JPWO2013132528A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

半導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、スイッチングサージの抑制とノイズ対策の両方を実現可能な電力変換装置を提供するため、直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置において、前記正ラインと負ライン間には複数の線間コンデンサが並列接続され、この複数の線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値に設定する。

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特にこの電力変換装置によって生ずるサージ電圧および電磁ノイズの抑制技術に関する。
半導体スイッチング素子を用いて構成した電力変換装置は、スイッチング時に素子両端に発生する電圧サージが大きな問題となる。この電圧サージは、例えば半導体スイッチング素子がＩＧＢＴであれば、コレクタ−エミッタ間に生ずる（以降、この種の電圧サージをスイッチングサージと称する）。
ＩＧＢＴをスイッチングしたときに生ずるコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃの関係は、例えば図１８の模式図に示したようになる。この図からわかるように電力変換装置においては、ターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり（スイッチングサージ）や、ターンオン時のコレクタ電流Ｉｃの跳ね上がりが生ずる。そしてこのスイッチングサージが半導体スイッチング素子の耐圧を超えると、素子破壊を招くこともあり、電力変換装置の信頼性に大きく関わることになる。
また、スイッチング時に生ずる電圧、電流の急峻な変化や、これらの急激な変化に伴って生ずる共振現象は、高いレベルのノイズを発生させ、電源系統に伝導する伝導ノイズや、電力変換装置や装置に接続されたケーブル周囲の空間に伝搬する放射ノイズを生ずる。これらの伝導ノイズや放射ノイズは、周囲の機器を誤動作させないように低減することが求められている。例えば国際電機標準会議（ＩＥＣ）には、伝導ノイズは１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚにおいて、放射ノイズは３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚにおいて、それぞれ規制値が定められている。
図１９に示した電力変換装置は、電動機駆動回路の要部を示す概略回路図である。この図に示す電動機駆動回路は、三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ２と、このコンバータ２から出力される直流電圧を安定化させる平滑コンデンサＣｄｃが直流電源ラインの正ライン６および負ライン７との間に接続されている。さらに電動機駆動回路には、平滑コンデンサＣｄｃによって安定化された直流電圧を受けて、任意の周波数の三相交流電圧を出力するインバータ３を備えている。そして、このインバータ３から出力される三相交流電圧が電動機Ｍに与えられて、所望の回転速度が得られるようになっている。
詳しくは、コンバータ２は二つの整流用ダイオードを直列接続した直列回路（Ｄ１とＤ４，Ｄ２とＤ５およびＤ３とＤ６）が３組並列に接続されて三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換する。またインバータ３は、二つのＩＧＢＴを直列に接続した直列回路（Ｓ１とＳ４，Ｓ２とＳ５およびＳ３とＳ６）を３組並列に接続して構成されている。このインバータは、例えば二つのスイッチング素子を直列に接続した、いわゆる２ｉｎ１タイプや、六つのスイッチング素子をブリッジ接続した６ｉｎ１タイプのパワーモジュール、または六つの整流ダイオードをブリッジ接続したコンバータ回路と六つのスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路をパッケージングしたＰＩＭ（Power Integrated Modules）を用いて構成されることもある。またインバータ３は、図示しない制御回路によって例えばＰＷＭ制御される。
ここで、図１９においてＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｄｃｐ，Ｌｄｃｎ，Ｌｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３は、コンバータとインバータの直流電源ラインを構成するプリントパターンやブスバーに存在する配線インダクタンスであって、スイッチングサージが生ずる主要因になる。これら配線インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｄｃｐ，Ｌｄｃｎ，Ｌｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３は、通常の回路図には記述されないものの、上述した電力変換装置等にあっては、その構造上存在するものである。
そしてこの配線インダクタンスの値が大きいほど、スイッチングサージも大きくなる。これは図１９の回路において各ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）がオフする際、配線インダクタンスに流れていた電流が導通経路を失うためである。
このようなスイッチングサージを抑制するための一般的な対策方法には、スナバ回路を接続する方法がある。このスナバ回路は、配線インダクタンスに蓄えられたエネルギーを吸収してスイッチングサージを抑制する役割を担う。図２０は、図１９に示した電力変換回路において、直流電源ラインの正ライン６と負ライン７との間にスナバコンデンサＣｓを接続したものである。この図において配線インダクタンスＬｐ１，Ｌｎ１は、平滑コンデンサＣｄｃとスナバコンデンサＣｓとの間のプリントパターンやブスバーが有するものである。
なお、スナバコンデンサＣｓには、自身のリード線が有するインダクタンスのほか、接続するプリントパターンやブスバーが有するインダクタンスをあわせた配線インダクタンスＬｓｐ，Ｌｓｎが含まれている。
あるいは、スイッチングサージを抑制するための別の一般的な対策方法としては、特に図示はしないが、ダイオードと抵抗とで構成した並列回路をコンデンサと直列に接続したスナバ回路をスイッチング素子と並列に接続するものもある。しかしながら、このようなスナバ回路を追加しても、伝導ノイズや放射ノイズは十分に低減することが困難な場合が多い。
例えば、図１８に示したスイッチング波形を参照すれば、ＩＧＢＴがターンオフしたとき、素子破壊の原因となるのはスイッチングサージのピーク電圧である。その一方でスイッチングサージは、ピーク値の後、すぐには収束せずに共振して振動することもある。そしてこの共振現象はターンオン時の電流にも観測されることがある。
このような共振現象は、素子破壊の原因にはならないものの、図２１に示す様に周波数スペクトラムにおいて極大値を発生させるノイズが生ずる原因になり、大きな放射ノイズや伝導ノイズの発生をもたらす。また、この共振現象は、スイッチングサージ抑制のために追加したスナバ回路などの回路素子や、スイッチング素子自身の寄生容量、およびスイッチング素子周辺の配線インダクタンスなどによる共振が主要因となる。このような共振現象によって発生する高レベルの伝導ノイズや放射ノイズを低減する方法として、コンデンサおよび抵抗器を直列に接続した直列回路を配線インダクタンスを有する直流電源ラインと並列に接続する方法が試みられている(例えば、特許文献１を参照)。
特開２０１０−４１７９０号公報
しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置においては、直流電源ラインに対して並行に接続したコンデンサにも寄生インダクタンスがあり、そのインダクタンス値は一般にコンデンサが並列接続される直流電源ラインのインダクタンス値よりも大きいと懸念される。このとき、コンデンサとコンデンサの寄生インダクタンスによる直列共振は、直流電源ラインとコンデンサの並列共振が発生すると期待する周波数よりも低い周波数において生ずる。するとコンデンサは、上記の並列共振周波数においては寄生インダクタンスとして振舞うため、想定したコンデンサと直流電源ラインの並列共振は発生しなくなる。このことから、上述した高レベルの伝導ノイズや放射ノイズを低減することが困難となる。
本発明は、上述した問題を解決するべくなされたものであって、その目的は、半導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、スイッチングサージの抑制とノイズ対策の両方を実現可能な電力変換装置を提供することにある。
上述した課題を解決するべく本発明の電力変換装置は、直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置であって、前記正ラインと負ライン間に接続されて、この直流電源ラインの直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記正ラインと負ライン間に接続されて、前記電力変換部のスイッチング時に生ずるサージ電圧を抑制するスナバコンデンサとを具備し、前記スナバコンデンサと前記電力変換部との間における前記正ラインと負ライン間には少なくとも１つ以上の線間コンデンサが接続され、この線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であることを特徴とする。
上述した電力変換装置には、電力変換部に半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴが用いられる。そして、線間コンデンサとしては、スナバコンデンサと、このスナバコンデンサよりも静電容量が小さく、かつ、ＩＧＢＴの主電極間（コレクタ―エミッタ間）における出力容量よりも大きな静電容量を有するノイズ抑制コンデンサとを備えることによって、直流電源ライン部と電力変換部に生じる直列共振に伴う伝導ノイズや放射ノイズ成分を低減する。
なお、上述した電力変換装置は、スナバコンデンサを除いた平滑コンデンサとノイズ抑制コンデンサの並列回路として構成してもよいし、あるいは、平滑コンデンサを除いたスナバコンデンサとノイズ抑制コンデンサの並列回路として構成してもかまわない。
また本発明の別の好ましい様態は、前記正ラインと負ライン間には線間コンデンサ、線間コンデンサと抵抗器を直列に接続した直列回路、または線間コンデンサと抵抗器を並列に接続した並列回路、のいずれかが複数並列接続され、前記線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値のコンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であることを特徴とする。
上述した電力変換装置は、線間コンデンサ（ノイズ抑制コンデンサ）と直列に抵抗器を接続しているため、直列共振に伴うノイズを抵抗器で効果的に減衰させることができる。
あるいは本発明における前記電力変換部は、複数の半導体スイッチング素子をパッケージングした半導体モジュールを用いた電力変換装置であって、前記正ラインと負ライン間に、線間コンデンサ、または線間コンデンサと抵抗器を直列に接続した直列回路、または線間コンデンサと抵抗器を並列に接続した並列回路、のいずれかが複数並列接続され、このうち電力変換部の最も近くに接続した前記線間コンデンサ、前記直列回路または前記並列回路を前記半導体モジュール内に構成し、前記線間コンデンサは、前記半導体モジュール内の前記半導体素子に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値コンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であることを特徴とする。
上述した電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサやこのコンデンサと直列に接続される抵抗器を半導体モジュール内に構成することができ、これらノイズ抑制コンデンサや抵抗器を配線パターンやブスバーに接続することなくコンパクトで効果的にノイズを抑制することができる。
また、前記電力変換部は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータのほか、入力された直流電圧をスイッチングして別の直流電圧に変換して出力する直流チョッパなどで構成してもよい。
本発明の電力変換装置は、直流電源ライン部と電力変換部に生じる直列共振に伴う伝導ノイズや放射ノイズ成分を、線間コンデンサのキャパシタンス成分と、スナバコンデンサの寄生インダクタンス成分や周辺の直流電源ラインのインダクタンス成分によって生じる並列共振によって低減する。また、本発明の電力変換装置は、スナバコンデンサや線間コンデンサを追加したことによって、直流電源ラインのインピーダンスが従来の電力変換装置より小さくなり、スイッチングサージは悪化しない。
このため本発明の電力変換装置は、スイッチングサージの抑制と放射ノイズや伝導ノイズの抑制を同時に実現することができ、実用上多大なる効果を奏する。
本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の電力変換装置と従来の電力変換装置とのノイズレベルの理論推定結果（相対値）の一例を示す図。 スナバコンデンサのみのノイズ周波数スペクトラム分布（電界強度）の実測結果を示す図。 スナバコンデンサとノイズ抑制コンデンサを接続したときのノイズ周波数スペクトラム分布（電界強度）の実測結果を示す図。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の変形例を示す回路図。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の別の変形例を示す回路図。 ノイズ抑制コンデンサを変形した実施例を示す要部回路図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 プリント配線基板に実装されたＩＧＢＴモジュール、ノイズ抑制コンデンサおよびスナバコンデンサの配置の一例を示す図。 ＩＧＢＴモジュールに取り付けられたブスバーに接続したノイズ抑制コンデンサおよびスナバコンデンサの一取付け例を示す斜視図。 ノイズ抑制コンデンサを２ｉｎ１のＩＧＢＴモジュール内に取り付けた回路構成を示す回路図。 ノイズ抑制コンデンサを６ｉｎ１のＩＧＢＴモジュール内に取り付けた回路構成を示す回路図。 ノイズ抑制コンデンサをＰＩＭに適用した回路構成を示す回路図。 本発明の実施例８に係る電力変換装置を示す図。 本発明の実施例９に係る電力変換装置を示す図。 ＩＧＢＴのスイッチング波形の一例を示す図。 従来の電力変換装置の構成を示す回路図。 図１６に示す電力変換装置にスナバコンデンサを接続した構成を示す回路図。 従来の電力変換装置におけるノイズレベルの一例を示す図。
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図１７は、本発明の実施形態を例示するものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また、図２０に示した従来の電力変換装置と同一構成要素については同符号を付与し、その説明を省略する。
図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この実施例１が図２０に示した従来の電力変換装置と異なるところは、直流電源ラインの正ライン６と負ライン７の線間におけるスナバコンデンサＣｓとインバータ３との間に、伝導ノイズや放射ノイズを抑制するノイズ抑制コンデンサ（線間コンデンサ）Ｃ１を備えること、そしてこのノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量が、スナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値であり、かつ、インバータ３に用いられる半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ；Ｓ１〜Ｓ６）の主電極間（コレクタ−エミッタ間）容量Ｃｏｅｓ(出力容量)よりも大きな値としたことにある。
尚、スナバコンデンサＣｓには、フィルムコンデンサを用い、ノイズ抑制コンデンサＣ１にはセラミックコンデンサを用いるとよい。
ところで、従来の電力変換装置が発生する高レベルの伝導ノイズや放射ノイズの発生原因となる主な共振現象には、スナバコンデンサＣｓを含む直流電源ライン６，７とインバータ３間に生じる直列共振（例えば図２０においては、ＩＧＢＴ（Ｓ１）がスイッチングしたとき、配線インダクタンスＬｐ２，Ｌｐ３，Ｌｓｐ，Ｌｓｎ，Ｌｎ２，Ｌｎ３、スナバコンデンサＣｓおよびコレクタ-エミッタ間容量（出力容量）Ｃｏｅｓ間に発生する直列共振）がある。
本発明ではこの直列共振を、スナバコンデンサＣｓとノイズ抑制コンデンサＣ１を備えることにより、前述した直流電源ライン部と電力変換部に生じる直列共振に伴う伝導ノイズや放射ノイズ成分を低減することを特徴とする。すなわち本発明の電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサＣ１のキャパシタンス成分と、スナバコンデンサＣｓの寄生（配線）インダクタンス成分（Ｌｓｐ，Ｌｓｎ)や周辺の直流電源ラインのインダクタンス成分（Ｌｐ２，Ｌｎ２）に生ずる新たな並列共振によってノイズ成分を低減するものである。
また、本発明の電力変換装置は、スナバコンデンサＣｓやノイズ抑制コンデンサＣ１を追加したことによって、直流電源ラインのインピーダンスが、従来の電力変換装置に対して小さくなる。したがって、スイッチングサージは悪化しない。
より詳細に本発明の実施例１に係る電力変換装置の具体的な回路構成と対策効果を説明する前に従来の電力変換装置について図２０を参照しながら説明する。
例えばスナバコンデンサＣｓは、目的とする電圧抑制効果を得るため、数１００ｎＦ程度の静電容量を有するフィルムコンデンサを用いる。スナバコンデンサと電力変換部間には、スナバコンデンサにおける数ｎＨ程度の寄生インダクタンス成分(Ｌｓｐ，Ｌｓｐ)、図示しないスイッチング素子を具備したパワーモジュール内の数１０ｎＨ程度のインダクタンス成分、フィルムコンデンサの寸法や実装の関係上で生じる直流電源ライン中の数１０ｎＨのインダクタンス成分(Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｎ２，Ｌｎ３)等の直列接続成分に相当する数１０ｎＨ程度のインダクタンスを有する。
また、スイッチング素子は、例えば数１００ｐＦ程度の静電容量成分(出力容量Ｃｏｅｓ)を有している。すると、上記の数１０ｎＨ程度のインダクタンス成分とスイッチング素子の数１００ｐＦ程度のコンデンサ成分によって数ＭＨｚ帯の周波数帯域で直列共振が発生し、例えば図２１の破線で示した領域に示すように特定の周波数でピークとなる高レベルのノイズが生じる。
続いて本発明の電力変換装置の回路構成について図１を参照しながら説明する。図１に示した本発明の実施例１に係る電力変換装置は、図２０に示した従来の電力変換装置におけるスナバコンデンサＣｓよりも静電容量が小さな値で、かつ、インバータ３を構成するＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓより静電容量が大きな値のノイズ抑制コンデンサＣ１を追加している。
このノイズ抑制コンデンサＣ１の具体的な静電容量としては、出力容量Ｃｏｅｓの例えば５倍程度の静電容量のセラミックコンデンサを用いる。するとノイズ抑制コンデンサＣ１は、スナバコンデンサＣｓの寄生インダクタンスＬｓｐ，Ｌｓｐと、スナバコンデンサＣｓとノイズ抑制コンデンサＣ１間の直流電源ライン６，７のインダクタンスＬｐ２，Ｌｎ２の直列インダクタンス成分との間に並列共振が生じ、その並列共振周波数は数ＭＨｚ帯になる。したがって、本発明の実施例１に係る電力変換装置は、前述した直列共振に起因する高レベルのノイズをもたらすノイズ成分を低減することができる。
このノイズ低減効果を理論的に算定した結果として、本発明の電力変換装置と従来の電力変換装置とのノイズレベルの理論推定結果（相対値）の一例を図２に示す。また、図３には、スナバコンデンサＣｓのみのときのノイズ周波数スペクトラムを示す。この図において、実線は本発明の電力変換装置におけるノイズ周波数スペクトラムであり、破線は従来の電力変換装置におけるノイズ周波数スペクトラムである。図４には、スナバコンデンサＣｓと並列にノイズ抑制コンデンサＣ１を並列に接続したときのノイズ低減効果を実機で検証した実測結果をそれぞれ示す。これらの図から、本発明によって高いノイズ低減効果が得られることを確認することができる。
尚、上述した実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換装置について説明したが、このＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴのような自己消弧デバイスを用いて構成しても勿論かまわない。また、前述したようにインバータ３を構成する半導体スイッチング素子を二つのスイッチング素子を直列に接続した２ｉｎ１タイプや、六つのスイッチング素子をブリッジ接続した６ｉｎ１などのパワーモジュールを用いたもの、六つの整流ダイオードをブリッジ接続したコンバータ回路と六つのスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路をパッケージングしたＰＩＭでも本発明の電力変換装置には適用可能である。
また、回路図上ではノイズ抑制コンデンサＣ１やスナバコンデンサＣｓを一つの素子で示したが、複数のコンデンサを並列接続または直列接続して構成してもかまわない。
あるいは本発明は、図５の変形例に示すようにスナバコンデンサＣｓを用いない電力変換装置や、図６の別の変形例に示すように平滑コンデンサＣｄｃを用いない電力変換装置に適用することももちろん可能である。
なお、本発明の電力変換装置におけるノイズ抑制コンデンサは、図７に示すように二つのコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂを直列に接続した直列回路を正ラインおよび負ライン間に接続するとともに、このコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの接続点を接地してもよい。このとき、コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの合成静電容量は、上述した条件を満たすようにすればよい。
さらに、特に図示しないが例えば図１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４からなるレグにおける直流ライン６，７のそれぞれの接続点直近にノイズ抑制コンデンサＣ１を接続するようにしてもかまわない。
要するに本発明の電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサの静電容量を電力変換部に近い位置に接続されるものほど静電容量を小さな値とし、かつ、静電容量の最も小さな値のノイズ抑制コンデンサの静電容量を電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値にすればよい。
上述した図１に示した本発明の実施例１の回路構成においては、ノイズ抑制コンデンサＣ１が有する寄生インダクタンス成分（Ｌ１ｐ，Ｌ１ｎ)、パワーモジュール内のインダクタンス成分（図示せず）および直流電源ライン６，７のインダクタンス成分（Ｌｐ３，Ｌｎ３)の各インダクタンス成分と、ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓおよびノイズ抑制コンデンサＣ１の各キャパシタンス成分とで形成される直列回路において直列共振が発生する。この直列共振に伴い所望のノイズレベルを上回るノイズが発生することがある。
この場合は、図８の本発明の実施例２を示す回路図に記載のとおり、ノイズ抑制コンデンサＣ１と直列に抵抗器Ｒ１を接続し、この直列回路をインバータ３に最も近い電源ライン６，７間に接続すると良い。このような回路構成にすることで、前述した直列共振に伴うノイズを効果的に低減することができる。また特に図示しないが、ノイズ抑制コンデンサＣ１と並列に抵抗器Ｒ１を接続しても、ノイズ低減効果を得ることができる。
この実施例３が上述した実施例１および２と異なるところは、図９に示すようにスナバコンデンサＣｓの静電容量より小さな値で、かつ、電力変換部を構成するＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓよりも大きな静電容量を有するノイズ抑制コンデンサＣ１と、このノイズ抑制コンデンサＣ１よりも静電容量が小さな値で、かつ、ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓよりも大きな静電容量を有する別のノイズ抑制コンデンサＣ２を直流電源ライン６，７間に接続した点にある。すなわち、複数のノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２を、電力変換部を構成するスイッチング素子に近づくほど静電容量が小さく、かつ、スナバコンデンサＣｓに近づくほど静電容量を大きくして直流電源ライン６，７間に接続する回路構成にする。
このようにすることで、実施例１で述べた並列共振に加え、ノイズ抑制コンデンサＣ１が有する寄生インダクタンス(Ｌ１Ｐ，Ｌ１ｎ)と、ノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２間の直流電源ライン６，７のインダクタンス（Ｌｐ３，Ｌｎ３）の直列インダクタンス成分と、ノイズ抑制コンデンサＣ２との間に並列共振が発生し、より高いノイズ低減効果を得ることができる。
尚、図９に示した本発明の実施例３に係る電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２の二つのコンデンサを並列に接続したが、より多くのコンデンサを並列接続してもかまわない。要は本発明の電力変換装置は、最適なノイズ抑制効果が得られるように並列接続するコンデンサの静電容量と個数を設定すれば良く、コンデンサの並列接続数は限定されるものではない。また、ノイズ抑制コンデンサには、セラミックコンデンサを適用する。
図１０を参照しながら本発明の実施例４に係る電力変換装置を説明する。
この実施例４が上述した実施例３と異なるところは、実施例２で説明したようにノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２と直列にそれぞれ抵抗器Ｒ１，Ｒ２を接続した回路にした点にある。
このような構成をとる本発明の実施例４に係る電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２を追加したことによって発生する直列共振に伴うノイズ成分を抵抗器Ｒ１，Ｒ２で効果的に低減することができる。
なお、この実施例４の変形例としては、特に図示しないが抵抗器Ｒ１，Ｒ２をノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２に並列に接続した回路構成としても構わない。
次に本発明の電力変換装置を実現する実装例を説明する。図１１は、本発明の実施例５を示す図であり、直流電源ライン６，７がプリント基板上に形成されたプリントパターンによる場合を示している。この図は、ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）が一つのパワーモジュール８内にパッケージングされたものを基板の裏面に配置したものである。このパワーモジュールの直流端子Ｍ１，Ｍ２をプリント基板に形成された直流電源ライン６，７のプリントパターンにそれぞれ接続する。この直流電源ライン６，７上の直流端子Ｍ１，Ｍ２の近傍にノイズ抑制コンデンサＣ１を実装する。
このノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量は、上述した実施例１〜４で説明したようにスナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値であり、かつ、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ；Ｓ１〜Ｓ６）の主電極（コレクタ−エミッタ）間容量Ｃｏｅｓ(出力容量)より大きな値とする。
ノイズ抑制コンデンサＣ１およびスナバコンデンサＣｓを上述したように実装することによってノイズ成分を低減することができる。また、直流電源ラインのインピーダンスが、従来の電力変換装置に対して小さくなるため、スイッチングサージも悪化しない。
尚、特に図示しないが実施例２〜４についても、本実施例５に従ってプリント基板上に実装すればよい。
図１２は、直流電源ライン６，７がバー配線で構成された場合の実施例を示す図である。
この実施例６においても、直流電源ライン６，７を構成するバー配線Ｂ１，Ｂ２のパワーモジュール８との接続箇所の近傍にノイズ抑制コンデンサＣ１を、さらにこの接続箇所よりも離れた箇所にスナバコンデンサＣｓを例えば螺子止め等でバー配線Ｂ１，Ｂ２にそれぞれ実装する。
このノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量は、上述した実施例１〜５で説明したようにスナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値であり、かつ、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ；Ｓ１〜Ｓ６）の主電極（コレクタ−エミッタ）間容量Ｃｏｅｓ(出力容量)より大きな値とする。
この実施例６においても、上述したようにノイズ抑制コンデンサＣ１およびスナバコンデンサＣｓを上述したように実装することによってノイズ成分を低減することができる。また、直流電源ラインのインピーダンスが、従来の電力変換装置に対して小さくなるため、スイッチングサージも悪化しない。
尚、特に図示しないが実施例２〜４についても、本実施例６に従ってバー配線Ｂ１，Ｂ２に実装すればよい。
図１３，１４は、本発明の電力変換装置において、パワーモジュール８内に上述した実施例１におけるノイズ抑制コンデンサＣ１を内蔵してパッケージングしたときの回路構成を示す図である。図１３は、二つのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）を直列に接続した、いわゆる２ｉｎ１タイプに本発明を適用した回路構成を示している。同様に図１４は、六つのスイッチング素子をブリッジ接続した、いわゆる６ｉｎ１タイプに本発明を適用した回路構成である。また、図１５は、本発明をＰＩＭに適用した回路構成である。このＰＩＭ２０は、六つのダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）で構成されるコンバータ２と、六つのスイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）およびノイズ抑制コンデンサＣ１を備えたインバータ３とを一体パッケージ化したものである。
尚、特に図示しないが、この実施例７に従って、上述した実施例２〜４の電力変換装置におけるノイズ抑制コンデンサをパワーモジュール内に内蔵してパッケージングしても構わない。
このように本発明の実施例７に係る電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサやこのコンデンサと直列に接続される抵抗器を半導体モジュール内に内蔵しているので、これらノイズ抑制コンデンサや抵抗器を配線パターンやブスバーに接続することなくコンパクトで効果的にノイズを抑制することが容易に実現できる。
実施例１〜４には、六つのダイオードＤ１〜Ｄ６によってコンバータ２を構成した例を示したが、本発明の電力変換装置はこれ以外にも、例えば図１６に示すように二つスイッチング素子（Ｓ１１とＳ１４，Ｓ１２とＳ１５、Ｓ１３とＳ１６）をそれぞれ直列に接続した直列回路を３組並列に接続してコンバータ９を構成してもよい。そしてこのコンバータは、図示しない制御回路によって、例えばＰＷＭ制御される（ＰＷＭコンバータ）。
尚、上述した実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換装置について説明したが、このＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴのような自己消弧デバイスを用いて構成しても勿論かまわない。
要は本発明の電力変換装置は、前記直流電源ラインの正ラインと負ラインの線間にスナバコンデンサＣｓと、スナバコンデンサＣｓと電力変換部の間にノイズ抑制コンデンサＣ１を設け、このノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量を電力変換部に用いるスイッチング素子のコレクタ‐エミッタ間容量（出力容量）Ｃｏｅｓより大きな値で、かつスナバコンデンサＣｓよりも小さな値とすればよく、コンバータやインバータの構成方法およびその制御方式によって限定されるものではない。また本発明は、これまで説明した２レベルに限らず３レベル等のマルチレベルであったり、三相に限らず単相であっても良い。さらにその適用対象は、直流ラインと電力変換部を具備していればコンバータ―インバータの以外による回路構成によるもの、例えばパワーコンディショナー等でも良い。
実施例１〜４および実施例８には、コンバータ−インバータの構成例を示したが、本発明の電力変換装置はこれ以外にも、例えば、半導体スイッチング素子によって入力された直流電圧をスイッチングし、他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであっても良い。そこでここでは、本発明の別の実施形態に係る電力変換装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータについて図１７を参照しながら説明する。
図１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部概略構成を示す回路図である。この図において、一次巻線ｔ１と二次巻線ｔ２を備えることで変圧器Ｔを形成し、一次巻線ｔ１はスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４で構成されるブリッジ回路１０に接続される。ブリッジ回路は直流電源Ｖｄｃと正・負の直流電源ライン６，７で接続されており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を交互にスイッチングさせることで、直流電圧を交流電圧に変換して変圧器Ｔに送る。一方、二次巻線ｔ２には、ブリッジ接続された整流用ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）と、この整流用ダイオードから出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサＣｄｃが接続され、図示しない負荷へ直流電力を供給するようになっている。
概略的には、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても正および負の直流電源ライン６，７には、配線インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３が存在する。そこで上述した実施例と同様に、正ライン６と負ライン７の線間にスナバコンデンサＣｓ、このスナバコンデンサＣｓとブリッジ回路１０の間にノイズ抑制コンデンサＣ１を設ける。そして、コンデンサＣ１の静電容量を、ブリッジ回路１０に用いられるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のドレイン―ソース間容量（出力容量）Ｃｏｄｓより大きな値とし、かつ、スナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値とする。このようにすることで本発明の実施例９に係る電力変換装置は、スイッチングサージ抑制と放射ノイズおよび伝導ノイズの抑制を同時に実現することができる。
尚、特に図示しないが、この実施例９についても上述した実施例２〜８が適用できることはいうまでもない。
このように本発明の電力変換装置は、スイッチングサージの抑制と放射ノイズおよび伝導ノイズの抑制とを同時に、しかも容易に実現することが可能であり実用上、極めて有用である。
尚、本発明の電力変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。
１ 三相交流電源
２ コンバータ
３ インバータ
６，７ 直流電源ライン
Ｃ１，Ｃ２ ノイズ抑制コンデンサ
Ｃｄｃ 平滑コンデンサ
Ｃｏｅｓ 出力容量
Ｃｓ スナバコンデンサ
本発明は、電力変換装置に係り、特にこの電力変換装置によって生ずるサージ電圧および電磁ノイズの抑制技術に関する。
半導体スイッチング素子を用いて構成した電力変換装置は、スイッチング時に素子両端に発生する電圧サージが大きな問題となる。この電圧サージは、例えば半導体スイッチング素子がＩＧＢＴであれば、コレクタ−エミッタ間に生ずる（以降、この種の電圧サージをスイッチングサージと称する）。
ＩＧＢＴをスイッチングしたときに生ずるコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃの関係は、例えば図１８の模式図に示したようになる。この図からわかるように電力変換装置においては、ターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり（スイッチングサージ）や、ターンオン時のコレクタ電流Ｉｃの跳ね上がりが生ずる。そしてこのスイッチングサージが半導体スイッチング素子の耐圧を超えると、素子破壊を招くこともあり、電力変換装置の信頼性に大きく関わることになる。
また、スイッチング時に生ずる電圧、電流の急峻な変化や、これらの急激な変化に伴って生ずる共振現象は、高いレベルのノイズを発生させ、電源系統に伝導する伝導ノイズや、電力変換装置や装置に接続されたケーブル周囲の空間に伝搬する放射ノイズを生ずる。これらの伝導ノイズや放射ノイズは、周囲の機器を誤動作させないように低減することが求められている。例えば国際電機標準会議（ＩＥＣ）には、伝導ノイズは１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚにおいて、放射ノイズは３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚにおいて、それぞれ規制値が定められている。
図１９に示した電力変換装置は、電動機駆動回路の要部を示す概略回路図である。この図に示す電動機駆動回路は、三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ２と、このコンバータ２から出力される直流電圧を安定化させる平滑コンデンサＣｄｃが直流電源ラインの正ライン６および負ライン７との間に接続されている。さらに電動機駆動回路には、平滑コンデンサＣｄｃによって安定化された直流電圧を受けて、任意の周波数の三相交流電圧を出力するインバータ３を備えている。そして、このインバータ３から出力される三相交流電圧が電動機Ｍに与えられて、所望の回転速度が得られるようになっている。
詳しくは、コンバータ２は二つの整流用ダイオードを直列接続した直列回路（Ｄ１とＤ４，Ｄ２とＤ５およびＤ３とＤ６）が３組並列に接続されて三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換する。またインバータ３は、二つのＩＧＢＴを直列に接続した直列回路（Ｓ１とＳ４，Ｓ２とＳ５およびＳ３とＳ６）を３組並列に接続して構成されている。このインバータは、例えば二つのスイッチング素子を直列に接続した、いわゆる２ｉｎ１タイプや、六つのスイッチング素子をブリッジ接続した６ｉｎ１タイプのパワーモジュール、または六つの整流ダイオードをブリッジ接続したコンバータ回路と六つのスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路をパッケージングしたＰＩＭ（Power Integrated Modules）を用いて構成されることもある。またインバータ３は、図示しない制御回路によって例えばＰＷＭ制御される。
ここで、図１９においてＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｄｃｐ，Ｌｄｃｎ，Ｌｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３は、コンバータとインバータの直流電源ラインを構成するプリントパターンやブスバーに存在する配線インダクタンスであって、スイッチングサージが生ずる主要因になる。これら配線インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｄｃｐ，Ｌｄｃｎ，Ｌｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３は、通常の回路図には記述されないものの、上述した電力変換装置等にあっては、その構造上存在するものである。
そしてこの配線インダクタンスの値が大きいほど、スイッチングサージも大きくなる。これは図１９の回路において各ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）がオフする際、配線インダクタンスに流れていた電流が導通経路を失うためである。
このようなスイッチングサージを抑制するための一般的な対策方法には、スナバ回路を接続する方法がある。このスナバ回路は、配線インダクタンスに蓄えられたエネルギーを吸収してスイッチングサージを抑制する役割を担う。図２０は、図１９に示した電力変換回路において、直流電源ラインの正ライン６と負ライン７との間にスナバコンデンサＣｓを接続したものである。この図において配線インダクタンスＬｐ１，Ｌｎ１は、平滑コンデンサＣｄｃとスナバコンデンサＣｓとの間のプリントパターンやブスバーが有するものである。
なお、スナバコンデンサＣｓには、自身のリード線が有するインダクタンスのほか、接続するプリントパターンやブスバーが有するインダクタンスをあわせた配線インダクタンスＬｓｐ，Ｌｓｎが含まれている。
あるいは、スイッチングサージを抑制するための別の一般的な対策方法としては、特に図示はしないが、ダイオードと抵抗とで構成した並列回路をコンデンサと直列に接続したスナバ回路をスイッチング素子と並列に接続するものもある。しかしながら、このようなスナバ回路を追加しても、伝導ノイズや放射ノイズは十分に低減することが困難な場合が多い。
例えば、図１８に示したスイッチング波形を参照すれば、ＩＧＢＴがターンオフしたとき、素子破壊の原因となるのはスイッチングサージのピーク電圧である。その一方でスイッチングサージは、ピーク値の後、すぐには収束せずに共振して振動することもある。そしてこの共振現象はターンオン時の電流にも観測されることがある。
このような共振現象は、素子破壊の原因にはならないものの、図２１に示す様に周波数スペクトラムにおいて極大値を発生させるノイズが生ずる原因になり、大きな放射ノイズや伝導ノイズの発生をもたらす。また、この共振現象は、スイッチングサージ抑制のために追加したスナバ回路などの回路素子や、スイッチング素子自身の寄生容量、およびスイッチング素子周辺の配線インダクタンスなどによる共振が主要因となる。このような共振現象によって発生する高レベルの伝導ノイズや放射ノイズを低減する方法として、コンデンサおよび抵抗器を直列に接続した直列回路を配線インダクタンスを有する直流電源ラインと並列に接続する方法が試みられている(例えば、特許文献１を参照)。
特開２０１０−４１７９０号公報
しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置においては、直流電源ラインに対して並行に接続したコンデンサにも寄生インダクタンスがあり、そのインダクタンス値は一般にコンデンサが並列接続される直流電源ラインのインダクタンス値よりも大きいと懸念される。このとき、コンデンサとコンデンサの寄生インダクタンスによる直列共振は、直流電源ラインとコンデンサの並列共振が発生すると期待する周波数よりも低い周波数において生ずる。するとコンデンサは、上記の並列共振周波数においては寄生インダクタンスとして振舞うため、想定したコンデンサと直流電源ラインの並列共振は発生しなくなる。このことから、上述した高レベルの伝導ノイズや放射ノイズを低減することが困難となる。
本発明は、上述した問題を解決するべくなされたものであって、その目的は、半導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、スイッチングサージの抑制とノイズ対策の両方を実現可能な電力変換装置を提供することにある。
上述した課題を解決するべく本発明の電力変換装置は、直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電力変換部とを備えた電力変換装置であって、前記正ラインと負ライン間に接続されて、この直流電源ラインの直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記正ラインと負ライン間に接続されて、前記電力変換部のスイッチング時に生ずるサージ電圧を抑制するスナバコンデンサとを具備し、前記スナバコンデンサと前記電力変換部との間における前記正ラインと負ライン間には少なくとも１つ以上の線間コンデンサが接続され、この線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサの静電容量は、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であることを特徴とする。
上述した電力変換装置には、電力変換部に半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴが用いられる。そして、線間コンデンサとしては、スナバコンデンサよりも静電容量が小さく、かつ、ＩＧＢＴの主電極間（コレクタ―エミッタ間）における出力容量よりも大きな静電容量を有するノイズ抑制コンデンサとを備えることによって、直流電源ライン部と電力変換部に生じる直列共振に伴う伝導ノイズや放射ノイズ成分を低減する。
なお、上述した電力変換装置は、スナバコンデンサを除いた平滑コンデンサとノイズ抑制コンデンサの並列回路として構成してもよいし、あるいは、平滑コンデンサを除いたスナバコンデンサとノイズ抑制コンデンサの並列回路として構成してもかまわない。
また本発明の別の好ましい様態は、前記正ラインと負ライン間には線間コンデンサ、線間コンデンサと抵抗器を直列に接続した直列回路、または線間コンデンサと抵抗器を並列に接続した並列回路、のいずれかが複数並列接続され、前記線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサの静電容量は、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であることを特徴とする。
上述した電力変換装置は、線間コンデンサ（ノイズ抑制コンデンサ）と直列に抵抗器を接続しているため、直列共振に伴うノイズを抵抗器で効果的に減衰させることができる。
あるいは本発明における前記電力変換部は、複数の半導体スイッチング素子をパッケージングした半導体モジュールを用いた電力変換装置であって、前記正ラインと負ライン間に、線間コンデンサ、または線間コンデンサと抵抗器を直列に接続した直列回路、または線間コンデンサと抵抗器を並列に接続した並列回路、のいずれかが複数並列接続され、このうち電力変換部の最も近くに接続した前記線間コンデンサ、前記直列回路または前記並列回路を前記半導体モジュール内に構成し、前記線間コンデンサは、前記半導体モジュール内の前記半導体素子に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサの静電容量は、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であることを特徴とする。
上述した電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサやこのコンデンサと直列に接続される抵抗器を半導体モジュール内に構成することができ、これらノイズ抑制コンデンサや抵抗器を配線パターンやブスバーに接続することなくコンパクトで効果的にノイズを抑制することができる。
また、前記電力変換部は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータのほか、入力された直流電圧をスイッチングして別の直流電圧に変換して出力する直流チョッパなどで構成してもよい。
本発明の電力変換装置は、直流電源ライン部と電力変換部に生じる直列共振に伴う伝導ノイズや放射ノイズ成分を、線間コンデンサのキャパシタンス成分と、スナバコンデンサの寄生インダクタンス成分や周辺の直流電源ラインのインダクタンス成分によって生じる並列共振によって低減する。また、本発明の電力変換装置は、スナバコンデンサや線間コンデンサを追加したことによって、直流電源ラインのインピーダンスが従来の電力変換装置より小さくなり、スイッチングサージは悪化しない。
このため本発明の電力変換装置は、スイッチングサージの抑制と放射ノイズや伝導ノイズの抑制を同時に実現することができ、実用上多大なる効果を奏する。
本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の電力変換装置と従来の電力変換装置とのノイズレベルの理論推定結果（相対値）の一例を示す図。 スナバコンデンサのみのノイズ周波数スペクトラム分布（電界強度）の実測結果を示す図。 スナバコンデンサとノイズ抑制コンデンサを接続したときのノイズ周波数スペクトラム分布（電界強度）の実測結果を示す図。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の変形例を示す回路図。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の別の変形例を示す回路図。 ノイズ抑制コンデンサを変形した実施例を示す要部回路図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示す回路図。 プリント配線基板に実装されたＩＧＢＴモジュール、ノイズ抑制コンデンサおよびスナバコンデンサの配置の一例を示す図。 ＩＧＢＴモジュールに取り付けられたブスバーに接続したノイズ抑制コンデンサおよびスナバコンデンサの一取付け例を示す斜視図。 ノイズ抑制コンデンサを２ｉｎ１のＩＧＢＴモジュール内に取り付けた回路構成を示す回路図。 ノイズ抑制コンデンサを６ｉｎ１のＩＧＢＴモジュール内に取り付けた回路構成を示す回路図。 ノイズ抑制コンデンサをＰＩＭに適用した回路構成を示す回路図。 本発明の実施例８に係る電力変換装置を示す図。 本発明の実施例９に係る電力変換装置を示す図。 ＩＧＢＴのスイッチング波形の一例を示す図。 従来の電力変換装置の構成を示す回路図。 図１６に示す電力変換装置にスナバコンデンサを接続した構成を示す回路図。 従来の電力変換装置におけるノイズレベルの一例を示す図。
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図１７は、本発明の実施形態を例示するものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また、図２０に示した従来の電力変換装置と同一構成要素については同符号を付与し、その説明を省略する。
図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この実施例１が図２０に示した従来の電力変換装置と異なるところは、直流電源ラインの正ライン６と負ライン７の線間におけるスナバコンデンサＣｓとインバータ３との間に、伝導ノイズや放射ノイズを抑制するノイズ抑制コンデンサ（線間コンデンサ）Ｃ１を備えること、そしてこのノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量が、スナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値であり、かつ、インバータ３に用いられる半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ；Ｓ１〜Ｓ６）の主電極間（コレクタ−エミッタ間）容量Ｃｏｅｓ(出力容量)よりも大きな値としたことにある。
尚、スナバコンデンサＣｓには、フィルムコンデンサを用い、ノイズ抑制コンデンサＣ１にはセラミックコンデンサを用いるとよい。
ところで、従来の電力変換装置が発生する高レベルの伝導ノイズや放射ノイズの発生原因となる主な共振現象には、スナバコンデンサＣｓを含む直流電源ライン６，７とインバータ３間に生じる直列共振（例えば図２０においては、ＩＧＢＴ（Ｓ１）がスイッチングしたとき、配線インダクタンスＬｐ２，Ｌｐ３，Ｌｓｐ，Ｌｓｎ，Ｌｎ２，Ｌｎ３、スナバコンデンサＣｓおよびコレクタ-エミッタ間容量（出力容量）Ｃｏｅｓ間に発生する直列共振）がある。
本発明では、スナバコンデンサＣｓとノイズ抑制コンデンサＣ１を備えることにより、前述した直流電源ライン部と電力変換部に生じる直列共振に伴う伝導ノイズや放射ノイズ成分を低減することを特徴とする。すなわち本発明の電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサＣ１のキャパシタンス成分と、スナバコンデンサＣｓの寄生（配線）インダクタンス成分（Ｌｓｐ，Ｌｓｎ)や周辺の直流電源ラインのインダクタンス成分（Ｌｐ２，Ｌｎ２）に生ずる新たな並列共振によってノイズ成分を低減するものである。
また、本発明の電力変換装置は、スナバコンデンサＣｓやノイズ抑制コンデンサＣ１を追加したことによって、直流電源ラインのインピーダンスが、従来の電力変換装置に対して小さくなる。したがって、スイッチングサージは悪化しない。
より詳細に本発明の実施例１に係る電力変換装置の具体的な回路構成と対策効果を説明する前に従来の電力変換装置について図２０を参照しながら説明する。
例えばスナバコンデンサＣｓは、目的とする電圧抑制効果を得るため、数１００ｎＦ程度の静電容量を有するフィルムコンデンサを用いる。スナバコンデンサと電力変換部間には、スナバコンデンサにおける数１０ｎＨ程度の寄生インダクタンス成分(Ｌｓｐ，Ｌｓｎ)、図示しないスイッチング素子を具備したパワーモジュール内の数１０ｎＨ程度のインダクタンス成分、フィルムコンデンサの寸法や実装の関係上で生じる直流電源ライン中の数１０ｎＨのインダクタンス成分(Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｎ２，Ｌｎ３)等の直列接続成分に相当する数１０ｎＨ程度のインダクタンスを有する。
また、スイッチング素子は、例えば数１００ｐＦ程度の静電容量成分(出力容量Ｃｏｅｓ)を有している。すると、上記の数１０ｎＨ程度のインダクタンス成分とスイッチング素子の数１００ｐＦ程度のコンデンサ成分によって数ＭＨｚ帯の周波数帯域で直列共振が発生し、例えば図２１の破線で示した領域に示すように特定の周波数でピークとなる高レベルのノイズが生じる。
続いて本発明の電力変換装置の回路構成について図１を参照しながら説明する。図１に示した本発明の実施例１に係る電力変換装置は、図２０に示した従来の電力変換装置におけるスナバコンデンサＣｓよりも静電容量が小さな値で、かつ、インバータ３を構成するＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓより静電容量が大きな値のノイズ抑制コンデンサＣ１を追加している。
このノイズ抑制コンデンサＣ１の具体的な静電容量としては、出力容量Ｃｏｅｓの例えば５倍程度の静電容量のセラミックコンデンサを用いる。するとノイズ抑制コンデンサＣ１は、スナバコンデンサＣｓの寄生インダクタンスＬｓｐ，Ｌｓｎと、スナバコンデンサＣｓとノイズ抑制コンデンサＣ１間の直流電源ライン６，７のインダクタンスＬｐ２，Ｌｎ２の直列インダクタンス成分との間に並列共振が生じ、その並列共振周波数は数ＭＨｚ帯になる。したがって、本発明の実施例１に係る電力変換装置は、前述した直列共振に起因する高レベルのノイズをもたらすノイズ成分を低減することができる。
このノイズ低減効果を理論的に算定した結果として、本発明の電力変換装置と従来の電力変換装置とのノイズレベルの理論推定結果（相対値）の一例を図２に示す。この図において、実線は本発明の電力変換装置におけるノイズ周波数スペクトラムであり、破線は従来の電力変換装置におけるノイズ周波数スペクトラムである。図３には、スナバコンデンサＣｓのみのときのノイズ周波数スペクトラムを、図４には、スナバコンデンサＣｓと並列にノイズ抑制コンデンサＣ１を接続したときのノイズ低減効果を実機で検証した実測結果をそれぞれ示す。これらの図から、本発明によって高いノイズ低減効果が得られることを確認することができる。
尚、上述した実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換装置について説明したが、このＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴのような自己消弧デバイスを用いて構成しても勿論かまわない。また、インバータ３を構成する半導体スイッチング素子を二つのスイッチング素子を直列に接続した２ｉｎ１タイプや、六つのスイッチング素子をブリッジ接続した６ｉｎ１などのパワーモジュールを用いたもの、六つの整流ダイオードをブリッジ接続したコンバータ回路と六つのスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路をパッケージングしたＰＩＭでも本発明の電力変換装置には適用可能である。
また、回路図上ではノイズ抑制コンデンサＣ１やスナバコンデンサＣｓを一つの素子で示したが、複数のコンデンサを並列接続または直列接続して構成してもかまわない。
あるいは本発明は、図５の変形例に示すようにスナバコンデンサＣｓを用いない電力変換装置や、図６の別の変形例に示すように平滑コンデンサＣｄｃを用いない電力変換装置に適用することももちろん可能である。
なお、本発明の電力変換装置におけるノイズ抑制コンデンサは、図７に示すように二つのコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂを直列に接続した直列回路を正ラインおよび負ライン間に接続するとともに、このコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの接続点を接地してもよい。このとき、コンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂの合成静電容量は、上述した条件を満たすようにすればよい。
さらに、特に図示しないが例えば図１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４からなるレグにおける直流ライン６，７のそれぞれの接続点直近にノイズ抑制コンデンサＣ１を接続するようにしてもかまわない。
要するに本発明の電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサの静電容量を電力変換部に近い位置に接続されるものほど静電容量を小さな値とし、かつ、静電容量の最も小さな値のノイズ抑制コンデンサの静電容量を電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値にすればよい。
上述した図１に示した本発明の実施例１の回路構成においては、ノイズ抑制コンデンサＣ１が有する寄生インダクタンス成分（Ｌ１ｐ，Ｌ１ｎ)、パワーモジュール内のインダクタンス成分（図示せず）および直流電源ライン６，７のインダクタンス成分（Ｌｐ３，Ｌｎ３)の各インダクタンス成分と、ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓおよびノイズ抑制コンデンサＣ１の各キャパシタンス成分とで形成される直列回路において直列共振が発生する。この直列共振に伴い所望のノイズレベルを上回るノイズが発生することがある。
この場合は、図８の本発明の実施例２を示す回路図に記載のとおり、ノイズ抑制コンデンサＣ１と直列に抵抗器Ｒ１を接続し、この直列回路をインバータ３に最も近い電源ライン６，７間に接続すると良い。このような回路構成にすることで、前述した直列共振に伴うノイズを効果的に低減することができる。また特に図示しないが、ノイズ抑制コンデンサＣ１と並列に抵抗器Ｒ１を接続しても、ノイズ低減効果を得ることができる。
この実施例３が上述した実施例１および２と異なるところは、図９に示すようにスナバコンデンサＣｓの静電容量より小さな値で、かつ、電力変換部を構成するＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓよりも大きな静電容量を有するノイズ抑制コンデンサＣ１と、このノイズ抑制コンデンサＣ１よりも静電容量が小さな値で、かつ、ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の出力容量Ｃｏｅｓよりも大きな静電容量を有する別のノイズ抑制コンデンサＣ２を直流電源ライン６，７間に接続した点にある。すなわち、複数のノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２を、電力変換部を構成するスイッチング素子に近づくほど静電容量が小さく、かつ、スナバコンデンサＣｓに近づくほど静電容量を大きくして直流電源ライン６，７間に接続する回路構成にする。
このようにすることで、実施例１で述べた並列共振に加え、ノイズ抑制コンデンサＣ１が有する寄生インダクタンス(Ｌ１ｐ，Ｌ１ｎ)と、ノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２間の直流電源ライン６，７のインダクタンス（Ｌｐ３，Ｌｎ３）の直列インダクタンス成分と、ノイズ抑制コンデンサＣ２との間に並列共振が発生し、より高いノイズ低減効果を得ることができる。
尚、図９に示した本発明の実施例３に係る電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２の二つのコンデンサを並列に接続したが、より多くのコンデンサを並列接続してもかまわない。要は本発明の電力変換装置は、最適なノイズ抑制効果が得られるように並列接続するコンデンサの静電容量と個数を設定すれば良く、コンデンサの並列接続数は限定されるものではない。また、ノイズ抑制コンデンサには、セラミックコンデンサを適用する。
図１０を参照しながら本発明の実施例４に係る電力変換装置を説明する。
この実施例４が上述した実施例３と異なるところは、実施例２で説明したようにノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２と直列にそれぞれ抵抗器Ｒ１，Ｒ２を接続した回路にした点にある。
このような構成をとる本発明の実施例４に係る電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２を追加したことによって発生する直列共振に伴うノイズ成分を抵抗器Ｒ１，Ｒ２で効果的に低減することができる。
なお、この実施例４の変形例としては、特に図示しないが抵抗器Ｒ１，Ｒ２をノイズ抑制コンデンサＣ１，Ｃ２に並列に接続した回路構成としても構わない。
次に本発明の電力変換装置を実現する実装例を説明する。図１１は、本発明の実施例５を示す図であり、直流電源ライン６，７がプリント基板上に形成されたプリントパターンによる場合を示している。この図は、ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）が一つのパワーモジュール８内にパッケージングされたものを基板の裏面に配置したものである。このパワーモジュールの直流端子Ｍ１，Ｍ２をプリント基板に形成された直流電源ライン６，７のプリントパターンにそれぞれ接続する。この直流電源ライン６，７上の直流端子Ｍ１，Ｍ２の近傍にノイズ抑制コンデンサＣ１を実装する。
このノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量は、上述した実施例１〜４で説明したようにスナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値であり、かつ、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ；Ｓ１〜Ｓ６）の主電極（コレクタ−エミッタ）間容量Ｃｏｅｓ(出力容量)より大きな値とする。
ノイズ抑制コンデンサＣ１およびスナバコンデンサＣｓを上述したように実装することによってノイズ成分を低減することができる。また、直流電源ラインのインピーダンスが、従来の電力変換装置に対して小さくなるため、スイッチングサージも悪化しない。
尚、特に図示しないが実施例２〜４についても、本実施例５に従ってプリント基板上に実装すればよい。
図１２は、直流電源ライン６，７がバー配線で構成された場合の実施例を示す図である。
この実施例６においても、直流電源ライン６，７を構成するバー配線Ｂ１，Ｂ２のパワーモジュール８との接続箇所の近傍にノイズ抑制コンデンサＣ１を、さらにこの接続箇所よりも離れた箇所にスナバコンデンサＣｓを例えば螺子止め等でバー配線Ｂ１，Ｂ２にそれぞれ実装する。
このノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量は、上述した実施例１〜５で説明したようにスナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値であり、かつ、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ；Ｓ１〜Ｓ６）の主電極（コレクタ−エミッタ）間容量Ｃｏｅｓ(出力容量)より大きな値とする。
この実施例６においても、上述したようにノイズ抑制コンデンサＣ１およびスナバコンデンサＣｓを実装することによってノイズ成分を低減することができる。また、直流電源ラインのインピーダンスが、従来の電力変換装置に対して小さくなるため、スイッチングサージも悪化しない。
尚、特に図示しないが実施例２〜４についても、本実施例６に従ってバー配線Ｂ１，Ｂ２に実装すればよい。
図１３，１４は、本発明の電力変換装置において、パワーモジュール８内に上述した実施例１におけるノイズ抑制コンデンサＣ１を内蔵してパッケージングしたときの回路構成を示す図である。図１３は、二つのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）を直列に接続した、いわゆる２ｉｎ１タイプに本発明を適用した回路構成を示している。同様に図１４は、六つのスイッチング素子をブリッジ接続した、いわゆる６ｉｎ１タイプに本発明を適用した回路構成である。また、図１５は、本発明をＰＩＭに適用した回路構成である。このＰＩＭ２０は、六つのダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）で構成されるコンバータ２と、六つのスイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）およびノイズ抑制コンデンサＣ１を備えたインバータ３とを一体パッケージ化したものである。
尚、特に図示しないが、この実施例７に従って、上述した実施例２〜４の電力変換装置におけるノイズ抑制コンデンサをパワーモジュール内に内蔵してパッケージングしても構わない。
このように本発明の実施例７に係る電力変換装置は、ノイズ抑制コンデンサやこのコンデンサと直列に接続される抵抗器を半導体モジュール内に内蔵しているので、これらノイズ抑制コンデンサや抵抗器を配線パターンやブスバーに接続することなくコンパクトで効果的にノイズを抑制することが容易に実現できる。
実施例１〜４には、六つのダイオードＤ１〜Ｄ６によってコンバータ２を構成した例を示したが、本発明の電力変換装置はこれ以外にも、例えば図１６に示すように二つスイッチング素子（Ｓ１１とＳ１４，Ｓ１２とＳ１５、Ｓ１３とＳ１６）をそれぞれ直列に接続した直列回路を３組並列に接続してコンバータ９を構成してもよい。そしてこのコンバータは、図示しない制御回路によって、例えばＰＷＭ制御される（ＰＷＭコンバータ）。
尚、上述した実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換装置について説明したが、このＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴのような自己消弧デバイスを用いて構成しても勿論かまわない。
要は本発明の電力変換装置は、前記直流電源ラインの正ラインと負ラインの線間にスナバコンデンサＣｓと、スナバコンデンサＣｓと電力変換部の間にノイズ抑制コンデンサＣ１を設け、このノイズ抑制コンデンサＣ１の静電容量を電力変換部に用いるスイッチング素子のコレクタ‐エミッタ間容量（出力容量）Ｃｏｅｓより大きな値で、かつスナバコンデンサＣｓよりも小さな値とすればよく、コンバータやインバータの構成方法およびその制御方式によって限定されるものではない。また本発明は、これまで説明した２レベルに限らず３レベル等のマルチレベルであったり、三相に限らず単相であっても良い。さらにその適用対象は、直流ラインと電力変換部を具備していればコンバータ―インバータの以外による回路構成によるもの、例えばパワーコンディショナー等でも良い。
実施例１〜４および実施例８には、コンバータ−インバータの構成例を示したが、本発明の電力変換装置はこれ以外にも、例えば、半導体スイッチング素子によって入力された直流電圧をスイッチングし、他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであっても良い。そこでここでは、本発明の別の実施形態に係る電力変換装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータについて図１７を参照しながら説明する。
図１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部概略構成を示す回路図である。この図において、一次巻線ｔ１と二次巻線ｔ２を備えることで変圧器Ｔを形成し、一次巻線ｔ１はスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４で構成されるブリッジ回路１０に接続される。ブリッジ回路は直流電源Ｖｄｃと正・負の直流電源ライン６，７で接続されており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を交互にスイッチングさせることで、直流電圧を交流電圧に変換して変圧器Ｔに送る。一方、二次巻線ｔ２には、ブリッジ接続された整流用ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）と、この整流用ダイオードから出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサＣｄｃが接続され、図示しない負荷へ直流電力を供給するようになっている。 概略的には、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても正および負の直流電源ライン６，７には、配線インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３が存在する。そこで上述した実施例と同様に、正ライン６と負ライン７の線間にスナバコンデンサＣｓ、このスナバコンデンサＣｓとブリッジ回路１０の間にノイズ抑制コンデンサＣ１を設ける。そして、コンデンサＣ１の静電容量を、ブリッジ回路１０に用いられるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のドレイン―ソース間容量（出力容量）Ｃｏｄｓより大きな値とし、かつ、スナバコンデンサＣｓの静電容量よりも小さな値とする。このようにすることで本発明の実施例９に係る電力変換装置は、スイッチングサージ抑制と放射ノイズおよび伝導ノイズの抑制を同時に実現することができる。
尚、特に図示しないが、この実施例９についても上述した実施例２〜８が適用できることはいうまでもない。
このように本発明の電力変換装置は、スイッチングサージの抑制と放射ノイズおよび伝導ノイズの抑制とを同時に、しかも容易に実現することが可能であり実用上、極めて有用である。
尚、本発明の電力変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。
１ 三相交流電源
２ コンバータ
３ インバータ
６，７ 直流電源ライン
Ｃ１，Ｃ２ ノイズ抑制コンデンサ
Ｃｄｃ 平滑コンデンサ
Ｃｏｅｓ 出力容量
Ｃｓ スナバコンデンサ

Claims (7)

  1. 直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置であって、
    前記正ラインと負ライン間に接続されて、この直流電源ラインの直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    前記正ラインと負ライン間に接続されて、前記電力変換部のスイッチング時に生ずるサージ電圧を抑制するスナバコンデンサと
    を具備し、
    前記スナバコンデンサと前記電力変換部との間における前記正ラインと負ライン間には少なくとも１つ以上の線間コンデンサが接続され、
    この線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であること
    を特徴とする電力変換装置。
  2. 直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置であって、
    前記正ラインと負ライン間に接続されて、この直流電源ラインの直流電圧を平滑する平滑コンデンサとを具備し、
    前記平滑コンデンサと前記電力変換部との間における前記正ラインと負ライン間には少なくとも１つ以上の線間コンデンサが接続され、
    この線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であること
    を特徴とする電力変換装置。
  3. 直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置であって、
    前記正ラインと負ライン間に接続されて、前記電力変換部のスイッチング時に生ずるサージ電圧を抑制するスナバコンデンサを具備し、
    前記スナバコンデンサと前記電力変換部との間における前記正ラインと負ライン間には少なくとも１つ以上の線間コンデンサが接続され、
    この線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値の線間コンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であること
    を特徴とする電力変換装置。
  4. 直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置であって、
    前記正ラインと負ライン間には線間コンデンサ、線間コンデンサと抵抗器を直列に接続した直列回路、または線間コンデンサと抵抗器を並列に接続した並列回路、のいずれかが複数並列接続され、
    前記線間コンデンサは、前記電力変換部に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値のコンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であること
    を特徴とする電力変換装置。
  5. 直流電源の正ラインおよび負ラインによって供給される直流電圧を半導体スイッチング素子によってスイッチングして変換した電圧を出力する電圧変換部とを備えた電力変換装置において、
    前記電力変換部は、複数の半導体スイッチング素子をパッケージングした半導体モジュールを用いた電力変換装置であって、
    前記正ラインと負ライン間に、線間コンデンサ、または線間コンデンサと抵抗器を直列に接続した直列回路、または線間コンデンサと抵抗器を並列に接続した並列回路、のいずれかが複数並列接続され、
    このうち前記電力変換部の最も近くに接続される前記線間コンデンサ、前記直列回路または前記並列回路を前記半導体モジュール内に構成し、
    前記線間コンデンサは、前記半導体モジュール内の前記半導体素子に近い位置に接続されるほど静電容量が小さな値であり、かつ、静電容量の最も小さな値のコンデンサは、前記電力変換部に用いられるスイッチング素子の直流電圧印加時における主電極間の静電容量よりも大きな値であること
    を特徴とする電力変換装置。
  6. 前記電力変換部は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータである請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 前記電力変換部は、入力された直流電圧をスイッチングして別の直流電圧に変換して出力する直流チョッパである請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104081646A (zh) * 2012-01-31 2014-10-01 株式会社安川电机 电力变换装置和用于制造电力变换装置的方法
JP2015089244A (ja) * 2013-10-31 2015-05-07 Ntn株式会社 モータ用インバータ装置
JP6314532B2 (ja) * 2014-02-24 2018-04-25 株式会社デンソー 電力変換システム
JP6245075B2 (ja) * 2014-05-28 2017-12-13 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 車両用駆動装置
CN109327156B (zh) 2014-06-06 2020-10-27 日立汽车***株式会社 电力转换设备
US9941815B2 (en) * 2014-08-04 2018-04-10 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Power conversion apparatus with overcurrent simulating circuit
JP6172088B2 (ja) * 2014-08-19 2017-08-02 株式会社デンソー 共振電流制限装置
WO2016067835A1 (ja) * 2014-10-30 2016-05-06 ローム株式会社 パワーモジュールおよびパワー回路
WO2016084136A1 (ja) * 2014-11-25 2016-06-02 ルビコン株式会社 四端子スナバコンデンサ及びコンデンサモジュール
WO2016103496A1 (ja) * 2014-12-26 2016-06-30 日産自動車株式会社 電力変換装置
DE102015205881A1 (de) * 2015-04-01 2016-10-06 Robert Bosch Gmbh Pulswechselrichter
JP6653131B2 (ja) * 2015-06-04 2020-02-26 高周波熱錬株式会社 誘導加熱用電源装置
CN106469976B (zh) * 2015-08-20 2019-03-15 台达电子工业股份有限公司 变换器及电压箝位单元
JP6450699B2 (ja) * 2016-03-29 2019-01-09 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換装置
BR112018074899A2 (pt) * 2016-06-02 2019-03-06 Nissan Motor Co., Ltd. dispositivo de conversão de energia
JP6238257B1 (ja) * 2016-06-28 2017-11-29 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP6437959B2 (ja) * 2016-06-30 2018-12-12 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
CN108475983B (zh) 2016-07-11 2020-07-28 富士电机株式会社 半导体装置及振动抑制装置
US10978869B2 (en) * 2016-08-23 2021-04-13 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated USB type-C load switch ESD protection
DE102016224472A1 (de) * 2016-12-08 2018-06-14 Audi Ag Stromrichtereinrichtung für ein Kraftfahrzeug und Kraftfahrzeug
US9837952B1 (en) * 2016-12-16 2017-12-05 Hamilton Sundstrand Corporation Reducing resonant effects of reactive loads in electric motor systems
DE102017110608A1 (de) * 2017-05-16 2018-11-22 Valeo Siemens Eautomotive Germany Gmbh Inverter
EP3637604A4 (en) * 2017-06-08 2020-05-20 Mitsubishi Electric Corporation ENERGY CONVERSION DEVICE
FR3068545B1 (fr) * 2017-06-28 2019-07-19 Valeo Equipements Electriques Moteur Convertisseur de tension, systeme electrique, vehicule automobile et procede de fabrication associes
US10477686B2 (en) 2017-07-26 2019-11-12 Canon Kabushiki Kaisha Printed circuit board
DE102018201694A1 (de) * 2018-02-05 2019-08-08 Audi Ag Stromrichtereinrichtung
JP7012754B2 (ja) * 2018-02-16 2022-01-28 三菱電機株式会社 電力変換装置およびこれを用いた空気調和装置
EP3806313A4 (en) * 2018-05-28 2021-07-21 Mitsubishi Electric Corporation POWER CONVERSION DEVICE
JP7303087B2 (ja) * 2019-10-15 2023-07-04 ファナック株式会社 平滑コンデンサ部及びスナバコンデンサを有するモータ駆動装置
JP7396041B2 (ja) * 2019-12-27 2023-12-12 ニデックパワートレインシステムズ株式会社 モータ駆動用制御基板、及び電動オイルポンプ
JP2022032170A (ja) 2020-08-11 2022-02-25 富士電機株式会社 電力変換装置
DE102021209430A1 (de) 2021-08-27 2023-03-02 Lenze Swiss Ag Frequenzumrichter

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62138059A (ja) * 1985-12-09 1987-06-20 Fuji Electric Co Ltd 電圧形静止変換器の直流中間回路
JPH07123701A (ja) * 1994-03-29 1995-05-12 Oki Electric Ind Co Ltd 脈動電流の吸収回路
JP2004056971A (ja) * 2002-07-23 2004-02-19 Sansha Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
DE102004041206A1 (de) * 2004-08-25 2006-03-30 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit SiC-Schottky-Dioden als Leistungsdioden
JP2007194006A (ja) * 2006-01-18 2007-08-02 Hitachi Appliances Inc 誘導加熱装置
JP2007236137A (ja) * 2006-03-02 2007-09-13 Fuji Electric Holdings Co Ltd ノイズフィルタ
JP2011067045A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
JP2011177005A (ja) * 2010-01-26 2011-09-08 Denso Corp スイッチング装置

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62221897A (ja) * 1986-03-24 1987-09-29 Mitsubishi Electric Corp 電動機の制御装置
JPH01209951A (ja) * 1988-02-18 1989-08-23 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置
EP0431492B1 (en) * 1989-12-04 1996-01-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Bridge type power converter with improved efficiency
JPH10138059A (ja) 1996-11-08 1998-05-26 Canon Inc 自動組立装置及びその制御方法
US6091615A (en) * 1997-11-28 2000-07-18 Denso Corporation Resonant power converter
JP2000060108A (ja) * 1998-08-07 2000-02-25 Nissin Electric Co Ltd コンデンサ群回路
JP2000125543A (ja) * 1998-10-15 2000-04-28 Nikki Denso Kk サージ電圧抑制手段及び半導体電力変換装置
JP4284478B2 (ja) * 1998-12-28 2009-06-24 株式会社安川電機 インバータ装置
JP3489022B2 (ja) * 1999-03-18 2004-01-19 株式会社安川電機 ダイナミックブレーキ回路と半導体インバータ装置
JP3501685B2 (ja) * 1999-06-04 2004-03-02 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP3460973B2 (ja) * 1999-12-27 2003-10-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP3906440B2 (ja) * 2000-09-06 2007-04-18 株式会社日立製作所 半導体電力変換装置
DE10062075A1 (de) * 2000-12-13 2002-06-27 Bosch Gmbh Robert Umrichter mit integrierten Zwischenkreiskondensatoren
US7292004B2 (en) * 2003-04-14 2007-11-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor driving apparatus
US7054173B2 (en) * 2003-05-07 2006-05-30 Toshiba International Corporation Circuit with DC filter having a link fuse serially connected between a pair of capacitors
JP4756935B2 (ja) * 2005-06-29 2011-08-24 本田技研工業株式会社 コンデンサ搭載型インバータユニット
JP5091521B2 (ja) * 2007-03-29 2012-12-05 三菱重工業株式会社 一体型電動圧縮機
JP4567029B2 (ja) * 2007-06-22 2010-10-20 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP2009219268A (ja) * 2008-03-11 2009-09-24 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
JP5559048B2 (ja) * 2008-06-03 2014-07-23 株式会社村田製作所 コンデンサ回路および電力変換回路
JP2010041790A (ja) 2008-08-04 2010-02-18 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
JP4772104B2 (ja) * 2008-12-10 2011-09-14 三菱電機株式会社 電力変換装置
KR101543039B1 (ko) * 2009-10-26 2015-08-10 현대자동차주식회사 임피던스 매칭법을 이용한 인버터 커패시터 모듈의 회로 구성방법
JP5259016B2 (ja) * 2010-05-21 2013-08-07 三菱電機株式会社 パワー半導体モジュール
JP5447453B2 (ja) * 2010-11-03 2014-03-19 株式会社デンソー スイッチングモジュール
JP5429316B2 (ja) * 2012-03-02 2014-02-26 ダイキン工業株式会社 インダイレクトマトリックスコンバータ
CN104170235B (zh) * 2012-03-12 2016-12-07 三菱电机株式会社 功率转换装置
JP6424452B2 (ja) * 2014-04-07 2018-11-21 株式会社デンソー 電力変換装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62138059A (ja) * 1985-12-09 1987-06-20 Fuji Electric Co Ltd 電圧形静止変換器の直流中間回路
JPH07123701A (ja) * 1994-03-29 1995-05-12 Oki Electric Ind Co Ltd 脈動電流の吸収回路
JP2004056971A (ja) * 2002-07-23 2004-02-19 Sansha Electric Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
DE102004041206A1 (de) * 2004-08-25 2006-03-30 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit SiC-Schottky-Dioden als Leistungsdioden
JP2007194006A (ja) * 2006-01-18 2007-08-02 Hitachi Appliances Inc 誘導加熱装置
JP2007236137A (ja) * 2006-03-02 2007-09-13 Fuji Electric Holdings Co Ltd ノイズフィルタ
JP2011067045A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
JP2011177005A (ja) * 2010-01-26 2011-09-08 Denso Corp スイッチング装置

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