JPS62178017A - 利得制御回路 - Google Patents
利得制御回路Info
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- JPS62178017A JPS62178017A JP1950486A JP1950486A JPS62178017A JP S62178017 A JPS62178017 A JP S62178017A JP 1950486 A JP1950486 A JP 1950486A JP 1950486 A JP1950486 A JP 1950486A JP S62178017 A JPS62178017 A JP S62178017A
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- signal
- attenuator
- gain control
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- digital
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- Granted
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 9
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 7
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 4
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は利得制御回路に関する。
この発明は、デジタル制御信号により利得制御を行う場
合において、例えば、入力信号を、アナログ人力の利得
制御回路=A/Dコンバーターデジタル入力の利得制御
回路に直列に供給することにより、全体として高ビット
長の利得制御回路と同等ないしそれ以上の性能を得るよ
うにしたものである。
合において、例えば、入力信号を、アナログ人力の利得
制御回路=A/Dコンバーターデジタル入力の利得制御
回路に直列に供給することにより、全体として高ビット
長の利得制御回路と同等ないしそれ以上の性能を得るよ
うにしたものである。
〔従来の技術〕 。
8ミリビデオの音声信号系においては、記録時、音声信
号のレベルを所定の特性で圧縮するとともにデジタル信
号(PCM信号)に変換して記録し、再生時、再生され
たデジタル信号をアナログ信号に変換するとともに記録
時とは相補な特性でレベルを伸張してもとの音声信号を
得るようにしている。
号のレベルを所定の特性で圧縮するとともにデジタル信
号(PCM信号)に変換して記録し、再生時、再生され
たデジタル信号をアナログ信号に変換するとともに記録
時とは相補な特性でレベルを伸張してもとの音声信号を
得るようにしている。
また、ビデオフロッピーに音声信号を記録及び再生する
場合も、同様にレベル圧伸、A/D変換。
場合も、同様にレベル圧伸、A/D変換。
D/A変換を必要とする。
そこで、音声信号の記録処理回路として第3図に示すよ
うなものが考えられている。
うなものが考えられている。
すなわち、同図において、アナログの音声信号Saが、
入力端子(11からアッテネータ(2)及びオペアンプ
(3)を通じてA/Dコンバータ(4)に供給されて所
定のビット数のデジタル信号Sdに変換され、この信号
Sdが出力端子(5)に取り出される。また、このとき
、信号Sdが検出回路(6)に供給されて信号Sdの示
すレベル(信号Sdをアナログ信号に変換したとき、そ
のアナログ信号のもつレベル)の検出信号Scがデジタ
ル信号の状態で取り出され、この信号Scがアッテネー
タ(2)にその制御信号として供給される。
入力端子(11からアッテネータ(2)及びオペアンプ
(3)を通じてA/Dコンバータ(4)に供給されて所
定のビット数のデジタル信号Sdに変換され、この信号
Sdが出力端子(5)に取り出される。また、このとき
、信号Sdが検出回路(6)に供給されて信号Sdの示
すレベル(信号Sdをアナログ信号に変換したとき、そ
のアナログ信号のもつレベル)の検出信号Scがデジタ
ル信号の状態で取り出され、この信号Scがアッテネー
タ(2)にその制御信号として供給される。
したがって、出力信号Sdは、音声信号Saがレベル圧
縮され、かつ、A/D変換されたデジタル信号となる。
縮され、かつ、A/D変換されたデジタル信号となる。
ところで、このような記録処理回路において、そのlス
テップの変化量を細かくしようとすれば、アッテネータ
(2)及び制御信号Scのビット数を増やさなければな
らない。
テップの変化量を細かくしようとすれば、アッテネータ
(2)及び制御信号Scのビット数を増やさなければな
らない。
しかし、人間の聴覚には検知限が存在し、ある程度以上
に細か(制御しても検知されず、むだである。すなわち
、検知限と同程度の細かさで制御すれば、十分である。
に細か(制御しても検知されず、むだである。すなわち
、検知限と同程度の細かさで制御すれば、十分である。
そして、オーディオの場合、リニアに量子化すると、1
4〜16ビツト程度の分解能が必要であるが、上述のよ
うに、レベル圧縮を併用してノンリニアに量子化すれば
、8ビット程度でもかなり良好な音質を得ることができ
、これは8ミリビデオにおいて規格化されていることか
らも分かる。
4〜16ビツト程度の分解能が必要であるが、上述のよ
うに、レベル圧縮を併用してノンリニアに量子化すれば
、8ビット程度でもかなり良好な音質を得ることができ
、これは8ミリビデオにおいて規格化されていることか
らも分かる。
したがって、ある音量に対し、そのl/28程度の変化
が人間の検知限である。
が人間の検知限である。
そこで、特願昭60−278192号により第4図に示
すような利得制御回路が考えられている。
すような利得制御回路が考えられている。
すなわち、同図において、アッテネータ(2)は低ビッ
ト長のアッテネータ(21)と中ビット長のアッテネー
タ(22)とに分割される。また、検出信号Scが変換
回路(7)に供給されて制御信号S1+82に変換され
、この信号S1,32がアッテネータ(21) 、
(22)に供給される。なお、この場合、信号Scのビ
ット数を(m+n)ビットとすると、信号S2はnビッ
トである。そして、例えば、Sc=″001101”、
n=3とすると、信号Scにゼロサプレスしてttot
”を得、この“1101”の上位3ビツト“110″が
信号S2である。すなわち、信号S2は、信号Scをゼ
ロサプレスし、その結果の上位nビットを取り出した信
号である(ゼロサプレスした結果がnビットに満たない
ときは、上位ビットにO”が満たされてnビットとされ
る)。また、信号S1は、信号Scのゼロサプレスされ
た0”の数に対応する。したがって、いわば、信号S1
は信号Scの仮数部、信号S2は信号Scの指数部のよ
うなものである。
ト長のアッテネータ(21)と中ビット長のアッテネー
タ(22)とに分割される。また、検出信号Scが変換
回路(7)に供給されて制御信号S1+82に変換され
、この信号S1,32がアッテネータ(21) 、
(22)に供給される。なお、この場合、信号Scのビ
ット数を(m+n)ビットとすると、信号S2はnビッ
トである。そして、例えば、Sc=″001101”、
n=3とすると、信号Scにゼロサプレスしてttot
”を得、この“1101”の上位3ビツト“110″が
信号S2である。すなわち、信号S2は、信号Scをゼ
ロサプレスし、その結果の上位nビットを取り出した信
号である(ゼロサプレスした結果がnビットに満たない
ときは、上位ビットにO”が満たされてnビットとされ
る)。また、信号S1は、信号Scのゼロサプレスされ
た0”の数に対応する。したがって、いわば、信号S1
は信号Scの仮数部、信号S2は信号Scの指数部のよ
うなものである。
そして、信号SL、S2によりアッテネータ(21)
、 (22)の利得が、例えば第5図に示すように制
御される。なお、この図は、利得の可変幅が48dB
(= 256倍)の場合である。すなわち、信号Scの
MSBが1”のときは、信号S1によりアッテネータ(
21)の利得はOdBとされ(直線(21八))、信号
S2によりアッテネータ(22)の利得はO〜−6dB
の間を2nステツプで信号S2に対応して制御される(
曲線(22A ))。また、信号ScのMSBが“0”
、23Bが“1″のときには、信号S1によりアッテネ
ータ(21)の利得は一6dBとされ(直線(21B)
、信号S2によりアッテネータ(22)の利得はO〜−
6dBの間を2nステツプで信号S2に対応して制御さ
れる(曲線(22B ) )、そして、以下同様に、信
号Scの示すレベル(ゼロサプレスされる“0”の数)
に対応してアッテネータ(21)の利得は、直線(21
G) 、 (210)で示すように6dBずつ小さく
され、かつ、アッテネータ(22)の利得は、曲線(2
2C) 、 (22D )で示すように0〜−6dB
の間で制御される。なお、信号S2がnビット未満のと
きには、上位に“0″が付加されてnビットとされ、曲
線(21E) 、 (22E)に示すとおりである。
、 (22)の利得が、例えば第5図に示すように制
御される。なお、この図は、利得の可変幅が48dB
(= 256倍)の場合である。すなわち、信号Scの
MSBが1”のときは、信号S1によりアッテネータ(
21)の利得はOdBとされ(直線(21八))、信号
S2によりアッテネータ(22)の利得はO〜−6dB
の間を2nステツプで信号S2に対応して制御される(
曲線(22A ))。また、信号ScのMSBが“0”
、23Bが“1″のときには、信号S1によりアッテネ
ータ(21)の利得は一6dBとされ(直線(21B)
、信号S2によりアッテネータ(22)の利得はO〜−
6dBの間を2nステツプで信号S2に対応して制御さ
れる(曲線(22B ) )、そして、以下同様に、信
号Scの示すレベル(ゼロサプレスされる“0”の数)
に対応してアッテネータ(21)の利得は、直線(21
G) 、 (210)で示すように6dBずつ小さく
され、かつ、アッテネータ(22)の利得は、曲線(2
2C) 、 (22D )で示すように0〜−6dB
の間で制御される。なお、信号S2がnビット未満のと
きには、上位に“0″が付加されてnビットとされ、曲
線(21E) 、 (22E)に示すとおりである。
したがって、総合の利得特性は、曲線(20)のように
なる。
なる。
こうして、上述の利得制御回路によれば、アッテネータ
(21) 、 (22)及び信号Scのビット数が少
なくても、必要な検知限を確保してレベル制御を行うこ
とができる。
(21) 、 (22)及び信号Scのビット数が少
なくても、必要な検知限を確保してレベル制御を行うこ
とができる。
ところが、この利得制御回路においては、アッテネータ
(21)の利得の変化する点で利得変化の単調性を確保
するために、両方のアッテネータ(21) 、 (2
2)に絶対的な精度が要求される。
(21)の利得の変化する点で利得変化の単調性を確保
するために、両方のアッテネータ(21) 、 (2
2)に絶対的な精度が要求される。
この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。
である。
このため、この発明においては、入力信号Saを、アナ
ログ入力の利得制御回路=A/Dコンバーターデジタル
入力の利得制御回路の信号ラインに供給するようにした
ものである。
ログ入力の利得制御回路=A/Dコンバーターデジタル
入力の利得制御回路の信号ラインに供給するようにした
ものである。
後段のデジタル入力の利得制御回路により細かいレベル
の演算が行われて全体として高ピッ14の利得制御が行
われる。
の演算が行われて全体として高ピッ14の利得制御が行
われる。
第1図において、入力端子(1)と出力端子(5)との
間の信号ラインに、第1のアッテネータ(2A)と、A
/Dコンバータ(4)と、第2のアッテネータ(2B)
とが直列接続される。この場合、アッテネータ(2A)
は、アナログの入力信号Saのレベルを、デジタルの制
御信号S1により制御する低ビット長のアッテネータで
ある。また、アッテネータ(2B)は、デジタルの入力
信号の示すレベル(アナログ信号に変換したときのレベ
ル)を、デジタルの制御信号S2により制御する中ビッ
ト長のアッテネータである。
間の信号ラインに、第1のアッテネータ(2A)と、A
/Dコンバータ(4)と、第2のアッテネータ(2B)
とが直列接続される。この場合、アッテネータ(2A)
は、アナログの入力信号Saのレベルを、デジタルの制
御信号S1により制御する低ビット長のアッテネータで
ある。また、アッテネータ(2B)は、デジタルの入力
信号の示すレベル(アナログ信号に変換したときのレベ
ル)を、デジタルの制御信号S2により制御する中ビッ
ト長のアッテネータである。
そして、アッテネータ(2B)の出力信号Sdが検出回
路(6)に供給されて検出信号Scが取り出され、この
信号Scが変換回路(7)に供給されて制御信号S1,
32とされる。
路(6)に供給されて検出信号Scが取り出され、この
信号Scが変換回路(7)に供給されて制御信号S1,
32とされる。
このような構成によれば、端子(1)の入力信号Saは
、第5図に直線(21A)〜(21B)として示すよう
に、アッテネータ(2A)により粗くレベル制御され、
次にA/Dコンバータ(4)によりデジタル信号に変換
されてから同図に曲線(22A )〜(22E )とし
て示すように、アッテネータ(2B)により細かくレベ
ル制御される。したがって、端子(5)にはレベル圧縮
されるとともに、A/D変換されたデジタル信号Sdが
取り出される。
、第5図に直線(21A)〜(21B)として示すよう
に、アッテネータ(2A)により粗くレベル制御され、
次にA/Dコンバータ(4)によりデジタル信号に変換
されてから同図に曲線(22A )〜(22E )とし
て示すように、アッテネータ(2B)により細かくレベ
ル制御される。したがって、端子(5)にはレベル圧縮
されるとともに、A/D変換されたデジタル信号Sdが
取り出される。
そして、この場合、特にこの発明によれば、アッテネー
タ(2B)においては、デジタル入力信号をデジタル制
御信号S2によりレベル制御することになるので、誤差
が十分に少なくなり、きわめて高い精度を得ることがで
きる。しかも、アッテネータ(2A) 、 (2B)
が高ビット長でなくても十分な検知限を確保しつつレベ
ル圧縮ができる。
タ(2B)においては、デジタル入力信号をデジタル制
御信号S2によりレベル制御することになるので、誤差
が十分に少なくなり、きわめて高い精度を得ることがで
きる。しかも、アッテネータ(2A) 、 (2B)
が高ビット長でなくても十分な検知限を確保しつつレベ
ル圧縮ができる。
さらに、アッテネータ(2B)の後段あるいは検出回路
(6)の前段に、ローパスフィルタ、プリエンファシス
回路、ウェイティングエンファシス回路などを挿入する
場合、それらの回路とアッテネータ(2B)とを共用で
き、コストダウンができる。
(6)の前段に、ローパスフィルタ、プリエンファシス
回路、ウェイティングエンファシス回路などを挿入する
場合、それらの回路とアッテネータ(2B)とを共用で
き、コストダウンができる。
なお、上述においては、レベル圧縮の場合であるが、例
えば第2図に示すように、レベル伸張回路を構成するこ
ともでき、(9)はD/Aコンバータである。また、ア
ッテネータ(2A)は、抵抗アッテネータ、オペアンプ
を使用した乗算型あるいは除算型レベル制御回路など、
信号S1により利得が変化するものであればよい。さら
に、アッテネータ(2B)はROMなどにより構成する
こともできる。
えば第2図に示すように、レベル伸張回路を構成するこ
ともでき、(9)はD/Aコンバータである。また、ア
ッテネータ(2A)は、抵抗アッテネータ、オペアンプ
を使用した乗算型あるいは除算型レベル制御回路など、
信号S1により利得が変化するものであればよい。さら
に、アッテネータ(2B)はROMなどにより構成する
こともできる。
この発明によれば、アッテネータ(2B)においては、
デジタル入力信号をデジタル制御信号S2によりレベル
制御することになるので、誤差が十分に少なくなり、き
わめて高い精度を得ることができる。しかも、アッテネ
ータ(2A) 、 (2B)が高ビット長でなくても
十分な検知限を確保しつつレベル圧縮ができる。
デジタル入力信号をデジタル制御信号S2によりレベル
制御することになるので、誤差が十分に少なくなり、き
わめて高い精度を得ることができる。しかも、アッテネ
ータ(2A) 、 (2B)が高ビット長でなくても
十分な検知限を確保しつつレベル圧縮ができる。
さらに、アッテネータ(2B)の後段あるいは検出回路
(6)の前段に、ローパスフィルタ、プリエンファシス
回路、ウェイティングエンファシス回路などを挿入する
場合、それらの回路とアッテネータ(2B)とを共用で
き、コストダウンができる。
(6)の前段に、ローパスフィルタ、プリエンファシス
回路、ウェイティングエンファシス回路などを挿入する
場合、それらの回路とアッテネータ(2B)とを共用で
き、コストダウンができる。
第1図、第2図はこの発明の一例の接続図、第3図〜第
5図はその説明のための図である。 (2八)、(2B)はアッテネータ、(8)は変換回路
である。
5図はその説明のための図である。 (2八)、(2B)はアッテネータ、(8)は変換回路
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 アナログ信号と、このアナログ信号からA/D変換され
たデジタル信号との一方の信号を第1の信号、他方の信
号を第2の信号とするとき、上記第1の信号が供給され
る第1の利得制御回路と、 上記第1の利得制御回路から得られる上記第1の信号を
上記第2の信号に変換するコンバータと、このコンバー
タの出力信号が供給される第2の利得制御回路と、 上記デジタル信号の示すレベルを検出してデジタルの検
出信号を出力する検出回路とを有し、上記第1及び第2
の利得制御回路のうち、上記アナログ信号が供給される
利得制御回路は低ビット長とされ、 上記第1及び第2の利得制御回路のうち、残りの利得制
御回路は中ビット長とされ、 上記第1及び第2の利得制御回路に上記検出信号に基づ
くデジタル制御信号が供給されて上記第2の利得制御回
路から利得制御された上記第2の信号が取り出される利
得制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61019504A JPH073949B2 (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61019504A JPH073949B2 (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 利得制御回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62178017A true JPS62178017A (ja) | 1987-08-05 |
JPH073949B2 JPH073949B2 (ja) | 1995-01-18 |
Family
ID=12001202
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61019504A Expired - Fee Related JPH073949B2 (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 利得制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH073949B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09179688A (ja) * | 1995-12-25 | 1997-07-11 | Hitachi Ltd | アナログ信号処理装置 |
US7492294B2 (en) * | 2006-02-03 | 2009-02-17 | Infineon Technologies Ag | Receiving method with digital level adjustment in the analog section and incremental level change in the digital section |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4874162A (ja) * | 1971-12-22 | 1973-10-05 | ||
JPS55150619A (en) * | 1979-05-12 | 1980-11-22 | Fujitsu Ltd | Nonlinear coder |
JPS5679509A (en) * | 1979-12-04 | 1981-06-30 | Ricoh Co Ltd | Automatic gain control circuit |
JPS5767324A (en) * | 1980-10-14 | 1982-04-23 | Gen Date | Constitution system for floating-point analogue-digital converter |
-
1986
- 1986-01-31 JP JP61019504A patent/JPH073949B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4874162A (ja) * | 1971-12-22 | 1973-10-05 | ||
JPS55150619A (en) * | 1979-05-12 | 1980-11-22 | Fujitsu Ltd | Nonlinear coder |
JPS5679509A (en) * | 1979-12-04 | 1981-06-30 | Ricoh Co Ltd | Automatic gain control circuit |
JPS5767324A (en) * | 1980-10-14 | 1982-04-23 | Gen Date | Constitution system for floating-point analogue-digital converter |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09179688A (ja) * | 1995-12-25 | 1997-07-11 | Hitachi Ltd | アナログ信号処理装置 |
US7492294B2 (en) * | 2006-02-03 | 2009-02-17 | Infineon Technologies Ag | Receiving method with digital level adjustment in the analog section and incremental level change in the digital section |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH073949B2 (ja) | 1995-01-18 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |