JPWO2014038060A1 - 直流電源装置、直流電源装置の制御方法 - Google Patents

直流電源装置、直流電源装置の制御方法 Download PDF

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Abstract

イグニッションモードにおいて、間欠短絡制御を行うことによって電流形降圧チョッパ部に短絡電流を流す。短絡電流のエネルギーは、電流形降圧チョッパ部が備えるインダクタに一次的に蓄積される。蓄積されたエネルギーは、次の短絡までの期間において間の電流、多相インバータ部および整流部を介して直流電源装置の出力電圧を昇圧する。短絡による電流エネルギーの蓄積と、導通による出力電圧の昇圧を繰り返す昇圧動作によってプラズマ発生装置に印加する出力電圧を高める制御を行う。

Description

本発明は、直流電源装置に関し、例えば、プラズマ発生装置等の負荷に用いられる直流電源装置、直流電源装置の制御方法に関する。
半導体デバイス、液晶パネル、ディスク等の製造や、スパッタリング処理等において、基板等の処理対象物にプラズマを用いたプラズマ処理工程が知られている。このプラズマ処理工程は、直流電源装置からプラズマ発生装置に直流電力を供給し、プラズマ発生装置内の空間において処理ガスをプラズマ化するなどによってプラズマを発生させ、発生したプラズマによって基板の表面に成膜処理やエッチング処理を行う。
通常、プラズマ発生装置は直流電源装置にとって電気的な負荷に相当し、プラズマ放電が発生するまでのプラズマ放電開始時の負荷と、プラズマ放電が安定して発生している通常運転時の負荷とは異なる。そのため、通常、直流電源装置は、プラズマ放電開始時において、通常運転時の電圧よりも大きなイグニッション電圧を電極に一定期間印加し、その後、通常運転時の低電圧の放電電圧を印加する（特許文献１）。また、プラズマ放電の開始を突入電流によって検出することが知られている（特許文献２，３）。
また、プラズマ放電発生のためのイグニッション電圧を発生する回路として共振コンバータを用いるものやチョッパ制御を用いるものが知られている。
図１２（ａ），（ｂ）は共振コンバータを用いたイグニッション電圧発生回路であり、図１２（ａ）は直列共振コンバータの回路例を示し、図１２（ｂ）は並列共振コンバータ回路例を示している。図１２（ａ）に示す回路例では、インバータ回路とダイオード整流回路で構成されるコンバータとの間にＬＣの直列共振回路を接続し、図１２（ｂ）に示す回路例では、インバータ回路とダイオード整流回路で構成されるコンバータとの間にＬＣの並列共振回路を接続している。共振コンバータを用いたイグニッション電圧発生回路は、共振によってイグニッション電圧を上昇させている。
図１２（ｃ）はチョッパ制御の回路例であり、直流源（Ｅin）とインバータ回路との間にチョッパ回路を設ける。チョッパ制御の回路では、チョッパ回路が備えるスイッチング素子のオンデューティー比によってイグニッション電圧を制御する。
特開２０１０−２５５０６１（段落［0006］） 特開平１１−２２９１３８号公報（段落［0009］） 特開２００２−１７３７７２号公報（段落［0032］）
特許文献２に記載される装置では、設定した放電電圧よりも大きな電圧を一定期間印加することによってプラズマを発生させ、また、特許文献３に記載される装置では、瞬間的に定格以上の電圧を印加することによってプラズマ放電の着火を行っている。
上記したように、プラズマを着火させるために印加する電圧は、放電電圧あるいは定格電圧よりも大きな電圧を一定期間あるいは瞬間的に印加している。プラズマ放電の発生にはばらつきがあり、印加電圧が低い場合には印加時間を長く設定する必要がある。
短い印加時間で確実にプラズマ放電を発生させるには、放電電圧や定格電圧よりも大きな電圧を発生させる必要がある。
そのため、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置は、プラズマ放電の発生に用いる電圧を高めるために直流電源装置が複雑化し大型化するという問題がある。
また、低い印加電圧でプラズマ放電を発生させる場合には印加時間が長くなるため、プラズマ発生装置での処理時間が長時間化するという問題がある。
また、イグニッション電圧発生回路において、直列共振コンバータおよび並列共振コンバータを用いる場合には、共振動作によって電圧を上昇させているため、イグニッション電圧の最大値は入力直流電圧Ｅdcの２倍までしか昇圧することができないという問題がある。イグニッション電圧を高めるには入力直流電圧Ｅdcを高める必要があり、高電圧の直流源を用意する必要がある。
イグニッション電圧発生回路において、チョッパ制御による場合には、インバータ回路に共振回路を備えていないため、降圧チョッパ回路ではイグニッション電圧の最大値は入力直流電圧Ｅinまでしか得られないという問題がある。
したがって、共振回路あるいはチョッパ回路によるイグニッション電圧発生回路においても、プラズマ放電の発生に用いる電圧を高めるために直流電源装置が複雑化し大型化するという問題がある。
本発明は前記した従来の問題点を解決し、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、プラズマ放電を発生させる高圧電圧を形成する装置構成を簡易で小型化することを目的とする。
また、大型で複雑な構成の直流電源装置を用いることなく、プラズマ放電の発生に要する電圧印加時間を短縮することを目的とする。
プラズマ発生装置等の負荷に対して直流電力を供給してプラズマ処理を行う際に、電源投入時や再起動時においてプラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させる工程を行う。このとき、プラズマ発生装置に対して直流電源装置からイグニッション電圧と呼ばれる通常運転の際に印加する電圧より高い電圧を印加し、プラズマ放電を発生させる。
本願発明は、プラズマ放電を発生させるために、プラズマ発生装置に印加する電圧を生成する直流電源装置、および直流電源装置の制御方法に係るものである。
プラズマ発生装置に印加する電圧を、プラズマ放電を発生させるに要するイグニッション設定電圧まで昇圧する必要がある。本願発明の直流電源装置は、直流電源装置が備える電流形降圧チョッパ部に微小時間だけ電流を流す工程を複数回繰り返して行い、各電流のエネルギーを用いて出力電圧を逐次上昇させ、イグニッション設定電圧まで昇圧させる。
本願発明の直流電源装置は、電流形降圧チョッパ部において微小時間だけ電流を流すために、電流形降圧チョッパ部から直流電源装置の出力端への電流路を微小時間だけ遮断して、電流形降圧チョッパ部に短絡電流を流す。直流電源装置の出力端への電流路が遮断されているため、電流形降圧チョッパ部の電流は電流形降圧チョッパ部が備えるインダクタに一次的に蓄積される。
その後、直流電源装置の出力端への電流路の遮断が解かれて、電流形降圧チョッパ部から直流電源装置の出力端への電流路が形成されると、インダクタに蓄積されたエネルギーによって直流電源装置の出力端の電圧を昇圧する。電流の蓄積と解放とによる出力端の昇圧を繰り返すことによって、直流電源装置の出力端の電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧する。
図１は、本願発明の、短絡電流の発生動作および短絡電流による出力電圧の昇圧動作を説明するための図である。
図１（ａ）は短絡電流の発生動作を説明するための図である。電流形降圧チョッパ部あるいは多相インバータ部において、正電圧側と負電圧側とを短絡することによって電流形降圧チョッパ部に短絡電流Δiを流す。短絡電流ΔｉのエネルギーはインダクタンスＬに蓄積される。
図１（ｂ）は出力電圧の昇圧動作を説明するための図である。短絡動作を停止して、電流形降圧チョッパ部と多相インバータ部とを接続状態に切り換えると、インダクタンスＬに蓄積されていたエネルギーは電圧に変換され、出力電圧を昇圧する。図１（ｂ）では、出力容量Ｃoの電圧を昇圧する。なお、負荷側が容量を備える場合には、出力電圧は出力容量Ｃoと負荷側に容量との並列回路によって昇圧する。
本願発明の直流電源装置は、電流形降圧チョッパ部に接続される多相インバータ部のブリッジ回路のスイッチング素子を制御して正電圧側と負電圧側とを短絡する他、電流形降圧チョッパ部の出力端の正電圧側と負電圧側との間にスイッチング素子を接続し、このスイッチング素子を制御して正電圧側と負電圧側とを短絡することができる。
本願の直流電源装置は、各短絡によって電流形降圧チョッパ部に流れる電流をインダクタンスＬに蓄積し、その蓄積電流をエネルギー変換して出力電圧を昇圧する。一回の短絡による昇圧は小さいため、短絡による昇圧工程を複数回繰り返すことによって出力電圧を段階的に上昇させ、イグニッション設定電圧まで昇圧させる。また、一回の短絡による昇圧量は、正電圧側と負電圧側を短絡する短絡時間を延長させることで大きくさせることが可能であるが、一回の昇圧量が小さい程、出力電圧を昇圧する際の昇圧幅を細かく調整することができ、昇圧の分解能を高めることができ、出力電圧の制御に優位である。
電流形降圧チョッパ部に形成する微小時間の電流路は、電流形降圧チョッパ部の回路あるいはこの回路と接続する多相インバータ部の回路において、正電圧側と負電圧側とを単に短絡することによって形成することができるため、直流電源装置を簡易で小型な構成とすることができる。
[直流電源装置]
本発明のプラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置は、直流源を構成する電流形降圧チョッパ部と、電流形降圧チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、多相インバータ部の出力を交直変換し、得られた直流を負荷に供給する整流部と、電流形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および多相インバータ部を制御するインバータ制御部を有する制御部を備える。
制御部は、動作モードを切り換える切換制御と、電流形降圧チョッパ部の回路に微小時間だけ電流路を形成する間欠短絡制御の二つの制御を備える。
切換制御は、プラズマ発生装置においてプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転電流を供給する定常運転モードとを切り換える。
間欠短絡制御は、電流形降圧チョッパ部および／または多相インバータ部の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡し、この短絡によって電流形降圧チョッパ回路に微小時間だけ電流路を形成して短絡電流を流す。
制御部は、イグニッションモードにおいて、間欠短絡制御を行うことによって電流形降圧チョッパ部に短絡電流を流す。この短絡電流のエネルギーは、電流形降圧チョッパ部が備えるインダクタに一次的に蓄積される。蓄積されたエネルギーは、次の短絡までの期間において、多相インバータ部および整流部を介して直流電源装置の出力電圧を昇圧する。この短絡による電流エネルギーの蓄積と、導通による出力電圧の昇圧を繰り返す昇圧動作によってプラズマ発生装置に印加する出力電圧を高める制御を行う。
このイグニッションモードにおいて、チョッパ制御部はパルス幅制御を行い、電流形降圧チョッパ部の入力電圧を所定電圧に制御する。
イグニッションモードにおいて、直流電源装置の出力電圧は、複数回の短絡動作による昇圧と、チョッパ制御により定まる電流形降圧チョッパ部の入力電圧とによって定まる。また、イグニッション設定電圧まで昇圧するに要する短絡動作の回数は、電流形降圧チョッパ部の入力電圧、イグニッションモードの時間幅、一回の短絡動作で昇圧する電圧幅等と関連性を有しているため、直流電源装置の構成や使用条件に基づいて定めることができる。
本発明の制御部は、例えば、チョッパ制御部のチョッパ制御のオンデューティー比と、間欠短絡制御の回数とをパラメータとし、オンデューティー比によって電流形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、間欠短絡制御の回数によって昇圧比を制御し、電流形降圧チョッパ部の入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御することができる。
本発明の間欠短絡制御はインバータ制御部あるいはチョッパ制御部によって行うことができる。インバータ制御部による間欠短絡制御は複数の形態で行うことができる。
（インバータ制御部による間欠短絡制御の第１の形態）
本発明のインバータ制御部による間欠短絡制御の第１の形態は、多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号を生成すると共に、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡する短絡パルス信号とを生成し、生成したゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳して制御信号を生成し、この制御信号によって多相インバータ部を制御する。
制御信号中のゲートパルス信号は、多相インバータのブリッジ回路の各スイッチング素子をパルス幅制御して直流電流を交流電流に変換する。
一方、制御信号中の短絡パルス信号は、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子を同時にオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と電圧側の端子間を短絡する。
（インバータ制御部による間欠短絡制御の第２の形態）
本発明のインバータ制御部による間欠短絡制御の第２の形態は、多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号を生成すると共に、各スイッチング素子をオン状態とするゲートパルス信号の時間幅内の何れかの時点において、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子の内、ゲートパルス信号でオン動作するスイッチング素子と対の関係にあるスイッチング素子をオン動作させるパルス信号を短絡パルス信号として生成し、生成したゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳して制御信号を生成し、この制御信号によって多相インバータ部を制御する。
制御信号中のゲートパルス信号は、多相インバータのブリッジ回路の各スイッチング素子をパルス幅制御して直流電流を交流電流に変換する。一方、制御信号中の短絡パルス信号は、ゲートパルス信号によりオン状態となるスイッチング素子と、短絡パルス信号によりオン状態となるスイッチング素子とによってブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡する。
（インバータ制御部による間欠短絡制御の第３の形態）
本発明のインバータ制御部による間欠短絡制御の第３の形態は、多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号と、ブリッジ回路の全てのスイッチング素子を同時にオン動作させるパルス信号を短絡パルス信号として生成し、生成したゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳して制御信号を生成し、この制御信号によって多相インバータ部を制御する。
制御信号中のゲートパルス信号は、多相インバータのブリッジ回路の各スイッチング素子をパルス幅制御して直流電流を交流電流に変換する。一方、制御信号中の短絡パルス信号はブリッジ回路の全てのスイッチング素子をオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡する。
（インバータ制御部による間欠短絡制御の第４の形態）
本発明のインバータ制御部による間欠短絡制御の第４の形態は、多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号を生成すると共に、ブリッジ回路が備えるスイッチング素子の内で、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を直列接続して対を成すスイッチング素子のペアの内で少なくとも一つのペアのスイッチング素子を同時にオン動作させるパルス信号を短絡パルス信号として生成し、生成したゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳して制御信号を生成し、この制御信号によって多相インバータ部を制御する。
制御信号中のゲートパルス信号は、多相インバータのブリッジ回路の各スイッチング素子をパルス幅制御して直流電流を交流電流に変換する。一方、制御信号中の短絡パルス信号はブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を直列接続して対を成すスイッチング素子のペアの少なくとも一つのペアのスイッチング素子をオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡する。
上記した間欠短絡制御の第１の形態〜第４の形態において、短絡パルス信号によるブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間の短絡動作時には、電流形降圧チョッパ部から多相インバータ部への電流の流れは停止する。そのため、電流形降圧チョッパ部における短絡電流は、多相インバータ部による直交変換動作の影響を受けることなく行われる。
短絡動作によって、電流形降圧チョッパ部には短絡パルス信号の時間幅の微小時間だけ短絡電流路が形成され、短絡電流が流れる。短絡電流のエネルギーは電流形降圧チョッパ回路内のインダクタに蓄積される。短絡動作は、微小時間の短絡パルス信号毎に行われ、複数の短絡パルス信号を間欠的に入力することによって複数回の短絡動作を行う。
間欠短絡動作において、一短絡動作が終了して次の短絡動作までの間は、電流形降圧チョッパ部は直流電源装置の出力端と導通状態となる。これにより、インダクタの蓄積されたエネルギーは直流電源装置の出力端に送られて、出力電圧を昇圧する。電流から電圧へのエネルギー変換は、直流電源装置の出力端側の出力コンデンサやプラズマ発生装置の電極容量の容量によって行うことができる。
電流形降圧チョッパ部から出力端側への電流の流れを、直流電源装置を構成する多相インバータ部、変圧器、および整流器の各部を通る電流路によって行う他、電流形降圧チョッパ部と出力端側とを直接接続する電流路を設け、この電流路を用いて行うことができる。この直接接続する電流路を用いて電流を出力端側へ流す構成では、イグニッションモードに導通させ、通常運転モードでは非導通状態とする切換手段を設ける。
短絡動作は各短絡パルス信号に基づいて行われ、短絡電流は短絡動作ごとにリセットされる。出力電圧は前回の短絡動作で昇圧した電圧に加算されて順に昇圧される。
（電流形降圧チョッパ制御部による間欠短絡制御）
本発明の間欠短絡制御は、上記したようにインバータ制御部が行う態様の他に、電流形降圧チョッパ制御部が行う態様とすることができる。
チョッパ制御部による間欠短絡制御の態様では、電流形降圧チョッパ部と多相インバータ部との接続点間に、正電圧側と負電圧側と間を短絡する短絡用スイッチング素子を備える。
本発明の電流形降圧チョッパ制御部による間欠短絡制御は、短絡用スイッチング素子を間欠的に短絡する短絡パルス信号を生成する。短絡パルス信号は、短絡用スイッチング素子をオン状態とすることによって電流形降圧チョッパ部の出力端の正電圧側と負電圧側とを短絡する。
一方、インバータ制御部は、多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号を生成する。ゲートパルス信号は、多相インバータのブリッジ回路の各スイッチング素子をパルス幅制御して直流電流を交流電流に変換する。
電流形降圧チョッパ部と多相インバータ部との間で行う間欠短絡の制御において、正電圧側と負電圧側と間の短絡動作時には、電流形降圧チョッパ部側で短絡するため、電流形降圧チョッパ部から多相インバータ部への電流の流れは破断される。そのため、電流形降圧チョッパ部の短絡電流の形成は、多相インバータ部の直交変換動作の影響を受けることなく行われる。
短絡動作によって、電流形降圧チョッパ部には短絡パルス信号の時間幅の微小時間だけ電流路が形成され短絡電流が流れる。短絡電流のエネルギーは電流形降圧チョッパ部内のインダクタに蓄積される。蓄積された短絡電流のエネルギーは、次の短絡動作までの間に直流電源装置の出力電圧を昇圧する。
電流形降圧チョッパ制御部による間欠短絡制御の場合においても、電流形降圧チョッパ部から出力端側への電流の流れを、直流電源装置を構成する多相インバータ部、変圧器、および整流器の各部を通る電流路によって行う他、電流形降圧チョッパ部と出力端側とを直接接続する電流路によって行うことができる。
短絡動作ごとに短絡電流はリセットされ、出力電圧は前回の短絡動作で昇圧した電圧に加算されて順に昇圧される。
本発明の制御部は、イグニッションモードにおいて、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、チョッパ制御部によって前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行う。この昇圧制御から定電圧制御への切り換えは、出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した時点で行う。
出力電圧は、昇圧制御によって所定のイグニッション設定電圧まで上昇し、イグニッション設定電圧に達した後は定電圧制御で維持する。これによって、プラズマ発生装置には、イグニッションモードの段階で徐々に昇圧される電圧が印加され、イグニッション設定電圧に達した後は、イグニッション設定電圧をイグニッションモードが終了するまで印加する。
イグニッションモードは、プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生したことに基づいて定常運転モードに切り換えることができる。定常運転モードでは、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御を選択可能である。
定電圧制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する制御態様である。定電流制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する制御態様である。また、定電力制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する制御態様である。
イグニッションモードの定電圧制御において、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したとき、イグニションモードから定常運転モードに切り換え、定常運転モードにおいて、定電圧制御、定電流制御、定電力制御から選択した何れかの制御を行う。
イグニッションモードから定常運転モードへの切り換えは、出力電流および出力電圧に基づいて行う。通常、プラズマ放電が発生することによって、出力電流が増加すると共に、出力電圧はイグニション時の電圧から降下する。直流電源装置からプラズマ発生装置において、この出力電圧のレベルと出力電流のレベルを検出することによって、プラズマ放電の発生を検出し、イグニッションモードから定常運転モードへの切り換えを行うことができる。
［直流電源装置の制御方法］
直流電源装置は、直流源を構成する電流形降圧チョッパ部と、電流形降圧チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、多相インバータ部の出力を交直変換し、得られた直流を負荷に供給する整流部と、電流形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および多相インバータ部を制御するインバータ制御部とを有する制御部を備え、直流電力をプラズマ発生装置に供給する。
本発明の直流電源装置の制御方法は、間欠短絡制御および切換制御の制御態様を含む。切換制御は、プラズマ発生装置においてプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、前記プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転電流を供給する定常運転モードとを切り換える制御である。
間欠短絡制御は、イグニッションモードにおける制御であり、電流形降圧チョッパ部または多相インバータ部の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡し、電流形降圧チョッパ部に流れる短絡電流を発生させる。イグニッションモードでは、発生した短絡電流を用いて直流電源装置の出力電圧を昇圧制御してイグニッション電圧を発生させる。このイグニッション電圧をプラズマ発生装置に印加することによってプラズマ放電を発生させる。
間欠短絡制御は、インバータ制御部において多相インバータ部を構成するブリッジ回路のスイッチング素子を制御することによってブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡し、この短絡によって多相インバータ部と接続している電流形降圧チョッパ部に短絡電流を流す。
インバータ制御部は、間欠短絡制御において、多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号と、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡する短絡パルス信号とを生成し、ゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳して制御信号を生成する。制御信号により多相インバータ部を制御し、短絡パルス信号によってブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子を同時にオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を短絡する。
制御部は、イグニッションモードにおいて、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、チョッパ制御部によって前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行う。昇圧制御から定電圧制御への切り換えは、昇圧制御によって出力電圧を上昇させて出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した後に行う。
出力電圧Ｖoは、電流形降圧チョッパ部における入力電圧と、昇圧制御による昇圧比とによって制御することができる。電流形降圧チョッパ部における入力電圧は、チョッパ制御部のチョッパ制御のオンデューティー比をパラメータとして制御し、昇圧比は、間欠短絡制御の回数をパラメータとして制御することができる。
チョッパ制御部は、チョッパ制御において、オンデューティー比によって電流形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、間欠短絡制御の回数によって昇圧比を制御し、これら入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御する。
チョッパ制御部は、イグニッションモードにおいて定電圧制御を行い、定常運転モードでは、定電圧制御、定電流制御、および定電力制御から選択した何れかの制御を行う。定電圧制御、定電流制御、および定電力制御から選択された制御において、各制御で設定された設定値である電圧設定値、電流設定値、あるいは電力設定値に維持する制御を行う。
イグニッションモードで行う定電圧制御は、出力電圧Ｖoがイグニッション設定電圧となるように制御を行うものであり、電流形降圧チョッパ部の入力電圧が所定電圧となるようにチョッパ制御を行う。また、定常運転モードで行う制御は、プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生した後、このプラズマ放電を維持するように、出力が定常運転モードで選択された制御の設定値（電圧設定値、電流設定値、あるいは電力設定値）となるように制御を行う。
イグニッション設定電圧から定常運転モードで設定される設定値への切り換えは、プラズマ発生装置においてプラズマ放電の発生に基づいて行う。プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生したか否かは、出力電圧および出力電流を監視することで行うことができる。
プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生すると、直流電源装置からプラズマ発生装置に供給される出力電流は、イグニッションモードから定常運転モードに切り替わる時点で、イグニッション電流から定常運転電流に切り替わる。
イグニッション電流は、間欠短絡動作を行うごとに段階的に増加するため、イグニッションモードから定常運転モードに切り替わる最後の段階ではイグニッション電流は最も大きなイグニッション電流となる。ここで、このイグニッションモードから定常運転モードに切り替わるときのイグニッション電流を予め求めてイグニッション設定電流として定めておく。また、プラズマ放電が発生すると出力電圧はイグニッション設定電圧より低い値となるため、プラズマ放電発生時の低い電圧をプラズマ発生電圧として定めておく。
プラズマ放電の発生検出において、出力電流をイグニッション設定電流と比較し出力電圧をプラズマ発生電圧と比較し、出力電流がイグニッション設定電流に達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に降下した時点をプラズマ放電が発生した時点として判断する。
プラズマ放電の発生を検出した場合には、制御の設定値を、イグニッションモードにおける定電圧制御のイグニッション設定電圧から、定常運転モードにおいて定電圧制御、定電流制御、定電力制御から選択した何れかの制御の設定値に切り換え、選択した制御を行う。
定常運転モードにおいて定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御によって、プラズマ発生装置には一定電圧、一定電流、あるいは一定電力が印加され、安定したプラズマ放電が維持される。
以上説明したように、本発明によれば、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、プラズマ放電を発生させる高圧電圧を形成する装置構成を簡易で小型化することができる。
また、大型で複雑な構成の直流電源装置を用いることなく、プラズマ放電の発生に要する電圧印加時間を短縮することができる。
本願発明の、短絡電流の発生動作および短絡電流による出力電圧の昇圧動作を説明するための図である。 本発明の直流電源装置の全体の構成を説明するための図である。 本発明の直流電源装置が備えるチョッパ制御部の構成例を説明するための図である。 本発明の直流電源装置が備えるインバータ制御部の構成例を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例を説明するためのフローチャートである。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例を説明するためのタイミングチャートである。 本願発明の直流電源装置のイグニッション時の回路状態を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモード，定常運転モードの動作状態図である。 直流電源装置の他の構成例１を説明するためのタイミングチャートである。 直流電源装置の他の構成例２を説明するためのタイミングチャートである。 直流電源装置の他の構成例３を説明するための構成図である。 プラズマ放電発生のためのイグニッション電圧を発生する従来の回路例を説明するための図である。
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本発明の直流電源装置および制御方法について、図２〜図４を用いて直流電源装置の構成例を説明し、図５〜図８を用いて直流電源装置の制御例について説明する。また、図９〜図１１を用いて本願発明の直流電源装置の他の構成例について説明する。
[直流電源装置の構成例]
はじめに、本発明の直流電源装置の構成例について図２〜図４を用いて説明する。図２は本発明の直流電源装置の全体の構成を説明するための図であり、図３は本発明の直流電源装置が備えるチョッパ制御部の構成例を説明するための図であり、図４は本発明の直流電源装置が備えるインバータ制御部の構成例を説明するための図である。
図２に示す本発明の直流電源装置１は、交流電源２の交流電力を整流する整流部１０、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部２０、整流部１０から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電流を出力する電流形降圧チョッパ部３０、電流形降圧チョッパ部３０の直流出力を多相の交流出力に変換する多相インバータ部４０、多相インバータ部４０の交流出力を所定電圧に変換する多相変圧部５０、多相変圧部５０の交流を直流に変換する多相整流部６０を備える。
電流形降圧チョッパ部３０は、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１と直流リアクトルＬＦ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、整流部１０で整流した直流電圧をチョッパ制御することによって降圧する。電流形降圧チョッパ部３０による電圧制御は、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフの比率であるオンデューティー比を制御することによって行う。
直流リアクトルＬＦ１は、チョッパ制御した直流を電流平滑する。本発明の直流電源装置は、短絡動作によって電流形降圧チョッパ部３０に短絡電流を流し、この短絡電流を直流リアクトルＬＦ１に一時的に蓄積する。直流リアクトルＬＦ１の蓄積エネルギーは、次の短絡動作までの間に出力電圧を昇圧する。
多相インバータ部４０は、電流形降圧チョッパ部３０で電流平滑された直流を入力し、多相インバータ部４０が備えるブリッジ回路のスイッチング素子を制御することによって直交変換する。
多相インバータ部４０は、相数に応じたスイッチング素子をブリッジ接続して構成される多相インバータ回路を備える。例えば３相の場合には、３相インバータ回路は６個のスイッチング素子によって構成されるブリッジ回路を備える。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いることができる。多相インバータ回路の各スイッチング素子は、インバータ制御部８０の制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、直流電力を交流電力に変換して出力する。
多相インバータ部４０の交流出力は、スイッチング素子の切り換え周波数を高めることで高周波出力を得ることができる。プラズマ発生装置を負荷部とする場合には、電流形インバータ装置は、例えば２００ｋＨｚの高周波出力を負荷部に供給する。高周波を出力するために、多相インバータ回路はスイッチング素子を高周波で切り換え動作を行う。このように、高周波の駆動周波数でスイッチング素子を切り換えると、交流出力には高周波リップル成分が含まれる。
多相整流部６０は、多相インバータ部４０の交流出力を整流し、直流出力を負荷に供給する。従来知られる多相整流部は出力部に直流フィルタ回路を備える構成とすることができる。この直流フィルタ回路によって、多相インバータ部の交流出力に含まれる高周波リップル成分を除去している。直流フィルタ回路は、出力端に並列接続する出力コンデンサＣＦＯと直列接続した出力リアクトルＬＦＯ（図示していない）によって構成することができる。
多相整流部６０の直流出力は配線９０が備える配線インダクタンスＬ０を介して出力され、直流電源装置１とプラズマ発生装置４との間を接続した出力ケーブル３によってプラズマ発生装置４に供給される。
本発明の直流電源装置１は、高周波リップル成分を除去する構成として、多相整流部６０において、直流フィルタ回路に代えて寄生インピーダンスを利用することができる。例えば、インダクタンス分として多相整流部６０と出力端子との間の配線９０のインダクタンスＬ０を用い、容量分として直流電源装置１と負荷との間に接続される出力ケーブル３の容量分、あるいは、プラズマ負荷の場合にはプラズマ発生装置４の出力容量Ｃoを用いることができる。上記した多相インバータ部の寄生インピーダンス、および出力ケーブルや電極容量の容量分は実質的に直流フィルタ回路を構成し、多相インバータ部の交流出力に含まれる高周波リップル成分を低減する。
直列フィルタ回路に代えて、配線インピーダンスや出力ケーブルやプラズマ発生装置の電極容量の寄生インピーダンスを利用する構成では、出力コンデンサＣＦＯに相当する容量分がアークエネルギーＰｃを供給するに十分な大きさを有していれば、高周波リップル成分を除去するとともに、アークエネルギーＰｃを供給することができる。
また、高周波リップル成分は、多相インバータ回路の駆動周波数を下げると増加する特性がある。そのため、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、出力コンデンサＣＦＯおよび出力リアクトル（インダクタンス）ＬＦＯの必要性を低下させることができる。また、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、直流電源装置１が内部に保有するエネルギーを抑制することができる。
さらに、本発明の直流電源装置１は、電流形降圧チョッパ部３０を制御するチョッパ制御部７０、および多相インバータ部４０を制御するインバータ制御部８０を備える。
チョッパ制御部７０は、電流形降圧チョッパ部３０のスイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する回路であり、スイッチング素子Ｑ１の出力電流であるチョッパ電流、および直流電源装置１の出力電圧を検出し、このチョッパ電流および出力電圧の検出値に基づいて、電流形降圧チョッパ部３０の出力が予め設定した所定の電流値および所定の電圧値となるように制御する。
インバータ制御部８０は、多相インバータ部４０のブリッジ回路を構成する各アームに接続されたスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。多相インバータ部４０はスイッチング素子の制御によって、入力した直流を交流に直交変換する。
多相インバータ部４０は、例えば３相インバータの場合には、例えば、図７に示すように６本のアームを有するブリッジ回路によって構成される。各アームにはそれぞれスイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺの６個のスイッチング素子が設けられる。スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘとを直列接続し、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹとを直列接続し、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子Ｑｚとを直列接続する。
スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点Ｒは３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点Ｓは３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺの接続点Ｔは３相変圧器５１のＴ相分として接続される。
多相インバータ部の制御として、一定入力電流の下で出力電流の大きさを変えるＰＷＭ制御が知られている。ＰＷＭ制御では、搬送波と変調波とを比較することによって各相についてパルス制御信号を形成する。３相インバータの場合には、各相のパルス制御信号はそれぞれ１２０°の導通期間を有し、このパルス制御信号によってインバータの各アームのスイッチング素子のオン・オフを制御して、それぞれ１２０°の位相差を有したＲ相、Ｓ相、およびＴ相の電流を形成する。
チョッパ制御部７０およびインバータ制御部８０には、直流電源装置１の出力端あるいは負荷側からフィードバック信号が帰還される。フィードバック信号は、例えば、直流電源装置１の出力端の電圧、電流とすることができる。
次に、図３を用いてチョッパ制御部７０の一構成例を説明する。
チョッパ制御部７０は電流形降圧チョッパ部３０のスイッチング素子をパルス幅制御によって、イグニッションモードでは定電圧制御を行い、定常運転モードでは定電圧制御、定電流制御、あるいは定電力制御から選択した何れかの制御を行う。イグニッションモードと定常運転モードにおいてそれぞれ異なる設定値に切り換えて制御を行う。イグニッションモードではイグニッション設定電圧ＶIGRに設定し、定常運転モードにおいて、定電圧制御では定常運転設定電圧ＶRに設定し、定電流制御では定常運転設定電流ＩRに設定し、定電力制御では定常運転設定電力ＰRに設定する。
イグニッション設定電圧ＶIGRから定常運転モードの各制御における設定値（定電圧制御の定常運転設定電圧ＶR、定電流制御の定常運転設定電流ＩR、定電力制御の定常運転設定電力ＰR）への切り換えは、出力電圧と出力電流が所定値に達したことを検出することで行うことができる。例えば、出力電圧と出力電流の検出によって設定値の切り換えを行う際、イグニッションモードにおいて出力電流が増加し、プラズマ放電開始に対応して設定されたイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に降下した時点を検出し、この検出時点で設定値の切り換えを行う。図３は出力電圧Ｖoと出力電流Ｉoの検出に基づいて、イグニッション設定電圧ＶIGRを選択した制御の設定値（定常運転設定電圧ＶR、定常運転設定電流ＩR、定常運転設定電力ＰR）に切り換える構成を示している。
チョッパ制御部７０は、出力電流および出力電圧と各設定値との比較に基づいて設定値を切り換える構成として、出力電流Ｉoとイグニッション設定電流ＩIGRとを比較し、出力電圧Ｖoとプラズマ発生設定電圧ＶPLRとを比較し、出力電流Ｉoがイグニッション設定電流ＩIGR以上で、かつ、出力電圧Ｖoがプラズマ発生設定電圧ＶPLR以下となったときに切り換え信号を出力する比較回路７０ｅを備える。イグニッション設定電流ＩIGRはメモリ手段７０ｆに格納することができ、プラズマ発生設定電圧ＶPLRはメモリ手段７０ｇに格納することができる。
プラズマ発生設定電圧ＶPLRに代えて、イグニッション設定電圧ＶIGRと定数ｋとを格納しておき、イグニッション設定電圧ＶIGRに定数ｋを乗ずることによってプラズマ発生設定電圧ＶPLRを設定してもよい。また、定数ｋは、例えば、０．２〜０．９の範囲で任意に設定することができる。
チョッパ制御部７０は、スイッチング素子Ｑ１のパルス幅制御において、制御の設定値を、イグニッションモードで定電圧制御を行うイグニッション設定電圧ＶIGRから、定常運転モードで選択した制御の設定値（定電圧制御の定常運転設定電圧ＶR、定電流制御の定常運転設定電流ＩR、定電力制御の定常運転設定電力ＰR）に切り換える切り換え回路７０ｂを備える。
切り換え回路７０ｂは、比較回路７０ｅから出力された切り換え信号に基づいてイグニッション設定電圧ＶIGR、定常運転設定電圧ＶR、定常運転設定電流ＩR、定常運転設定電力ＰRの何れかを出力する。イグニッション設定電圧ＶIGRはメモリ手段７０ｃに格納することができ、定常運転設定電圧ＶR、定常運転設定電流ＩR、定常運転設定電力ＰR等の定常運転設定値はメモリ手段７０ｄに格納することができる。なお、各メモリ７０ｃ〜７０ｇはチョッパ制御部７０内に設ける構成に限らず、例えば、直流電源装置全体を制御する制御部等の任意の構成要素に設ける他、直流電源装置の外部から入力する構成としてもよい。
チョッパ制御部７０はスイッチング素子制御信号生成回路７０ａを備え、出力が設定値となるようにパルス幅制御によって、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御を行うスイッチング素子制御信号を生成する。スイッチング素子制御信号生成回路７０ａは、切り換え回路７０ｂから送られたイグニッション設定電圧ＶIGR、定常運転設定電圧ＶR、定常運転設定電流ＩR、定常運転設定電力ＰRの何れかを設定値としてスイッチング素子制御信号を生成し、電流形降圧チョッパ部３０のスイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する。
次に、図４を用いてインバータ制御部８０の一構成例を説明する。
インバータ制御部８０は多相インバータ部４０のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御し、直流から交流への直交変換、および、電流形降圧チョッパ部に短絡電流に生成を行う。
直流から交流への直交変換の制御はゲートパルス信号Ｇによって行い、間欠短絡制御は短絡パルス信号Ｐiによって行う。ゲートパルス信号Ｇは、イグニッションモードおよび定常運転モードの何れのモードにおいても生成される。一方、短絡パルス信号Ｐiは、イグニッション信号ＩＧの立ち上がりで生成を開始し、チョッパ制御部７０の比較回路７０ｅの出力である切り換え信号によって生成を停止する。
インバータ制御部８０はゲートパルス信号Ｇを生成するゲートパルス信号生成回路８０ｃと、短絡パルス信号Ｐiを生成する短絡パルス信号生成回路８０ｄと、ゲートパルス信号Ｇと短絡パルス信号Ｐiとを加算して制御信号を生成する加算回路８０ｂと、制御信号を多相インバータ部４０に出力する制御信号出力部８０ａを備える。
多相インバータ部４０は、制御信号中のゲートパルス信号Ｇによって直交変換を行い、制御信号中の短絡パルス信号Ｐiによって正電圧側と負電圧側を短絡して、電流形降圧チョッパ部３０に短絡電流を流す。
[直流電源装置の動作例]
次に、本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例について、図５のフローチャート、図６のタイミングチャート、図７のイグニッション時の回路状態、および図８のイグニッションモード，定常運転モードの動作状態図を用いて説明する。なお、以下では、定常運転モードとして定電圧制御を選択し、定常運転設定電圧ＶRを設定値とする場合について説明する。
直流電源装置からプラズマ発生装置に直流電力を供給し、プラズマ発生装置においてプラズマ処理を行う場合、電源投入時あるいは再起動時にイグニッションモードS1によってプラズマ放電を発生させ、プラズマ放電が発生した後、定常運転モードS2によってプラズマ放電を維持する。
図５では、インバータ制御によって多相インバータ部の正電圧側と負電圧側との間を短絡し、この短絡動作によって電流形降圧チョッパ部に短絡電流を流す例について説明する。
はじめに、イグニッションモードS1について説明する。
チョッパ制御部は、出力電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧させるＩＧ電圧上昇区間の制御（S1a〜S1c）と、昇圧した出力電圧をイグニッション設定電圧に維持するＩＧ電圧定電圧区間の制御（S1d〜S1f）の２つの区間によってイグニッションモードの制御を行う。一方、インバータ制御部は、イグニッションモードS1中において、ゲートパルス信号Ｇによるインバータ制御と短絡パルス信号Ｐiによる間欠短絡制御を行う。
（ＩＧ電圧上昇区間の制御）
ＩＧ電圧上昇区間において、出力電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧させる制御を行う。インバータ制御では、多相インバータ部が備えるブリッジ回路の各相のスイッチング素子を駆動制御するゲートパルス信号Ｇを生成し（S1A）、イグニッションモードの区間を定めるイグニッション（IG）発生信号を立ち上げる(S1B)。イグニッション（IG）発生信号の立ち上げに伴って短絡パルス信号Ｐiを生成する（S1C）。
図６（ａ）はイグニッション（IG）発生信号を示し、図６（ｂ）はゲートパルス信号Ｇを示し、図６（ｃ）は短絡パルス信号Ｐiを示している。なお、図６（ｂ）には、ゲートパルス信号Ｇに短絡パルス信号Ｐiを重ねた状態を示している。
S1Aで生成したゲートパルス信号Ｇによって多相インバータ部を制御し（S1D）、S1Cで生成したイグニッション（IG）発生信号によって多相インバータ部の正電圧側と負電圧側との間（ブリッジ回路の上下端）を短絡する（S1E）。
短絡パルス信号Ｐiは微小時間幅Ｔionだけ生成され、ゲートパルス信号Ｇと共に、インバータ部のブリッジ回路を構成するスイッチング素子をオン状態として、正電圧側と負電圧側とを短絡する。例えば、ゲートパルス信号ＧRとゲートパルス信号ＧXに重畳した短絡パルス信号Ｐiとによって、ブリッジ回路のスイッチング素子ＱRとスイッチング素子ＱXとをオン状態として、ブリッジ回路の上下端を短絡する。
一方、チョッパ制御部は、イグニッション（IG）発生信号の立ち上げに伴って、出力電圧Ｖoを定電圧制御する電圧設定値としてイグニッション設定電圧ＶIGRを設定する(S1a)。
図６（ｄ）は出力電圧Ｖoおよび出力電流Ｉoを示している。出力電圧Ｖoに対して、出力電圧Ｖoのイグニッションモード時の定電圧制御の電圧設定値としてイグニッション設定電圧ＶIGRを示し、出力電圧Ｖoの定常運転時の定電圧制御の電圧設定値として定常運転設定電圧ＶRを示している。また、出力電流Ｉoに対して、出力電流Ｉoのイグニッションモード時の電流設定値としてイグニッション設定電流ＩIGRを示している。
S1Eの短絡動作の工程によって、電流形降圧チョッパ部に短絡電流Δｉが流れる。この短絡電流Δｉは電流形降圧チョッパ部が備えるインダクタに蓄積される(S1b)。
短絡パルス信号Ｐiの立ち下がりによって短絡動作が停止し、インダクタに蓄積されたエネルギーによって出力電圧Ｖoが昇圧する（S1F）。
出力電圧Ｖoをイグニッション設定電圧ＶIGRと比較し、出力電圧Ｖoがイグニッション設定電圧ＶIGRに達していない場合には、次の短絡パルス信号Ｐiによって多相インバータ部の正電圧側と負電圧側との間（ブリッジ回路の上下端）を短絡させ、短絡電流Δiによって出力電圧Ｖoを昇圧させる処理（S1E〜S1F）を行う。出力電圧Ｖoがイグニッション設定電圧ＶIGRに達するまでS1E〜S1Fの短絡動作による昇圧工程を繰り返す。
出力電圧ＶoはS1E〜S1Fの繰り返しによる間欠短絡動作によって段階的に昇圧する。図６に示す出力電圧Ｖoにおいて、符号Ａで示す部分はイグニッション設定電圧ＶIGRに向かう段階的な昇圧状態を示している。
以下に、短絡電流による昇圧動作について説明する。
図７はイグニッション時の短絡状態を示している。図７では、３相インバータのブリッジ回路において、スイッチング素子ＱRとスイッチング素子ＱXとを同時にオン状態とすることによって正電圧側と負電圧側の間（ブリッジ回路の上下端）を短絡する例を示している。
ゲートパルス信号ＧRによってスイッチング素子ＱRがオン状態にあるとき、このオン状態の何れかの時点において短絡パルス信号Ｐiによってスイッチング素子ＱXをオン状態とする。これによって、スイッチング素子ＱRとスイッチング素子ＱXを介して正電圧側と負電圧側のＰＮ間（ブリッジ回路の上下端）が短絡する。
短絡によって電流形降圧チョッパ部には、図７に示す様に短絡電流Δiが流れる。短絡電流Δiは、短絡パルス信号Ｐiの信号幅の微小時間幅Ｔion（ｎ）だけ流れる。短絡電流Δiは、短絡動作毎にリセットされる。
電流形降圧チョッパ部の直流リアクトルＬＦ１には、短絡電流ΔiによるエネルギーＪi（ｎ）が蓄積される。直流リアクトルＬＦ１に対する入力電圧をＶinとするとき、微小時間幅Ｔion（ｎ）の１回分の短絡電流Δｉ１および短絡電流Δｉ１によるエネルギーＪi（ｎ）は以下の式（１）、（２）で表される。
Δｉ１＝（Ｖin／ＬＦ１）×Ｔion（ｎ） …（１）
Ｊi（ｎ）＝(1/2)×ＬＦ１×Δｉ１ ２ …（２）
ｎ回目のＴion（ｎ）の短絡動作が終了し、次の（ｎ＋１）回目のＴion（ｎ＋１）の短絡動作が開始するまでの間に、Ｔion（ｎ）の短絡動作によって直流リアクトルＬＦ１に蓄積されたエネルギーＪi（ｎ）はインバータ部、変圧器、整流器を通して負荷に供給される。
ここで、直流電源装置の出力側の容量分をＣＯＴとし、イグニッション時の出力電圧をＶｏ（ｎ）としたとき、短絡動作によって出力側容量分ＣＯＴに送られるエネルギーＪi（ｎ）は以下の式（３）で表される。なお、出力側容量分ＣＯＴは、出力容量ＣＦＯと負荷であるプラズマ発生装置の電極容量Ｃoとすることができる。
Ｊi（ｎ）＝(1/2)×ＬＦ１×Δｉ１ ２
＝(1/2)×ＣＯＴ×（Ｖo（ｎ） ２−Ｖo（ｎ−１） ２) …（３）
ただし、最初の短絡動作を行う前の出力電圧はＶo（０）＝０としている。
式（３）から、イグニッション時の出力電圧Ｖo（ｎ）は以下の式（４）で表される。
Ｖo（ｎ）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２＋Ｖo（ｎ−１） ２｝１／２ …（４）
式（４）は、短絡動作をｎ回繰り返したときの出力電圧Ｖo（ｎ）を表している。
短絡動作が３回である場合には（ｎ＝３）、各短絡動作時による出力電圧は以下の式で表される。
Ｖo（１）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２｝１／２ …（５）
Ｖo（２）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２＋Ｖo（１） ２｝１／２ …（６）
Ｖo（３）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２＋Ｖo（２） ２｝１／２ …（７）
式（４）は、短絡動作の回数ｎによってイグニッション時の出力電圧Ｖo（ｎ）を選定することができることを示している。
また、短絡電流Δｉ１は、式（１）で示されるように入力電圧Ｖinに比例する。入力電圧Ｖinは、電流形降圧チョッパ部の出力電圧であり、その出力電圧は電流形降圧チョッパ部のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティー比で定まる。
したがって、出力電圧Ｖo（ｎ）の昇圧比は、短絡動作の回数ｎ、および電流形降圧チョッパ部のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティー比で定めることができる。
なお、短絡動作の回数ｎは、イグニッションモード内で行われるため、短絡パルス信号をゲートパルス信号と同期して出力する場合には、イグニッションモードが開始して解除されるまでの時間とゲートパルス信号の時間幅によって自動的に定まる回数となる。
（ＩＧ電圧定電圧区間の制御）
ＩＧ電圧定電圧区間において、昇圧した出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する制御を行う。
出力電圧Ｖoがイグニッション設定電圧ＶIGRに達した場合には（S1c）、チョッパ制御のイグニッションモードにおいて、ＩＧ電圧上昇区間の制御（S1a〜S1c）からＩＧ電圧定電圧区間の制御（S1d〜S1f）に切り換え、昇圧した出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する。図６に示す出力電圧Ｖoにおいて、符号Ｂで示す部分はイグニッション設定電圧ＶIGRに維持された定電圧状態を示している。
ＩＧ電圧定電圧区間の制御では、チョッパ制御においてイグニッション設定電圧で定電圧制御する（S1d）。出力電流Ｉoは、ＩＧ電圧上昇区間およびＩＧ電圧定電圧区間において上昇する。図６に示す出力電流Ｉoにおいて、符号Ｄで示す部分はＩＧ電圧上昇区間およびＩＧ電圧定電圧区間における電流上昇状態を示している。
プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生すると出力電流Ｉoにはイグニッション設定電流ＩIGRが流れ、定常運転状態に移行することによって定常運転の出力電流Ｉoが流れる。図６に示す出力電流Ｉoにおいて、符号Ｅで示す部分はイグニッション設定電流ＩIGRを越える出力電流Ｉoが流れ、定常運転の出力電流Ｉoへの移行状態を示し、符号Ｆで示す部分は定常運転の出力電流Ｉoを示している。
したがって、出力電圧Ｖoが定常運転設定電圧ＶRに達したこと、およびこの出力電流Ｉoにイグニッション設定電流ＩIGRが流れることでプラズマ放電の発生を判定することができる。
プラズマ発生装置におけるプラズマ放電の発生を出力電圧Ｖoと出力電流Ｉoが所定電圧および所定電流に達したか否かで判定する場合には、プラズマ放電の発生時に流れる出力電流をイグニッション設定電流ＩIGRとして予め定め、出力電圧をイグニッション設定電圧ＶIGRとして予め定めておき、出力電流Ｉoと設定したイグニッション設定電流ＩIGRとを比較し、出力電圧Ｖoと設定したイグニッション設定電圧ＶIGRに定数ｋを乗じて得られるプラズマ発生設定電圧ＶPLRとを比較する。定数ｋは例えば０．２〜０．９に設定する(S1e、S1f）。
出力電流Ｉoがイグニッション設定電流ＩIGRに達し（S1e）、かつ、出力電圧Ｖoがイグニッション設定電圧ＶIGRに定数ｋを乗じて得られるプラズマ発生設定電圧ＶPLRよりも降下した（S1f）場合には、チョッパ制御部では、定電圧制御の出力電圧Ｖoの設定値をイグニッション設定電圧ＶIGRから定常運転設定電圧ＶRに変更し（S1g）、インバータ制御部では、イグニッション（IG）発生信号を立ち下げ（S1G）、短絡パルス信号Ｐiの生成を停止する（S1H）。
チョッパ制御部において、定電圧制御の設定電圧をイグニッション設定電圧ＶIGRから定常運転設定電圧ＶRに切り換えると共に、インバータ制御部において、ＩＧ発生信号を停止して短絡パルス信号Ｐiの生成を停止することによって、イグニッションモードを終了し、定常運転モードに切り換える。図６に示す出力電圧Ｖoにおいて、符号Ｃで示す部分は定常運転設定電圧ＶRに維持された定電圧状態を示している。
ＩＧ電圧定電圧区間の終了は、短絡パルス信号Ｐiを停止させることで行う。
上記した例では、前記オフ状態の制御は、昇圧された出力電圧がイグニッション設定電圧に達したときに、スイッチング素子Ｑ１をパルス幅制御によってイグニッション設定電圧に定電圧制御することで行うことができる。
次に、定常運転モードS2では、イグニッションモードで発生したプラズマ放電を維持する。プラズマ放電を維持するために、チョッパ制御部は定常運転設定電圧ＶRで定電圧制御を行い、インバータ制御部は通常のパルス幅制御を行う。
図８は、イグニッションモードおよび定常運転モードにおけるチョッパ制御およびインバータ制御の動作状態を示している。
イグニッションモードにおいて、チョッパ制御はパルス幅制御によって出力電圧Ｖoをイグニッション設定電圧に定電圧制御できるように電流形降圧チョッパ部を制御し、インバータ制御はパルス幅制御による直交変換制御を行う。
インバータ制御は、イグニッションモード中のＩＧ電圧上昇区間において間欠短絡制御を行って、イグニッション電圧をイグニッション設定電圧ＶIGRに向かって昇圧制御する。なお、この昇圧制御は、インバータ制御による間欠短絡制御で行う他、電流形降圧チョッパ部側に設けた短絡用のスイッチング素子を制御することによって行うことができる。
イグニッションモードにおいて、出力電圧はＩＧ電圧上昇区間ではイグニッション設定電圧ＶIGRに向かって昇圧し、イグニッション設定電圧ＶIGRに達した後は、ＩＧ電圧定電圧区間においてイグニッション設定電圧ＶIGRに維持される。
また、イグニッションモードにおいて、出力電流はイグニッション設定電流ＩIGRに向かって上昇する。
出力電流がイグニッション設定電流ＩIGRに達し、かつ、出力電圧がイグニッション設定電圧ＶIGRに定数ｋ（ｋ＝０．２〜０．９）を乗じた値（ｋ・ＶIGR）より降下した時点をプラズマ放電の発生（プラズマ着火）状態と判定して、イグニッションモードから定常運転モードに切り換える。イグニッションモードから定常運転モードの切り換えは、チョッパ制御における定電圧制御の設定電圧をイグニッション設定電圧ＶIGRから定常運転設定電圧ＶRに切り換える。
定常運転モードにおいて、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御に選択された場合、プラズマ放電の発生を判定した後は、選択された制御による定常運転に切り換える。このとき、出力電流はイグニッション設定電流ＩIGRに達した後、定常運転時の出力電流Ｉoとなる。
[直流電源装置の他の構成例]
次に、直流電源装置の他の構成例について説明する。
（直流電源装置の他の構成例１）
図９は直流電源装置の他の構成例１を説明するためのタイミングチャートである。構成例１の短絡パルス信号Ｐｉは、ブリッジ回路の全てのスイッチング素子を同時にオン動作させるものである。この短絡パルス信号Ｐｉを用いてブリッジ回路の全てのスイッチング素子を同時にオン状態とすることによって、ブリッジ回路のスイッチング素子のオン状態やオフ状態に係わらず、短絡動作を行わせることができる。
図９に示すタイミングチャートは、短絡パルス信号の他は図６に示したタイミングチャートと同様である。図９（ｂ）は、短絡パルス信号Ｐｉとゲートパルス信号Ｇとを重ねて示し、短絡パルス信号Ｐｉは黒の地模様で示している。短絡パルス信号Ｐｉは、ブリッジ回路の各スイッチング素子ＱR，ＱS，ＱT，ＱX，Ｑy，Ｑzを同時にオン状態およびオフ状態とする。短絡パルス信号Ｐｉとゲートパルス信号Ｇとが重なる場合であっても、スイッチング素子はオン状態となるため、ゲートパルス信号Ｇの状態に係わらず短絡状態とすることができる。
（直流電源装置の他の構成例２）
図１０は直流電源装置の他の構成例２を説明するためのタイミングチャートである。構成例２の短絡パルス信号Ｐｉは、ブリッジ回路が備えるスイッチング素子の内で、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を直列接続して対を成すスイッチング素子のペアの内で少なくとも一つのペアのスイッチング素子を同時にオン動作させるものである。
この短絡パルス信号Ｐｉを用いてブリッジ回路の上下端のスイッチング素子のペアの少なくとも一つのペアについてスイッチング素子を同時にオン動作させることによって、ブリッジ回路のスイッチング素子のオン状態やオフ状態に係わらず、短絡動作を行わせることができる。
図１０に示すタイミングチャートは、短絡パルス信号の他は図６に示したタイミングチャートと同様である。図１０（ｂ）は、短絡パルス信号Ｐｉとゲートパルス信号Ｇとを重ねて示し、短絡パルス信号Ｐｉは黒の地模様で示している。短絡パルス信号Ｐｉは、ブリッジ回路のスイッチング素子ＱRおよびＱXを同時にオン状態およびオフ状態とする。短絡パルス信号Ｐｉとゲートパルス信号Ｇとが重なる場合であっても、スイッチング素子はオン状態となるため、ゲートパルス信号Ｇの状態に係わらず短絡状態とすることができる。
（直流電源装置の他の構成例３）
構成例３は、各スイッチング素子をオン状態とするゲートパルス信号の時間幅内の何れかの時点において、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子の内、ゲートパルス信号でオン動作するスイッチング素子と対の関係にあるスイッチング素子をオン動作させるパルス信号を短絡パルス信号として生成し、対と成るペアのスイッチング素子を同時にオン動作させ、短絡動作を行わせる。
前記した短絡動作の形態は、多相インバータ部の上下端のスイッチング素子を同時にオン状態とすることによって短絡動作を行わせるものである。これに対して、構成例４は電流形降圧チョッパ部の出力端あるいは多相インバータ部の入力端の正電圧側と負電圧側との間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２によって短絡を行わせるものである。
（直流電源装置の他の構成例４）
図１１は直流電源装置の他の構成例４を説明するための構成図である。構成例４は、図１に示した直流電源装置において、電流形降圧チョッパ部３０の出力端の正電圧側と負電圧側との間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２をスイッチング制御部９１でオン・オフ動作を制御する。
この構成例４によれば、多相インバータ部のブリッジ回路が備える複数のスイッチング素子を制御することなく、一つのスイッチング素子Ｑ２を制御することによって短絡動作を行うことができる。
定常運転モードにおいて、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れから選択は必要に応じて任意とすることができ、例えば、予め選択してチョッパ制御部の切換回路に設定しておく他、直流電源装置の外部から設定することができる。また、選択を変更する構成としても良い。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流電源装置および直流電源装置の制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の電流形インバータ装置は、プラズマ発生装置に電力を供給し、成膜処理やエッチング処理を行う電力源として適用することができる。
１ 直流電源装置
２ 交流電源
３ 出力ケーブル
４ プラズマ発生装置
１０ 整流部
２０ スナバー部
３０ 電流形降圧チョッパ部
４０ 多相インバータ部
５０ 多相変圧部
５１ 相変圧器
６０ 多相整流部
７０ チョッパ制御部
７０ａ スイッチング素子制御信号生成回路
７０ｂ 切り換え回路
７０ｃ メモリ手段（イグニッション設定値）
７０ｄ メモリ手段（定常運転設定電圧）
７０ｅ 比較回路
７０ｆ メモリ手段（イグニッション設定電流）
７０ｇ メモリ手段（プラズマ発生設定電圧）
８０ インバータ制御部
８０ａ 制御信号出力部
８０ｂ 加算回路
８０ｃ ゲートパルス信号生成回路
８０ｄ 短絡パルス信号生成回路
９０ 配線
９１ スイッチング制御部
９２ スイッチング制御部
ＩIGR イグニッション設定電流
Ｉo 出力電流
ＩR 定常運転設定電流
ＰR 定常運転設定電力
ＶIGR イグニッション設定電圧
Ｖin 入力電圧
Ｖo 出力電圧
ＶPLR プラズマ発生設定電圧
ＶR 定常運転設定電圧
Δi 短絡電流

Claims (14)

  1. プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、
    直流源を構成する電流形降圧チョッパ部と、
    前記電流形降圧チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、
    前記多相インバータ部の出力を交直変換し、得られた直流を負荷に供給する整流部と、前記電流形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および前記多相インバータ部を制御するインバータ制御部とを有する制御部を備え、
    前記制御部は、前記チョッパ制御部が制御する、前記プラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、前記プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転モードとを切り換える切換制御、および、
    前記電流形降圧チョッパ部の正電圧側と負電圧側との間、または前記多相インバータ部の正電圧側と負電圧側との間を間欠的に短絡する間欠短絡制御を行い、
    前記制御部は、前記イグニッションモードにおいて、前記間欠短絡制御によって前記電流形降圧チョッパ部に流れる短絡電流による昇圧動作を制御し、プラズマ発生装置に印加する出力電圧を制御することを特徴とする、直流電源装置。
  2. 前記制御部は、前記インバータ制御部により前記間欠短絡制御を行い、
    前記インバータ制御部は、前記間欠短絡制御において、
    多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号と、前記ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡する短絡パルス信号とを生成し、
    前記ゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳した制御信号により前記多相インバータ部を制御し、
    前記短絡パルス信号によって前記ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子を同時にオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を短絡することを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 前記インバータ制御部は、
    前記各スイッチング素子をオン状態とするゲートパルス信号の時間幅内の何れかの時点において、前記ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子の内、ゲートパルス信号でオン動作するスイッチング素子と対の関係にあるスイッチング素子をオン動作させるパルス信号を前記短絡パルス信号として生成し、
    前記ゲートパルス信号によりオン状態となるスイッチング素子と、前記短絡パルス信号によりオン状態となるスイッチング素子とによってブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡することを特徴とする、請求項２に記載の直流電源装置。
  4. 前記インバータ制御部は、前記ブリッジ回路の全てのスイッチング素子を同時にオン動作させるパルス信号を前記短絡パルス信号として生成し、
    前記短絡パルス信号によりブリッジ回路の全てのスイッチング素子をオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡することを特徴とする、請求項２に記載の直流電源装置。
  5. 前記インバータ制御部は、前記ブリッジ回路が備えるスイッチング素子の内で、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を直列接続して対を成すスイッチング素子のペアの内で少なくとも一つのペアのスイッチング素子を同時にオン動作させるパルス信号を前記短絡パルス信号として生成し、
    前記短絡パルス信号によりブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子の少なくとも一つのペアのスイッチング素子をオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを短絡することを特徴とする、請求項２に記載の直流電源装置。
  6. 前記電流形降圧チョッパ部と前記多相インバータ部との間において、正電圧側と負電圧側と間に短絡用スイッチング素子を備え、
    前記制御部は、前記チョッパ制御部により前記間欠短絡制御を行い、
    前記チョッパ制御部は、前記短絡用スイッチング素子を間欠的に短絡する短絡パルス信号を生成し、
    前記短絡パルス信号によって前記短絡用スイッチング素子をオン状態とすることによって電流形降圧チョッパ部の出力端の正電圧側と負電圧側とを短絡することを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
  7. 前記イグニッションモードにおいて、前記制御部は、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、前記チョッパ制御部によって前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行い、
    前記出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した後、昇圧制御から定電圧制御に切り換えることを特徴とする、請求項１から６の何れかに記載の直流電源装置。
  8. 前記制御部は、チョッパ制御部のチョッパ制御のオンデューティー比と、間欠短絡制御の回数とをパラメータとし、
    前記オンデューティー比によって前記電流形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、
    前記間欠短絡制御の回数によって昇圧比を制御し、
    前記入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御することを特徴とする、請求項７に記載の直流電源装置。
  9. 前記定常運転モードは、
    定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する定電圧制御、
    定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する定電流制御、
    定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する定電力制御
    の何れかの制御を選択可能であり、
    前記制御部の切換制御は、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したとき前記イグニションモードから前記定常運転モードに切り換え、前記定電圧制御、前記定電流制御、前記定電力制御から選択した制御を行うことを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
  10. 直流源を構成する電流形降圧チョッパ部と、
    前記電流形降圧チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、
    前記多相インバータ部の出力を交直変換し、得られた直流を負荷に供給する整流部と、前記電流形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および前記多相インバータ部を制御するインバータ制御部とを有する制御部を備え、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置の制御方法において、
    前記制御部は、前記チョッパ制御部が制御する、前記プラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、前記プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転モードとを切り換える切換制御、および、
    前記電流形降圧チョッパ部または前記多相インバータ部の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡する間欠短絡制御を行い、
    前記制御部は、前記イグニッションモードにおいて、前記間欠短絡制御によって前記電流形降圧チョッパ部に流れる短絡電流による昇圧動作を制御し、プラズマ発生装置に印加する出力電圧を制御することを特徴とする、直流電源装置の制御方法。
  11. 前記制御部は、前記インバータ制御部により前記間欠短絡制御を行い、
    前記インバータ制御部は、前記間欠短絡制御において、
    多相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号と、前記ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡する短絡パルス信号とを生成し、
    前記ゲートパルス信号と短絡パルス信号とを重畳して制御信号を生成し、
    前記制御信号により前記多相インバータ部を制御し、前記短絡パルス信号によって前記ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側との端子間を直列接続して対を成すペアのスイッチング素子を同時にオン状態とし、ブリッジ回路の正電圧側と負電圧側の端子間を短絡することを特徴とする、請求項１０に記載の直流電源装置の制御方法。
  12. 前記イグニッションモードにおいて、前記制御部は、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、前記チョッパ制御部によって前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行い、
    前記出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した後、昇圧制御から定電圧制御に切り換えることを特徴とする、請求項１０または１１に記載の直流電源装置の制御方法。
  13. 前記制御部は、チョッパ制御部のチョッパ制御のオンデューティー比と、間欠短絡制御の回数とをパラメータとし、
    前記オンデューティー比によって前記電流形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、
    前記間欠短絡制御の回数によって昇圧比を制御し、
    前記入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御することを特徴とする、請求項１２に記載の直流電源装置の制御方法。
  14. 前記定常運転モードは、
    定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する定電圧制御、
    定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する定電流制御、
    定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する定電力制御
    の何れかの制御を選択可能であり、
    前記制御部の切換制御は、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したとき前記イグニションモードから前記定常運転モードに切り換え、前記定電圧制御、前記定電流制御、前記定電力制御から選択した制御を行うことを特徴とする、請求項１０に記載の直流電源装置の制御方法。
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