JPS626522A - 三角波生成回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 背景技術 モータ等の負荷を駆動する１方式として、ＰＷＭ〈パル
ス幅変調）双方向スイッチング駆動方式が知られている
。当該駆動方式は、損失が少なくかつ消費電力を低減で
きるという優れた特徴を有しており、特にバッテリを電
源とする車載用機器や携帯用機器等におけるモータ等の
負荷の駆動に有用である。

このＰＷＭ駆動回路としては、例えば第１３図に示すよ
うに、互いに同相の２つの三角波信号ａ。

ｂを生成し、これら三角波信号をその一方ａが他方すに
比して直流バイアスレベルが高い状態で比較回路１００
の上限及び下限の基準入力とし、更に駆動信号Ｃを比較
入力とすることにより、駆動信号の信号レベルに応じた
パルス幅でかつ負荷の駆動方向に対応した一対のパルス
信号ｄ、ｅを得、この一対のパルス信号ｄ、ｅに基づい
て負荷をスイッヂング駆動する構成のものが知られてい
る。

このＰＷＭ駆動回路には三角波信号を生成する回路が用
いられているが、この三角波生成回路としては、従来、
第１４図に示す様に、一定周期の矩形波信号をオペアン
プ０ＰＩＯ，抵抗Ｒａｏ、Ｒ４＋及びコンデンサＣ１０
からなる積分器１０１によって三角波信号に変換する構
成のものが用いられていた。かかる積分器構成の三角波
生成回路においては、ＩＣ（集積回路）化を考えた場合
、コンデンサＣＩＯを外付けにするためには２つの端子
ビンＰ＋　、Ｒ２が必要となる。しかし、ＩＣ化に際し
ては、出来る限り端子ビンを少なく出来る回路構成が望
ましい。

Ｒ」ＪとＬＬ 本発明は、上述した点に鑑みなされてもので、ＩＣ化す
る場合の端子ビンの削減を可能として三角波生成回路を
提供することを目的とする。

本発明による三角波生成回路は、第１の定電流源とこの
第１の定電流源の２倍の定電流値の第２の定電流源とを
設番ブ、この第２の定電流源のオン／オフ制御によって
コンデンサ（蓄電手段）を定電流にて充放電することに
より、三角波信号を生成する構成となっている。

実　　施　　例 以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタＱ
＋　、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋　、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流源２は、互いに並列接続され
たトランジスタＱ３　、　Ｑ４と、これらトランジスタ
Ｑ３　、Ｑｓ　と抵抗Ｒ３を介してベースが共通接続さ
れたトランジスタＱ５及び各１−ランジスタのエミッタ
抵抗Ｒ４、Ｒｓからなる電流ミラー回路によって構成さ
れており、第１の定電流源１の定電流値ｉｏの２倍の電
流値２ｉｏを吸い込むようになっている。第１及び第２
の定電流源１．２の共通接続点、即ちトランジスタＱ２
及びトランジスタＱ３　、Ｑａのコレクタ共通接続点と
基準電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコ
ンデンサＣ１が接続されている。

コンデンサＣ１の両端電圧は、コンパレータＣＯＭ　Ｐ
　＋　、　ＣＯＭ　Ｐ　２からなり当該電圧レベルを監
視する比較回路３の比較入力、即ちコンパレータＣＯ’
ＭＰ＋の反転入力及びＣＯＭ　Ｐ　２の非反転入力とな
る。比較回路３の上限及び下限の比較基準レベルＶｕ及
びＶＬは、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ８
による基準電源電圧Ｖｒｅｆの分圧によって設定されて
いる。抵抗Ｒ５〜Ｒ８は更に、基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆ
を略１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプ
ＯＰ＋を介して１　／　２　Ｖ　ｒｅｆとする。比較回
路３の２つの比較出力、即ちコンパレータＣＯＭ　Ｐ　
＋　、　ＣＯＭ　Ｐ　２の各出力はＲ８−フリップフロ
ップ４のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。

フリップフロップ（以下単にＦＦの記す）４のｄ出力は
、トランジスタＱ６及び抵抗Ｒ９，ＲＩＯからなり第２
の定電流源２の活性化・非活性化の制御をなす制御回路
５に供給される。この制御回路５は、トランジスタＱ６
がＦＦ４の０出力に応答してオン状態となってトランジ
スタＱ３　、Ｑ４をオフ状態とすることにより、第２の
定電流源２を非活性化状態とする。

第２の定電流ｉｌ！ｉ２におけるエミッタ抵抗Ｒ５の両
端電圧は電圧ボロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転
入力となっている。オペアンプＯＰ２は抵抗ＲＩＩＩＲ
１２による基準電源電圧ｖｒｅｒの分圧によって比較基
準レベルが設定されており、その比較出力によって第１
及び第２の定電流源１，２の定電流値を設定する電流値
設定回路６を構成している。

コンデンサＣ１の両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペ
アンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａになると
共に、オペアンプＯＰ４及び抵抗Ｒ１３，Ｒ１４からな
るインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信号φ
ａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三
角波信号φａ、φｂには、１　／　２　Ｖ　ｒｅｆの直
流バイアスが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。かかる三角波生成回路８では、定電流値
１ｏなる第１の定電流源１と定電流値２ｆｏなる第２の
定電流源２とを設け、第２の定電流源２のオン／オフ制
御によってコンデンサＣ１を定電流にて充放電すること
により、三角波を生成する構成となっているので、当該
回路８をＩＣ（集積回路）化する場合には、コンデンサ
Ｃ＋用として端子ビンが１個（第１図における端子８ａ
）で済むという利点がある。

２相の三角波信号φａ、φｂはコンパレータＣＯＭ　Ｐ
　３　、　ＣＯＭ　Ｐ　４からなる比較回路９の上限及
び下限の比較基準入力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３　
、ＣＯＭＰ４の各反転入力となる。比較回路９の比較入
力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３　。

ＣＯＭ　Ｐ　４の各非反転入力として負荷である例えば
モータＭの駆動信号が抵抗Ｒ＋ｓを介して供給される。

コンパレータＣＯＭ　Ｐ　３　、　ＣＯＭ　Ｐ　４の各
非反転入力端には抵抗Ｒ＋ｓ　（Ｒ＋ｓ　＝Ｒ＋６＞を
介して基準電源電圧ｙ　ｒｅｒが印加されており、抵抗
Ｒ＋ｓ、Ｒ＋ｓの各抵抗値が等しく設定されていること
で、駆動信号はウィンドコンパレータ９の比較入力とな
る時点で１　／２　Ｖ　ｒａｆにバイアスされることに
なる。寸なわち、駆動信号の信号基準レベルが１／２Ｖ
ｒ＋Ｊとなる。

これにより、三角波生成回路８の回路基準レベル、即ち
比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイアス
レベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電圧
Ｖ　ｒｅｆの抵抗分圧によって設定されることになる。

従って、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号φ
ａ、φｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一定
に保たれることになるので、Ｎｓ雷電圧変動に拘らず常
に安定した回路動作が行なわれることになる。

コンパレータＣＯＭ　Ｐ　３の比較出力はＡＮＤゲート
１０及びＮＯＲゲート１１の各−人力となり、コンパレ
ータＣＯＭ　Ｐ　４の比較出力はＡＮＤゲート１０及び
ＮＯＲゲート１１の各他人力となる。

これにより、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。

先述した駆動信号は抵抗Ｒ＋ｓを介してコンパレータＣ
ＯＭＰｓの非反転入力ともなっている。コンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓは１　／　２　Ｖ　ｒｅｆを反転入力とす
ることで、駆動信号の信号基準レベルに対する極性を判
別する極性判別手段を構成している。

コンパレータＣＯＭＰｓの判別出力はＤ−ＦＦ１２のデ
ータ（Ｄ＞入力となる。Ｄ−ＦＦ１２は三角波生成回路
８におけるＲ８−ＦＦ４のＱ出力をトリガ（Ｔ）入力と
し、そのＱ、Φ出力はＡＮＤゲート１３．１４の各−人
力となる。ＡＮＤゲート１３．１４はＡＮＤゲート１０
及びＮＯＲゲート１１の各出力、即ち第１及び第２のパ
ルス信号をそれぞれ他人力としており、Ｄ−ＦＦ１２の
Ｑ。

ｄ出力に基づいて第１及び第２のパルス信号のうちのい
ずれか一方のみを出力するゲート手段を構成している。

ＡＮＤゲート１３．１４の各出力パルスは、後述するモ
ータドライブ回路１８における逆起電力吸収用ダイオー
ドＤ＋　、Ｄ２の逆起電力によるエネルギー損失分を補
償する補償回路１５．１６に供給される。補償回路１５
において、ＡＮＤゲート１３の出力パルスが抵抗Ｒ１７
を介してトランジスタＱ７のベース入力となり、このト
ランジスタＱ７はコンデンサＣ２と並列接続されている
。コンデンサＣ２はトランジスタＱ７のオン時に両端が
短絡されて充電電荷がｖｔｒＲに放電され、トランジス
タＱ７がオフになった時点、即ちＡＮＤゲート１３の出
力パルスが消滅した時点から定電流源Ｉａによって充電
が開始される。コンデンサｃ２の両端電圧はコンパレー
タＣＯＭＰｓの反転入力となる。コンパレータＣＯＭＰ
ｓは基準電圧ＥＯを非反転入力とし、コンデンサｃ２の
両端電圧が基準電圧Ｅｏより低いとき高レベルのパルス
信号を発生する。その結果、補償回路１５がらはＡＮＤ
ゲート１３の出力パルスに対し、はぼ一定のパルス幅の
パルスが追加されたパルス信号が出力されることになる
。

補償回路１６も補償回路１５と同様に、抵抗ＲＩ８、ト
ランジスタＱｓ、コンデンサ（／３　、定電流源ｒｂ及
びコンパレータＣＯＭ　Ｐ　７によって構成されており
、その動作も補償回路１５と全く同じである。

補償回路１５．１６の各出力パルスは、プリドライブ回
路１７を介してモータドライブ回路１８に供給される。

モータドライブ回路１８において、モータＭはＰＮＰＮ
上形ンジスタＱ９とＮＰＮ形トランジスタＱ　＋ｏ及び
ＰＮＰ形トランジスタＱＩＩとＮＰＮ形トランジスタＱ
１２の各コレクタ共通接続点間に接続されている。トラ
ンジスタＱ９　、　ＱＩａ　、　Ｑ＋＋　、　Ｑ１２は
パワートランジスタである。トランジスタＱ９．Ｑｌ＋
の各エミッタは直接電源Ｖ工に接続され、各ベースはそ
れぞれ抵抗ＲＩ９．Ｒ２Ｇを介して電源Ｖｃｃに接続さ
れている。一方、トランジスタＱＩＱ、Ｑ１２各エミッ
タは共に接地され、各ベースはそれぞれ抵抗Ｒ２＋、Ｒ
２２を介して接地されると共にツェナーダイオードＺＤ
＋　、ＺＤ２を介して各コレクタに接続されている。モ
ータＭの両端は逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２
を介して電源Ｖｃｃに接続されている。

プリドライブ回路１７において、補償回路１５から供給
されるパルス信号は抵抗Ｒ２３，Ｒ２４及びトランジス
タＱ　１３からなるプリドライブ段を介してパワートラ
ンジスタＱ９を駆動すると共に、インバータ１９で反転
さ、れた後抵抗Ｒ２５〜Ｒ２７及びトランジスタＱ　１
４からなるプリドライブ段を介してパワートランジスタ
Ｑ１２を駆動する。これにより、モータＭには図に実線
で示す矢印方向の電流が流れ、モータＭは正方向に回転
駆動されることになる。また、補償回路１５からのパル
ス信号はインバータ２０を介してトランジスタＱ　＋ｓ
にも供給され、モータＭの正方向駆動の停止時に当該ト
ランジスタＱ　＋ｓをオンせしめる。これにより、パワ
ートランジスタＱ　１２のベース・エミッタ間がトラン
ジスタＱ　＋ｓによって短絡されるので、パワートラン
ジスタＱ　１２は瞬時にオフ状態となる。このトランジ
スタＱ　＋ｓを設けた理由については、後で詳細に説明
する。トランジスタＱ　＋ｓのベースは抵抗Ｒ２８を介
して電源Ｖｃｃに接続されている。

一方、補償回路１６から供給されるパルス信号は抵抗Ｒ
２Ｂ、Ｒ３］及びトランジスタＱ　１６からなるプリド
ライブ段を介してパワートランジスタＱＩ＋を駆動する
と共に、インバータ２１で反転された後抵抗Ｒ３１〜Ｒ
３３及びトランジスタＱ　１７からなるプリドライブ段
を介してパワートランジスタＱ　１０を駆動する。これ
により、モータＭには図に破線で示す矢印方向の電流が
流れ、モータＭは逆方向に回転駆動されることになる。

また、補償回路１６からの定電流源はインバータ２２を
介してトランジスタＱ　＋ｓにも供給され、モータＭの
逆方向駆動の停止時に当該トランジスタＱ　＋ｓをオン
せしめる。これにより、パワートランジスタ０１０のベ
ース・エミッタ間がトランジスタＱ＋ａによって短絡さ
れるので、パワートランジスタＱ　＋ｏは瞬時にオフ状
態となる。トランジスタＱＣｓのベースは抵抗Ｒ３４を
介して電源Ｖｃｃに接続されている。

次に、本発明によるＰＷＭ駆動回路の回路動作について
説明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流８２が非活性化状態にあるとき、即ちトランジ
スタＱ６のオンによりトランジスタＱ３　、Ｑ４がオフ
状態にあるとき、コンデンサＣ１は第１の定電流源１か
ら供給される定電流により、第２図（ａ＞に示すように
、一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサＣＩの
両端電圧が比較回路３の上限基準レベルＶｕに達すると
コンパレータＣＯＭ　Ｐ　＋が低レベルのパルス（ｂ）
を発生し、このパルス（ｂ）に応答してＲ８−ＦＦ４の
Φ出力（ｄ）が低レベルに遷移する。

これにより、トランジスタＱ６がオフ状態となるので、
第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジスタＱ３
　、Ｑ４がオン状態となり、第１の定電流源１の定電流
の２倍の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあったコンデンサＣＩは
放電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ１の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
しに達するとコンパレータＣＯＭ　Ｐ　２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４のｄ出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源１．２による定電
流にてコンデンサＣ１の充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣ１の両端電圧は、第２図（ａ）に
実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３を
介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イン
バータ７′Ｃ−位相反転されることにより、第２図（ａ
）に破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値
が等しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力
されることになる。この２相の三角波信号φａ。

φｂは比較回路９の基準入力となる。

比較回路９の比較入力としては、１／２Ｖｒｅｆの信号
基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給される。

ここで、モータＭが例えばコンパクトディスクを回転駆
動するスピンドルモータである場合には、ディスクから
の再生同期信号と基準同期信号との比較によって得られ
るエラー信号が上記駆動信号となり、このエラー信号に
基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわれること
になる。これがいわゆるスピンドルサーボである。

第３図において、２相の三角波信号φａ、φｂのクロス
点が１／２Ｖｒｅｒレベルとなっており、この１　／　
２　Ｖ　ｒｅｆレベルに対して駆動信号の信号レベルが
高い場合及び低い場合のＰＷＭ動作について以下に説明
する。

比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
（ａ）に一点鎖線で示す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより
高い場合には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力（ｂ）は
駆動信号の信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの
信号レベルが低くなった時点ｔ！で低レベルから高レベ
ルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の
信号レベルを越える時点ｔ４まで高レベルを維持する。

また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ　４の出力（Ｃ）は、第
２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルを越えた時点ｔ２で高レベルから低レベルに遷移し
、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ３で再び
高レベルに遷移する。

一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより低くかつ例えば上記の
場合と同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレ
ータＣＯＭＰ３の出力（ｄ）は第１相の三角波信号φａ
の信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ２
で低レベルから高レベルに遷移し、三角波信号φａの信
号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ３まで
高レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭＰ４の
出力（ｅ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベルが
駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ１で高レベルから
低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低くなっ
た時点ｔ４で再び高レベルに遷移する。

コンパレータＣＯＭＰ３　、ＣＯＭＰ４の各出力はＡＮ
Ｄゲート１０及びＮＯＲゲート１１の２人力となってお
り、ＡＮＤゲート１０は２人力が共に高レベルのとき、
即ら駆動信号の信号レベルが１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレ
ベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を出力し、Ｎ
ＯＲゲート１１は２人力が共に低レベルのとき、即ち駆
動信号の信号レベルが１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベルよ
り低いとき高レベルのパルス（ｑ）を出力する。従って
、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１はモータＭの
駆動方向に対応したパルス信＠（ｆ）、（Ｑ）を出力す
ることになる。なお、ここでは駆動信号の信号レベルが
一定の場合について説明したので、パルス信号（ｆ）、
（ｌのパルス幅が一定となっているが、このパルス幅が
駆動信号の信号レベルに応じて変化することは容易に理
解できる。

このように、ピーク値が等しくかつ互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを生成し、この２相の三角波信号
φａ、φｂの直線部分を用いてＰＷＭ動作を行なうこと
により、たとえ三角波の先端部分にリンギングがのった
り、いわゆるなまりが生じていても、駆動信号の信号レ
ベルが小なるときのリニアリティの悪化は全くないので
ある。

ここで、基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆが変動した場合、ＰＷ
Ｍによって生成されるパルス信号のパルス幅が変化し、
このパルス信号による駆動電力が電源電圧の変動に応じ
て変化してしまうことになる。

すなわち、第４図（Ａ＞に示すように、駆動信号がある
信号レベルのときのパルス信号のパルス幅をＴｏとする
と、このパルス信号による駆動電力は、そのパルス幅Ｔ
ｏとドライブ電圧Ｖｏ　（ＪＪ準電源電圧Ｖｒｅｆ）の
積で定義されるので、電源電圧の変動によりドライブ電
圧Ｖｏが例えば１／２になった場合、駆動電力も斜線で
示す如り１／２になってしまうことになる。

ところが、三角波生成回路８においては、第１及び第２
の定電流源１，２の定電流値を設定する電流値設定回路
６の比較基準レベルが抵抗Ｒ１１゜Ｒ１２による基準電
源電圧Ｖｒｅｆの分圧によって設定されており、当該基
準レベルも電源電圧の変動に応じて変動することになる
ので、電流値設定回路６は電源電圧の変動に応じて第１
及び第２の定電流源１．２の定電流値を制御できること
になる。

その結果、第４図（Ｂ）に示すように、三角波の傾斜角
が変化すること、になる。一方、比較回路３の上限及び
下限の比較基準レベルＶＬＪ、ＶＬも抵抗Ｒ５〜Ｒ８に
よる基１１！電源電圧Ｖｒｅ’ｆの分圧によって設定さ
れているので、基準電＆’Ｚ圧ｙｒｅｒが１／２になれ
ば、上限及び下限の比較基準レベルＶＬＩ、ＶＬも１／
２になり、その結果三角波のピーク値Ｖｐが第４図（Ｂ
）に示す如く電源変動前の１／２になる。従って、三角
波の繰返し周期が電源変動前と変動後で同じになるよう
に三角波の傾斜角を設定することにより、変動前の２倍
（２Ｔｏ）のパルス幅を有するパルス信号が生成される
ことになるので、ドライブ電圧ＶＤが１／２になっても
パルス信号による駆動電力は電源変動前と同じになる。

すなわち、三角波生成回路８においては、三角波のピー
ク値及び傾斜角を電ｍ電圧の変動に応じて制御すること
により、パルス信号による駆動電力を基準電源電圧Ｖｒ
ｅｆの変動に拘らず常に一定にできるのである。なお、
三角波の傾斜角は第１及び第２の定電流源１，２の定電
流値及びコンデンサＣ１の容量によって決定される。

再び第１図において、今、駆動信号の信号レベルが第５
図（ａ）に一点鎖線で示す如く変化したとすると、その
駆動信号の極性及び信号レベルに応じたパルス幅の２つ
のパルス信号（ｂ）、（ｃ）がＡＮＤゲート１０及びＮ
ＯＲゲート１１から出力され、それぞれＡＮＤゲート１
３．１４の各−人力となる。駆動信号はコンパレータＣ
ＯＭＰｓの比較入力ともなって、信号基準レベル１／２
Ｖｒｅｆに対する極性が判別される。このコンパレータ
ＣＯＭＰ５の比較出力（ｄ）をデータ入力とするＤ−Ｆ
Ｆ１２は、三角波生成回路８におけるＲ８−ＦＦ４の口
出力（ｅ）をトリガ入力としており、当該口出力（ｅ）
の立下がりのタイミングでＱ、口出力（ｆ＞、（Ｑ）を
発生ずる。このＱ。

０出力（ｆ）、ｌ）はゲート制御信号としてＡＮＤゲー
ト１３．１４に供給される。

なお、上記実施例では、Ｒ８−ＦＦ４の口出力（ｅ）を
直接Ｄ−ＦＦ１２のトリガ入力としていたが、口出力（
ｅ）の立上り及び立下りのタイミングでパルスを発生す
るパルス発生器を介してＤ−ＦＦ１２のトリガ入力とす
ることも可能である。これによれば、極性判別の周期が
１／２となり、分解能を２倍にできることになる。

Ｄ−ＦＦ１２のＱ、ＣＩ比出力ｆ）、（ｇ＞はモータＭ
の駆動方向を決定する制御信号となり、例えば駆動信号
の信号レベルが小さくかつその極性が正から負に変るタ
イミングでＮＯＲゲート１１から第５図（Ｃ）に示す如
く瞬時に発生した逆方向駆動のパルス信号（第１番目の
パルス）に対しては、その発生時点では口出力（Ｑ）が
低レベルにあるので、ＡＮＤゲート１４はその出力を禁
止する動作をなす。この禁止する理由について以下に説
明する。

今、駆動信号の信号レベルが小さくかつその極性が正か
ら負に変るタイミングで、ＮＯＲゲート１１から第５図
（Ｃ）に示す如く瞬時に逆方向駆動のパルス信号が発生
じた場合を考えるに、モータドライブ回路１８では、第
５図（ｂ）に示すパルス信号に応答してトランジスタＱ
９．Ｑ１０がオン状態となり、モータＭを正方向に駆動
しているのであるが、第５図（Ｃ）に示き逆方向駆動の
パルス信号が発生することで、トランジスタＱ９゜Ｑ　
１２がオフ状態となり、トランジスタＱ＋＋、Ｑ＋。

がオン状態となってモータＭを逆方向に駆動しようとす
る。

ここで、トランジスタには一般に、第６図に示す如くベ
ース・エミッタ間に容量ＣＯが存在することにより、駆
動パルス（ａ＞に応答してオン状態にあるトランジスタ
がパルス（ａ）の消滅時点からオフ状態に移行するまで
にｔｏＦＦなるディレ一時間を要する特性を有している
。従って、上述のように、第５図（Ｃ）に示す逆方向駆
動のパルス信号が発生することで、トランジスタＱｓ。

Ｑ　１２がオフ状態となり、トランジスタＱ１１．ＱＩ
Ｏがオン状態となるはずなのであるが、上記ディレ一時
間ｔＯＦＦによってトランジスタＱＩ２が瞬時にオフ状
態になり得なく、一時的にトランジスタＱ　ｕと同時に
オン状態となる期間が生じることになるので、トランジ
スタＱｌｌ、Ｑ１２に大電流が流れ当該トランジスタが
破壊に至る場合が生じることになる。

ところが、本ＰＷＭ駆動回路では、ＡＮＤゲート１３．
１４を設け、これらゲート１３．１４を駆動信号の信号
基準レベルに対する極性判別結果に基づいて制御するよ
うにしたので、上記の例の場合には、第５図（Ｃ）に示
す逆方向駆動のパルス信号の出力をＤ−ＦＦ１２のｄ出
力（０）に応答してＡＮＤゲート１４で禁止できるから
、トランジスタＱ　１２がトランジスタＱ　ｕと同時に
オン状態となることはないのである。

また、パワートランジスタＱ１２ＩＱＩＯのディレ一時
間ｔｏｐＦを小さくするために、プリドライブ回路１７
にはトランジスタＱ　＋ｓ及びＱ　＋ｓが設けられてい
る。これらトランジスタＱ＋ｓ、Ｑ＋ａはパワートラン
ジスタＱ＋ｐ、Ｑ＋ｅの駆動パルスの消滅に応答して瞬
時にオン状態となり、これらトランジスタＱＩ２．０Ｉ
Ｏのベース・エミッタ間を短絡することにより上記ディ
レ一時間ｔＯＦＦを短縮できるのである。トランジスタ
のディレ一時間ｔＯＦＦは一般に１〜２μｓｅｃ位であ
るが、トランジスタＱ＋ｓ及びＱ　＋ｓを設けたことに
よって約１／１０、即ち１００ｎＳｅＣ程度に短縮が可
能となる。

上述したパワートランジスタの同時ＯＮ防止のための他
の実施例を第７図に示す。本図において、先述した如く
モータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス信
号（ａ）がＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１から
出力され、これらパルス信号はそれぞ、れ遅延回路２３
．２４で所定時間τ０だけ遅延される。これら遅延出力
（ｂ）はそれぞれ３ステートバッファ２５．２６に供給
される。また、第１及び第２のパルス信号（ａ）はワン
ショットマルチバイブレータ２７．２８にもそれぞれ供
給される。ワンショットマルチバイブレータ２７．２８
は第１及び第２のパルス信号の発１生時点からその消滅
後一定時間、好ましくは遅延回路２３．２４の遅延時間
τ０の２倍の時間（２τ○）だけ経過するまでの間低レ
ベルの出力（Ｃ）を発生し、バッファ２６．２５に供給
して遅延回路２４．２３から出力される第２及び第１の
パルス信号の次段への供給を禁止する。

第８図は第７図の回路の動作波形図であり、図中（ａ）
〜（Ｃ）は第７図の各部信号（ａ）〜（Ｃ）の各波形を
それぞれ対応して示している。

この波形図を参照して第７図の回路動作を例えばＡＮＤ
ＮＯゲート１１関して説明するならば、パルス信号（ａ
）は遅延回路２３で時間τ０だけ遅延されてモータＭの
駆動パルス（ｂ）となるのであるが、このときワンショ
ットマルチバイブレータ２７から出力される低レベルの
禁止信号（Ｃ）に応答してバッファ２６が他方の駆動パ
ルスの出力ラインを遮断状態とする。これにより、駆動
パルス（ｂ）の発生前及び発生後の一定期間（時間τ０
）の間地方の駆動パルスの出力が禁止されることになる
ので°、時間τ０を先述したパワートランジスタＱＩ２
．０ＩＯのディレ一時間ｔｏＦＦよりも長く設定するこ
とにより、パワートランジスタＱ９とＱＩＯ（又はＱ　
ｕとＱ１？）が同時にオン状態となることはないのであ
る。

なお、先述したように、トランジスタのディレ一時間ｔ
ｏＦＦは一般に１〜２μｓｅｃ位であるから、時間τ０
を５μＳｅＣ程度に設定するのが望ましい。

第１図において、ＡＮＤゲート１３．１４から出力され
るモータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス
信号は補償回路１５．１６にそれぞれ供給される。これ
ら補償回路１５．１６はモータドライブ回路１８におけ
る逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギ
ー損失分を補償するためのものである。逆起電力吸収用
ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー損失はほぼ一定
であり、パルス信号のパルス幅が大きいときには無視し
得る程度のものであるが、パルス幅が小さいときは損失
の比率が大きくなってくる。従って、第９図に破線で示
すように、パルス信号のパルス幅が小なる領域でゲイン
が低下することになるので、パルス幅が小さいときに逆
起電力吸収用ダイオードＤＩ、Ｄ２でのエネルギー損失
分を補償してやれば良いのである。

ここで、ｉ！Ｉｔｉ（８回路１５の回路動作について第
１０図の波形図を参照しつつ説明づるならば、コンデン
サＣ２は定電流源１ａにより定電流にて充電されており
、入力パルス（ａ＞に応答してトランジスタＱ７がオン
状態となることによってコンデンサＣ２の充電電荷が瞬
時に放電され、入力パルス（ａ）が消滅した時点から再
びコンデンサＣ２は定電流にて充電される。従って、コ
ンデンサＣ２の両端電圧は第１０図（ｂ）に示す如く変
化する。この両端電圧（ｂ）はコンパレータＣＯＭＰ７
で基準電圧Ｅ○と比較され、その結果コンパレータＣＯ
Ｍ　Ｐ　７の出力端には入力パルス（ａ）の発生時から
その消滅後一定時間Ｔａだけ経過するまでの時間のパル
ス幅を有するパルス信号（Ｃ）が得られることになる。

すなわち、入力パルス（ａ）に対して一定のパルス幅Ｔ
ａが追加されたことになり、この追加されたパルス幅Ｔ
ａ分に相、当するエネルギーによって逆起電力吸収用ダ
イオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー損失分を補償でき
るのである。

第１１図には補償回路１５．１６の入出力特性、即ち入
力パルスのパルス幅と追加されるパルス幅との関係が示
されており、コンデンサＣ２の両端電圧がコンパレータ
ＣＯＭ　Ｐ　ｙの基準電圧Ｅｏまで低下し得ない程度の
入力パルスのパルス幅領域■ではパルス幅の追加はなく
、基準電圧Ｅｏ以下零レベルになるまでの領域■では追
加パルス幅が比例的に変化し、零レベルに達した以降の
領域■では追加されるパルス幅が固定幅となる。すなわ
ち、入力パルスのパルス幅が極めて小さい領域■。

■ではパルス幅の追加が無かったり、追加パルス幅が比
例的に変化するが、これは入力パルスの立上り及び立下
りが急峻ではなく実際にはなだらかであることに起因す
るものであり、その結果領域■の範囲では第９図に実線
で示す如くゲインを向上できることになる。

補償回路１５．１６としては、上記実施例の構成のもの
に限定されることなく、例えば第１２図に示すように、
入力パルスの立上りエツジに応答して一定のパルス幅Ｔ
ｂを有するパルス信号を発生するパルス発生回路２９と
、このパルス発生回路２９の出力パルスと入力パルスと
の論理和をとるＯＲゲート３０とからなる構成のもので
あっても良い。かかる構成においては、入力パルスのパ
ルス幅が上記パルス幅Ｔｂより小なるときには、常時当
該パルス幅Ｔｂを有するパルス信号がＯＲゲート３０か
ら出力されることにより、入力パルスのパルス幅が小さ
いときの逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエ
ネルギー損失分の補償が行なわれ、入力パルスのパルス
幅が上記パルス幅Ｔｂより大なるときには入力パルスに
対するパルス幅の変更は行なわれない。

なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路に適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。

ｌ１匹１１ 以上説明したように、本発明による三角波生成回路によ
れば、第１の定電流源とこの第１の定電流源の２倍の定
電流値の第２の定電流源とを設け、この第２の定電流源
のオン／オフ制御によってコンデンサ（蓄電手段）を定
電流にて充放電することにより、三角波信号を生成する
構成となっており、コンデンサの一端を基準電位点に接
続すれば良い回路構成であるので、ＩＣ化に際してコン
デンサを外付けするための端子ビンが１個で済み、ＩＣ
化する場合の端子ビンの削減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はＰＷＭ動作による負荷の駆動方向
に対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するため
の各部波形図、第４図（Ａ＞、（Ｂ）は電源電圧の変動
に対応して三角波の傾斜角及びピーク値を変化せしめる
動作を説明するための波形図、第５図はトランジスタの
ｔＯＦＦディレ一時間に起因するドライブ段のパワトラ
ンジスタの同時ＯＮ防止回路の回路動作を説明するため
の各部波形図、第６図はトランジスタのｔｏＦＦディレ
一時間について説明するための図、第７図は同時ＯＮ防
止回路の他の実施例を示すブロック図、第８図は第７図
の回路動作を説明するための各部波形図、第９図は逆起
電力吸収用ダイオードでの逆起電力によるエネルギー損
失に起因するゲインの変化を示す図、第１０図は逆起電
力吸収用ダイオードでの逆起電力によるエネルギー損失
分を補償する補償回路の回路動作を説明するための波形
図、第１１図はかかる補償回路の入出力特性を示す図、
第１２図はかかる補償回路の他の実施例を示すブロック
図、第１３図は従来のＰＷＭの動作を説明するための図
、第１４図は三角波生成回路の従来例を示す回路図であ
る。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・第１の定電流源 ２・・・・・・第２の定電流源 ３．９・・・・・・比較回路 ８・・・・・・三角波生成回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 第１の定電流源と、前記第１の定電流源と直列接続され
   かつ前記第１の定電流源の２倍の電流を吸い込む第２の
   定電流源と、前記第１及び第２の定電流源の共通接続点
   と基準電位点との間に接続された蓄電手段と、前記蓄電
   手段の出力レベルを監視する比較回路と、前記比較回路
   の出力に基づいて前記第２の定電流源を活性化する制御
   手段とを備え、前記蓄電手段の出力信号を三角波信号と
   して出力することを特徴とする三角波生成回路。