JPS626527A - Ｐｗｍ駆動回路 - Google Patents
Ｐｗｍ駆動回路Info
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- JPS626527A JPS626527A JP60145079A JP14507985A JPS626527A JP S626527 A JPS626527 A JP S626527A JP 60145079 A JP60145079 A JP 60145079A JP 14507985 A JP14507985 A JP 14507985A JP S626527 A JPS626527 A JP S626527A
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- drive
- transistors
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- power supply
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
声丘力１
本発明は、ＰＷＭ （パルス幅変調）駆動回路に関し、
特に駆ｖＪ信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス
信号を生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッ
チング駆動するＰＷＭ駆動回路に関する。
特に駆ｖＪ信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス
信号を生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッ
チング駆動するＰＷＭ駆動回路に関する。
背景技術
モータ等の負荷を駆動する１方式として、ＰＷＭ双方向
スイッチング駆動方式が知られている。
スイッチング駆動方式が知られている。
当該駆動方式は、損失が少なくかつ消費電力を低減でき
るという優れた特徴を有しており、特にバッテリを電源
とする車載用機器や携帯用機器等におけるモータ等の負
荷の駆動に有効である。
るという優れた特徴を有しており、特にバッテリを電源
とする車載用機器や携帯用機器等におけるモータ等の負
荷の駆動に有効である。
かかるＰＷＭ双方向スイッチング駆動回路におけるパワ
ードライブ段は、一般に、負荷と共に電源とアース間に
直列接続され各々作動状態となることにより負荷に正方
向の駆動電流を供給する第１の一対のトランジスタと、
負荷と共に電源とア−−ス間に直列接続され各々作動状
態となることにより負荷に逆方向の駆動電流を供給する
第２の一対のトランジスタとによって構成される。
ードライブ段は、一般に、負荷と共に電源とアース間に
直列接続され各々作動状態となることにより負荷に正方
向の駆動電流を供給する第１の一対のトランジスタと、
負荷と共に電源とア−−ス間に直列接続され各々作動状
態となることにより負荷に逆方向の駆動電流を供給する
第２の一対のトランジスタとによって構成される。
ところで、このパワードライブ段のＩＣ（集積回路）化
を考えた場合、現在のＩＣ化技術では、電源側の２つの
トランジスタを大型のＰＮＰ形１〜ランジスタとして構
成することは困難であり、必然的にＮＰＮ形トランジス
タで構成せざるを得ないのが現状である。
を考えた場合、現在のＩＣ化技術では、電源側の２つの
トランジスタを大型のＰＮＰ形１〜ランジスタとして構
成することは困難であり、必然的にＮＰＮ形トランジス
タで構成せざるを得ないのが現状である。
電源側の２つのトランジスタをＮＰＮ形トランジスタで
構成した場合のパワードライブ段の回路構成を第４図に
示す。本図において、電源Ｖｃｃとアースとの間に第１
の一対のＮＰＮ形トランジスタＱ２０．Ｑ２＋が負荷で
ある例えばモータＭと直列接続され、同様に第２の一対
のＮＰＮ形トランジスタＱ２２．Ｑ２３がモータＭと直
列接続されている。
構成した場合のパワードライブ段の回路構成を第４図に
示す。本図において、電源Ｖｃｃとアースとの間に第１
の一対のＮＰＮ形トランジスタＱ２０．Ｑ２＋が負荷で
ある例えばモータＭと直列接続され、同様に第２の一対
のＮＰＮ形トランジスタＱ２２．Ｑ２３がモータＭと直
列接続されている。
更に、電源側のトランジスタＱに、Ｑηを駆動するため
にＰＮＰ形トランジスタＱ２４．Ｑ２５が設【プられて
いる。そして、正方向駆動パルスをインバータ２０を介
してトランジスタＱ ２４に供給すると共にトランジス
タＱ２＋にも供給することにより、トランジスタＱに、
Ｑ２１が共にＯＮ状態となり、モータＭには図に実線の
矢印方向の駆動電流が流れ、モータＭを正方向に駆動で
きるのである。一方、逆方向駆動パルスをインバータ２
１を介してトランジスタＱδに供給すると共にトランジ
スタＱ２３にも供給することにより、トランジスタＱ２
２゜Ｑ２３が共にＯＮ状態となり、モータＭには図に破
線の矢印方向の駆動電流が流れ、モータＭを逆方向に駆
ｌＩＪできるのである。モータＭの両端と電源Ｖｃｃと
の間には逆起電力吸収のためのダイオードＤ＋ｅ、Ｄ＋
＋が接続されている。
にＰＮＰ形トランジスタＱ２４．Ｑ２５が設【プられて
いる。そして、正方向駆動パルスをインバータ２０を介
してトランジスタＱ ２４に供給すると共にトランジス
タＱ２＋にも供給することにより、トランジスタＱに、
Ｑ２１が共にＯＮ状態となり、モータＭには図に実線の
矢印方向の駆動電流が流れ、モータＭを正方向に駆動で
きるのである。一方、逆方向駆動パルスをインバータ２
１を介してトランジスタＱδに供給すると共にトランジ
スタＱ２３にも供給することにより、トランジスタＱ２
２゜Ｑ２３が共にＯＮ状態となり、モータＭには図に破
線の矢印方向の駆動電流が流れ、モータＭを逆方向に駆
ｌＩＪできるのである。モータＭの両端と電源Ｖｃｃと
の間には逆起電力吸収のためのダイオードＤ＋ｅ、Ｄ＋
＋が接続されている。
ところで、モータＭは電気的には抵抗成分とコイル成分
からなり、［−タＭに流れる駆動電流は抵抗で駆動エネ
ルギーとして消費されると共に、コイルにエネルギーと
して蓄えられることになる。
からなり、［−タＭに流れる駆動電流は抵抗で駆動エネ
ルギーとして消費されると共に、コイルにエネルギーと
して蓄えられることになる。
そして、コイルに蓄えられたエネルギーは駆動パルスの
消滅時に逆起電力としてダイオードＤ ＩＧ又はＤ ｕ
で形成される閉ループを流れ、再び抵抗で駆動エネルギ
ーとして消費されることになる。従って、理論的には、
回路中で発生するエネルギーは全て駆動エネルギーとし
て消費され、人出力の関係は第５図に一点鎖線で示す如
く比例関係となるのであるが、実際には、ダイオードＤ
１０又はＤｌｌでのエネルギーの損失があるので、第
５図に破線で示す如き入出力関係となる。その結果、第
６図に示すように、小入力時、即ち駆動パルスのパルス
幅が小さい時のゲインが理論値（破線）に対して低下す
ることになる。
消滅時に逆起電力としてダイオードＤ ＩＧ又はＤ ｕ
で形成される閉ループを流れ、再び抵抗で駆動エネルギ
ーとして消費されることになる。従って、理論的には、
回路中で発生するエネルギーは全て駆動エネルギーとし
て消費され、人出力の関係は第５図に一点鎖線で示す如
く比例関係となるのであるが、実際には、ダイオードＤ
１０又はＤｌｌでのエネルギーの損失があるので、第
５図に破線で示す如き入出力関係となる。その結果、第
６図に示すように、小入力時、即ち駆動パルスのパルス
幅が小さい時のゲインが理論値（破線）に対して低下す
ることになる。
ここで、逆起電力吸収用ダイオードでのエネルギー損失
がどの程度になるかを解析する。第７図はスイッチング
駆動回路の等価回路図であり、第８図には駆動パルス（
ａ＞に対する応答波形が示されている。第８図において
、逆起電力吸収用ダイオードでのエネルギー損失が無い
と仮定した場合の放電曲線は実線■に示す如くとなるの
あるが、実際には実線■で示す如きエネルー１！−損失
があるので、破線■で示す如き放電曲線となる。そして
、斜線領域ＷＡが実際の抵抗Ｒでの消費エネルギー、斜
線領域Ｗｅが逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネル
ギー、これらを合わせたエネルギー（ＷＡ＋ＷＢ＞が理
論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷｏであり、ＷＡ／Ｗ
Ｏが効率ηとなる。
がどの程度になるかを解析する。第７図はスイッチング
駆動回路の等価回路図であり、第８図には駆動パルス（
ａ＞に対する応答波形が示されている。第８図において
、逆起電力吸収用ダイオードでのエネルギー損失が無い
と仮定した場合の放電曲線は実線■に示す如くとなるの
あるが、実際には実線■で示す如きエネルー１！−損失
があるので、破線■で示す如き放電曲線となる。そして
、斜線領域ＷＡが実際の抵抗Ｒでの消費エネルギー、斜
線領域Ｗｅが逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネル
ギー、これらを合わせたエネルギー（ＷＡ＋ＷＢ＞が理
論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷｏであり、ＷＡ／Ｗ
Ｏが効率ηとなる。
今、放電電流をと（ｔ）、ピーク電流をＩＬ（定数）と
し、ダイオードでのエネルギー損失が無いものとした場
合、理論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷｏ（＝ＷＡ−
１ＷＢ）を求めると、ｉ （ｔ） ＝Ｉｃ、、。−１ａ
−ｔＴ：あ。から、 ＝ Ｌ−Ｉし ・・・・・・（１）一
方、電流■が、（＝０なる時間をＴ ｚ ｓ破線■にお
けるピーク電流をｔρ、ダイオードでの逆起電力による
ビーク°電流をＩｏ （定数）とし、実際の抵抗Ｒでの
消費エネルギーＷＡを求めると、−Ｉｏ） ・Ｒｄｔ ＋Ｉｏ−Ｔｚ） ・・・（２） ここで、Ｔ ｚを求めるに、 ｊｐ＝（Ｉｃ＋Ｉｏ）ｅ−そＴ ｚ １ 。
し、ダイオードでのエネルギー損失が無いものとした場
合、理論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷｏ（＝ＷＡ−
１ＷＢ）を求めると、ｉ （ｔ） ＝Ｉｃ、、。−１ａ
−ｔＴ：あ。から、 ＝ Ｌ−Ｉし ・・・・・・（１）一
方、電流■が、（＝０なる時間をＴ ｚ ｓ破線■にお
けるピーク電流をｔρ、ダイオードでの逆起電力による
ビーク°電流をＩｏ （定数）とし、実際の抵抗Ｒでの
消費エネルギーＷＡを求めると、−Ｉｏ） ・Ｒｄｔ ＋Ｉｏ−Ｔｚ） ・・・（２） ここで、Ｔ ｚを求めるに、 ｊｐ＝（Ｉｃ＋Ｉｏ）ｅ−そＴ ｚ １ 。
であり、１ｐ＝ｏなるＴｚは、
（ＩＬ＋ｒｏ）ｅ−ｔＴ ｚ ＝ １ 。
−Ｌ Ｔｚ＝Ｊｎ （Ｉｏ／Ｉし＋Ｉｏ）、’、Ｔｚ＝
−ｊｎ （Ｉｏ／ｌＬ＋１ｏ）−（３）（３）式を（２
）式に代入すると、 ＷＡ＝土Ｌ ｌ２Ｌ−Ｌ ＩＬ ＩＤ ＋ Ｉｏ Ｒｏ
Ｔｚ＝工しＩ”Ｌ−ＬＩＬＩＤ −ＬｌｏＮｎ （ＩＣ／ＩＬ＋Ｉ＋））・・・・・・
（４） 続いて、逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネルギー
Ｗｅを求めると、 ＷＢ＝Ｗｏ −ＷＡ ＝ＬＩＬＩ。
−ｊｎ （Ｉｏ／ｌＬ＋１ｏ）−（３）（３）式を（２
）式に代入すると、 ＷＡ＝土Ｌ ｌ２Ｌ−Ｌ ＩＬ ＩＤ ＋ Ｉｏ Ｒｏ
Ｔｚ＝工しＩ”Ｌ−ＬＩＬＩＤ −ＬｌｏＮｎ （ＩＣ／ＩＬ＋Ｉ＋））・・・・・・
（４） 続いて、逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネルギー
Ｗｅを求めると、 ＷＢ＝Ｗｏ −ＷＡ ＝ＬＩＬＩ。
＋ＬＩｏｊｌｎ （ＩＤ／ＩＬ＋ＩＤ）・・・・−・
（５） 次に、効率ηを求めると、 η−ＷＡ／ＷＯ ・・・・・・ （６） 逆起電力吸収用ダイオードの数をｎ、当該ダイオードの
電圧降下分をＶＦとすると、 １ｏ＝ｎＶＦ／Ｒ −二Ｔ。
（５） 次に、効率ηを求めると、 η−ＷＡ／ＷＯ ・・・・・・ （６） 逆起電力吸収用ダイオードの数をｎ、当該ダイオードの
電圧降下分をＶＦとすると、 １ｏ＝ｎＶＦ／Ｒ −二Ｔ。
又ＩＬ＝Ｅ／Ｒ（１−ｅ Ｌ ）これらを（６）
式に代入すると、ダイオードをｎ個付けた場合の効率η
は、 ｎ＝１−や渋（１＋＃−ｆＪｎ＆）・・・（７）となる
。
式に代入すると、ダイオードをｎ個付けた場合の効率η
は、 ｎ＝１−や渋（１＋＃−ｆＪｎ＆）・・・（７）となる
。
ここで、例えば、Ｒ＝１０Ω、Ｅ＝１４．４Ｖ、Ｌ＝７
０μＨ，Ｔｏ ＝２μｓｅｃ （２０μｓｅｃ Ｘ１
０％）、ｎ＝２、ＶＦ＝０．７Ｖとすると、効率ηは η−０．６０６ 、’、６０．６％となる。
０μＨ，Ｔｏ ＝２μｓｅｃ （２０μｓｅｃ Ｘ１
０％）、ｎ＝２、ＶＦ＝０．７Ｖとすると、効率ηは η−０．６０６ 、’、６０．６％となる。
なお、上記条件下でｎ＝１のときには、７４゜７％の効
率が得られることになる。従って、ダイオードの数が少
ない方が効率が高いことがわかる。
率が得られることになる。従って、ダイオードの数が少
ない方が効率が高いことがわかる。
再び第４図において、電源側トランジスタＱ２８゜Ｑ２
２及びアース側トランジスタＱ２＋、Ｑ２３は共にパル
ス信号によるいわゆるデユーティコントロールとなって
おり、又電源側トランジスタ０２０．Ｑηはその前段に
駆動トランジスタＱ２４．Ｑ２５が設けられていること
により、アース側トランジスタＱ２＋、Ｑ２３に比して
ＯＦＦ状態に移行するのが遅れることになる。例えば正
方向駆動時において、トランジスタＱ２＋が先にＯＦＦ
状態となることにより、モータＭのコイルに蓄えられた
エネルギーは逆起電力としてダイオードＤ １０で形成
される閉ループを流れ、モータＭの抵抗で駆動エネルギ
ーとして消費されることになる。
２及びアース側トランジスタＱ２＋、Ｑ２３は共にパル
ス信号によるいわゆるデユーティコントロールとなって
おり、又電源側トランジスタ０２０．Ｑηはその前段に
駆動トランジスタＱ２４．Ｑ２５が設けられていること
により、アース側トランジスタＱ２＋、Ｑ２３に比して
ＯＦＦ状態に移行するのが遅れることになる。例えば正
方向駆動時において、トランジスタＱ２＋が先にＯＦＦ
状態となることにより、モータＭのコイルに蓄えられた
エネルギーは逆起電力としてダイオードＤ １０で形成
される閉ループを流れ、モータＭの抵抗で駆動エネルギ
ーとして消費されることになる。
しかしながら、この閉ループにおいては、ダイオードＤ
＋ｏの電圧降下分及びトランジスタ０２０のベース・
エミッタ電圧が先述した（７）式におけるＶＦとなり、
ダイオードを２個付けた場合に相当するので、逆起電力
によるエネルギー損失が大きく、効率ηは約６０．６％
になってしまうことになる。
＋ｏの電圧降下分及びトランジスタ０２０のベース・
エミッタ電圧が先述した（７）式におけるＶＦとなり、
ダイオードを２個付けた場合に相当するので、逆起電力
によるエネルギー損失が大きく、効率ηは約６０．６％
になってしまうことになる。
ＲＪＪυ１里
本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、逆起電力
吸収用ダイオードでのエネルギー損失を低減することに
より、負荷の駆動効率の向上を可能としたＰＷＭ駆動回
路を提供することを目的とする。
吸収用ダイオードでのエネルギー損失を低減することに
より、負荷の駆動効率の向上を可能としたＰＷＭ駆動回
路を提供することを目的とする。
本発明によるＰＷＭ駆動回路は、電源側にＮＰＮ形トラ
ンジスタを用いたパワードライブ段において、負荷の両
端とアースとの間に逆起電力吸収用一方向性素子を接続
し、電源側のトランジスタをパルス信号によって駆動し
、アース側のトランジスタを負荷の駆動方向を示す信号
によって駆動する構成となっている。
ンジスタを用いたパワードライブ段において、負荷の両
端とアースとの間に逆起電力吸収用一方向性素子を接続
し、電源側のトランジスタをパルス信号によって駆動し
、アース側のトランジスタを負荷の駆動方向を示す信号
によって駆動する構成となっている。
実 施 例
以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。
第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタＱ
＋ 、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流源２は、互いに並列接続され
たトランジスタＱ３ 、 Ｑ４と、これらトランジスタ
’Ｑ３．Ｑ４ と抵抗Ｒ３を介してベースが共通接続さ
れたトランジスタＱ５及び各トランジスタのエミッタ抵
抗Ｒａ 、 Ｒｓからなる電流ミラー回路によって構成
されており、第１の定電流源１の定電流値Ｉｏの２倍の
電流値２１ｏを吸い込むようになっている。第１及び第
２の定電流１１．２の共通接続点、即ちトランジスタＱ
２及びトランジスタＱ３．Ｑａのコレクタ共通接続点と
基準電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコ
ンデンサＣ＋が接続されている。
＋ 、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流源２は、互いに並列接続され
たトランジスタＱ３ 、 Ｑ４と、これらトランジスタ
’Ｑ３．Ｑ４ と抵抗Ｒ３を介してベースが共通接続さ
れたトランジスタＱ５及び各トランジスタのエミッタ抵
抗Ｒａ 、 Ｒｓからなる電流ミラー回路によって構成
されており、第１の定電流源１の定電流値Ｉｏの２倍の
電流値２１ｏを吸い込むようになっている。第１及び第
２の定電流１１．２の共通接続点、即ちトランジスタＱ
２及びトランジスタＱ３．Ｑａのコレクタ共通接続点と
基準電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコ
ンデンサＣ＋が接続されている。
コンデンサＣ１の両端電圧は、コンパレータＣＯＭ Ｐ
＋ 、 ＣＯＭ Ｐ ２からなり当該電圧レベルを監
視する比較回路３の比較人力、即ちコンパレータＣＯＭ
Ｐ ＋ 、 ＣＯＭ Ｐ ２の各反転入力となる。
＋ 、 ＣＯＭ Ｐ ２からなり当該電圧レベルを監
視する比較回路３の比較人力、即ちコンパレータＣＯＭ
Ｐ ＋ 、 ＣＯＭ Ｐ ２の各反転入力となる。
比較回路３の上限及び下限の比較基準レベルＶｕ及びＶ
Ｌは、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ８によ
る基準電源電圧Ｖｒｅｒの分圧によって設定されている
。抵抗Ｒ５〜Ｒ８は更に、基準電源電圧Ｖ ｒｅｆを略
１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ
＋を介して１／２Ｖｒｅｆとする。比較回路３の２つの
比較出力、即ちコンパレータＣＯＭ Ｐ Ｉ、 Ｇ Ｏ
Ｍ Ｐ ２の各出ノｊはＲ８−フリップ７０ツブ４のセ
ット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリップフ
ロップ（以下単にＦＦの記す）４のｄ出力は、トランジ
スタＱ６及び抵抗Ｒ９，ＲＩＤからなり第２の定電流源
２の活性化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給さ
れる。この制御回路５は、トランジスタＱ６がＦＦ４の
ｄ出力に応答してオン状態となってトランジスタＱ３
、Ｑ４をオフ状態とすることにより、第２の定電流ｉｔ
！２を非活性化状態とする。
Ｌは、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ８によ
る基準電源電圧Ｖｒｅｒの分圧によって設定されている
。抵抗Ｒ５〜Ｒ８は更に、基準電源電圧Ｖ ｒｅｆを略
１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ
＋を介して１／２Ｖｒｅｆとする。比較回路３の２つの
比較出力、即ちコンパレータＣＯＭ Ｐ Ｉ、 Ｇ Ｏ
Ｍ Ｐ ２の各出ノｊはＲ８−フリップ７０ツブ４のセ
ット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリップフ
ロップ（以下単にＦＦの記す）４のｄ出力は、トランジ
スタＱ６及び抵抗Ｒ９，ＲＩＤからなり第２の定電流源
２の活性化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給さ
れる。この制御回路５は、トランジスタＱ６がＦＦ４の
ｄ出力に応答してオン状態となってトランジスタＱ３
、Ｑ４をオフ状態とすることにより、第２の定電流ｉｔ
！２を非活性化状態とする。
第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧
は電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転入力と
なっている。オペアンプＯＰ２は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に
よる基準電ｉ電圧Ｖ ｒｅｆの分圧によって比較基準レ
ベルが設定されており、その比較出力によって第１及び
第２の定電流源１．２の定電流値を設定する電流値設定
回路６を構成している。
は電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転入力と
なっている。オペアンプＯＰ２は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に
よる基準電ｉ電圧Ｖ ｒｅｆの分圧によって比較基準レ
ベルが設定されており、その比較出力によって第１及び
第２の定電流源１．２の定電流値を設定する電流値設定
回路６を構成している。
コンデンサＣ１の両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペ
アンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａになると
共に、オペアンプＯＰ４及び抵抗Ｒ１３，ＲＩ４からな
るインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信号φ
ａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三
角波信号φａ、φｂには、１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆの直
流バイアスが与えられる。
アンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａになると
共に、オペアンプＯＰ４及び抵抗Ｒ１３，ＲＩ４からな
るインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信号φ
ａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三
角波信号φａ、φｂには、１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆの直
流バイアスが与えられる。
以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。
２相の三角波信号φａ、φｂはコンパレータＣＯＭ Ｐ
３ 、 ＣＯＭ Ｐ ４からなる比較回路９の上限及
び下限の比較基準入力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３
、Ｃ０ＭＰａの各反転入力となる。比較回路９の比較入
力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３ 。
３ 、 ＣＯＭ Ｐ ４からなる比較回路９の上限及
び下限の比較基準入力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３
、Ｃ０ＭＰａの各反転入力となる。比較回路９の比較入
力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３ 。
ＣＯＭ Ｐ ４の各非反転入力として負荷である例えば
モータＭの駆動信号が抵抗Ｒ＋ｓを介して供給される。
モータＭの駆動信号が抵抗Ｒ＋ｓを介して供給される。
コンパレータＣＯＭ Ｐ ３ 、 ＣＯＭ Ｒ４の各非
反転入力端には抵抗Ｒ１６（ＲＩＳ ＝Ｒ１６）を介し
て基準電源電圧Ｖ ｒｅｆが印加されており、抵抗ＲＩ
Ｓ、Ｒ１６の各抵抗値が等しく設定されていることで、
駆動信号は比較回路９の比較入力となる時点で１ ／
２ Ｖ ｒｅｆにバイアスされることになる。すなわち
、駆動信号の信号基準レベルが１／２Ｖｒｅｆとなる。
反転入力端には抵抗Ｒ１６（ＲＩＳ ＝Ｒ１６）を介し
て基準電源電圧Ｖ ｒｅｆが印加されており、抵抗ＲＩ
Ｓ、Ｒ１６の各抵抗値が等しく設定されていることで、
駆動信号は比較回路９の比較入力となる時点で１ ／
２ Ｖ ｒｅｆにバイアスされることになる。すなわち
、駆動信号の信号基準レベルが１／２Ｖｒｅｆとなる。
これにより、三角波生成回路８の回路基準レベル、即
ち比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイア
スレベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電
圧Ｖ ｒｅｆの抵抗分圧によって設定されることになる
。従って、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号
φａ、φｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一
定に保たれることになるので、電源電圧の変動に拘らず
常に安定した回路動作が行なわれることになる。
ち比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイア
スレベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電
圧Ｖ ｒｅｆの抵抗分圧によって設定されることになる
。従って、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号
φａ、φｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一
定に保たれることになるので、電源電圧の変動に拘らず
常に安定した回路動作が行なわれることになる。
コンパレータＣＯＭ Ｐ ３の比較出力はＡＮＤゲート
１０及びＮＯＲゲート１１の各−人力となり、コンパレ
ータＣＯＭ Ｐ ４の比較出力はＡＮＤゲート１０及び
ＮＯＲゲート１１の各他人力となる。
１０及びＮＯＲゲート１１の各−人力となり、コンパレ
ータＣＯＭ Ｐ ４の比較出力はＡＮＤゲート１０及び
ＮＯＲゲート１１の各他人力となる。
これにより、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。
先述した駆動信号は抵抗Ｒ＋ｓを介してコンパレータＣ
ＯＭ Ｐ ｓの非反転入力ともなっている。コンパレー
タＣＯＭＰｓは１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆを反転入力とす
ることで、駆動信号の信号基準レベルに対する極性を判
別する極性判別手段を構成している。
ＯＭ Ｐ ｓの非反転入力ともなっている。コンパレー
タＣＯＭＰｓは１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆを反転入力とす
ることで、駆動信号の信号基準レベルに対する極性を判
別する極性判別手段を構成している。
コンパレータＣＯＭ Ｐ ｓの判別出力はＤ−ＦＦＩ２
のデータ（Ｄ）入力となる。Ｄ−ＦＦ１２は三角波生成
回路８におけるＲ８− ＦＦ４のＱ出力をトリガ（Ｔ）
入力とし、そのＱ、◇出力はＡＮＤゲート１３．１４の
各−人力となる。ＡＮＤゲート１３．１４はＡＮＤゲー
ト１０及びＮＯＲゲート１１の各出力、即ち第１及び第
２のパルス信号をそれぞれ他人力としており、Ｄ−ＦＦ
１２のＱ。
のデータ（Ｄ）入力となる。Ｄ−ＦＦ１２は三角波生成
回路８におけるＲ８− ＦＦ４のＱ出力をトリガ（Ｔ）
入力とし、そのＱ、◇出力はＡＮＤゲート１３．１４の
各−人力となる。ＡＮＤゲート１３．１４はＡＮＤゲー
ト１０及びＮＯＲゲート１１の各出力、即ち第１及び第
２のパルス信号をそれぞれ他人力としており、Ｄ−ＦＦ
１２のＱ。
Ｏ出力に基づいて第１及び第２のパルス信号のうちのい
ずれか一方のみを出力するゲート手段を構成している。
ずれか一方のみを出力するゲート手段を構成している。
ＦＦ１２のＱはモータＭの正方向駆動を示す信号となり
、Φ出力は逆方向駆動を示す信号となる。その結果、Ａ
ＮＤゲート１３から出力される第１のパルス信号は正方
向駆動パルスとなり、ＡＮＤゲート１４から出力される
第２のパルス信号は逆方向駆動パルスとなる。これら駆
動パルスはモータドライブ回路１５に供給される。
、Φ出力は逆方向駆動を示す信号となる。その結果、Ａ
ＮＤゲート１３から出力される第１のパルス信号は正方
向駆動パルスとなり、ＡＮＤゲート１４から出力される
第２のパルス信号は逆方向駆動パルスとなる。これら駆
動パルスはモータドライブ回路１５に供給される。
モータドライブ回路１５において、電源Ｖｃｃとアース
との間に第１の一対のＮＰＮ形トランジスタＱｙ 、Ｑ
ａが負荷である例えばモータＭと直列接続され、同様に
第２の一対のＮＰＮ形トランジスタＱ９．Ｑ＋ｏがモー
タＭと直列接続されている。
との間に第１の一対のＮＰＮ形トランジスタＱｙ 、Ｑ
ａが負荷である例えばモータＭと直列接続され、同様に
第２の一対のＮＰＮ形トランジスタＱ９．Ｑ＋ｏがモー
タＭと直列接続されている。
電源側のトランジスタＱ７は抵抗Ｒ１７〜Ｒ＋ｓ及びＰ
ＮＰ形トランジスタＱ＋＋からなるプリドライブ段によ
って駆動される。このプリドライブ段にはインバータ１
６を介してＡＮＤゲート１３からの正方向駆動パルスが
供給される。このとき、抵抗Ｒ２Ｇ、Ｒ２１及びトラン
ジスタＱ１２からなるプリドライブ段にはインバータ１
７を介してＤ−ＦＦ１２の０出力が供給される。同様に
、電源側のトランジスタＱ９は抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４及び
ＰＮＰ形トランジスタＱ １３からなるプリドライブ段
によって駆動される。このプリドライブ段にはインバー
タ１８を介してＡＮＤゲート１４からの正方向駆動パル
スが供給される。このとき、抵抗Ｒ２５，Ｒ２１＋及び
トランジスタＱ １４からなるプリドライブ段にはイン
バータ１９を介してＤ−ＦＦ１２のＱ出力が供給される
。モータＭの両端とアースとの間には、一方向性素子で
ある例えばショットキーダイオードＤ＋ 、Ｄ２が図示
の極性で接続されている。
ＮＰ形トランジスタＱ＋＋からなるプリドライブ段によ
って駆動される。このプリドライブ段にはインバータ１
６を介してＡＮＤゲート１３からの正方向駆動パルスが
供給される。このとき、抵抗Ｒ２Ｇ、Ｒ２１及びトラン
ジスタＱ１２からなるプリドライブ段にはインバータ１
７を介してＤ−ＦＦ１２の０出力が供給される。同様に
、電源側のトランジスタＱ９は抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４及び
ＰＮＰ形トランジスタＱ １３からなるプリドライブ段
によって駆動される。このプリドライブ段にはインバー
タ１８を介してＡＮＤゲート１４からの正方向駆動パル
スが供給される。このとき、抵抗Ｒ２５，Ｒ２１＋及び
トランジスタＱ １４からなるプリドライブ段にはイン
バータ１９を介してＤ−ＦＦ１２のＱ出力が供給される
。モータＭの両端とアースとの間には、一方向性素子で
ある例えばショットキーダイオードＤ＋ 、Ｄ２が図示
の極性で接続されている。
すなわち、かかる構成のモータドライブ回路１５におい
ては、電源側のトランジスタＱ７ 、 Ｑ９はＡＮＤゲ
ート１３．１４からの駆動パルスによりデユーティコン
トロールされ、アース側のトランジスタＱｓ、Ｑ＋ａは
Ｄ−ＦＦ１２の０．０出力、即ち駆動信号の信号基準レ
ベルに対する極性判別情報により駆動されることになる
。従って、アース側のトランジスタＱ８．ＱＩＯは対応
する駆動方向への駆動時には常時ＯＮ状態を維持するこ
とになり、電源側のトランジスタＱｙ 、Ｑ９のみが駆
動パルスに応じて０Ｎ１０ＦＦ動作を繰り返すことにな
る。
ては、電源側のトランジスタＱ７ 、 Ｑ９はＡＮＤゲ
ート１３．１４からの駆動パルスによりデユーティコン
トロールされ、アース側のトランジスタＱｓ、Ｑ＋ａは
Ｄ−ＦＦ１２の０．０出力、即ち駆動信号の信号基準レ
ベルに対する極性判別情報により駆動されることになる
。従って、アース側のトランジスタＱ８．ＱＩＯは対応
する駆動方向への駆動時には常時ＯＮ状態を維持するこ
とになり、電源側のトランジスタＱｙ 、Ｑ９のみが駆
動パルスに応じて０Ｎ１０ＦＦ動作を繰り返すことにな
る。
次に、本発明によるＰＷＭ駆動回路の回路動作について
説明する。
説明する。
まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとぎ、即ちトランジ
スタＱ６のオンによりトランジスタＱ３．Ｑ４がオフ状
態にあるとき、コンデンサＣ＋は第１の定電流源１から
供給される定電流により、第２図（ａ）に示すように、
一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサＣＩの両
端電圧が比較回路３の上限基準レベルＶｕに達するとコ
ンパレータＣＯＭＰ＋が低レベルのパルス（ｂ）を発生
し、このパルス（ｂ）に応答してＲ３−ＦＦ４の０出力
（ｄ）が低レベルに遷移する。
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとぎ、即ちトランジ
スタＱ６のオンによりトランジスタＱ３．Ｑ４がオフ状
態にあるとき、コンデンサＣ＋は第１の定電流源１から
供給される定電流により、第２図（ａ）に示すように、
一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサＣＩの両
端電圧が比較回路３の上限基準レベルＶｕに達するとコ
ンパレータＣＯＭＰ＋が低レベルのパルス（ｂ）を発生
し、このパルス（ｂ）に応答してＲ３−ＦＦ４の０出力
（ｄ）が低レベルに遷移する。
これにより、トランジスタＱ６がオフ状態となるので、
第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジスタＱ３
、Ｑ４がオン状態となり、第１の定電流源１の定電流
の２倍の電流の吸い込みを行なう。
第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジスタＱ３
、Ｑ４がオン状態となり、第１の定電流源１の定電流
の２倍の電流の吸い込みを行なう。
その結果、それまで充電状態にあったコンデンサＣ１は
放電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ１の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
Ｌに達するとコンパレータＣＯＭ Ｐ ２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４のＯ出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。
放電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ１の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
Ｌに達するとコンパレータＣＯＭ Ｐ ２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４のＯ出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。
このように、第１及び第２の定電流源１，２による定電
流にてコンデンサＣ１の充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣ＋の両端電圧は、第２図（ａ）に
実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３を
介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イン
バータ７で位相反転されることにより、第２図（ａ）に
破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等
しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力され
ることになる。この２相の三角波信号φａ。
流にてコンデンサＣ１の充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣ＋の両端電圧は、第２図（ａ）に
実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３を
介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イン
バータ７で位相反転されることにより、第２図（ａ）に
破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等
しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力され
ることになる。この２相の三角波信号φａ。
φｂは比較回路９の基準入力となる。 比較回路９の比
較入力としては、１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆの信号基準レ
ベルを有するモータＭの駆動信号が供給される。
較入力としては、１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆの信号基準レ
ベルを有するモータＭの駆動信号が供給される。
ここで、モータＭが例えばコンパクトディスクを回転駆
動するスピンドルモータである場合には、ディスクから
の再生同期信号と基準同期信号どの比較によって得られ
るエラー信号が上記駆動信号となり、このエラー信号に
基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわれること
になる。これがいわゆるスピンドルサーボである。
動するスピンドルモータである場合には、ディスクから
の再生同期信号と基準同期信号どの比較によって得られ
るエラー信号が上記駆動信号となり、このエラー信号に
基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわれること
になる。これがいわゆるスピンドルサーボである。
第３図において、２相の三角波信号φａ、φｂのクロス
点が１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆレベルとなっており、この
１ ／ ２ Ｖ ｒｅｒレベルに対して駆動信号の信号
レベルが高い場合及び低い場合のＰＷＭ動作について以
下に説明する。
点が１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆレベルとなっており、この
１ ／ ２ Ｖ ｒｅｒレベルに対して駆動信号の信号
レベルが高い場合及び低い場合のＰＷＭ動作について以
下に説明する。
比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
（ａ）に一点鎖線で示ず如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより
高い場合には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力（ｂ）は
駆動信号の信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの
信号レベルが低くなった時点ｔ１で低レベルから高レベ
ルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の
信号レベルを越える時点ｔ４まで高レベルを維持する。
（ａ）に一点鎖線で示ず如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより
高い場合には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力（ｂ）は
駆動信号の信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの
信号レベルが低くなった時点ｔ１で低レベルから高レベ
ルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の
信号レベルを越える時点ｔ４まで高レベルを維持する。
また、コンパレータＣＯＭ Ｐ ４の出力（Ｃ）は、第
２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルを越えた時点ｔ２で高レベルから低レベルに遷移し
、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ３で再び
高レベルに遷移する。
２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルを越えた時点ｔ２で高レベルから低レベルに遷移し
、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ３で再び
高レベルに遷移する。
一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより低くかつ例えば上記の
場合と同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレ
ータＣＯＭ Ｐ ３の出力（ｄ）は第１相の三角波信号
φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点
ｔ２で低レベルから高レベルに遷移し、三角波信号φａ
の信号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ３
まで高レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭＰ
４の出力（ｅ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ１で高レベル
から低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低く
なった時点ｔ４で再び高レベルに遷移する。
す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより低くかつ例えば上記の
場合と同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレ
ータＣＯＭ Ｐ ３の出力（ｄ）は第１相の三角波信号
φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点
ｔ２で低レベルから高レベルに遷移し、三角波信号φａ
の信号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ３
まで高レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭＰ
４の出力（ｅ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ１で高レベル
から低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低く
なった時点ｔ４で再び高レベルに遷移する。
コンパレータＣＯＭＰ３ 、ＧＯＭＰ４の各出力はＡＮ
Ｄゲート１０及びＮＯＲゲート１１の２人力となってお
り、ＡＮＤゲート１０は２人力が共に高レベルのとぎ、
即ち駆動信号の信号レベルが１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆレ
ベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を出力し、Ｎ
ＯＲゲート１１は２人力が共に低レベルのとき、即ち駆
動信号の信号レベルが１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆレベルよ
り低いとき高レベルのパルス（ａ）を出力する。従って
、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１はモータＭの
駆動方向に対応したパルス信号（ｆ）、（Ｑ）を出力す
ることになる。なお、ここでは駆動信号の信号レベルが
一定の場合について説明したので、パルス信号（ｆ）、
（ｇ）のパルス幅が一定となっているが、このパル
ス幅が駆動信号の信号レベルに応じて変化することは容
易に理解できる。
Ｄゲート１０及びＮＯＲゲート１１の２人力となってお
り、ＡＮＤゲート１０は２人力が共に高レベルのとぎ、
即ち駆動信号の信号レベルが１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆレ
ベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を出力し、Ｎ
ＯＲゲート１１は２人力が共に低レベルのとき、即ち駆
動信号の信号レベルが１ ／ ２ Ｖ ｒｅｆレベルよ
り低いとき高レベルのパルス（ａ）を出力する。従って
、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１はモータＭの
駆動方向に対応したパルス信号（ｆ）、（Ｑ）を出力す
ることになる。なお、ここでは駆動信号の信号レベルが
一定の場合について説明したので、パルス信号（ｆ）、
（ｇ）のパルス幅が一定となっているが、このパル
ス幅が駆動信号の信号レベルに応じて変化することは容
易に理解できる。
再び第１図において、駆動信号の極性及び信号レベルに
応じたパルス幅の２つのパルス信号がＡＮＤゲート１０
及びＮＯＲゲー１〜１１から出力され、ＡＮＤゲート１
３．１４の各−人力となる。
応じたパルス幅の２つのパルス信号がＡＮＤゲート１０
及びＮＯＲゲー１〜１１から出力され、ＡＮＤゲート１
３．１４の各−人力となる。
駆動信号はコンパレータＣＯＭ Ｐ ｓの比較入力とも
なって、信号基準レベルに対する極性が判別される。こ
のコンパレータＣＯＭＰｓの比較出力をデータ入力とす
るＤ−ＦＦ１２は、三角波生成回路８におけるＲ８−Ｆ
Ｆ４のＱ出力をトリガ入力としており、当該Ｑ出力の立
下がりのタイミングでＱ、Ｑ出力を発生する。このＱ、
Φ出力はゲート制御信号としてＡＮＤゲート１３．１４
に供給されると共に、モータドライブ回路１５のアース
側トランジスタＱＩＯ，ＱＢの駆動信号ともなる。
なって、信号基準レベルに対する極性が判別される。こ
のコンパレータＣＯＭＰｓの比較出力をデータ入力とす
るＤ−ＦＦ１２は、三角波生成回路８におけるＲ８−Ｆ
Ｆ４のＱ出力をトリガ入力としており、当該Ｑ出力の立
下がりのタイミングでＱ、Ｑ出力を発生する。このＱ、
Φ出力はゲート制御信号としてＡＮＤゲート１３．１４
に供給されると共に、モータドライブ回路１５のアース
側トランジスタＱＩＯ，ＱＢの駆動信号ともなる。
ＡＮＤゲート１３．１４から出力される駆動方向に対応
した駆動パルスはモータドライブ回路１５の電源側トラ
ンジスタＱｙ 、Ｑｓの駆動信号となる。
した駆動パルスはモータドライブ回路１５の電源側トラ
ンジスタＱｙ 、Ｑｓの駆動信号となる。
モータドライブ回路１５においては、先述したように、
電源側のトランジスタＱｙ 、Ｑ９はＡＮＤゲート１３
．１４からの駆動パルスによりデユーティコントロール
され、アース側のトランジスタＱ８．ＱｌＯはＤ−ＦＦ
１２のΦ、Ｑ出力、即ち駆動信号の信号基準レベルに対
する極性判別情報により駆動されることになる。ここで
、正方向駆動の場合について説明するならば、アース側
のトランジスタＱ８はＤ−ＦＦ１２のｄ出力により当該
駆動方向の駆動期間の間常時ＯＮ状態にあり、電源側の
トランジスタＱ７はＡＮＤゲート１３からの駆動パルス
に応答して０Ｎ１０ＦＦ動作を繰り返すことになる。
電源側のトランジスタＱｙ 、Ｑ９はＡＮＤゲート１３
．１４からの駆動パルスによりデユーティコントロール
され、アース側のトランジスタＱ８．ＱｌＯはＤ−ＦＦ
１２のΦ、Ｑ出力、即ち駆動信号の信号基準レベルに対
する極性判別情報により駆動されることになる。ここで
、正方向駆動の場合について説明するならば、アース側
のトランジスタＱ８はＤ−ＦＦ１２のｄ出力により当該
駆動方向の駆動期間の間常時ＯＮ状態にあり、電源側の
トランジスタＱ７はＡＮＤゲート１３からの駆動パルス
に応答して０Ｎ１０ＦＦ動作を繰り返すことになる。
ここで、アース側のトランジスタＱ８のＯＮ状態におい
て電源側のトランジスタＱ７がＯＮ状態からＯＦＦ状態
に移行した場合、モ゛−タＭのコイルに蓄えられていた
エネルギーが逆起電力としてトランジスタＱ８→シミツ
トキーダイオードＤ１→モータＭの閉ループを流れ、モ
ータＭの抵抗で駆動エネルギーとして消費されることに
なる。この閉ループではショットキーダイオードＤ１の
電圧降下分が先述した（７）式におけるＶＦとなりダイ
オード１個分に相当するので、逆起電力によるエネルギ
ー損失は第４図に示した従来のパワードライブ段におけ
るそれに比して低下することになる。また、ショットキ
ーダイオードＤ１のＶＦを約０．４Ｖとすると、効率η
は（７）式より約８３．４％となり、大幅に向上するこ
とになる。
て電源側のトランジスタＱ７がＯＮ状態からＯＦＦ状態
に移行した場合、モ゛−タＭのコイルに蓄えられていた
エネルギーが逆起電力としてトランジスタＱ８→シミツ
トキーダイオードＤ１→モータＭの閉ループを流れ、モ
ータＭの抵抗で駆動エネルギーとして消費されることに
なる。この閉ループではショットキーダイオードＤ１の
電圧降下分が先述した（７）式におけるＶＦとなりダイ
オード１個分に相当するので、逆起電力によるエネルギ
ー損失は第４図に示した従来のパワードライブ段におけ
るそれに比して低下することになる。また、ショットキ
ーダイオードＤ１のＶＦを約０．４Ｖとすると、効率η
は（７）式より約８３．４％となり、大幅に向上するこ
とになる。
また、逆起電力吸収用一方向性素子としてショットキー
ダイオードＤ＋ 、Ｄ２を用いたことにより、その電圧
降下分は０．６Ｖ程度であるので、ＯＦＦ状態にあるべ
きときのトランジスタＱｓ。
ダイオードＤ＋ 、Ｄ２を用いたことにより、その電圧
降下分は０．６Ｖ程度であるので、ＯＦＦ状態にあるべ
きときのトランジスタＱｓ。
ＱＩＯに流れる電流を少なく抑えることができる。
従って、モータドライブ回路１５をＩＣ化した場合、そ
の回路内部の誤動作を確実に防止できることになる。
の回路内部の誤動作を確実に防止できることになる。
なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路の適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。
するスピンドルモータの駆動回路の適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。
発明の詳細
な説明したように、本発明によるＰＷＭ駆動回路によれ
ば、電源側にＮＰＮ形トランジスタを用いたパワードラ
イブ段において、負荷の両端とアースとの間に逆起電力
吸収用一方向性素子を接続し、電源側のトランジスタを
パルス信号によって駆動し、アース側のトランジスタを
負荷の駆動方向を示す信号によって駆動するように構成
したので、逆起電力吸収用ダイオード（一方向性素子）
での逆起電力によるエネルギー損失分を低減でき、負荷
の駆動効率の向上を図れることになる。
ば、電源側にＮＰＮ形トランジスタを用いたパワードラ
イブ段において、負荷の両端とアースとの間に逆起電力
吸収用一方向性素子を接続し、電源側のトランジスタを
パルス信号によって駆動し、アース側のトランジスタを
負荷の駆動方向を示す信号によって駆動するように構成
したので、逆起電力吸収用ダイオード（一方向性素子）
での逆起電力によるエネルギー損失分を低減でき、負荷
の駆動効率の向上を図れることになる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はＰＷＭ動作による負荷の駆動方向
に対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するため
の各部波形図、第４図はＰＷＭ駆動回路におけるパワー
ドライブ段の従来例示ず回路図、第５図はかかる駆動回
路の入出力特性を示す図、第６図はそのゲイン特性を示
す図、第７図はかかる駆動回路の等価回路図、第８図は
駆動パルスに対する応答波形図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・第１の定電流源 ２・・・・・・第２の定電流源 ３．９・・・・・・比較回路 ８・・・・・・三角波生成回路
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はＰＷＭ動作による負荷の駆動方向
に対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するため
の各部波形図、第４図はＰＷＭ駆動回路におけるパワー
ドライブ段の従来例示ず回路図、第５図はかかる駆動回
路の入出力特性を示す図、第６図はそのゲイン特性を示
す図、第７図はかかる駆動回路の等価回路図、第８図は
駆動パルスに対する応答波形図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・第１の定電流源 ２・・・・・・第２の定電流源 ３．９・・・・・・比較回路 ８・・・・・・三角波生成回路
Claims (2)
- （１）負荷と共に電源とアース間に直列接続され各々作
動状態となることにより前記負荷に正方向の駆動電流を
供給する第１の一対のトランジスタと、前記負荷と共に
電源とアース間に直列接続され各々作動状態となること
により前記負荷に逆方向の駆動電流を供給する第２の一
対のトランジスタとを含み、前記第１、第２の一対のト
ランジスタのうち電源側の２つのトランジスタはＮＰＮ
形トランジスタからなり、駆動信号の信号レベルに応じ
たパルス幅のパルス信号に基づいて前記負荷をスイッチ
ング駆動するＰＷＭ（パルス幅変調）駆動回路であって
、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の三角波信号
を発生する三角波生成手段と、前記２相の三角波信号を
それぞれ上限及び下限の基準入力としかつ前記駆動信号
を比較入力とする比較回路と、前記比較回路の出力に基
づいて前記負荷の駆動方向に対応した第１及び第２のパ
ルス信号を出力する手段と、前記駆動信号の信号基準レ
ベルに対する極性を判別する極性判別手段と、前記負荷
の両端とアースとの間に接続された逆起電力を吸収する
ための第１及び第２の一方向性素子とを備え、前記第１
及び第２のパルス信号によつて前記第１、第２の一対の
トランジスタのうち電源側の２つのトランジスタを駆動
し、前記極性判別手段の判別出力によって前記第１、第
２の一対のトランジスタのうちアース側の２つのトラン
ジスタを駆動することを特徴とするＰＷＭ駆動回路。 - （２）前記第１及び第２の一方向性素子はショットキー
ダイオードであることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のＰＷＭ駆動回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60145079A JPH0763136B2 (ja) | 1985-07-02 | 1985-07-02 | Ｐｗｍ駆動回路 |
| EP86305141A EP0208508B1 (en) | 1985-07-02 | 1986-07-02 | Pulse-width modulation drive circuit |
| US06/881,540 US4823056A (en) | 1985-07-02 | 1986-07-02 | Pulse-width modulation drive circuit |
| DE86305141T DE3689210T2 (de) | 1985-07-02 | 1986-07-02 | Pulsbreitenmodulationsansteuerschaltung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60145079A JPH0763136B2 (ja) | 1985-07-02 | 1985-07-02 | Ｐｗｍ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS626527A true JPS626527A (ja) | 1987-01-13 |
| JPH0763136B2 JPH0763136B2 (ja) | 1995-07-05 |
Family
ID=15376895
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60145079A Expired - Lifetime JPH0763136B2 (ja) | 1985-07-02 | 1985-07-02 | Ｐｗｍ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0763136B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60153219A (ja) * | 1984-01-23 | 1985-08-12 | Tamagawa Seiki Kk | パルス巾変調信号発生回路 |
-
1985
- 1985-07-02 JP JP60145079A patent/JPH0763136B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60153219A (ja) * | 1984-01-23 | 1985-08-12 | Tamagawa Seiki Kk | パルス巾変調信号発生回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0763136B2 (ja) | 1995-07-05 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| EXPY | Cancellation because of completion of term |