JPS63263921A - アナログ・デジタル変換器 - Google Patents
アナログ・デジタル変換器Info
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- JPS63263921A JPS63263921A JP9890787A JP9890787A JPS63263921A JP S63263921 A JPS63263921 A JP S63263921A JP 9890787 A JP9890787 A JP 9890787A JP 9890787 A JP9890787 A JP 9890787A JP S63263921 A JPS63263921 A JP S63263921A
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- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナ
ログ・デジタル変換器に関するものである。
ログ・デジタル変換器に関するものである。
従来の技術
近年、アナログ・デジタル変換器は0MO3で構成され
、デジタル回路と同一■Cチ・ノブ上に集積されること
が多くなりつつある。
、デジタル回路と同一■Cチ・ノブ上に集積されること
が多くなりつつある。
以下図面を参照しながら、上述した従来のアナログ・デ
ジタル変換器の一例について説明する。
ジタル変換器の一例について説明する。
第3図、第4図(al〜(flは、従来のデジタル・ア
ナログ変換器の構成と動作を示すものである。第3図に
おいて、■は反転増巾器、Soは、第0スイッチ、C3
〜C5は第1のコンデンサ群、01〜C2は第2のコン
デンサ群、83〜S5は第1のスイッチ群、81〜S2
は第2のスイッチ群、■8は第2の基準電圧源、V、H
はアナログ信号を入力する入力信号端子、R,2Rは分
圧器、3は逐次比較ロジック回路であり、入力アナログ
信号をデジタル信号D0に変換し出力する。
ナログ変換器の構成と動作を示すものである。第3図に
おいて、■は反転増巾器、Soは、第0スイッチ、C3
〜C5は第1のコンデンサ群、01〜C2は第2のコン
デンサ群、83〜S5は第1のスイッチ群、81〜S2
は第2のスイッチ群、■8は第2の基準電圧源、V、H
はアナログ信号を入力する入力信号端子、R,2Rは分
圧器、3は逐次比較ロジック回路であり、入力アナログ
信号をデジタル信号D0に変換し出力する。
以上のように構成されたアナログ・デジタル変換器につ
いて以下にその動作を説明する。
いて以下にその動作を説明する。
先ず、サンプルモードでは第0スイッチは閉じ、第1の
スイッチ群は入力信号端子VINを選択接続し、第2の
スイッチ群は第1の基準電圧源(グランド)に接続され
る。反転増巾器1は入力スレソショルド電圧■1で平衡
する。コンデンサC4の容量を2、同じくCI〜C3,
CSの容量を1、入力信号電圧をVINとすると、コン
デンサCI〜C5に蓄えられる総電荷量Q。は、 Qo−(C+ 十Cz +C3+Ct +Cs) V
t (C3+C4十C3)VIN=6VT 4
V+N −m−−−−−(1)となる。
スイッチ群は入力信号端子VINを選択接続し、第2の
スイッチ群は第1の基準電圧源(グランド)に接続され
る。反転増巾器1は入力スレソショルド電圧■1で平衡
する。コンデンサC4の容量を2、同じくCI〜C3,
CSの容量を1、入力信号電圧をVINとすると、コン
デンサCI〜C5に蓄えられる総電荷量Q。は、 Qo−(C+ 十Cz +C3+Ct +Cs) V
t (C3+C4十C3)VIN=6VT 4
V+N −m−−−−−(1)となる。
次に、逐次比較ロジック回路3は、デジタル信号り。の
最上位ビットを決定する為に、第0スイッチS。を開き
、スイッチS4を第2の基準電圧源に接続し、スイッチ
S、〜S3.SSをグランドに接続する。この時、反転
増幅器1の入力電圧VXは、総電荷不変なので、 Qo = (1+ 十c2+c3+Ca+C5)
VX C4VR” 6 V x 2 V *
−−−−−−−−−−−−・−−−〜−−−−−−−
−−(21・を満す。故に、fil、 f2)式より、
の出力はハイとなる。逆に低くければ、出力はローとな
り、このレベルは逐次比較ロジック回路3にランチされ
、出力デジタル信号り。の最上位ビットとなると同時に
、以陣のスイッチs4の接続をハイであればそのまま、
ローであればグランドに固定する。
最上位ビットを決定する為に、第0スイッチS。を開き
、スイッチS4を第2の基準電圧源に接続し、スイッチ
S、〜S3.SSをグランドに接続する。この時、反転
増幅器1の入力電圧VXは、総電荷不変なので、 Qo = (1+ 十c2+c3+Ca+C5)
VX C4VR” 6 V x 2 V *
−−−−−−−−−−−−・−−−〜−−−−−−−
−−(21・を満す。故に、fil、 f2)式より、
の出力はハイとなる。逆に低くければ、出力はローとな
り、このレベルは逐次比較ロジック回路3にランチされ
、出力デジタル信号り。の最上位ビットとなると同時に
、以陣のスイッチs4の接続をハイであればそのまま、
ローであればグランドに固定する。
次に2ビツト目を決定する為に、スイッチS3は、
Q= (C1+C2+ C4+C4+C5) VX
C4V、= 6 V X−VR−−−−−−−−−−−
−−−−−−−−−’−−−−−−−−−− (41を
満すので、(1)、 +21式より、ツク回路3はこの
レベルをラッチして2ビツト目出力すると同時にスイッ
チS、の接続を84と同様にして固定する。
C4V、= 6 V X−VR−−−−−−−−−−−
−−−−−−−−−’−−−−−−−−−− (41を
満すので、(1)、 +21式より、ツク回路3はこの
レベルをラッチして2ビツト目出力すると同時にスイッ
チS、の接続を84と同様にして固定する。
Qo−(C+ 十C2+C3+Ct+Cs) Vx
VRが決定される。
VRが決定される。
−6VX VR’−−−−−”−’−−−−−−−
−”−−−−−’−’−’−・−(8)となり、 Vx ’= (VRVIN) +VT −−−−−
−−−−−(9)が成立し、v、、>−1−vRならば
、反転送幅器の出1G 力はハイに、逆ならばローになり、最下位ビットが決定
される。
−”−−−−−’−’−’−・−(8)となり、 Vx ’= (VRVIN) +VT −−−−−
−−−−−(9)が成立し、v、、>−1−vRならば
、反転送幅器の出1G 力はハイに、逆ならばローになり、最下位ビットが決定
される。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような構成では、nビットのアナロ
グ・デジタル変換器を構成するのに、n+1コのコンデ
ンサとスイッチの組を必要とし、回路規模が大きくなる
と云う問題点を有していた。
グ・デジタル変換器を構成するのに、n+1コのコンデ
ンサとスイッチの組を必要とし、回路規模が大きくなる
と云う問題点を有していた。
本発明は、上記問題点に鑑み、nコのコンデンサとスイ
ッチの組で構成されるnビットのアナログ・デジタル変
換器を提供するものである。
ッチの組で構成されるnビットのアナログ・デジタル変
換器を提供するものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明のアナログ・デジタ
ル変換器は、反転増幅器と、その入出力端子間に接続さ
れた第0スイッチと、各々の一端が前記反転増幅器の入
力端に接続され単位容量及びその2のべき乗倍の容量を
持つ第1のコンデンサ群と、同じく一端が前記反転増幅
器の入力端に接続され各々単位容量を持つ第2のコンデ
ンサ群と、前記第1のコンデンサ群の他端を第1の基準
電圧源又は第2の基準電圧源又は入力信号端子のいずれ
かに接続する第1のスイッチ群と、前記第2のコンデン
サ群の他端を各部1の基準電圧源又は第2の基準電圧の
2のべき乗分の1の電圧源のどちらかに接続する第2の
スイッチ群と、前記第2の基準電圧源からその2のべき
乗分の1の電圧を発生して前記第2のスイッチ群に供給
する分圧器と、前記反転増幅器の出力を入力して前記第
0スイッチと第1のスイッチ群と第2のスイッチ群とを
逐次開閉して入力信号をデジタル信号に変換し出力する
逐次比較ロジック回路とよりなり、前記第2のスイッチ
群の内の任意の1つは、第2の基準電圧のべき乗分の1
の電圧源又は第1の基準電圧源の外に前記入力信号端子
のいずれかを選択するように構成したものである。
ル変換器は、反転増幅器と、その入出力端子間に接続さ
れた第0スイッチと、各々の一端が前記反転増幅器の入
力端に接続され単位容量及びその2のべき乗倍の容量を
持つ第1のコンデンサ群と、同じく一端が前記反転増幅
器の入力端に接続され各々単位容量を持つ第2のコンデ
ンサ群と、前記第1のコンデンサ群の他端を第1の基準
電圧源又は第2の基準電圧源又は入力信号端子のいずれ
かに接続する第1のスイッチ群と、前記第2のコンデン
サ群の他端を各部1の基準電圧源又は第2の基準電圧の
2のべき乗分の1の電圧源のどちらかに接続する第2の
スイッチ群と、前記第2の基準電圧源からその2のべき
乗分の1の電圧を発生して前記第2のスイッチ群に供給
する分圧器と、前記反転増幅器の出力を入力して前記第
0スイッチと第1のスイッチ群と第2のスイッチ群とを
逐次開閉して入力信号をデジタル信号に変換し出力する
逐次比較ロジック回路とよりなり、前記第2のスイッチ
群の内の任意の1つは、第2の基準電圧のべき乗分の1
の電圧源又は第1の基準電圧源の外に前記入力信号端子
のいずれかを選択するように構成したものである。
作用
本発明は上記した構成によって、第1のコンデンサ群内
の単位容量のコンデンサと第2のコンデンサ群内の1つ
のコンデンサとを共用してコンデンサの数を減らし、n
個のコンデンサでnビットのアナログ・デジタル変換器
を実現している。
の単位容量のコンデンサと第2のコンデンサ群内の1つ
のコンデンサとを共用してコンデンサの数を減らし、n
個のコンデンサでnビットのアナログ・デジタル変換器
を実現している。
実施例
以下本発明の一実施例のアナログ・デジタル変換器につ
いて、図面を参照しながら説明する。
いて、図面を参照しながら説明する。
第1図は本発明の一実施例におけるアナログ・デジタル
変換器の構成を示すものである。第1図において、各部
の構成はほぼ第3図と同じなので、異なる部分のみ説明
する。第1のコンデンサ群はC2〜C4からなり、第2
のコンデンサ群はC1〜C2からなる。同様に第1のス
イッチ群はS3〜S4からなり、第2のスイッチ群はS
、〜S2からなる。コンデンサ01〜C4の容量は各々
、■、1、■、2とする。
変換器の構成を示すものである。第1図において、各部
の構成はほぼ第3図と同じなので、異なる部分のみ説明
する。第1のコンデンサ群はC2〜C4からなり、第2
のコンデンサ群はC1〜C2からなる。同様に第1のス
イッチ群はS3〜S4からなり、第2のスイッチ群はS
、〜S2からなる。コンデンサ01〜C4の容量は各々
、■、1、■、2とする。
以上のように構成されたアナログ・デジタル変換器につ
いて、以下第1図及び第2図(al〜(elを用いてそ
の動作を説明する。第2図jal〜(a)は、第1図に
示すアナログ・デジタル変換器の動作を示すタイミング
図である。
いて、以下第1図及び第2図(al〜(elを用いてそ
の動作を説明する。第2図jal〜(a)は、第1図に
示すアナログ・デジタル変換器の動作を示すタイミング
図である。
まず、第0スイッチが閉じられ第1のスイッチ群が入力
信号端子Vinに接続され、第2のスイフチ群が第1の
基準電圧源(グランド)に接続され、サンプル・モード
となる。この時の反転増幅器の入力電圧はスレッショル
ド電圧VTとなり、01〜C4に蓄えられる総電荷MQ
oは、Qo = (CI +C2+C:++Cn)
VT (C2+C3+C4,)V i n =
5 V T −4V i n−−−−−−−−−−α
ψとなる。
信号端子Vinに接続され、第2のスイフチ群が第1の
基準電圧源(グランド)に接続され、サンプル・モード
となる。この時の反転増幅器の入力電圧はスレッショル
ド電圧VTとなり、01〜C4に蓄えられる総電荷MQ
oは、Qo = (CI +C2+C:++Cn)
VT (C2+C3+C4,)V i n =
5 V T −4V i n−−−−−−−−−−α
ψとなる。
次に逐次比較ロジック回路は、出力デジタル信号り。の
最上位ビットを決定するために、第0スイッチを開きス
イッチS4を第2の基準電圧t1.VRに接続し残りの
スイッチsl〜s3をグランドに接続する。この時、反
転増幅器10入力電圧VXは、 Qo−(CI+02十c3+04)vx−c4*VR−
5V x −2V R−−−−−−−−一山一−−−−
−−−−−−−−0υを満たす。故に00)、00式よ
り、 Vx−(VR/2−Vin)*415+VT−−−−−
−−−−−−−C21 となり、入力電圧Vinが第2の基準電圧VRの1/2
より大きいか小さいかにより反転増幅器の出力レベルは
ハイ又はローになり、それによって逐次比較ロジック回
路は出力信号D0の最上位ビットを決定する。今Vin
<VR/2と仮定すれば、スイッチS4はグランドに固
定され、出力信号り。の最上位ビットはOとなる。
最上位ビットを決定するために、第0スイッチを開きス
イッチS4を第2の基準電圧t1.VRに接続し残りの
スイッチsl〜s3をグランドに接続する。この時、反
転増幅器10入力電圧VXは、 Qo−(CI+02十c3+04)vx−c4*VR−
5V x −2V R−−−−−−−−一山一−−−−
−−−−−−−−0υを満たす。故に00)、00式よ
り、 Vx−(VR/2−Vin)*415+VT−−−−−
−−−−−−−C21 となり、入力電圧Vinが第2の基準電圧VRの1/2
より大きいか小さいかにより反転増幅器の出力レベルは
ハイ又はローになり、それによって逐次比較ロジック回
路は出力信号D0の最上位ビットを決定する。今Vin
<VR/2と仮定すれば、スイッチS4はグランドに固
定され、出力信号り。の最上位ビットはOとなる。
次に、第2ビツト目を決定するためにスイッチS3が第
2の基準電圧源VRに接続され、外のスイッチはそのま
まとなる。この時の反転増幅器の入力電圧Vxは、 Qo−(C+ + Cz+C++C4)V X C,
l* V R= 5 V x−V R−−−−−−−−
−−−一−−−−−−−−−−−−−−−−−−−03
1を満たすので Vx−(VR/4−Vin)*415+VTとなり、V
inがVR/4より大きいか小さいかによって反転増幅
器の出力レベルが決定し、第2ビツト目の値が定められ
る。今Vin<VR/4とすれば、第2ビツト目ば0と
なりスイッチs3はグランドに固定される。
2の基準電圧源VRに接続され、外のスイッチはそのま
まとなる。この時の反転増幅器の入力電圧Vxは、 Qo−(C+ + Cz+C++C4)V X C,
l* V R= 5 V x−V R−−−−−−−−
−−−一−−−−−−−−−−−−−−−−−−−03
1を満たすので Vx−(VR/4−Vin)*415+VTとなり、V
inがVR/4より大きいか小さいかによって反転増幅
器の出力レベルが決定し、第2ビツト目の値が定められ
る。今Vin<VR/4とすれば、第2ビツト目ば0と
なりスイッチs3はグランドに固定される。
同様にして第3ビツト目の決定の際には、スイソチS2
が分圧器から供給される第2の基準電圧の2分の1の電
圧源に接続される。この時の反転増幅器の入力電圧Vx
は Qo−(C+ +Cz +C3+C4) V X−C
2* V R/ 2−5 V x −V R/ 2−−
−−−−−−−−一−−−−−−−−−−−−051を
満たし、 Vx−(VR/8−Vin)*415+VTとなる。今
Vin<VR/8とすれば第3ピント目は0となり、ス
イッチS2はローに固定される。
が分圧器から供給される第2の基準電圧の2分の1の電
圧源に接続される。この時の反転増幅器の入力電圧Vx
は Qo−(C+ +Cz +C3+C4) V X−C
2* V R/ 2−5 V x −V R/ 2−−
−−−−−−−−一−−−−−−−−−−−−051を
満たし、 Vx−(VR/8−Vin)*415+VTとなる。今
Vin<VR/8とすれば第3ピント目は0となり、ス
イッチS2はローに固定される。
最下位ビットは、スイッチS1を第2の基準電圧の4分
の1の電圧源VR/4に接続することにより決定される
。この時、 Qo −(C++Cz +CI+C4,) V x
C1’kVR/ 4= 5 V x−V R/ 4 −
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−07
)が成立し、 Vx= (VR/16−Vin)*415+VT−・−
一−−−〜−−−−−−・顛 となる。VinがV R/16より大きいか小さいかに
より最下位ビットが決定される。
の1の電圧源VR/4に接続することにより決定される
。この時、 Qo −(C++Cz +CI+C4,) V x
C1’kVR/ 4= 5 V x−V R/ 4 −
−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−07
)が成立し、 Vx= (VR/16−Vin)*415+VT−・−
一−−−〜−−−−−−・顛 となる。VinがV R/16より大きいか小さいかに
より最下位ビットが決定される。
以上のように本実施例によれば、第2のスイッチ群の内
の任意の1つを、第2の基準電圧源のべき乗分の1の電
圧源又は第1の基準電圧源の外に人力信号端子のいずれ
かを選択するように構成することにより、コンデンサの
数を減らすことを可能にしている。
の任意の1つを、第2の基準電圧源のべき乗分の1の電
圧源又は第1の基準電圧源の外に人力信号端子のいずれ
かを選択するように構成することにより、コンデンサの
数を減らすことを可能にしている。
尚、本実施例ではn=4ビツトの場合を示したが、nは
一般に何ビットでも良い。
一般に何ビットでも良い。
又、本発明のアナログ・デジタル変換器を、相補型金属
酸化物シリコン(0MO3)半導体プロセスで構成する
際、通常はコンデンサを形成するために電圧依存性がな
く大容量のとれる2層ポリシリコンを用いていたが、本
発明の構成により、単位面積当りの容量は小さいが製造
コストの安い2層アルミで構成する事が可能となる。2
層ポリシリコン・プロセスは、特殊プロセスであり製造
コストが上がる恐れがあるが、2層アルミ・プロセスは
、通常プロセスであるので、製造が容易になりコストも
下げられる。電圧依存性がない事は同じである。
酸化物シリコン(0MO3)半導体プロセスで構成する
際、通常はコンデンサを形成するために電圧依存性がな
く大容量のとれる2層ポリシリコンを用いていたが、本
発明の構成により、単位面積当りの容量は小さいが製造
コストの安い2層アルミで構成する事が可能となる。2
層ポリシリコン・プロセスは、特殊プロセスであり製造
コストが上がる恐れがあるが、2層アルミ・プロセスは
、通常プロセスであるので、製造が容易になりコストも
下げられる。電圧依存性がない事は同じである。
発明の効果
以上のように本発明は、反転増幅器と、その入出力端子
間に接続された第0スイッチと、各々の一端が前記反転
増幅器の入力端に接続され単位容量及びその2のべき乗
倍の容量を持つ第1のコンデンサ群と、同じく一端が前
記反転増幅器の入力端に接続され各単位容量を持つ第2
のコンデンサ群と、前記第1のコンデンサ群の他端を第
1の基準電圧源又は第2の基準電圧源又は入力信号端子
のいずれかに接続する第1のスイッチ群と、前記第2の
コンデンサ群の他端を各部1の基準電圧源又は第2の基
準電圧の2のべき乗分の1の電圧源のどちらかに接続す
る第2のスイッチ群と、前記第2の基準電圧源からその
2のべき乗分の1の電圧を発生して前記第2のスイッチ
群に供給する分圧器と、前記反転増幅器の出力を入力し
て前記第0スイッチと第1のスイッチ群と第2のスイッ
チ群とを逐次開閉して入力信号をデジタル信号に変換し
出力する逐次比較ロジック回路とよりなり、前記第2の
スイッチ群の内の任意の1つは、第2の基準電圧2のべ
き乗分の1の電圧源又は第1の基準電圧源の外に前記入
力信号端子のいずれかを選択するように構成したことに
より、第1のコンデンサ群内の単位容量のコンデンサと
第2のコンデンサ群内の1つのコンデンサを共用化する
ことを可能にし、n個のコンデンサでnビットのアナロ
グ・デジタル変換器の実現を可能にしている。
間に接続された第0スイッチと、各々の一端が前記反転
増幅器の入力端に接続され単位容量及びその2のべき乗
倍の容量を持つ第1のコンデンサ群と、同じく一端が前
記反転増幅器の入力端に接続され各単位容量を持つ第2
のコンデンサ群と、前記第1のコンデンサ群の他端を第
1の基準電圧源又は第2の基準電圧源又は入力信号端子
のいずれかに接続する第1のスイッチ群と、前記第2の
コンデンサ群の他端を各部1の基準電圧源又は第2の基
準電圧の2のべき乗分の1の電圧源のどちらかに接続す
る第2のスイッチ群と、前記第2の基準電圧源からその
2のべき乗分の1の電圧を発生して前記第2のスイッチ
群に供給する分圧器と、前記反転増幅器の出力を入力し
て前記第0スイッチと第1のスイッチ群と第2のスイッ
チ群とを逐次開閉して入力信号をデジタル信号に変換し
出力する逐次比較ロジック回路とよりなり、前記第2の
スイッチ群の内の任意の1つは、第2の基準電圧2のべ
き乗分の1の電圧源又は第1の基準電圧源の外に前記入
力信号端子のいずれかを選択するように構成したことに
より、第1のコンデンサ群内の単位容量のコンデンサと
第2のコンデンサ群内の1つのコンデンサを共用化する
ことを可能にし、n個のコンデンサでnビットのアナロ
グ・デジタル変換器の実現を可能にしている。
又コンデンサの数を減らすことにより、反転増幅器の入
力電圧感度は(3)式及び叩弐に示すように、本発明の
方が高く、より分解能を上げることが出来る。さらに、
2層アルミプロセスの使用を可能にし、製造コストを下
げられる。
力電圧感度は(3)式及び叩弐に示すように、本発明の
方が高く、より分解能を上げることが出来る。さらに、
2層アルミプロセスの使用を可能にし、製造コストを下
げられる。
第1図は本発明の一実施例の構成図、第2図は第1図の
動作を説明するタイミング図、第3図は従来のアナログ
・デジタル変換器の構成図、第4図は第3図の動作を説
明するタイミング図である。 ■・・・・・・反転増幅器、2・・・・・・逐次比較ロ
ジック回路、So・・・・・・第0スイッチ、03〜C
3・・・・・・第1のコンデンサ群、C1〜C2・・・
・・・第2のコンデンす群、S、〜S5・・・・・・第
1のスイッチ群、SI〜S2・・・・・・第2のスイッ
チ群、Vin・・・・・・入力信号端子、VR・・・・
・・第2の基準電圧源、G・・・・・・グランド、R〜
2R・・・・・・分圧器。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか1名0
− cSJ う区 0 切
C/) C/) 必へ へ
5 へU −コ C−)7Φ
■城
動作を説明するタイミング図、第3図は従来のアナログ
・デジタル変換器の構成図、第4図は第3図の動作を説
明するタイミング図である。 ■・・・・・・反転増幅器、2・・・・・・逐次比較ロ
ジック回路、So・・・・・・第0スイッチ、03〜C
3・・・・・・第1のコンデンサ群、C1〜C2・・・
・・・第2のコンデンす群、S、〜S5・・・・・・第
1のスイッチ群、SI〜S2・・・・・・第2のスイッ
チ群、Vin・・・・・・入力信号端子、VR・・・・
・・第2の基準電圧源、G・・・・・・グランド、R〜
2R・・・・・・分圧器。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか1名0
− cSJ う区 0 切
C/) C/) 必へ へ
5 へU −コ C−)7Φ
■城
Claims (2)
- (1)反転増幅器と、その入出力端子間に接続された第
0スイッチと、各々の一端が前記反転増幅器の入力端に
接続され単位容量及びその2のべき乗倍の容量を持つ第
1のコンデンサ群と、同じく一端が前記反転増幅器の入
力端に接続され各々単位容量を持つ第2のコンデンサ群
と、前記第1のコンデンサ群の他端を第1の基準電圧源
又は第2の基準電圧源又は入力信号端子のいずれかに接
続する第1のスイッチ群と、前記第2のコンデンサ群の
他端を各々第1の基準電圧源又は第2の基準電圧の2の
べき乗分の1の電圧源のどちらかに接続する第2のスイ
ッチ群と、前記第2の基準電圧源からその2のべき乗分
の1の電圧を発生して前記第2のスイッチ群に供給する
分圧器と、前記反転増幅器の出力を入力して前記第0ス
イッチと第1のスイッチ群と第2のスイッチ群を逐次開
閉して入力信号をデジタル信号に変換し出力する逐次比
較ロジック回路とよりなり、前記第2のスイッチ群の内
の任意の一つは、第2の基準電圧のべき乗分の1の電圧
源又は第1の基準電圧源の他に前記入力信号端子の何れ
かを選択する様に構成したことを特徴とするアナログ・
デジタル変換器。 - (2)第1及び第2のコンデンサ群は、CMOS半導体
プロセスに於ける配線用の2層のアルミで構成したこと
を特徴とする特許請求の範囲第(1)項記載のアナログ
・デジタル変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62098907A JP2548187B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | アナログ・デジタル変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62098907A JP2548187B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | アナログ・デジタル変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63263921A true JPS63263921A (ja) | 1988-10-31 |
JP2548187B2 JP2548187B2 (ja) | 1996-10-30 |
Family
ID=14232202
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62098907A Expired - Lifetime JP2548187B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | アナログ・デジタル変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2548187B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7907078B2 (en) | 2009-02-16 | 2011-03-15 | Fujitsu Limited | Analog-to-digital converter and analog to-digital conversion method |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59133729A (ja) * | 1983-01-20 | 1984-08-01 | Seiko Epson Corp | アナログ・デイジタル変換器 |
JPS6177430A (ja) * | 1984-09-25 | 1986-04-21 | Oki Electric Ind Co Ltd | アナログ・デジタル変換器 |
-
1987
- 1987-04-22 JP JP62098907A patent/JP2548187B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59133729A (ja) * | 1983-01-20 | 1984-08-01 | Seiko Epson Corp | アナログ・デイジタル変換器 |
JPS6177430A (ja) * | 1984-09-25 | 1986-04-21 | Oki Electric Ind Co Ltd | アナログ・デジタル変換器 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7907078B2 (en) | 2009-02-16 | 2011-03-15 | Fujitsu Limited | Analog-to-digital converter and analog to-digital conversion method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2548187B2 (ja) | 1996-10-30 |
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