JPS6224968B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は微調節可能な高確度周波数信号発生装
置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a finely adjustable high accuracy frequency signal generator.

水晶発振器はその周波数確度（ここでは精度と
安定度とを含む意味に用いる）が高いため、主に
無線通信の分野において基準信号発生器として広
く使用されているが、近時、音響機器の分野にお
いてもテープレコーダの走行速度やレコードプレ
ーヤの回転速度を制御するために使用されるよう
になつた。 Crystal oscillators have high frequency accuracy (here used to include precision and stability), so they are widely used as reference signal generators mainly in the field of wireless communications. It has also come to be used to control the running speed of tape recorders and the rotational speed of record players.

テープの走行速度やレコード盤の回転速度は規
定の値に固定されて変化しないことを原則とする
ものであるが、或る範囲内で微調節すること（ピ
ツチコントロールと通称される）ができるような
製品に対する市場の要求があり、実公昭53−
00183号に開示されたように、ピツチコントロー
ル時には水晶発振器からCR発振器に切換えて、
基準周波数を可変とすることによつて速度調節機
能をもたせたものがあつた。第１図にそのブロツ
ク図を示す。同図において、水晶発振器１もしく
はCR発振器２の出力が切換スイツチ３によつて
選択され、基準信号として位相制御回路４に供給
される。位相制御器４の出力は加算器６及び駆動
回路７を経てモータ８を駆動する。モータ８には
速度検出用信号を発生する周波数発生器９が結合
されており、その出力は位相制御器４及び速度制
御器５に供給されている。モータ８と周波数発生
器９とは電圧制御発振器（VCO）と考えられる
から、第１図に示すシステムは周知のフエイズ・
ロツクド・ループ（PLL）を構成し、モータ８の
回転は基準信号に同期し、その周波数が変化すれ
ば、モータの回転速度も変化する。 In principle, the running speed of the tape and the rotational speed of the record are fixed at a specified value and do not change, but it is possible to make fine adjustments within a certain range (commonly known as pitch control). There was a market demand for products that
As disclosed in No. 00183, during pitch control, the crystal oscillator is switched to the CR oscillator,
There was one that had a speed adjustment function by making the reference frequency variable. Figure 1 shows its block diagram. In the figure, the output of a crystal oscillator 1 or a CR oscillator 2 is selected by a changeover switch 3 and supplied to a phase control circuit 4 as a reference signal. The output of the phase controller 4 passes through an adder 6 and a drive circuit 7 to drive a motor 8. A frequency generator 9 that generates a speed detection signal is coupled to the motor 8, and its output is supplied to the phase controller 4 and the speed controller 5. Since the motor 8 and frequency generator 9 can be considered a voltage controlled oscillator (VCO), the system shown in FIG.
A locked loop (PLL) is configured, and the rotation of the motor 8 is synchronized with the reference signal, and if the frequency changes, the rotational speed of the motor also changes.

しかしながら第１図に示されるシステムでは、
ピツチコントロール時の周波数確度が低いという
欠点がある。 However, in the system shown in Figure 1,
The disadvantage is that the frequency accuracy during pitch control is low.

上記の欠点を除いて、水晶制御方式の高確度を
保ちながらピツチコントロールを可能とするた
め、所謂クオーツロツク・シンセサイザ方式を採
用したレコードプレーヤが市場に現れた。第２図
にそのブロツク図を示すが、第１図と同一の要素
には同一符号を付して重複説明を省く。第２図に
おいて、PLLシンセサイザー１０は基準周波数
Foを発生する水晶発振器１、位相比較器１１、
出力周波数f₀のVCO１２及び１／Nvの分周器１
３とから構成され、Fo／Nv＝f₀となるように動
作する。分周器１３の分周比は分周比設定器１４
によつて±9.9％の範囲を0.1％ステツプで可変で
きる。VCO１２の出力周波数確度は水晶発振器
１のそれと等しいからクオーツロツク・シンセサ
イザによるピツチコントロールの確度には問題は
ない。しかしながら、この方式は回路が複雑かつ
厖大であるという欠点を有している。 Record players that employ a so-called quartz-lock synthesizer system have appeared on the market in order to eliminate the above-mentioned drawbacks and enable pitch control while maintaining the high accuracy of the crystal control system. A block diagram thereof is shown in FIG. 2, and the same elements as in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and redundant explanation will be omitted. In FIG. 2, the PLL synthesizer 10 has a reference frequency
A crystal oscillator 1 that generates Fo, a phase comparator 11,
VCO 12 with output frequency f ₀ and frequency divider 1 with 1/Nv
3, and operates so that Fo/Nv=f ₀ . The frequency division ratio of the frequency divider 13 is determined by the frequency division ratio setter 14.
The range of ±9.9% can be varied in 0.1% steps. Since the output frequency accuracy of the VCO 12 is equal to that of the crystal oscillator 1, there is no problem with the accuracy of pitch control by the quartz lock synthesizer. However, this method has the disadvantage that the circuit is complex and large.

本発明は上述の事情に鑑みて成されたものであ
り、その目的は従来の水晶制御ピツチコントロー
ル方式の欠点を除去し、周波数確度が高く微調節
可能であり構成の簡単な信号発生装置を提供する
ことにある。 The present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances, and its purpose is to eliminate the drawbacks of the conventional crystal control pitch control method, and to provide a signal generator with high frequency accuracy, fine adjustment, and simple configuration. It's about doing.

本発明の要点は所定基準周波数を微小単位規準
化増分で除した商の周波数を持つ高次基準信号の
波数をプリセツト計数し、設定プリセツト数の切
換によつて所要範囲の周波数微調節を行なうとこ
ろにある。 The key point of the present invention is to preset and count the wave number of a high-order reference signal having a frequency that is the quotient of a predetermined reference frequency divided by a minute unit normalization increment, and to perform fine frequency adjustment within a required range by switching the preset number. It is in.

以下、図面を参照しながら本発明の実施例につ
いて詳述する。 Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

前述のように、レコード・プレーヤもしくはテ
ープレコーダのピツチコントロールを行なう場
合、正規速度（基準周波数）に比較して狭い範囲
（例えば±５％）内で、微小単位規準化増分（例
えば0.1％）づつ段階的に変化させて、実質的に
連続可変とすることができる。 As mentioned above, when performing pitch control on a record player or tape recorder, pitch control is performed in minute normalized increments (for example, 0.1%) within a narrow range (for example, ±5%) compared to the normal speed (reference frequency). It can be changed in steps to make it substantially continuously variable.

そこで、周波数f₀を規準化増分ｘだけ変化させ
るとき、周期Toがどのように変化するかを考え
ると、両者の間にはx²＜１として １／f₀（１〓ｘ）＝To（１±ｘ＋x²±x³……） ≒To（１±ｘ） なる関係が成立する。 Therefore, when considering how the period To changes when the frequency f ₀ is changed by the normalized increment x, there is a relationship between the two as ¹ /f ₀ (1〓x)=To( 1±x+x ² ±x ³ ...) ≒To(1±x) The following relationship holds true.

つまり、基準信号の周波数を規準化増分だけ減
少又は増大させるときは、その周期は近似的に規
準化増分だけ増大又は減少するのである。 That is, when the frequency of the reference signal is decreased or increased by a normalized increment, its period approximately increases or decreased by the normalized increment.

そこで、原基準信号周波数f₀を微小単位規準化
増分xoで除した商Foをその周波数とする高次基
準信号を考えると、高次基準信号の１／xoサイ
クルの期間は原基準信号の１周期（１／f₀）に等
しい。 Therefore, if we consider a high-order reference signal whose frequency is the quotient Fo obtained by dividing the original reference signal frequency f ₀ by the minute unit normalized increment xo, the period of 1/xo cycle of the high-order reference signal is 1/xo cycle of the original reference signal. It is equal to the period (1/f ₀ ).

従つて高次基準信号の波数を１／xoからＮケ
増減するときは、対応する期間は原基準信号の１
周期から１／ｆ_０（１±Ｎ_xp）に変化する。これはまた 前出の数式から判るように、原基準信号の周波数
をＮ_xpだけ減小させ、または増大させることと近
似的に等しい。直接駆動レコードプレーヤの速度
サーボ系の基準周波数は本出願人会社において
は、33rpmの場合、数百から千ヘルツ程度に選ば
れている。 Therefore, when increasing or decreasing the wave number of the high-order reference signal by N from 1/xo, the corresponding period will be 1 of the original reference signal.
It changes from the period to 1/f ₀ (1±N _xp ). This is also approximately equivalent to decreasing or increasing the frequency of the original reference signal by N _xp , as can be seen from the equations above. The reference frequency of the speed servo system of a direct drive record player is selected by the present applicant's company to be approximately several hundred to a thousand hertz in the case of 33 rpm.

f₀＝1.000Hz、xo＝0.1％とすれば、 高次基準周波数は Fo＝f₀／xo＝1.000000Hz＝1MHz となる。 If f ₀ = 1.000Hz and xo = 0.1%, the higher-order reference frequency will be Fo = f ₀ /xo = 1.000000Hz = 1MHz.

前記した知見に基づいて、高次基準信号周波数
Foを基準周波数f₀の1000倍に設定し、本発明装置
の周波数調節範囲を±５パーセントとすると、調
節範囲の上限において計数すべき最少の高次基準
信号波数は f₀（1000−50）＝950f₀ となる。 Based on the above knowledge, the higher-order reference signal frequency
If Fo is set to 1000 times the reference frequency f ₀ and the frequency adjustment range of the device of the present invention is ±5%, the minimum high-order reference signal wave number to be counted at the upper limit of the adjustment range is f ₀ (1000−50) =950f ₀ .

一方、使用の面から見れば、周波数調節は粗
調・微調の２段階操作ができることが望ましいの
で、粗調を１パーセント／ステツプ×10、微調を
0.1パーセント／ステツプ×10とする。粗調プリ
セツト計数のためには高次基準信号を10進カウン
タを通して供給すればよいが、同時に前記最少高
次基準信号波数の計数にも上記10進カウンタ出力
を利用すれば装置の構成がいささか簡単になる。 On the other hand, from a usage point of view, it is desirable to be able to perform frequency adjustment in two stages: coarse adjustment and fine adjustment.
0.1%/step x 10. For coarse adjustment preset counting, it is sufficient to supply a high-order reference signal through a decimal counter, but if the above-mentioned decimal counter output is also used to count the minimum high-order reference signal wave number at the same time, the configuration of the device is somewhat simplified. become.

第３図に本発明装置の実施例の構成を示す。同
図に於て、水晶発振器２は高次基準信号を発生
し、その発振周波数は前記のように Fo＝1000f₀ここにf₀は基準周波数 と設定される。定数計数回路２０は第１のゲート
２１、10進カウンタ２２、第２のゲート２３及び
95進カウンタ２４から構成される。カウンタ２４
のカウント数は前出の最少高次基準信号波数に対
応する。粗調プリセツト回路３０は第３のゲート
３１、10進ステツプスイツチ３２、手動10接点プ
リセツトスイツチ３３及びスイツチ３４から構成
される。プリセツトスイツチ３３の接点３３１〜
３３０は夫々ステツプスイツチ３２の対応する端
子３２１〜３２０に接続されており、粗調プリセ
ツト数NC（図示の場合は３）設定操作により、
いずれか一つ（図示の場合は接点３３３）が共通
出力接点に接続される。なおプリセツト数が零で
ある場合は接点３３０が共通出力接点に接続され
ると共に、３３に連動する第１のバイパススイツ
チ３４によつて、定数計数回路２０の出力は粗調
プリセツト回路をバイパスされる。微調プリセツ
ト回路４０は、粗調プリセツト回路３０と同様
に、第４のゲート４１、10進ステツプスイツチ４
２、手動10接点プリセツトスイツチ４３及び第２
のバイパススイツチ４４から構成されている。 FIG. 3 shows the configuration of an embodiment of the device of the present invention. In the figure, the crystal oscillator 2 generates a high-order reference signal, and its oscillation frequency is set as Fo= _1000f0 , where _f0 is the reference frequency, as described above. The constant counting circuit 20 includes a first gate 21, a decimal counter 22, a second gate 23, and
It consists of a 95-decimal counter 24. counter 24
The count number corresponds to the above-mentioned minimum high-order reference signal wave number. The coarse adjustment preset circuit 30 is composed of a third gate 31, a decimal step switch 32, a manual 10-contact preset switch 33, and a switch 34. Contact points 331~ of preset switch 33
330 are respectively connected to the corresponding terminals 321 to 320 of the step switch 32, and by setting the coarse adjustment preset number NC (3 in the case shown),
One of them (contact 333 in the illustrated case) is connected to the common output contact. Note that when the preset number is zero, the contact 330 is connected to the common output contact, and the output of the constant counting circuit 20 is bypassed from the coarse adjustment preset circuit by the first bypass switch 34 linked to the switch 33. . The fine adjustment preset circuit 40, like the coarse adjustment preset circuit 30, has a fourth gate 41 and a decimal step switch 4.
2. Manual 10-contact preset switch 43 and 2nd
It consists of a bypass switch 44.

次に本発明の実施例の動作について説明する。
第４図に本装置のタイミング・チヤートを示す
が、動作開始時toに於ては、第３図に示したよう
に、第１及び第２ゲート２１及び２３は共にON
状態、第３及び第４ゲート３１及び４１は共
OFF状態にあり、両ステツプスイツチ３２及び
４２は共にゼロ位置にある。水晶発振器１の出力
S₁₁は２分されて、１方は第１ゲート２１を経て
10進カウンタ２２に供給される。カウンタ２２は
S₁₁の10パルス毎に１ケのパルスを発生しその出
力S₂₂は２分されて、一方は第２ゲート２３を経
て95進カウンタ２４に供給される。カウンタ２４
はS₂₂の95パルス毎に１ケのパルスを発生する。
その出力S₂₄は２分されて一方はt₁において第２
ゲート２３をOFFとして、カウンタ２４の動作
を停止させる。S₂₄の他方はスイツチ３４を経て
第３ゲート３１をONとし、粗調プリセツト回路
３０を作動可能とする。 Next, the operation of the embodiment of the present invention will be explained.
FIG. 4 shows a timing chart of this device. At the start of operation, both the first and second gates 21 and 23 are ON, as shown in FIG.
state, the third and fourth gates 31 and 41 are
In the OFF state, both step switches 32 and 42 are in the zero position. Output of crystal oscillator 1
S ₁₁ is divided into two parts, one side goes through the first gate 21.
It is supplied to the decimal counter 22. The counter 22
One pulse is generated every 10 pulses of S ₁₁ , and its output S ₂₂ is divided into two parts, one of which is supplied to the 95-base counter 24 via the second gate 23. counter 24
generates one pulse every 95 pulses of S ₂₂ .
Its output S ₂₄ is divided into two parts, one at t ₁ and the other at t 1.
The gate 23 is turned OFF and the operation of the counter 24 is stopped. The other side of _S24 turns on the third gate 31 via the switch 34, enabling the coarse adjustment preset circuit 30 to operate.

茲に、ステツプスイツチ３２及び４２は同一回
路構成をとるリングカウンタであつて入力端子に
パルスが１つ入る毎に、入力端子に接続される出
力端子（図示の場合３２０及び４２０）が順次隣
の出力端子（同じく３２１及び４２１）に移つて
行くような電子スイツチである。 In addition, the step switches 32 and 42 are ring counters with the same circuit configuration, and each time one pulse is input to the input terminal, the output terminals (320 and 420 in the illustrated case) connected to the input terminal are sequentially connected to the adjacent one. It is an electronic switch that moves to the output terminals (also 321 and 421).

ゲート３１がt₁においてONとなり、10進カウ
ンタ２２の出力S₂₂がステツプスイツチ３２に印
加されると、３２は上記のようにしてS₂₂のパル
スを順次出力端子３２１，３２２，３２３，……
に配分する。端子３２３は粗調プリセツト設定端
子３３３に接続されており、３２３に配分された
S₂₂の３番目のパルスが粗調プリセツト回路３０
の出力信号S₃₃となる。S₃₃は２分されて一方はス
イツチ４１を経てt₂に於てゲート４１をONと
し、微調プリセツト回路４０を動作可能とする。
他の一方はゲート２１をOFFとし、微調プリセ
ツト回路４０が動作している間は定数計数回路２
０の動作を停止させる。 When the gate 31 is turned on at _t1 and the output S22 of the decimal counter 22 is applied to the step switch ₃₂ , the step switch 32 sequentially outputs the pulse of _S22 to the terminals 321, 322, 323, . . . as described above.
Allocate to. The terminal 323 is connected to the coarse adjustment preset setting terminal 333, and the
The third pulse of _S22 is the coarse adjustment preset circuit 30
The output signal _S33 is obtained. _S33 is divided into two parts, and one side passes through a switch 41 to turn on the gate 41 at _t2 , enabling the fine adjustment preset circuit 40 to operate.
On the other side, the gate 21 is turned OFF, and the constant counting circuit 2 is turned off while the fine adjustment preset circuit 40 is operating.
Stop the operation of 0.

水晶発振器１の出力S₁₁がステツプスイツチ４
２に供給されると、粗調プリセツト回路３０と同
様な動作の結果、微調プリセツト数Ｎ_f（図示の
場合は４）に対応するS₁₁の４番目のパルスが微
調プリセツト回路４０の出力S₄₃となる（t₃）。 Output S ₁₁ of crystal oscillator 1 is output to step switch 4
2, as a result of the same operation as the coarse adjustment preset circuit 30, the fourth pulse of _S11 corresponding to the fine adjustment preset number _Nf (4 in the illustrated case) becomes the output _S43 of the fine adjustment preset circuit 40. (t ₃ ).

以上で本発明装置の動作の第１のサイクルが終
り、t₀〜t₃の周期Ｔは高次基準信号S₁₁の10（95＋
NC）＋Ｎ_fサイクルとなる。 This completes the first cycle of operation of the device of the present invention, and the period T from t ₀ to _{t 3} is equal to ₁₀ (95 +
NC) + N _f cycles.

動作の第２のサイクルはt₃から始まる。先ず
S₄₃の一部は第１及び第２のゲート２１及び２３
に導かれて両ゲートをONに復帰させ、定数計数
回路２０が再び動作を開始する。 The second cycle of operation begins at _t3 . First of all
A part of S ₄₃ is connected to the first and second gates 21 and 23
is guided to turn both gates back on, and the constant counting circuit 20 starts operating again.

一方第３ゲート３１はON状態を維持している
から10進カウンタ２２の出力S₂₂は再び粗調ステ
ツプスイツチ３２に供給される。前記のように動
作の第１サイクルに於てはステツプスイツチ３２
は３ケのパルスが供給された後その動作を停止し
ていたので、第２サイクルに於て再び供給される
パルスは通算して４番目から始まる。10番目のパ
ルスがスイツチ３２に供給されると、その入力端
子は出力端子３２０に接続されて、tcに於てゲー
ト３１がOFFとなつて、ステツプスイツチは動
作を停止する。結局粗調プリセツト回路３０はゼ
ロ復帰したことになる。 On the other hand, since the third gate 31 maintains the ON state, the output S22 of the decimal counter ₂₂ is supplied to the coarse adjustment step switch 32 again. As previously mentioned, during the first cycle of operation the step switch 32
had stopped its operation after three pulses were supplied, so the pulses supplied again in the second cycle start from the fourth in total. When the tenth pulse is supplied to switch 32, its input terminal is connected to output terminal 320, gate 31 is turned off at tc, and the step switch stops operating. After all, the coarse adjustment preset circuit 30 has returned to zero.

この間、定数計数回路は動作を続け、95進カウ
ンタ２４の出力パルスが現れるt₄に於て、t₁に於
けると同様に、ゲート２３がOFF、ゲート３１
がONとなつて、以下第１のサイクルと全く同様
な動作を繰返すのである。微調プリセツト回路４
０の動作はゼロ復帰を含めて粗調プリセツト回路
３０のそれと全く同様であるから、詳細な説明は
省略し第４図に示すに止める。 During this period, the constant counting circuit continues to operate, and at _t4 when the output pulse of the 95-decimal counter 24 appears, the gate 23 is turned OFF and the gate 31 is turned off, similarly to at _t1 .
is turned ON, and the operation exactly the same as the first cycle is repeated. Fine adjustment preset circuit 4
Since the operation of 0, including zero return, is completely similar to that of the coarse adjustment preset circuit 30, a detailed explanation will be omitted and only shown in FIG.

なお、図面を簡潔にするために第４図に於ては
10進カウンタ２２の動作を５進カウンタの動作で
代用している。 In addition, in order to simplify the drawing, in Figure 4,
The operation of the decimal counter 22 is replaced by the operation of a quinary counter.

即ち、本来は発振器１の出力信号S₁₁の10ケの
パルス毎にカウンタ２２の出力S₂₂の１ケのパル
スが生じるのであるが、同図ではS₁₁の５ケのパ
ルス毎にS₂₂の１ケのパルスが生じるように描い
てある。 That is, originally, one pulse of the output signal _S22 of the counter 22 is generated for every ten pulses of the output signal _S11 of the oscillator 1, but in the figure, one pulse of the output signal S22 of the counter ₂₂ is generated for every five pulses of the output _{signal S11} . It is drawn so that one pulse is generated.

上述のプリセツト回路４０または３０の出力信
号は周波数確度の高いものであるが、その衝撃係
数（Duty Factor）が極めて小さいのでクオー
ツ・ロツクのための基準信号として用いるには、
パルス伸長回路によつて予めその衝撃係数を大き
くしておくことが望ましい。また、PLL内の位相
比較器が基準信号の衝撃係数に敏感なものである
ときは、高次基準周波数を２倍にしておき、プリ
セツト回路の出力信号で双安定マルチ・バイプレ
ータをトリガすることによつて、衝撃係数50％の
基準周波数信号を得ることができる。 The output signal of the preset circuit 40 or 30 described above has high frequency accuracy, but its duty factor is extremely small, so it cannot be used as a reference signal for quartz lock.
It is desirable to increase the impulse coefficient in advance using a pulse stretching circuit. Also, if the phase comparator in the PLL is sensitive to the impulse coefficient of the reference signal, it is possible to double the high-order reference frequency and trigger the bistable multi-biprator with the output signal of the preset circuit. Therefore, a reference frequency signal with an impact coefficient of 50% can be obtained.

上記実施例においては周波数調節範囲を±５％
に選んだが、第１表に示すように、調節範囲の上
下両端では0.24％及び0.26％（単位規準化増分xo
＝0.1％の２倍以上）の誤差があり、調節範囲を
拡大する程、誤差は増加して無視できなくなる。 In the above example, the frequency adjustment range is ±5%.
However, as shown in Table 1, 0.24% and 0.26% (unit normalized increment xo
= 0.1% or more), and as the adjustment range is expanded, the error increases and becomes impossible to ignore.

この誤差を補正するために、本実施例において
は、例えば粗調プリセツト回路３０のプリセツ
ト・スイツチ３２に連動させて、微調プリセツト
回路４０と同様な構成の誤差補正用プリセツト回
路を用いる。この場合、各粗調プリセツト値Nc
に対応する補正プリセツト値Neは第１表に示さ
れている。 In order to correct this error, in this embodiment, an error correction preset circuit having a configuration similar to that of the fine adjustment preset circuit 40 is used in conjunction with the preset switch 32 of the coarse adjustment preset circuit 30, for example. In this case, each coarse adjustment preset value Nc
The corrected preset values Ne corresponding to are shown in Table 1.

即ち、粗調プリセツト値Ncが例えば＋５及び
−５の場合、補正プリセツト値Neはそれぞれ＋
２及び−３とされる。同様に、Ncが例えば＋10
及び−10の場合、Neはそれぞれ＋９及び−11と
される。 That is, when the rough adjustment preset value Nc is +5 and -5, respectively, the correction preset value Ne is +5 and -5, respectively.
2 and -3. Similarly, Nc is, for example, +10
and -10, Ne is taken as +9 and -11, respectively.

これにより、本実施例においては、高次基準信
号S₁₁の10（95＋Nc）＋Nf＋Neサイクルに対応す
る所望の周波数と前述の10（95＋Nc）＋Nfサイク
ルに対応する近似周波数との間の誤差が補正され
て、正確な周波数の出力信号が所要の可変範囲に
わたつて得られる。 As a result, in this embodiment, the error between the desired frequency corresponding to 10 (95 + Nc) + Nf + Ne cycles of the high-order reference signal S ₁₁ and the approximate frequency corresponding to the aforementioned 10 (95 + Nc) + Nf cycles is corrected. Thus, an output signal of accurate frequency is obtained over the desired variable range.

また、この誤差補正により、周波数の可変範囲
を拡大することができて、より使い易い信号発生
装置が得られる。 Further, by this error correction, the frequency variable range can be expanded, and a signal generating device that is easier to use can be obtained.

また、前述の基準周波数、調節範囲及び単位規
準化増分は夫々の場合に応じて適当に設定される
べきものであつて、例えば調節範囲を平均率音階
の半音即ち±2.97％、単位規準化増分を１セント
に選べば、本発明者が特願昭51−146972号におい
て開示したように、前記実施例おける95進カウン
タ２４を168進カウンタに変更し、最少高次基準
信号周波数を Fo＝1680f₀ に設定すればよい。 In addition, the aforementioned reference frequency, adjustment range, and unit standardization increment should be set appropriately depending on each case. If 1 cent is selected, the 95-decimal counter 24 in the above embodiment is changed to a 168-decimal counter, and the minimum higher-order reference signal frequency is Fo=1680f, as disclosed by the inventor in Japanese Patent Application No. 51-146972. Just set it to ₀ .

ここにセントとは音階における音の間隔を細か
く表した単位で、１オクターブを1200セント（半
音を100セント）に等比配列されている。また、
xo＝１／440に選ぶときは、レコードプレーヤの
規定回転数における再生信号の周波数が音楽演奏
の標準周波数である440Hzであるとして、１Hzス
テツプでピツチコントロールを行なうことができ
る。 Here, a cent is a unit that precisely represents the interval between notes on a musical scale, and is arranged geometrically so that one octave is 1200 cents (a semitone is 100 cents). Also,
When selecting xo=1/440, pitch control can be performed in 1 Hz steps, assuming that the frequency of the reproduction signal at the specified rotation speed of the record player is 440 Hz, which is the standard frequency for music performance.

以上に詳述したように、本発明によれば殆んど
がデジタル回路である比較的簡単な構成によつ
て、所要の範囲にわたり（実質的に）連続して高
精度の周波数微調節が可能な高確度信号発生装置
を提供することができるので、これを例えば水晶
ロツク直接駆動ターンテーブルの基準発振器とし
て用いるときは、回転が超安定であるという基本
的性能に加えて、高確度の回転数微調節ができる
という大きな利点を生ずるものである。 As detailed above, according to the present invention, it is possible to (substantially) continuously fine-tune the frequency with high accuracy over the required range with a relatively simple configuration that is mostly digital circuitry. For example, when using this as a reference oscillator for a crystal lock direct drive turntable, in addition to the basic performance of ultra-stable rotation, it is possible to provide a high-accuracy signal generator with high accuracy. This has the great advantage of allowing fine adjustment.

本発明は上述の実施例に限定されるものではな
く、本発明の精神を逸脱しない範囲囲において、
多くの変形が可能であることは当業者の容易に理
解し得るところであろう。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, but within the scope of the spirit of the present invention,
Those skilled in the art will readily appreciate that many variations are possible.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のピツチコントロールレコードプ
レーヤのブロツク図、第２図は従来のクオーツロ
ツク・シンセサイザー式プレーヤのブロツク図、
第３図は本発明の実施例を示すブロツク図、第４
図は本発明の実施例の動作の説明に供するタイミ
ングチヤートである。 図中１は水晶発振器、４は位相制御器、５は速
度制御器、７は駆動回路、８はモータ、９は周波
数発生器、１１は位相比較器、１３は分周器、２
１，２３，３１及び４１はゲート、２２及び２４
はカウンタ、３２及び４２はステツプスイツチ、
３３及び４３はプリセツトスイツチである。 Figure 1 is a block diagram of a conventional pitch control record player, Figure 2 is a block diagram of a conventional quartz-lock synthesizer type player,
FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is a timing chart for explaining the operation of the embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a crystal oscillator, 4 is a phase controller, 5 is a speed controller, 7 is a drive circuit, 8 is a motor, 9 is a frequency generator, 11 is a phase comparator, 13 is a frequency divider, 2
1, 23, 31 and 41 are gates, 22 and 24
is a counter, 32 and 42 are step switches,
33 and 43 are preset switches.

【表】【table】

【表】【table】

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 所定基準周波数を微小単位基準化増分で除し
た商の周波数の高次基準信号を発生する信号発生
回路と、定数計数回路並びに周波数可変用の第１
のプリセツト回路及び誤差補正用の第２のプリセ
ツト回路から成る計数回路とを具備し、該計数回
路が上記信号発生回路の出力信号の波数を計数す
るときに上記第１及び第２のプリセツト回路を連
動させて、上記計数回路の計数値が上記定数計数
回路に設定された定数と上記第１及び第２のプリ
セツト回路の各プリセツト数との和に達する度に
出力を発生させて、上記定数計数回路に設定され
た定数と上記第１のプリセツト回路のプリセツト
数との和に対応する近似周波数の誤差を補正する
ようにしたことを特徴とする信号発生装置。1 A signal generation circuit that generates a high-order reference signal with a frequency that is the quotient of a predetermined reference frequency divided by a minute unit standardization increment, a constant counting circuit, and a first frequency variable circuit.
a counting circuit consisting of a preset circuit and a second preset circuit for error correction, and when the counting circuit counts the wave number of the output signal of the signal generating circuit, the counting circuit Interlockingly, every time the count value of the counting circuit reaches the sum of the constant set in the constant counting circuit and each preset number of the first and second preset circuits, an output is generated and the constant counting is performed. A signal generating device characterized in that an error in an approximate frequency corresponding to the sum of a constant set in the circuit and a preset number of the first preset circuit is corrected.