の軌跡が示される。横軸は高周波電流のｄ軸成分ｉ_ｄを表し、縦軸は高周波電流のｑ軸成分ｉ_ｑを表す。縦横軸の電流値は、トルク対電流が最小の条件で定格値の１００％のトルクを与える値を１００％として示される。図４には６つの異なる通電角度で通電された高周波電流のｄｑ軸成分ｉ_ｄ，ｉ_ｑが示される。

このようなトルク指令値Ｔ^＊が入力されたときの回転電機１では、回転子の突極性に起因する高周波電流の振幅が基本的にｑ軸方向では大きくｄ軸方向では小さい。言い換えれば、高周波電流の軌跡はｄ軸を短軸とした楕円となっている。従来技術の位置推定では、楕円の短軸方向がｄ軸と推定される。ここで、トルクが大きい場合又は回転電機電流の通電角度がｄ軸方向に近い場合、磁気飽和の度合いが大きくなり、高周波電流振幅のｄ軸成分とｑ軸成分が等しくなる。すなわち高周波電流の軌跡は楕円から真円に近づき、突極性による位置推定が不可能になる。さらにトルクが大きい場合には磁気飽和の度合いが増大し、通電角度がｄ軸に近い場合には楕円がｄ軸方向に傾き、通電角度がｑ軸に近い場合にはｑ軸方向に傾く。ここで、通電角度は推定位置を用いて演算されており、推定位置には電圧印加器３の電圧出力誤差及び電流検出器２の電流検出誤差によって誤差が含まれる。すなわち、推定位置にｄ軸方向の誤差が含まれる場合、真の回転子位置に対する通電角度がｄ軸方向に近づき、その結果、推定位置はさらにｄ軸方向に大きくなる。同様に、ｑ軸方向についても推定位置の誤差が拡大する。このように推定誤差が拡大することにより、安定に回転子位置を推定して回転電機１を駆動できなくなる。

実施の形態１では、磁気飽和の度合いが大きい場合でも位置推定ができるように、推定位置演算器４０３による位置推定が行われる。回転子位置とこれに依存して変化する高周波電流振幅の直流成分Ｉ_ｈｄｃについてまとめると図５の関係が得られる。図５は回転電機の回転子位置と高周波電流振幅の直流成分の関係を示す図である。縦軸は高周波電流の直流成分を表し、横軸は回転子位置を表す。回転子位置は、回転電機１のｄ軸を基準としてその差分で表される。図５の実線は、定格値の５０％のトルク指令値Ｔ^＊が入力された際の高周波電流の直流成分の軌跡である。図５の点線は、定格値の１００％のトルク指令値Ｔ^＊が入力された際の高周波電流振幅の直流成分の軌跡である。図５より、回転電機１のｄ軸周辺において回転子位置と高周波電流の直流成分とには一対一の関係があることが分かる。これにより図５に示すｄ軸周辺（−３０°〜＋２５°）において高周波電流の直流成分から一意的に回転子位置を決定できる。推定位置演算器４０３はこの関係を予め記憶しておき、この関係と高周波電流振幅の直流成分Ｉ_ｈｄｃとから推定位置θ^＾ _ｒを演算する。またこの関係は、使用を想定するトルク又は回転電機電流の範囲に対応付けて記憶されているものとする。

実施の形態１では、突極性を利用した位置センサレス制御方法において位置推定用電流の振幅の直流成分を利用することにより、回転電機１の磁気飽和の度合いが大きい場合でも、位置推定精度改善のために計算負荷を増加させることなく安定に回転子位置を推定して回転電機１を駆動できる。

実施の形態２．
実施の形態１では回転座標上で回転電機１の駆動制御が行われる。回転座標上での制御は広く利用され高応答に回転電機１を駆動制御できるが、回転座標上での制御では回転座標変換とその制御演算が必要である。実施の形態２では、回転電機１の駆動制御を三相座標で行う場合の構成例を説明する。

図６は本発明の実施の形態２に係る回転電機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る制御装置１００と実施の形態２に係る制御装置１００Ａとの相違点は、制御装置１００Ａでは制御器５の代わりに制御器５Ａが用いられることである。

制御器５Ａは、位置推定用電圧発生器１０、電流指令演算器２１、三相電流演算器２２及び三相電流制御器２３を備える。電流指令演算器２１は、トルク指令値Ｔ^＊を用いて、電流振幅指令Ｉ_ｐ ^＊と通電角度指令φ_ｉ ^＊とを演算する。電流指令演算器２１は、トルクに対する電流実効値、すなわち銅損が最小になるように電流振幅指令Ｉ_ｐ ^＊と通電角度指令φ_ｉ ^＊を演算する。三相電流演算器２２は、下記（５）式に示すように、推定位置θ^＾ _ｒと電流振幅指令Ｉ_ｐ ^＊と通電角度指令φ_ｉ ^＊とを用いて、三相電流指令ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を演算する。

三相電流制御器２３は、電流検出器２で検出された三相座標上の回転電機電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが三相電流指令ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊となるように電流制御を行い、三相座標上の駆動電圧指令ｖ_ｕｆ ^＊，ｖ_ｖｆ ^＊，ｖ_ｗｆ ^＊を演算する。三相電流制御器２３における電流制御としては比例積分制御を例示できる。加算器１３は、位置推定用電圧発生器１０で演算された位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊と三相電流制御器２３で演算された駆動電圧指令ｖ_ｕｆ ^＊，ｖ_ｖｆ ^＊，ｖ_ｗｆ ^＊とを加算した回転電機電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を電圧印加器３へ出力する。

以上のように実施の形態２に係る制御装置１００Ａによれば、回転電機１の駆動制御を回転座標で行わない場合でも計算負荷の増加を抑制しながら磁気飽和時の位置推定を精度良く実行できる。

実施の形態３．
実施の形態１，２ではパルス状の位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊が用いられる。実施の形態３では位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊として多相交流電圧が用いられる。

図７は本発明の実施の形態３に係る回転電機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る制御装置１００と実施の形態３に係る制御装置１００Ｂとの相違点は、制御装置１００Ｂでは制御器５の代わりに制御器５Ｂが用いられることと、位置推定器４の代わりに位置推定器４Ｂが用いられることである。

制御器５Ｂは、電流指令演算器６、ｄ−ｑ電流制御器７、回転座標逆変換器８、二相−三相変換器９、位置推定用電圧発生器１０Ｂ、三相−二相変換器１１、回転座標変換器１２及び加算器１３を備える。制御器５Ｂでは位置推定用電圧発生器１０の代わりに位置推定用電圧発生器１０Ｂが用いられる。

位置推定用電圧発生器１０Ｂは、下記（６）式に示すように、振幅Ｖ_ｈｐ及び角周波数ω_ｈｔの多相交流電圧である位置推定用電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊，ｖ_ｖｈ ^＊，ｖ_ｗｈ ^＊を発生する。

図８は本発明の実施の形態３に係る位置推定器の構成を示す図である。実施の形態１に係る位置推定器４と実施の形態３に係る位置推定器４Ｂとの相違点は、位置推定器４Ｂでは、高周波電流抽出器４０１の代わりに高周波電流抽出器３００１及び高周波電流振幅演算器３００２が用いられ、直流成分抽出器４０２の代わりに直流成分抽出器４０２Ｂが用いられ、推定位置演算器４０３の代わりに推定位置演算器４０３Ｂが用いられることである。

高周波電流抽出器３００１は、下記（７）式に示すように、ノッチフィルタを用いて位置推定用電流である高周波電流ｉ_ｕｈ ^’，ｉ_ｖｈ ^’，ｉ_ｗｈ ^’を抽出する。高周波電流ｉ_ｕｈ ^’，ｉ_ｖｈ ^’，ｉ_ｗｈ ^’の抽出方法はこれに限定されず、高周波電流の抽出にはローパスフィルタ又はハイパスフィルタを用いてもよい。抽出した高周波電流ｉ_ｕｈ ^’，ｉ_ｖｈ ^’，ｉ_ｗｈ ^’は、特許文献２の明細書の段落［００３７］に示すように、また上記（１）式と同様に、回転子位置の２倍角の余弦関数で変化する成分を含む。

上記（７）式に示すように高周波電流ｉ_ｕｈ ^’，ｉ_ｖｈ ^’，ｉ_ｗｈ ^’の振幅が回転子位置の情報を含んでいる。高周波電流振幅演算器３００２は、特許文献２の明細書の段落［００４９］から段落［００５１］に示すように、また下記（８）式に示すように、高周波電流抽出器３００１で抽出された高周波電流ｉ_ｕｈ ^’，ｉ_ｖｈ ^’，ｉ_ｗｈ ^’の２乗の積分値を演算することによって高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈを求める。下記（８）式の係数Ｋ_ｈは積分区間に依存した倍率である。従ってこの高周波電流の振幅は、実際には真の振幅にこの倍率が掛かった値となるが、各相の倍率が同じであるのでこの後に続く位置推定には影響を与えない。また、積分区間は、位置推定用電圧の半周期の整数倍に選べば、高周波電流の２乗値の脈動成分を常に平滑して高周波電流の振幅を得ることができる。また積分の代わりにローパスフィルタを用いることもできる。

直流成分抽出器４０２Ｂは、直流成分抽出器４０２と同様に高周波電流の振幅の各相の平均値を演算することで、高周波電流振幅の直流成分Ｋ_ｈ・Ｉ_ｈｄｃを演算する。推定位置演算器４０３Ｂは、高周波電流振幅の直流成分Ｋ_ｈ・Ｉ_ｈｄｃと回転子位置との関係を予め記憶しておき、この関係と高周波電流振幅の直流成分Ｋ_ｈ・Ｉ_ｈｄｃとから推定位置θ^＾ _ｒを演算する。

以上のように実施の形態３は、パルス状の電圧を各相に順番に印加する実施の形態１及び実施の形態２のようにパルス電圧を各相に順番に印加する場合と比べて、各相に同時に連続して位置推定用電圧を印加して、連続して位置推定ができるため、応答良く回転子位置を推定できる。なお実施の形態３では多相交流電圧が三相座標上で重畳される構成例を説明したが、実施の形態３に係る制御装置１００Ｂは、多相交流電圧を静止二相座標上の電圧指令ｖ_α ^＊，ｖ_β ^＊へ重畳させて、静止二相座標上の回転電機電流ｉ_α，ｉ_βから高周波電流を抽出して位置推定する構成としても良い。

実施の形態４．
実施の形態１，２，３では、位置推定において予め高周波電流振幅の直流成分と回転子位置との関係を記憶する必要があった。実施の形態４では位置推定のために記憶すべき情報量を低減する構成例を説明する。

図９は本発明の実施の形態４に係る回転電機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態３に係る制御装置１００Ｂと実施の形態４に係る制御装置１００Ｃとの相違点は、制御装置１００Ｃでは位置推定器４Ｂの代わりに位置推定器４Ｃが用いられることである。

図１０は実施の形態４に係る位置推定器の構成を示す図である。実施の形態３に係る位置推定器４Ｂと実施の形態４に係る位置推定器４Ｃとの相違点は、位置推定器４Ｃでは、高周波電流抽出器３００１、高周波電流振幅演算器３００２及び直流成分抽出器４０２Ｂに加えて、相電流振幅演算器４００１及び直流成分目標値演算器４００２を備えることと、推定位置演算器４０３Ｂの代わりに推定位置演算器４０３Ｃが用いられていることである。

相電流振幅演算器４００１は、下記（９）式により回転電機１の相電流振幅Ｉ_ｐを演算する。相電流振幅Ｉ_ｐの演算方法には、回転電機電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波高値又は絶対値を利用してもよいし、ローパスフィルタを組み合わせることができるのは言うまでもない。

実施の形態１で説明したように、回転子位置に対する回転電機電流の通電角度が予め設定されていれば、回転子位置に対する高周波電流振幅の直流成分は回転電機１のｄ軸周辺において相電流振幅であるトルク指令値Ｔ^＊に対して一意的に決定できる。従って、直流成分目標値演算器４００２は、予め直流成分の目標値と相電流振幅の関係を記憶しておき、この関係を用いて直流成分目標値Ｉ_ｐ ^’を出力する。またこの関係は、使用を想定するトルク、すなわち回転電機電流の範囲に対応付けて記憶されているものとする。推定位置演算器４０３Ｃは、高周波電流振幅の直流成分が直流成分目標値Ｉ_ｐ ^’となるように積分制御を行って、推定位置θ^＾ _ｒを演算する。目標値への追従制御は比例積分制御でも良いし比例積分微分制御でも良い。

以上のように実施の形態４に係る位置推定器４Ｃでは、位置推定のために記憶すべき情報量を低減して、計算負荷の増加を抑制しながら磁気飽和時の位置推定を精度良く実行できる。

実施の形態５．
実施の形態１，２，３，４では、高周波電流振幅の直流成分を利用して位置推定を実施する構成例を説明した。ただし回転電機１の磁気飽和の度合いが小さい場合には、従来の位置推定方法を利用することができる。実施の形態５では、従来の位置推定方法と高周波電流振幅の直流成分を利用した位置推定方法とを磁気飽和の度合いに応じて切り替える構成例を説明する。

図１１は本発明の実施の形態５に係る回転電機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態３に係る制御装置１００Ｂと実施の形態５に係る制御装置１００Ｄとの相違点は、制御装置１００Ｄでは位置推定器４Ｂの代わりに位置推定器４Ｄが用いられることである。

図１２は本発明の実施の形態５に係る位置推定器の構成を示す図である。実施の形態３に係る位置推定器４Ｂと実施の形態５に係る位置推定器４Ｄとの相違点は、位置推定器４Ｄでは、高周波電流抽出器３００１、高周波電流振幅演算器３００２、直流成分抽出器４０２Ｂ及び推定位置演算器４０３Ｂに加えて、相電流振幅演算器４００１、減算器５０００、推定位置演算器５００１及び推定位置切替器５００２を備えることである。

減算器５０００は、高周波電流の振幅ｉ_ｕｈ，ｉ_ｖｈ，ｉ_ｗｈから高周波電流振幅の直流成分Ｋ_ｈ・Ｉ_ｈｄｃを差し引くことにより高周波電流振幅の交流成分を演算し、推定位置演算器５００１には減算器５０００で演算された高周波電流振幅の交流成分が入力される。そして推定位置演算器５００１は、実施の形態１で説明した従来の位置推定方法を利用して推定位置θ^＾ _ｒａｃを演算する。従来の位置推定方法では、磁気飽和時に精度よく位置推定できないものの、回転子位置に関する情報を予め記憶することなく位置推定が可能である。

推定位置切替器５００２は、予め記憶した高周波電流振幅の直流成分と回転子位置との関係から演算された推定位置θ^＾ _ｒｄｃ又は従来の位置推定方法で推定された推定位置θ^＾ _ｒａｃを選択して推定位置θ^＾ _ｒとして出力する。推定位置切替器５００２における推定位置の切替には相電流振幅Ｉ_ｐが利用される。

推定位置切替器５００２は、相電流振幅Ｉ_ｐの値が推定位置切替器５００２に設定されるしきい値未満の場合、磁気飽和の度合いが小さいと判定し、推定位置θ^＾ _ｒａｃを選択して推定位置θ^＾ _ｒとして出力する。推定位置切替器５００２は、相電流振幅Ｉ_ｐの値が推定位置切替器５００２に設定されるしきい値以上の場合、磁気飽和の度合いが大きいと判定し、推定位置θ^＾ _ｒｄｃを選択して推定位置θ^＾ _ｒとして出力する。しきい値は回転電機１が磁気飽和する値に設定される。従って、磁気飽和の度合いが小さい場合には予め回転子位置に関する情報を記憶する必要がないため、位置推定のために記憶すべき情報量を抑制することができる。磁気飽和の度合いが大きい場合には高周波電流振幅の直流成分を利用することで安定に回転子位置を推定できる。なお推定位置の切替には、相電流振幅Ｉ_ｐ以外にも、トルク指令値Ｔ^＊を利用することもでき、また磁気飽和の度合いを判定する信号を利用することができる。

以上のように実施の形態５に係る位置推定器４Ｄでは、磁気飽和の度合いが小さい場合、予め回転子位置に関する情報を記憶する必要がない従来の位置推定方法による位置推定を利用できるため、回転子位置を読み出して位置推定演算を行う必要がなくなり、位置推定演算が高速化されるという効果を得ることができる。

実施の形態１から５に係る制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄが備える各機能は処理回路を用いて実現することができる。各機能とは、電流検出器２、電圧印加器３、位置推定器４，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ及び制御器５，５Ａ，５Ｂである。図１３は本発明の実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第１のハードウェア構成例を示す図である。図１４は本発明の実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第２のハードウェア構成例を示す図である。図１３には専用処理回路６０のような専用のハードウェアにより上記の処理回路を実現する例が示される。図１４にはプロセッサ６１及び記憶装置６２により上記の処理回路を実現する例が示される。

図１３に示すように専用のハードウェアを利用する場合、専用処理回路６０は、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又はこれらを組み合わせたものが該当する。上記の各機能のそれぞれを、処理回路で実現してもよいし、まとめて処理回路で実現してもよい。

図１４に示すようにプロセッサ６１及び記憶装置６２を利用する場合、上記の各機能のそれぞれは、ソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、記憶装置６２に記憶される。プロセッサ６１は記憶装置６２に記憶されたプログラムを読み出して実行する。またこれらのプログラムは、上記の各機能のそれぞれが実行する手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。記憶装置６２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、又はＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）（登録商標）といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。また記憶装置６２は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）が該当する。

また上記の各機能のそれぞれは、一部をハードウェアで実現し、一部をソフトウェア又はファームウェアで実現してもよい。具体例としては、電流検出器２及び電圧印加器３は専用のハードウェアを用いてその機能が実現され、位置推定器４，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ及び制御器５，５Ａ，５Ｂはプロセッサ６１及び記憶装置６２を用いてその機能が実現される。

なお実施の形態１，２，３，４，５では回転電機１を同期リラクタンスモータとして説明したが、実施の形態１から５に係る制御装置１００，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄは、埋込磁石型同期モータ又は表面磁石型同期モータといった回転電機１は突極性を持つモータにも適応可能である。

また実施の形態１から５では、高周波電流振幅の直流成分から回転子位置を推定しているが、位置推定の高精度化や低騒音化のために位置推定用電圧指令の大きさを可変にする場合がある。この場合は、高周波電流振幅の直流成分の代わりに、上記の直流成分と位置推定用電圧指令との比、例えばインダクタンスの直流成分などを利用できることは自明のことである。

また実施の形態１から５では、制御装置１００，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄの制御器５，５Ａ，５Ｂがトルクを制御するものとして説明したが、制御器５，５Ａ，５Ｂは回転速度を制御する構成とすることもできる。また実施の形態１から５では、トルクに対する回転電機１の電流指令が電流実効値、すなわち銅損が最小になるように選択されているが、制御装置１００，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄには鎖交磁束又は回転電機１の損失が最小になるように設定してよい。また実施の形態１から５では、電流検出器２が回転電機１の相電流を検出する構成例を説明したが、制御装置１００，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄは、相電流を検出することができればよく、インバータに内蔵された電圧印加部である電流センサにより回転電機１の相電流を検出する構成としてもよい。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 回転電機、２ 電流検出器、３ 電圧印加器、４，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ 位置推定器、５，５Ａ，５Ｂ 制御器、６，２１ 電流指令演算器、７ ｄ−ｑ電流制御器、８ 回転座標逆変換器、９ 二相−三相変換器、１０，１０Ｂ 位置推定用電圧発生器、１１ 三相−二相変換器、１２ 回転座標変換器、１３ 加算器、２２ 三相電流演算器、２３ 三相電流制御器、６０ 専用処理回路、６１ プロセッサ、６２ 記憶装置、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ 制御装置、４０１，３００１ 高周波電流抽出器、４０２，４０２Ｂ 直流成分抽出器、４０３，４０３Ｂ，４０３Ｃ，５００１ 推定位置演算器、３００２ 高周波電流振幅演算器、４００１ 相電流振幅演算器、４００２ 直流成分目標値演算器、５０００ 減算器、５００２ 推定位置切替器。

Claims (10)

1. 回転電機の制御装置であって、
   前記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出器と、
   前記回転電機電流に基づいて前記回転電機の回転子位置を推定する位置推定器と、
   前記回転電機電流と前記回転子位置の情報とに基づいて前記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算し、前記回転子位置を推定するための前記回転電機の各相の位置推定用電圧指令と前記駆動電圧指令とを加算した回転電機電圧指令を出力する制御器と、
   前記回転電機電圧指令に基づいて前記回転電機に電圧を印加する電圧印加器とを備え、
   前記位置推定器は、前記回転電機電流に含まれ前記位置推定用電圧指令に起因して変化する位置推定用電流を抽出し、抽出した前記位置推定用電流の振幅のうち回転子位置によって変化しない直流成分から前記回転電機の回転子位置を推定することを特徴とする回転電機の制御装置。
2. 前記直流成分は、前記位置推定用電流の振幅の前記各相の平均値であることを特徴とする請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記位置推定用電圧指令はパルス状の電圧を前記各相に個別に印加するものであることを特徴とする請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記位置推定用電圧指令は多相交流電圧であることを特徴とする請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記位置推定器は、前記位置推定用電流の振幅を前記位置推定用電流の２乗値の積分によって演算することを特徴とする請求項４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記積分の区間は、前記位置推定用電圧指令の半周期の整数倍であることを特徴とする請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記位置推定器は、予め記憶された前記直流成分と前記回転子位置との関係から位置推定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記位置推定器は、前記直流成分が、予め記憶された直流成分目標値となるように位置推定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記制御器は、前記回転電機電流を回転電機が磁気飽和する値に制御することを特徴とする請求項１から８の何れか一項に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記位置推定器は、前記回転電機電流の振幅が、前記回転電機が磁気飽和する値に設定されたしきい値未満の場合には前記位置推定用電流の振幅のうち回転子位置によって変化する交流成分から位置推定し、前記回転電機電流が、前記しきい値以上の場合には前記位置推定用電流の振幅のうち回転子位置によって変化しない直流成分から位置推定することを特徴とする請求項１から８の何れか一項に記載の回転電機の制御装置。

Images