JP2681394B2 - Ｐｗｍ制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍ制御装置Info
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- JP2681394B2 JP2681394B2 JP1213667A JP21366789A JP2681394B2 JP 2681394 B2 JP2681394 B2 JP 2681394B2 JP 1213667 A JP1213667 A JP 1213667A JP 21366789 A JP21366789 A JP 21366789A JP 2681394 B2 JP2681394 B2 JP 2681394B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、スイッチング回路の出力をPWM制御するP
WM制御装置に関する。
WM制御装置に関する。
第３図は半導体集積回路を用いて構成した従来のこの
種の装置を回路図で示したもので、図において、１は発
振器、２はトリガパルス発生器であって、発振器１の出
力からトリガパルスＡを作成する。４はＲ−Ｓフリップ
フロップ、５は比較器、６は基準電位（Vref）を与える
基準電源、７は制御器、８と９はアンド回路、10は抵
抗、11〜14はスイッチング素子（NPNトランジスタ）で
あって、ブリッジ接続されて単相インバータを構成して
おり、それぞれにダイオード15〜18が逆並列接続され、
出力端子Ｂ、Ｃ間に負荷である電動機９が接続されてい
る。20はコンデンサ、21は抵抗であって、両者はフイル
ター回路を構成している。100はインバータの直流電
源、200は接地電位を示す。
種の装置を回路図で示したもので、図において、１は発
振器、２はトリガパルス発生器であって、発振器１の出
力からトリガパルスＡを作成する。４はＲ−Ｓフリップ
フロップ、５は比較器、６は基準電位（Vref）を与える
基準電源、７は制御器、８と９はアンド回路、10は抵
抗、11〜14はスイッチング素子（NPNトランジスタ）で
あって、ブリッジ接続されて単相インバータを構成して
おり、それぞれにダイオード15〜18が逆並列接続され、
出力端子Ｂ、Ｃ間に負荷である電動機９が接続されてい
る。20はコンデンサ、21は抵抗であって、両者はフイル
ター回路を構成している。100はインバータの直流電
源、200は接地電位を示す。
次に、この回路の動作を第４図の波形タイムチャート
参照して説明する。
参照して説明する。
この構成において、トリガパルス発生器２が送出する
トリガパルスＡはＲ−Ｓフリップフロップ４のセット入
力となるので、Ｒ−Ｓフリップフロップ４がセットさ
れ、そのＱ出力がＨレベルに変化する。この時、制御器
７が、アンド回路８と９へそれぞれＨレベルおよびＬレ
ベルの制御信号を送出し、トランジスタ11と13にそれぞ
れＬレベルおよびＨレベルの信号を送出していると仮定
すると、アンド回路８はトランジスタ12にＨレベルの信
号を送出し、アンド回路９はトランジスタ14にＬレベル
の信号を送出るので、トランジスタ12と13がONし、トラ
ンジスタ11と14がOFFして、直流電源100−トランジスタ
13−電動機19−トランジスタ12−抵抗10−接地電位200
を通して電流が流れる。抵抗10を流れる電流IFが増大し
て抵抗10の電圧降下が基準電位Vrefより大きくなると、
比較器５が出力し、この比較器５の出力ＤはＲ−Ｓフリ
ップフロップ４のリセット入力となるので、Ｒ−Ｓフリ
ップフロップ４のＱ出力はＬレベルに変化し、アンド回
路８の出力はＬレベルに変化し、トランジスタ12と13は
OFFする。これによって、接地電位200に流れていた電流
は急速に遮断されので、電動機19のインダクタンス成分
に蓄積されていたエネルギーによって逆起電力が発生
し、Ｂ点の電位が急速に上昇し、ダイオードを通して直
流電源100へ電流が流れ、上記エネルギーが放電され
る。このモータ電流は上記インダクタンス成分の時定数
に比例して減少し、一定時間が経過すると、トリガパル
スＡが発生するので、再度、トランジスタ12がONする。
トリガパルスＡはＲ−Ｓフリップフロップ４のセット入
力となるので、Ｒ−Ｓフリップフロップ４がセットさ
れ、そのＱ出力がＨレベルに変化する。この時、制御器
７が、アンド回路８と９へそれぞれＨレベルおよびＬレ
ベルの制御信号を送出し、トランジスタ11と13にそれぞ
れＬレベルおよびＨレベルの信号を送出していると仮定
すると、アンド回路８はトランジスタ12にＨレベルの信
号を送出し、アンド回路９はトランジスタ14にＬレベル
の信号を送出るので、トランジスタ12と13がONし、トラ
ンジスタ11と14がOFFして、直流電源100−トランジスタ
13−電動機19−トランジスタ12−抵抗10−接地電位200
を通して電流が流れる。抵抗10を流れる電流IFが増大し
て抵抗10の電圧降下が基準電位Vrefより大きくなると、
比較器５が出力し、この比較器５の出力ＤはＲ−Ｓフリ
ップフロップ４のリセット入力となるので、Ｒ−Ｓフリ
ップフロップ４のＱ出力はＬレベルに変化し、アンド回
路８の出力はＬレベルに変化し、トランジスタ12と13は
OFFする。これによって、接地電位200に流れていた電流
は急速に遮断されので、電動機19のインダクタンス成分
に蓄積されていたエネルギーによって逆起電力が発生
し、Ｂ点の電位が急速に上昇し、ダイオードを通して直
流電源100へ電流が流れ、上記エネルギーが放電され
る。このモータ電流は上記インダクタンス成分の時定数
に比例して減少し、一定時間が経過すると、トリガパル
スＡが発生するので、再度、トランジスタ12がONする。
制御器７の出力を反転すると、アンド回路８と９へは
それぞれＬレベルおよびＨレベルの制御信号が送出さ
れ、トランジスタ11と13にはそれぞれＨレベルおよＬレ
ベルの信号が送出されるので、トランジスタ11と14がON
し、電動機19には逆方向の電流が流れる。
それぞれＬレベルおよびＨレベルの制御信号が送出さ
れ、トランジスタ11と13にはそれぞれＨレベルおよＬレ
ベルの信号が送出されるので、トランジスタ11と14がON
し、電動機19には逆方向の電流が流れる。
この従来の回路構成では、トランジスタ12もしくは14
が非導通状態から導通状態に移行した瞬間に、電動機19
やダイオード15もしくは17の容量成分等によってスパイ
ク状の電流（以下、スパイク電流という）が流れてＦ点
の電位が上昇し、これが基準電位Vrefを超えた場合に
は、比較器５が反転してリセットパルスを発生し、トラ
ンジスタ12もしくは14が誤動作することになる。
が非導通状態から導通状態に移行した瞬間に、電動機19
やダイオード15もしくは17の容量成分等によってスパイ
ク状の電流（以下、スパイク電流という）が流れてＦ点
の電位が上昇し、これが基準電位Vrefを超えた場合に
は、比較器５が反転してリセットパルスを発生し、トラ
ンジスタ12もしくは14が誤動作することになる。
これを防止するために、上記従来のものでは、コンデ
ンサ20と抵抗21からなるちフイルター回路を設けている
が、これらは外付け部品となるので、その分、半導体集
積回路の端子数が増え、装置のコンパクト化の支障とな
る上、価格上昇をもたらす。
ンサ20と抵抗21からなるちフイルター回路を設けている
が、これらは外付け部品となるので、その分、半導体集
積回路の端子数が増え、装置のコンパクト化の支障とな
る上、価格上昇をもたらす。
この発明は上記問題を解消するためになされたもの
で、フィルター回路を設けることなくスパイクノイズに
よる誤動作を防止することができるPWM制御装置を提供
することを目的とする。
で、フィルター回路を設けることなくスパイクノイズに
よる誤動作を防止することができるPWM制御装置を提供
することを目的とする。
この発明は上記目的を達成するため、フリップフロッ
プのリセット入力を与える比較器の出力を、トリガパル
スの反転信号を入力されるアンド回路を通して上記フリ
ップフロップのリセット入力としたものである。
プのリセット入力を与える比較器の出力を、トリガパル
スの反転信号を入力されるアンド回路を通して上記フリ
ップフロップのリセット入力としたものである。
この発明では、スパイクノイスが発生する時に、トリ
ガパルスの反転信号で、該スパイクノイズがマスクさ
れ、フリップフロップには達しない。
ガパルスの反転信号で、該スパイクノイズがマスクさ
れ、フリップフロップには達しない。
以下、この発明の１実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第１図において、３はアンド回路であって、一方入力
には、トリガパルスＡの反転信号が与えられ、他方入力
に、比較器５の出力Ｄが入力される。他の構成は、第３
図のコンデンサ20と抵抗21からなるフイルター回路を有
しない点を除いて、第３図の構成と同じである。
には、トリガパルスＡの反転信号が与えられ、他方入力
に、比較器５の出力Ｄが入力される。他の構成は、第３
図のコンデンサ20と抵抗21からなるフイルター回路を有
しない点を除いて、第３図の構成と同じである。
次に、この実施例の動作を第２図の波形タイムチャー
トを参照して説明する。
トを参照して説明する。
前記したように、トランジスタ12もしくは14が非導通
状態から導通状態に移行した場合、電動機19やダイオー
ド15もしくは17の容量成分等によってスパイク状の電流
（以下、スパイク電流という）が流れてＦ点の電位が上
昇し、このひげ状のスパイク電圧Vspikが基準電位Vref
を超える場合には、比較器５が反転してパルスを発生す
ることになるが、この時、アンド回路３にはトリガパル
スＡの反転信号（Ｌレベル）が入力されるので、アンド
回路３の出力はＬレベルにあり、Ｒ−Ｓフリップフロッ
プ４のリセットは起こらない。
状態から導通状態に移行した場合、電動機19やダイオー
ド15もしくは17の容量成分等によってスパイク状の電流
（以下、スパイク電流という）が流れてＦ点の電位が上
昇し、このひげ状のスパイク電圧Vspikが基準電位Vref
を超える場合には、比較器５が反転してパルスを発生す
ることになるが、この時、アンド回路３にはトリガパル
スＡの反転信号（Ｌレベル）が入力されるので、アンド
回路３の出力はＬレベルにあり、Ｒ−Ｓフリップフロッ
プ４のリセットは起こらない。
例えば、トランジスタ12と13がONし、トランジスタ11
と14がOFFした場合、直流電源100−トランジスタ13−電
動機19−トランジスタ12−抵抗10−接地電位200を通し
て電流が流れるのは従来通りであり、抵抗10を流れる電
流IFが増大して抵抗10の電圧降下が基準電圧Vrefより大
きくなると、比較器５が出力する。この時、アンド回路
３の一方入力はＨレベルにあるので、アンド回路３はＨ
レベルの信号をＲ−Ｓフリップフロップ４のリセット入
力に与え、Ｒ−Ｓフリップフロップ４のＱ出力はＬレベ
ルに変化し、アンド回路８の出力はＬレベルに変化し、
トランジスタ12と13はOFFする。
と14がOFFした場合、直流電源100−トランジスタ13−電
動機19−トランジスタ12−抵抗10−接地電位200を通し
て電流が流れるのは従来通りであり、抵抗10を流れる電
流IFが増大して抵抗10の電圧降下が基準電圧Vrefより大
きくなると、比較器５が出力する。この時、アンド回路
３の一方入力はＨレベルにあるので、アンド回路３はＨ
レベルの信号をＲ−Ｓフリップフロップ４のリセット入
力に与え、Ｒ−Ｓフリップフロップ４のＱ出力はＬレベ
ルに変化し、アンド回路８の出力はＬレベルに変化し、
トランジスタ12と13はOFFする。
この発明は以上説明した通り、トリガパルスの反転信
号で、スパイクノイズをマスクする構成であるので、従
来の外付けのフイルタ回路は不要となり、従来に比し、
コンパクトに、安価にすることができる。
号で、スパイクノイズをマスクする構成であるので、従
来の外付けのフイルタ回路は不要となり、従来に比し、
コンパクトに、安価にすることができる。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は上記
実施例の各部波形図、第３図は従来のPWM制御装置の回
路図、第４図は上記従来装置の各部波形図である。 図において、２……トリガパルス発生器、３……アンド
回路、４……フリップフロップ、５……比較器、６……
基準電源、７……制御回路,8、９……アンド回路、10…
…抵抗、11〜14……トランジスタ、19……電動機。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
実施例の各部波形図、第３図は従来のPWM制御装置の回
路図、第４図は上記従来装置の各部波形図である。 図において、２……トリガパルス発生器、３……アンド
回路、４……フリップフロップ、５……比較器、６……
基準電源、７……制御回路,8、９……アンド回路、10…
…抵抗、11〜14……トランジスタ、19……電動機。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】所定時間間隔でトリガパルスを発生する発
振回路、上記トリガパスルでセットされるフリップフロ
ップ、このフリップフロップの出力に同期してスイッチ
ング回路の出力を制御する制御回路、上記スイッチング
回路の入力もしくは出力電流を電圧変換して検出する検
出回路、この検出回路の出力を基準電圧と比較する比較
器、この比較器の出力を上記フリップフロップのリセッ
ト入力とし、上記スイッチング回路はスイッチング素子
をブリッジ接続しななるPWM制御装置において、上記比
較器の出力は、上記トリガパルスの反転信号を入力され
るアンド回路を通して上記フリップフロップのリセット
入力とすることを特徴とするPWM制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1213667A JP2681394B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | Ｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1213667A JP2681394B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | Ｐｗｍ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0378493A JPH0378493A (ja) | 1991-04-03 |
| JP2681394B2 true JP2681394B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=16642967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1213667A Expired - Lifetime JP2681394B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | Ｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2681394B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5296792A (en) * | 1993-01-19 | 1994-03-22 | Tektronix, Inc. | Bidirectional chopper transconductance amplifier |
| JP2006197670A (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-27 | Alps Electric Co Ltd | モータ駆動制御装置 |
-
1989
- 1989-08-19 JP JP1213667A patent/JP2681394B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0378493A (ja) | 1991-04-03 |
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