JP2904239B2 - A/d変換回路 - Google Patents
A/d変換回路Info
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- JP2904239B2 JP2904239B2 JP3337131A JP33713191A JP2904239B2 JP 2904239 B2 JP2904239 B2 JP 2904239B2 JP 3337131 A JP3337131 A JP 3337131A JP 33713191 A JP33713191 A JP 33713191A JP 2904239 B2 JP2904239 B2 JP 2904239B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、A/D変換回路に関
し、特にスイッチトキャパシタ技術を用いた直並列A/
D変換回路に関する。
し、特にスイッチトキャパシタ技術を用いた直並列A/
D変換回路に関する。
【0002】
【従来の技術】直並列A/D変換回路は、粗A/D変換
と密A/D変換のように、2段階以上に分けてA/D変
換を行うもので、高速・広帯域の領域ではよく用いられ
る回路方式である。
と密A/D変換のように、2段階以上に分けてA/D変
換を行うもので、高速・広帯域の領域ではよく用いられ
る回路方式である。
【0003】2ステップ方式の例で説明すると、第1ス
テップでは粗A/D変換を行い、上位ビットのディジタ
ル値が求まり、次にこのディジタル値をD/A変換し、
粗アナログ値を求め、入力信号との差分を計算する。第
2ステップでは、この差信号を密A/D変換し、下位ビ
ットのディジタル値が求まり、上位と下位のディジタル
値を統合してA/D変換が完了する。2ステップ方式に
しても、パイプライン処理技術を用いるにより処理能力
が劣ることはない。
テップでは粗A/D変換を行い、上位ビットのディジタ
ル値が求まり、次にこのディジタル値をD/A変換し、
粗アナログ値を求め、入力信号との差分を計算する。第
2ステップでは、この差信号を密A/D変換し、下位ビ
ットのディジタル値が求まり、上位と下位のディジタル
値を統合してA/D変換が完了する。2ステップ方式に
しても、パイプライン処理技術を用いるにより処理能力
が劣ることはない。
【0004】従来は、図4に示す様に、この第1ステッ
プにおける粗A/D変換からD/A変換を行う部分で粗
A/D変換用のコンパレータ30の1つに対応してD/
A変換用のキャパシタ20が1つ存在していた。あるい
は、ディジタルのレベル数に対応した数分の単位キャパ
シタが必要であった。図に示したブロックを1つのブロ
ックとすると、例えば4ビットのとき16ブロックが並
列に並べられた構成となり、その出力どうしを加算結合
するとD/A変換出力を得る。
プにおける粗A/D変換からD/A変換を行う部分で粗
A/D変換用のコンパレータ30の1つに対応してD/
A変換用のキャパシタ20が1つ存在していた。あるい
は、ディジタルのレベル数に対応した数分の単位キャパ
シタが必要であった。図に示したブロックを1つのブロ
ックとすると、例えば4ビットのとき16ブロックが並
列に並べられた構成となり、その出力どうしを加算結合
するとD/A変換出力を得る。
【0005】従って入力端子1の粗A/D変換前のアナ
ログ入力VINから出力端子2におけるD/A変換出力O
UTを減算することにより次段の密A/D変換への入力
となる差信号(差分信号)が求まる。
ログ入力VINから出力端子2におけるD/A変換出力O
UTを減算することにより次段の密A/D変換への入力
となる差信号(差分信号)が求まる。
【0006】動作については、図5に示すように、コン
パレータ30は、入力端子1のアナログ入力信号VINと
リファレンス入力端子4のリファレンス信号VREF(i)と
をラッチ信号入力端子3のラッチ信号φL の立上り時に
比較し、コンパレータ出力φi 及びコンパレータ反転出
力(これをφi (バー)と称す)を出力する。コンパレ
ータ出力φi から3つのサイクルのうち最初のサイクル
のみが“High”であとの2つが“Low”であるこ
とがわかる。これらφi 及びφi (バー)の信号を制御
信号としてスイッチ10(S1)及び11(S2)をオ
ン、オフし、キャパシタ20(Ci )に、スイッチ12
(S3)及び13(S4)においてサンプルクロックφ
S 及びホールドクロックφH によってサンプルホールド
する。出力端子2(OUT)からは、ホールドクロック
φH に従って、順に、 “High”に相当する電荷 qH ={VREF(p)−VREF(m)}Ci “Low”に相当する電荷 qL ={VREF(m)−VREF(m)}Ci =0 “Low”に相当する電荷 qL ={VREF(m)−VREF(m)}Ci =0 が出力される。なお、VREF(p)はスイッチ10に接続さ
れるリファレンス入力端子5のリファレンス信号であ
り、VREF(m)はスイッチ13に接続されるリファレンス
入力端子7のリファレンス信号であり、Ci はキャパシ
タ20の容量を示しており、VREF(m)はスイッチ11に
接続されるリファレンス入力端子6にもリファレンス信
号として入力されている。
パレータ30は、入力端子1のアナログ入力信号VINと
リファレンス入力端子4のリファレンス信号VREF(i)と
をラッチ信号入力端子3のラッチ信号φL の立上り時に
比較し、コンパレータ出力φi 及びコンパレータ反転出
力(これをφi (バー)と称す)を出力する。コンパレ
ータ出力φi から3つのサイクルのうち最初のサイクル
のみが“High”であとの2つが“Low”であるこ
とがわかる。これらφi 及びφi (バー)の信号を制御
信号としてスイッチ10(S1)及び11(S2)をオ
ン、オフし、キャパシタ20(Ci )に、スイッチ12
(S3)及び13(S4)においてサンプルクロックφ
S 及びホールドクロックφH によってサンプルホールド
する。出力端子2(OUT)からは、ホールドクロック
φH に従って、順に、 “High”に相当する電荷 qH ={VREF(p)−VREF(m)}Ci “Low”に相当する電荷 qL ={VREF(m)−VREF(m)}Ci =0 “Low”に相当する電荷 qL ={VREF(m)−VREF(m)}Ci =0 が出力される。なお、VREF(p)はスイッチ10に接続さ
れるリファレンス入力端子5のリファレンス信号であ
り、VREF(m)はスイッチ13に接続されるリファレンス
入力端子7のリファレンス信号であり、Ci はキャパシ
タ20の容量を示しており、VREF(m)はスイッチ11に
接続されるリファレンス入力端子6にもリファレンス信
号として入力されている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来の直並列A/D変換回路では、図4に示した粗A/D
変換からD/A変換を行う部分において、1つのリファ
レンス信号に対し、1つの単位容量を割当てなければな
らず、従って、高分解能のA/D変換回路を実現する際
にキャパシタ面積が大きくなることや、高速のA/D変
換回路を実現する際に、キャパシタが大きいことにより
前後の回路に対する負荷が大きいという問題があった。
来の直並列A/D変換回路では、図4に示した粗A/D
変換からD/A変換を行う部分において、1つのリファ
レンス信号に対し、1つの単位容量を割当てなければな
らず、従って、高分解能のA/D変換回路を実現する際
にキャパシタ面積が大きくなることや、高速のA/D変
換回路を実現する際に、キャパシタが大きいことにより
前後の回路に対する負荷が大きいという問題があった。
【0008】そこで、本発明の技術的課題は、粗A/D
変換からD/A変換を行う部分のキャパシタの面積を大
きくする必要のない、高分解能のA/D変換回路を提供
することである。
変換からD/A変換を行う部分のキャパシタの面積を大
きくする必要のない、高分解能のA/D変換回路を提供
することである。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力ア
ナログ信号を粗A/D変換して上位桁のディジタル信号
を出力する粗A/D変換部と、この上位桁のディジタル
信号を変換して粗のアナログ信号を出力するD/A変換
部と、前記入力アナログ信号より前記粗のアナログ信号
を減算した差分信号をA/D変換して下位桁のディシタ
ル信号を出力する密A/D変換部とを有するA/D変換
器において、前記粗A/D変換部は、粗A/D変換の変
換レベルに応じたリファレンス信号が各々入力されたコ
ンパレータを前記上位桁のディジタル信号の作成に必要
な数有し、これらコンパレータは、前記変換レベルが互
いに隣り合う2つのリファレンス信号がそれぞれ入力さ
れた2つのコンパレータとがコンパレータ対となった複
数のコンパレータ対に分けられ、前記入力アナログ信号
が前記複数のコンパレータ対でリファレンス信号と比較
された時、各コンパレータ対は、前記2つのリファレン
ス信号を基準に前記入力アナログ信号が高、中、低の電
圧レベルであることを示す3種の制御信号のうちいずれ
か1つを活性化し、前記複数のコンパレータ対は活性化
された制御信号を前記上位桁のディジタル信号として出
力し、前記D/A変換部は、前記複数のコンパレータ対
の各々に対応して設けられたキャパシタを有し、各キャ
パシタは、対応するコンパレータ対から前記活性化され
た制御信号を受けて、前記入力アナログ信号が高の電圧
レベルであることを示す前記活性化された制御信号を受
けた場合は、第1の電圧レベルを保持し、前記入力アナ
ログ信号が中の電圧レベルであることを示す前記活性化
された制御信号を受けた場合は、前記第1の電圧レベル
よりも低い第2の電圧レベルを保持し、前記入力アナロ
グ信号が低の電圧レベルであることを示す前記活性化さ
れた制御信号を受けた場合は、前記第2の電圧レベルよ
りも低い第3の電圧レベルを保持し、前記キャパシタは
保持した値を前記粗のアナログ信号として出力すること
を特徴とするA/D変換回路が得られる。
ナログ信号を粗A/D変換して上位桁のディジタル信号
を出力する粗A/D変換部と、この上位桁のディジタル
信号を変換して粗のアナログ信号を出力するD/A変換
部と、前記入力アナログ信号より前記粗のアナログ信号
を減算した差分信号をA/D変換して下位桁のディシタ
ル信号を出力する密A/D変換部とを有するA/D変換
器において、前記粗A/D変換部は、粗A/D変換の変
換レベルに応じたリファレンス信号が各々入力されたコ
ンパレータを前記上位桁のディジタル信号の作成に必要
な数有し、これらコンパレータは、前記変換レベルが互
いに隣り合う2つのリファレンス信号がそれぞれ入力さ
れた2つのコンパレータとがコンパレータ対となった複
数のコンパレータ対に分けられ、前記入力アナログ信号
が前記複数のコンパレータ対でリファレンス信号と比較
された時、各コンパレータ対は、前記2つのリファレン
ス信号を基準に前記入力アナログ信号が高、中、低の電
圧レベルであることを示す3種の制御信号のうちいずれ
か1つを活性化し、前記複数のコンパレータ対は活性化
された制御信号を前記上位桁のディジタル信号として出
力し、前記D/A変換部は、前記複数のコンパレータ対
の各々に対応して設けられたキャパシタを有し、各キャ
パシタは、対応するコンパレータ対から前記活性化され
た制御信号を受けて、前記入力アナログ信号が高の電圧
レベルであることを示す前記活性化された制御信号を受
けた場合は、第1の電圧レベルを保持し、前記入力アナ
ログ信号が中の電圧レベルであることを示す前記活性化
された制御信号を受けた場合は、前記第1の電圧レベル
よりも低い第2の電圧レベルを保持し、前記入力アナロ
グ信号が低の電圧レベルであることを示す前記活性化さ
れた制御信号を受けた場合は、前記第2の電圧レベルよ
りも低い第3の電圧レベルを保持し、前記キャパシタは
保持した値を前記粗のアナログ信号として出力すること
を特徴とするA/D変換回路が得られる。
【0010】
【0011】
【実施例】次の本発明の実施例について図面を参照して
説明する。
説明する。
【0012】図1は、本発明の第1の実施例を表す構成
図であり、図4と同様に、粗A/D変換からD/A変換
を行う部分を示しており、同様の参照符号で示された同
様の部分を含んでいる。コンパレータ(第1コンパレー
タ)30は、図4のコンパレータ30と同様に、入力端
子1のアナログ入力信号VINとリファレンス入力端子4
のリファレンス信号VREF(i)とをラッチ信号入力端子3
のラッチ信号φL の立上り時に比較し、コンパレータ出
力φi 及びコンパレータ反転出力φi (バー)を出力す
る。コンパレータ(第2コンパレータ)31は、入力端
子1の入力アナログ信号VINとリファレンス入力端子5
´のリファレンス信号VREF(i-1)(<VREF(i))とをラ
ッチ信号入力端子3´のラッチ信号φL (ラッチ信号入
力端子3のラッチ信号φL と同じ信号)の立上り時に比
較し、コンパレータ出力φi-1 及びコンパレータ反転出
力φi-1 (バー)を出力する。このように構成として
は、それぞれ、リファレンス入力端子4,5´に入力さ
れ、変換レベルが互に隣り合う2つのリファレンス信号
であるVREF(i),VREF(i-1)に対して、2つのコンパレ
ータ30,31があり、その比較結果の信号φi ,φi
(バー)、φi-1 ,及びφi-1 (バー)を用いて、1つ
のキャパシタ20(Ci )に“High”,“Mi
d”,“Low”の3値の何れかを保持させる。
図であり、図4と同様に、粗A/D変換からD/A変換
を行う部分を示しており、同様の参照符号で示された同
様の部分を含んでいる。コンパレータ(第1コンパレー
タ)30は、図4のコンパレータ30と同様に、入力端
子1のアナログ入力信号VINとリファレンス入力端子4
のリファレンス信号VREF(i)とをラッチ信号入力端子3
のラッチ信号φL の立上り時に比較し、コンパレータ出
力φi 及びコンパレータ反転出力φi (バー)を出力す
る。コンパレータ(第2コンパレータ)31は、入力端
子1の入力アナログ信号VINとリファレンス入力端子5
´のリファレンス信号VREF(i-1)(<VREF(i))とをラ
ッチ信号入力端子3´のラッチ信号φL (ラッチ信号入
力端子3のラッチ信号φL と同じ信号)の立上り時に比
較し、コンパレータ出力φi-1 及びコンパレータ反転出
力φi-1 (バー)を出力する。このように構成として
は、それぞれ、リファレンス入力端子4,5´に入力さ
れ、変換レベルが互に隣り合う2つのリファレンス信号
であるVREF(i),VREF(i-1)に対して、2つのコンパレ
ータ30,31があり、その比較結果の信号φi ,φi
(バー)、φi-1 ,及びφi-1 (バー)を用いて、1つ
のキャパシタ20(Ci )に“High”,“Mi
d”,“Low”の3値の何れかを保持させる。
【0013】図1では、“High”を選択するために
φi 信号が、“Mid”を選択するために、φi (バ
ー)とφi-1 とをANDゲート40で論理積を行ったφ
i (バー)・φi-1 信号が、“Low”を選択するため
にφi-1 (バー)信号が用いられている。詳細には、φ
i 、φi (バー)・φi-1 信号、及びφi (バー)の信
号を制御信号としてスイッチ10、11、及び12´を
オン、オフし、キャパシタ20(Ci )に、スイッチ1
2及び13においてサンプルクロックφS 及びホールド
クロックφH によってサンプルホールドする。
φi 信号が、“Mid”を選択するために、φi (バ
ー)とφi-1 とをANDゲート40で論理積を行ったφ
i (バー)・φi-1 信号が、“Low”を選択するため
にφi-1 (バー)信号が用いられている。詳細には、φ
i 、φi (バー)・φi-1 信号、及びφi (バー)の信
号を制御信号としてスイッチ10、11、及び12´を
オン、オフし、キャパシタ20(Ci )に、スイッチ1
2及び13においてサンプルクロックφS 及びホールド
クロックφH によってサンプルホールドする。
【0014】即ち、キャパシタ20(Ci )には、“H
igh”に相当するVREF(p)−VREF(c)、“Mid”に
相当するVREF(c)−VREF(c)=0、“Low”に相当す
るVREF(m)−VREF(c)が保持されることになる。なお、
VREF(p)はスイッチ10に接続されるリファレンス入力
端子5のリファレンス信号であり、VREF(c)はスイッチ
13に接続されるリファレンス入力端子9のリファレン
ス信号である。このVREF(c)はスイッチ11に接続され
るリファレンス入力端子7にもリファレンス信号として
入力されている。VREF(m)はスイッチ12´に接続され
るリファレンス入力端子6のリファレンス信号である。
なお、VREF(p)>VREF(c)>REF(m)である。
igh”に相当するVREF(p)−VREF(c)、“Mid”に
相当するVREF(c)−VREF(c)=0、“Low”に相当す
るVREF(m)−VREF(c)が保持されることになる。なお、
VREF(p)はスイッチ10に接続されるリファレンス入力
端子5のリファレンス信号であり、VREF(c)はスイッチ
13に接続されるリファレンス入力端子9のリファレン
ス信号である。このVREF(c)はスイッチ11に接続され
るリファレンス入力端子7にもリファレンス信号として
入力されている。VREF(m)はスイッチ12´に接続され
るリファレンス入力端子6のリファレンス信号である。
なお、VREF(p)>VREF(c)>REF(m)である。
【0015】次に動作について図2のタイムチャート図
を用いて説明する。アナログ入力信号VINとリファイレ
ンス信号VREF(i)、VREF(i-1)が図2のような関係にあ
る場合、ラッチ信号φL の3つのサイクルのうち、第1
のサイクルでは、(φi ,φi-1 )=(High,Hi
gh)、第2のサイクルでは(φi ,φi-1 )=(Lo
w,High)、第3のサイクルでは(φi ,φi-1 )
=(Low,Low)となる。従って、φi ,φi (バ
ー)・φi-1 、φi-1 (バー)は順に“High”、
“Mid”、“Low”を選択する信号となる。それぞ
れが、スイッチ10,11,12´をオンオフし、キャ
パシタ20(Ci )に、スイッチ12及び13において
サンプルクロックφS 及びホールドクロックφH によっ
てサンプルホールドし、出力端子2(OUT)からは、
ホールドクロックφH に従って、順に、 “High”に相当する電荷 qH ={VREF(p)−VREF(c)}Ci 、 “Mid”に相当する電荷 qM ={VREF(c)−VREF(c)}Ci =0 “Low”に相当する電荷 qL ={VREF(m)−VREF(c)}Ci が出力される。
を用いて説明する。アナログ入力信号VINとリファイレ
ンス信号VREF(i)、VREF(i-1)が図2のような関係にあ
る場合、ラッチ信号φL の3つのサイクルのうち、第1
のサイクルでは、(φi ,φi-1 )=(High,Hi
gh)、第2のサイクルでは(φi ,φi-1 )=(Lo
w,High)、第3のサイクルでは(φi ,φi-1 )
=(Low,Low)となる。従って、φi ,φi (バ
ー)・φi-1 、φi-1 (バー)は順に“High”、
“Mid”、“Low”を選択する信号となる。それぞ
れが、スイッチ10,11,12´をオンオフし、キャ
パシタ20(Ci )に、スイッチ12及び13において
サンプルクロックφS 及びホールドクロックφH によっ
てサンプルホールドし、出力端子2(OUT)からは、
ホールドクロックφH に従って、順に、 “High”に相当する電荷 qH ={VREF(p)−VREF(c)}Ci 、 “Mid”に相当する電荷 qM ={VREF(c)−VREF(c)}Ci =0 “Low”に相当する電荷 qL ={VREF(m)−VREF(c)}Ci が出力される。
【0016】図3は本発明の第2の実施例を表す構成図
である。図3は図1の構成を全差動構成にした場合の例
である。全差動構成にした場合については、電源雑音の
相殺作用があり、PSRR(Power Supply
Rejection Ratio)が大きくとれる効
果がある。本発明の技術が全差動構成に対してもそのま
ま適応できることを本実施例で示すことができる。動作
については、第1の実施例と同様なもので、キャパシタ
80(Ci +)と81(Ci −)に保持される電荷が常
に逆極性となっていることが違うのみである。なお、図
3において、50及び51はアナログ入力信号VIN+及
びVIN−の入力端子、52及び53は出力信号OUT+
及びOUT−の出力端子、60はリファイレンス信号V
REF(c)のリファイレンス入力端子、61はリファイレン
ス信号VREF(p)のリファイレンス入力端子、62はリフ
ァイレンス信号VREF(m)のリファイレンス入力端子、6
3はリファイレンス信号VREF(p)のリファイレンス入力
端子、64はリファイレンス信号VREF(m)のリファイレ
ンス入力端子、65はリファイレンス信号VREF(c)のリ
ファイレンス入力端子、66はリファイレンス信号V
REF(p)のリファイレンス入力端子、67はリファイレン
ス信号VREF(m)のリファイレンス入力端子、68はリフ
ァイレンス信号VREF(c)のリファイレンス入力端子であ
る。また、70〜78はそれぞれスイッチ、54及び5
4´はラッチ信号入力端子、90は抵抗ストリングであ
る。
である。図3は図1の構成を全差動構成にした場合の例
である。全差動構成にした場合については、電源雑音の
相殺作用があり、PSRR(Power Supply
Rejection Ratio)が大きくとれる効
果がある。本発明の技術が全差動構成に対してもそのま
ま適応できることを本実施例で示すことができる。動作
については、第1の実施例と同様なもので、キャパシタ
80(Ci +)と81(Ci −)に保持される電荷が常
に逆極性となっていることが違うのみである。なお、図
3において、50及び51はアナログ入力信号VIN+及
びVIN−の入力端子、52及び53は出力信号OUT+
及びOUT−の出力端子、60はリファイレンス信号V
REF(c)のリファイレンス入力端子、61はリファイレン
ス信号VREF(p)のリファイレンス入力端子、62はリフ
ァイレンス信号VREF(m)のリファイレンス入力端子、6
3はリファイレンス信号VREF(p)のリファイレンス入力
端子、64はリファイレンス信号VREF(m)のリファイレ
ンス入力端子、65はリファイレンス信号VREF(c)のリ
ファイレンス入力端子、66はリファイレンス信号V
REF(p)のリファイレンス入力端子、67はリファイレン
ス信号VREF(m)のリファイレンス入力端子、68はリフ
ァイレンス信号VREF(c)のリファイレンス入力端子であ
る。また、70〜78はそれぞれスイッチ、54及び5
4´はラッチ信号入力端子、90は抵抗ストリングであ
る。
【0017】
【発明の効果】以上説明したように本発明は2つの隣り
合うリファレンスに対して、2つのコンパレータがあ
り、その比較結果の信号から1つの容量に“Hig
h”、“Mid”、“Low”の3値を保持させるよう
にしたので、キャパシタの数を2分の1に減らすことが
可能となり、従って、回路規模が小さくなることと、前
後の回路に対する負荷が小さくでき高速化に寄与できる
こと等の効果を有する。
合うリファレンスに対して、2つのコンパレータがあ
り、その比較結果の信号から1つの容量に“Hig
h”、“Mid”、“Low”の3値を保持させるよう
にしたので、キャパシタの数を2分の1に減らすことが
可能となり、従って、回路規模が小さくなることと、前
後の回路に対する負荷が小さくでき高速化に寄与できる
こと等の効果を有する。
【図1】本発明の第1の実施例を表すブロック図。
【図2】図1の動作を表すタイムチャート図。
【図3】本発明の第2の実施例を表すブロック図。
【図4】従来例を表すブロック図。
【図5】図4の動作を表すチイムチャート図。
1,50,51 入力端子 2,52,53 出力端子 3,3′,54,54′ ラッチ信号入力端子 4,5´,5,6,7,9,60〜68 リフィレン
ス入力端子 10,11,12,12´,13,70〜78 スイ
ッチ 20,80,81 キャパシタ 30,31 コンパレータ 40 ANDゲート 90 抵抗ストリング
ス入力端子 10,11,12,12´,13,70〜78 スイ
ッチ 20,80,81 キャパシタ 30,31 コンパレータ 40 ANDゲート 90 抵抗ストリング
Claims (1)
- 【請求項1】 入力アナログ信号を粗A/D変換して上
位桁のディジタル信号を出力する粗A/D変換部と、こ
の上位桁のディジタル信号を変換して粗のアナログ信号
を出力するD/A変換部と、前記入力アナログ信号より
前記粗のアナログ信号を減算した差分信号をA/D変換
して下位桁のディシタル信号を出力する密A/D変換部
とを有するA/D変換器において、 前記粗A/D変換部は、粗A/D変換の変換レベルに応
じたリファレンス信号が各々入力されたコンパレータを
前記上位桁のディジタル信号の作成に必要な数有し、こ
れらコンパレータは、前記変換レベルが互いに隣り合う
2つのリファレンス信号がそれぞれ入力された2つのコ
ンパレータとがコンパレータ対となった複数のコンパレ
ータ対に分けられ、前記入力アナログ信号が前記複数の
コンパレータ対でリファレンス信号と比較された時、各
コンパレータ対は、前記2つのリファレンス信号を基準
に前記入力アナログ信号が高、中、低の電圧レベルであ
ることを示す3種の制御信号のうちいずれか1つを活性
化し、前記複数のコンパレータ対は活性化された制御信
号を前記上位桁のディジタル信号として出力し、 前記D/A変換部は、前記複数のコンパレータ対の各々
に対応して設けられたキャパシタを有し、各キャパシタ
は、対応するコンパレータ対から前記活性化された制御
信号を受けて、前記入力アナログ信号が高の電圧レベル
であることを示す前記活性化された制御信号を受けた場
合は、第1の電圧レベルを保持し、前記入力アナログ信
号が中の電圧レベルであることを示す前記活性化された
制御信号を受けた場合は、前記第1の電圧レベルよりも
低い第2の電圧レベルを保持し、前記入力アナログ信号
が低の電圧レベルであることを示す前記活性化された制
御信号を受けた場合は、前記第2の電圧レベルよりも低
い第3の電圧レベルを保持し、前記キャパシタは保持し
た値を前記粗のアナログ信号として出力することを特徴
とするA/D変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3337131A JP2904239B2 (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | A/d変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3337131A JP2904239B2 (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | A/d変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05175843A JPH05175843A (ja) | 1993-07-13 |
JP2904239B2 true JP2904239B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=18305739
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3337131A Expired - Lifetime JP2904239B2 (ja) | 1991-12-19 | 1991-12-19 | A/d変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2904239B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58133030A (ja) * | 1982-02-02 | 1983-08-08 | Toshiba Corp | Da変換回路 |
-
1991
- 1991-12-19 JP JP3337131A patent/JP2904239B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05175843A (ja) | 1993-07-13 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990224 |