JPS6216572B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6216572B2 JPS6216572B2 JP7481679A JP7481679A JPS6216572B2 JP S6216572 B2 JPS6216572 B2 JP S6216572B2 JP 7481679 A JP7481679 A JP 7481679A JP 7481679 A JP7481679 A JP 7481679A JP S6216572 B2 JPS6216572 B2 JP S6216572B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- feedback
- amplifier
- output
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は出力負荷がインダクタンスである直結
増幅器、特にその帰還回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a direct-coupled amplifier whose output load is an inductance, and particularly to a feedback circuit thereof.
従来インダクタンス負荷の増幅器において、交
流帰還はかけやすいが直流帰還をかけることは難
かしいため直流バランス電圧、電流の変動が大き
かつた。消費電力に制限のある半導体集積回路に
おいては、この直流バランス電圧、電流の変動は
大きな問題である。 In conventional inductance load amplifiers, it is easy to apply AC feedback, but it is difficult to apply DC feedback, resulting in large fluctuations in DC balance voltage and current. In semiconductor integrated circuits where power consumption is limited, fluctuations in DC balance voltage and current are a major problem.
第１図に従来のインダクタンス負荷をもつ直結
増幅器の回路図を示す。 FIG. 1 shows a circuit diagram of a conventional direct-coupled amplifier with an inductance load.
この回路の動作を簡単に説明すると次のように
なる。入力端子１２からの入力はアクテイブ負荷
３，４を有する差動増幅器１，２で増幅され、エ
ミツタホロワ１３に出力されたあと、出力トラン
ジスタ１６に入力される。この後負荷インダクタ
ンス１８のインピーダンスと、エミツタ抵抗１７
のインピーダンスとの比で増幅され端子２５より
出力される。 The operation of this circuit can be briefly explained as follows. An input from an input terminal 12 is amplified by differential amplifiers 1 and 2 having active loads 3 and 4, and is output to an emitter follower 13 and then input to an output transistor 16. After this, the impedance of the load inductance 18 and the emitter resistance 17
The signal is amplified by the ratio of the impedance of the signal and is output from the terminal 25.
上記回路で、トランジスタ１，２を含む差動増
幅器はアクテイブ負荷３，４を有しているので利
得が大きく帰還をかけて直流バランスを安定にす
る必要がある。このためエミツタホロワのあとか
ら帰還抵抗２２，２３で交流と直流の帰還をかけ
ている。このように、この増幅器において、差動
増幅器は帰還ループがあるので安定であるが、一
方出力トランジスタ１６は直流帰還がされていな
いので直流バランス電流が変動するという欠点を
有する。 In the above circuit, the differential amplifier including transistors 1 and 2 has active loads 3 and 4, so it has a large gain and requires feedback to stabilize the DC balance. For this reason, feedback of alternating current and direct current is applied by feedback resistors 22 and 23 after the emitter follower. In this way, in this amplifier, the differential amplifier is stable because it has a feedback loop, but on the other hand, the output transistor 16 has the disadvantage that the DC balance current fluctuates because it does not have DC feedback.
上記直流バランス電流の変動についてさらに詳
しく説明すると次のようになる。すなわち、入力
端子１２の電圧が電源電圧の変動で変化するとそ
れに従つてトランジスタ２のベースが変化し、こ
れと等しい値の変化がトランジスタ１３のエミツ
タに表われる。この変動はトランジスタ１６のエ
ミツタに等しい値で伝わり入力端子電圧に比例し
て出力トランジスタ１６の電流が変化することに
なる。一般に出力トランジスタ１６の直流電流は
大きく設定してあるので全体の回路電流の変動が
大きくなる。 A more detailed explanation of the fluctuation of the DC balance current is as follows. That is, when the voltage at the input terminal 12 changes due to fluctuations in the power supply voltage, the base of the transistor 2 changes accordingly, and a change of the same value appears at the emitter of the transistor 13. This fluctuation is transmitted to the emitter of the transistor 16 with an equal value, and the current of the output transistor 16 changes in proportion to the input terminal voltage. Generally, the DC current of the output transistor 16 is set to be large, so that the fluctuation of the overall circuit current becomes large.
本発明はこうした従来の欠点を解消するために
なされたものであり、出力負荷がインダクタンス
である直結増幅器において直流バランス電流を安
定化するための帰還回路を提供するものである。 The present invention has been made to eliminate these conventional drawbacks, and provides a feedback circuit for stabilizing the DC balance current in a direct-coupled amplifier whose output load is an inductance.
以下、本発明を第２図の実施例をもとに詳細に
説明する。第２図において１，２は差動増幅器の
トランジスタ、３，４はアクテイブ負荷のトラン
ジスタ、抵抗５，６，７とダイオード８とトラン
ジスタ９とは差動増幅器の定電流回路、抵抗１
０，１１は入力端子１２の直流バイアス回路、１
３はエミツタホロワトランジスタ、１４，１５は
レベルシフト用ダイオード、１６は出力トランジ
スタ、１７はそのエミツタ抵抗、１８は負荷のイ
ンダクタンス、トランジスタ１９と抵抗２０，２
１とは帰還用の増幅器、２２，２３は帰還抵抗、
２４は交流バイアス容量、２５は出力端子、２６
は電源端子である。 Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on the embodiment shown in FIG. In Figure 2, 1 and 2 are transistors of a differential amplifier, 3 and 4 are active load transistors, resistors 5, 6, and 7, a diode 8, and a transistor 9 are constant current circuits of a differential amplifier, and a resistor 1
0 and 11 are DC bias circuits of input terminal 12, 1
3 is an emitter follower transistor, 14 and 15 are level shift diodes, 16 is an output transistor, 17 is its emitter resistor, 18 is the inductance of the load, transistor 19 and resistors 20 and 2
1 is a feedback amplifier, 22 and 23 are feedback resistors,
24 is an AC bias capacitor, 25 is an output terminal, 26
is the power terminal.
次にこの回転の動作を説明する。 Next, this rotation operation will be explained.
入力端子１２からの入力はアクテイブ負荷３，
４を有する差動増幅器１，２で増幅され１３のエ
ミツタホロワに出力されたあと出力トランジスタ
１６に入力される。このトランジスタ１６の利得
は入力信号の周波数における負荷インダクタンス
１８のインピーダンスをRind、エミツタ抵抗１
７のインピーダンスをR17とするとRing／R17と
なり、この利得で端子２５に出力される。 The input from input terminal 12 is active load 3,
The signal is amplified by differential amplifiers 1 and 2 having 4 and outputted to an emitter follower 13, and then input to an output transistor 16. The gain of this transistor 16 is the impedance of the load inductance 18 at the frequency of the input signal, and the emitter resistance 1
If the impedance of 7 is R17 , it becomes Ring/ R17 , which is output to the terminal 25 with this gain.
次に本発明の帰還回路について説明する。 Next, the feedback circuit of the present invention will be explained.
破線２７で囲んだ部分が本発明の帰還回路であ
る。１９は帰還用の増幅器、２０，２１は増幅器
用の抵抗、２２，２３は帰還用の抵抗、２４は容
量である。 The portion surrounded by the broken line 27 is the feedback circuit of the present invention. 19 is a feedback amplifier, 20 and 21 are amplifier resistors, 22 and 23 are feedback resistors, and 24 is a capacitor.
この帰還回路では、エミツタホロワ１３の出力
は帰還用の増幅器１９のベースに入力され適当に
増幅されたあと帰還される。つまり抵抗２０，２
１の抵抗をR20，R21とすると、エミツタホロワの
出力はR21／R20だけ増幅される。その後、交流は
抵抗２２と抵抗２３の比の利得でもつて帰還され
る。また、直流は利得が１で帰還される。 In this feedback circuit, the output of the emitter follower 13 is input to the base of a feedback amplifier 19, appropriately amplified, and then fed back. That is, resistance 20,2
If the resistors of 1 are R20 and R21 , the output of the emitter follower is amplified by R21 / R20 . The alternating current is then fed back with a gain equal to the ratio of resistors 22 and 23. Further, the direct current is fed back with a gain of 1.
この帰還回路は、上記のように帰還をかけるこ
とにより入力端のバイアスの変動があつても出力
トランジスタの直流バイアス電流の変動を軽減す
るものであるが、これにさらにくわしく説明すれ
ば次のようになる。 By applying feedback as described above, this feedback circuit reduces fluctuations in the DC bias current of the output transistor even if there are fluctuations in the bias at the input terminal.A more detailed explanation of this is as follows. become.
第２図において、入力端子１２のバイアス電圧
は端子２６に加える電源電圧を、抵抗１０，１１
で分割して加えている。 In FIG. 2, the bias voltage of the input terminal 12 is the power supply voltage applied to the terminal 26, and the resistor 10, 11
It is divided and added.
この電源電圧２６の変動で入力端子１２のバイ
アス電圧が変化する。特に入力端子に他の増幅器
の出力を直接接続する場合などは端子１２のバイ
アス電圧は変動しやすい。いま、この入力端子１
２の電圧がΔVinだけ変動したとすると、帰還側
にあるトランジスタ２のベース電圧もΔVinだけ
変動する。 The bias voltage at the input terminal 12 changes due to this variation in the power supply voltage 26. In particular, when the output of another amplifier is directly connected to the input terminal, the bias voltage at the terminal 12 is likely to fluctuate. Now, this input terminal 1
If the voltage of transistor 2 fluctuates by ΔVin, the base voltage of transistor 2 on the feedback side also fluctuates by ΔVin.
トランジスタ２のベースは抵抗２２を介して帰
還用トランジスタ１９のコレクタに接続されてい
るので、トランジスタ１９のコレクタ電位はΔ
Vinだけ変動する。 Since the base of transistor 2 is connected to the collector of feedback transistor 19 via resistor 22, the collector potential of transistor 19 is Δ
Only Vin changes.
帰還用トランジスタの利得はR21／R20であるか
らトランジタ１９のエミツタ電圧の変動ΔＶE19
は電圧変動ΔVinに利得の逆数を掛けた値とな
り、次式(1)であらわされる。 Since the gain of the feedback transistor is R 21 /R 20 , the variation in the emitter voltage of transistor 19 is ΔV E19
is the value obtained by multiplying the voltage fluctuation ΔVin by the reciprocal of the gain, and is expressed by the following equation (1).
ΔE19＝R20／R21・ΔVin ……(1)
一方、帰還用トランジスタ１９のベースと出力
トランジスタ１６のベースは共通に接続されてい
るので出来トランジスタ１６のエミツタ電圧の変
動ＶE16は帰還用トランジスタ１９のエミツタ電
圧変動ΔＶE19に等しい。従つて抵抗値R20，R21
をR20＜R21になるように、すなわち帰還用トラン
ジスタの利得を１以上に選べば上式(1)によりΔＶ
E16（＝ΔＶE19）はΔVinより小さくなり、入力
端のバイアス変動による出力トランジスタの直流
バイアス電流の変動が軽減できることになる。 Δ E19 = R 20 / R 21 · ΔVin ...(1) On the other hand, since the base of the feedback transistor 19 and the base of the output transistor 16 are connected in common, the variation in the emitter voltage of the transistor 16 V E16 is for feedback. It is equal to the emitter voltage variation ΔV E19 of transistor 19. Therefore, the resistance values R 20 , R 21
If R 20 < R 21 , that is, the gain of the feedback transistor is chosen to be 1 or more, ΔV
E16 (=ΔV E19 ) becomes smaller than ΔVin, and fluctuations in the DC bias current of the output transistor due to bias fluctuations at the input terminal can be reduced.
帰還回路を設ける箇所に関して出力トランジス
タ１６の出力側より帰還するのが通常のやり方の
ように考えられるがこのようにすると、交流帰還
だけがおこなわれ、直流帰還はおこなわれない。
これは、出力トランジスタ１６のコレクタは直流
成分がなく、エミツタは電圧レベルが低いといつ
た理由による。 Regarding the location where the feedback circuit is provided, it seems like a normal method to provide feedback from the output side of the output transistor 16, but in this case, only AC feedback is performed and no DC feedback is performed.
This is because the collector of the output transistor 16 has no DC component and the emitter has a low voltage level.
そこで上記実施例に係る第２図では、新たに帰
還用のトランジスタ１９を設け帰還用のトランジ
スタ１９のベースと出力トランジスタ１６のベー
スを接続して同電位にして、帰還用トランジスタ
１９のベース電位変動をおさえることによりこれ
と同電位の出力用トランジスタ１６のベース電位
変動をおさえるといつた方法を採用している。 Therefore, in FIG. 2 according to the above embodiment, a feedback transistor 19 is newly provided, and the base of the feedback transistor 19 and the base of the output transistor 16 are connected to have the same potential, and the base potential of the feedback transistor 19 is changed. A method is adopted in which fluctuations in the base potential of the output transistor 16, which has the same potential as this, are suppressed by suppressing this.
本発明は、出力負荷がインダクタンスで直流帰
還のかけられない直結増幅器において、帰還用の
反転増幅器を付加することにより、直流バランス
電圧を安定に保つことができる効果を有する。こ
の発明は、回路直流を小さく保つ必要のある半導
体集積回路に対して特に有効なものである。 The present invention has the effect of being able to keep the DC balance voltage stable by adding an inverting amplifier for feedback in a direct-coupled amplifier whose output load is an inductance and no DC feedback is applied. This invention is particularly effective for semiconductor integrated circuits in which circuit direct current must be kept small.
第１図は従来の増幅回路を示す図、第２図は本
発明の一実施例における増幅回路を示す図であ
る。
１，２……差動増幅器のトランジスタ、３，４
……アクテイブ負荷のトランジスタ、５，６，７
……抵抗、８……ダイオード、９……トランジス
タ、１０，１１……抵抗、１２……入力端子、１
３……エミツタホロワトランジスタ、１４，１５
……レベルシフト用ダイオード、１６……出力ト
ランジスタ、１７……エミツタ抵抗、１８……負
荷インダクタンス、１９……帰還用トランジス
タ、２０，２１……抵抗、２２，２３……帰還抵
抗、２４……交流バイアス容量、２５……出力端
子、２６……電源端子、２７……本発明の帰還回
路。
FIG. 1 is a diagram showing a conventional amplifier circuit, and FIG. 2 is a diagram showing an amplifier circuit according to an embodiment of the present invention. 1, 2... Differential amplifier transistor, 3, 4
...Active load transistor, 5, 6, 7
... Resistor, 8 ... Diode, 9 ... Transistor, 10, 11 ... Resistor, 12 ... Input terminal, 1
3... Emitsuta follower transistor, 14, 15
... Level shift diode, 16 ... Output transistor, 17 ... Emitter resistance, 18 ... Load inductance, 19 ... Feedback transistor, 20, 21 ... Resistor, 22, 23 ... Feedback resistor, 24 ... AC bias capacitor, 25...output terminal, 26...power terminal, 27...feedback circuit of the present invention.
Claims (1)
荷の一端が電源に接続されたインダクタンスを有
する直結形増幅器であつて、前記出力段増幅器の
第１のトランジスタのベースに、帰還用反転増幅
器を構成する第２のトランジスタのベースを接続
し、第２のトランジスタのエミツタは第１の抵抗
を介して接地し、第２のトランジスタのコレクタ
は第２の負荷抵抗を介して電源に接続する一方、
第２のトランジスタのコレクタは第３の帰還用抵
抗を介して、前記直結形増幅器を構成する差動ト
ランジスタ対の帰還側トランジスタのベースに接
続され、該ベースを第４の抵抗と容量で接地し、
前記直結形増幅器の出力から入力側に直流バラン
ス用の直流帰還と交流利得を得るための交流帰還
をすることを特徴とする増幅回路。1. A direct-coupled amplifier having an inductance in which one end of the load of a first transistor serving as an output stage amplifier is connected to a power supply, and a feedback inverting amplifier is configured at the base of the first transistor of the output stage amplifier. the base of the second transistor is connected, the emitter of the second transistor is grounded through the first resistor, and the collector of the second transistor is connected to the power supply through the second load resistor;
The collector of the second transistor is connected via a third feedback resistor to the base of the feedback transistor of the differential transistor pair constituting the direct-coupled amplifier, and the base is grounded through a fourth resistor and capacitor. ,
An amplifier circuit characterized in that DC feedback for DC balance and AC feedback for obtaining AC gain are performed from the output of the direct-coupled amplifier to the input side.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7481679A JPS55166311A (en) | 1979-06-13 | 1979-06-13 | Amplifying circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7481679A JPS55166311A (en) | 1979-06-13 | 1979-06-13 | Amplifying circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55166311A JPS55166311A (en) | 1980-12-25 |
| JPS6216572B2 true JPS6216572B2 (en) | 1987-04-13 |
Family
ID=13558205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7481679A Granted JPS55166311A (en) | 1979-06-13 | 1979-06-13 | Amplifying circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55166311A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0594074U (en) * | 1992-06-01 | 1993-12-21 | 三菱農機株式会社 | Crawler traveling device |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4758798A (en) * | 1987-04-10 | 1988-07-19 | Cross Technology, Inc. | Output amplifier |
-
1979
- 1979-06-13 JP JP7481679A patent/JPS55166311A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0594074U (en) * | 1992-06-01 | 1993-12-21 | 三菱農機株式会社 | Crawler traveling device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55166311A (en) | 1980-12-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6224975Y2 (en) | ||
| JPH05150848A (en) | Power supply circuit | |
| US4122403A (en) | Temperature stabilized common emitter amplifier | |
| JPS6218807A (en) | Current mirror circuit | |
| JPS6216572B2 (en) | ||
| JPH051646B2 (en) | ||
| JPH051649B2 (en) | ||
| JP2793343B2 (en) | Bias circuit | |
| JP3177521B2 (en) | Power supply circuit | |
| JPH0526363B2 (en) | ||
| JPH0716138B2 (en) | Amplifier circuit device | |
| JP2532900Y2 (en) | Limiter circuit | |
| JP2623954B2 (en) | Variable gain amplifier | |
| KR830001979B1 (en) | Power amplification circuit | |
| JP3283910B2 (en) | Clamp type current-voltage converter | |
| JPH0243387B2 (en) | ||
| JPH05150847A (en) | Power supply circuit | |
| JPH06152274A (en) | Amplifying circuit | |
| JP2626196B2 (en) | Differential amplifier circuit | |
| JPH0345568B2 (en) | ||
| JPS6115619Y2 (en) | ||
| JP3360911B2 (en) | Differential amplifier circuit | |
| JPH01125107A (en) | Amplifier circuit | |
| JP3439409B2 (en) | Current mirror circuit | |
| JPS61284109A (en) | Impedance converting circuit |