JPH0564036B2 - - Google Patents
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- JPH0564036B2 JPH0564036B2 JP61003441A JP344186A JPH0564036B2 JP H0564036 B2 JPH0564036 B2 JP H0564036B2 JP 61003441 A JP61003441 A JP 61003441A JP 344186 A JP344186 A JP 344186A JP H0564036 B2 JPH0564036 B2 JP H0564036B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はパルス幅変調インバータ装置に係り、
特にインバータ出力電圧の３パルスと１パルス間
のパルス数切換えを改良した制御装置に関する。
特にインバータ出力電圧の３パルスと１パルス間
のパルス数切換えを改良した制御装置に関する。
従来、この種の制御技術としては、特開昭57−
132772号公報、特開昭57−85583号公報および特
公昭60−24670号公報などが知られている。
132772号公報、特開昭57−85583号公報および特
公昭60−24670号公報などが知られている。
特開昭57−132772号公報には、可変電圧・可変
周波数のパルス幅変調インバータにおいて、３
パルスから１パルスに切換える時にインバータの
出力電圧の変化量が大きいという問題、この電
圧の変化量を小さくするための３パルスでの位相
制御と、この位相制御により生じる１パルスへの
切換え時のインバータ出力電圧の基本波の位相ず
れをなくする制御方式が示されている。しかし、
この制御方式は、制御が複雑となり、また３パル
スでの位相制御時には、その第１１図から分るよ
うに、インバータ出力電圧の基本波の位相も変化
するという問題がある。
周波数のパルス幅変調インバータにおいて、３
パルスから１パルスに切換える時にインバータの
出力電圧の変化量が大きいという問題、この電
圧の変化量を小さくするための３パルスでの位相
制御と、この位相制御により生じる１パルスへの
切換え時のインバータ出力電圧の基本波の位相ず
れをなくする制御方式が示されている。しかし、
この制御方式は、制御が複雑となり、また３パル
スでの位相制御時には、その第１１図から分るよ
うに、インバータ出力電圧の基本波の位相も変化
するという問題がある。
また、特開昭57−85583号公報には、２つの正
弦波と三角波の比較による変調手段が開示されて
いるが、その第６図から分るように、切換え時に
インバータ出力電圧（第６図ｆ）の基本波に位相
ずれが生じるという問題がある。また、第６図
ｂのθ（第１図のサイリスタ１と４に第６図のゲ
ート信号ｂとｃがない期間）において、ゲート信
号ｂがなくなつても、モータ電流はモータのイン
ダクタンス作用により直ちに０にならないので、
モータ電流はゲート信号ｃがなくてもサイリスタ
４（図示されていないが、通常は逆並列接続され
ているダイオード）を通じて環流する。これはサ
イリスタ４にゲート信号ｃが与えられたことにな
り、インバータ出力電圧は第６図ｆとならない。
すなわち、３パルス時のインバータ出力電圧と同
じ大きさの１パルス時のインバータ出力電圧を前
もつて算定することは非常にむずかしいという問
題がある。
弦波と三角波の比較による変調手段が開示されて
いるが、その第６図から分るように、切換え時に
インバータ出力電圧（第６図ｆ）の基本波に位相
ずれが生じるという問題がある。また、第６図
ｂのθ（第１図のサイリスタ１と４に第６図のゲ
ート信号ｂとｃがない期間）において、ゲート信
号ｂがなくなつても、モータ電流はモータのイン
ダクタンス作用により直ちに０にならないので、
モータ電流はゲート信号ｃがなくてもサイリスタ
４（図示されていないが、通常は逆並列接続され
ているダイオード）を通じて環流する。これはサ
イリスタ４にゲート信号ｃが与えられたことにな
り、インバータ出力電圧は第６図ｆとならない。
すなわち、３パルス時のインバータ出力電圧と同
じ大きさの１パルス時のインバータ出力電圧を前
もつて算定することは非常にむずかしいという問
題がある。
一方、特公昭60−24670号公報には電流形イン
バータで、基本周波数の半サイクル毎に多パルス
電流とすることが開示されている。この公報第１
図の符号１は「電流制御可能な直流電源」であ
り、電動機電流とその基準値を比較し、その偏差
で出力電圧を調整できるコンバータが用いられ
る。その第４図および第５図は高調波の含有率の
比較を行つたもので、パルスを分割して多パルス
とした方が、高調波が小さくなることを述べてい
る。従つて、第４図の「特定の」１つのパルス数
が選択され、電流制御はコンバータの出力電圧で
調整される結果、第５図の電流の波高値が変化し
て、電流平均値が調整される。ここには、インバ
ータの出力電圧や周波数制御を行う過程で、半サ
イクル中に含まれる出力電圧パルス数を切換える
技術思想はない。しかし、インバータにより誘導
電動機を駆動する際、現実には、GTOやトラン
ジスタのスイツチング時間の関係上、どうして
も、パルス数の切換えが必要である。
バータで、基本周波数の半サイクル毎に多パルス
電流とすることが開示されている。この公報第１
図の符号１は「電流制御可能な直流電源」であ
り、電動機電流とその基準値を比較し、その偏差
で出力電圧を調整できるコンバータが用いられ
る。その第４図および第５図は高調波の含有率の
比較を行つたもので、パルスを分割して多パルス
とした方が、高調波が小さくなることを述べてい
る。従つて、第４図の「特定の」１つのパルス数
が選択され、電流制御はコンバータの出力電圧で
調整される結果、第５図の電流の波高値が変化し
て、電流平均値が調整される。ここには、インバ
ータの出力電圧や周波数制御を行う過程で、半サ
イクル中に含まれる出力電圧パルス数を切換える
技術思想はない。しかし、インバータにより誘導
電動機を駆動する際、現実には、GTOやトラン
ジスタのスイツチング時間の関係上、どうして
も、パルス数の切換えが必要である。
本発明の目的は、３パルスと１パルスのパルス
数切換え時に、インバータ出力電圧の変化量が小
さく、かつインバータ出力電圧の基本波の位相ず
れも生じない制御装置を提供することにある。
数切換え時に、インバータ出力電圧の変化量が小
さく、かつインバータ出力電圧の基本波の位相ず
れも生じない制御装置を提供することにある。
本発明は、インバータ出力電圧の半サイクルに
含まれるパルス数が３パルスであるとき、幅120°
の中央に位置する１つのパルスと、幅120°の両外
側に位置する２つのパルスとからなる３パルス線
間電圧を発生させ、この電圧をインバータ出力電
圧指令に応じて変化させることを特徴とする。
含まれるパルス数が３パルスであるとき、幅120°
の中央に位置する１つのパルスと、幅120°の両外
側に位置する２つのパルスとからなる３パルス線
間電圧を発生させ、この電圧をインバータ出力電
圧指令に応じて変化させることを特徴とする。
これにより、両側の２つのパルス幅と、これら
のパルスと中央のパルスとの間の空白部の幅とを
適当に調整することにより、電気角120度の期間
内に３個のパルスが存在する３パルスモードと電
気角120度の期間内に１個のパルスが存在する１
パルスモード間の切換え時における出力電圧の平
均値を夫々一致させることが可能となり、パルス
数切換時の電圧跳躍と位相のずれをなくすことが
できる。
のパルスと中央のパルスとの間の空白部の幅とを
適当に調整することにより、電気角120度の期間
内に３個のパルスが存在する３パルスモードと電
気角120度の期間内に１個のパルスが存在する１
パルスモード間の切換え時における出力電圧の平
均値を夫々一致させることが可能となり、パルス
数切換時の電圧跳躍と位相のずれをなくすことが
できる。
第１図は本発明の一実施例を示す電圧型のパル
ス幅変調インバータによる誘導電動機の制御装置
の回路構成であつて、１は直流電源、２はサイリ
スタ等の制御スイツチング素子UP〜WNからな
るパルス幅変調インバータ、３は誘導電動機、５
は搬送波発生手段５１、変調波発生手段５２、比
較手段５３及びパルス数切換え手段５４からなる
変調回路で、この変調回路５の出力により、ゲー
ト信号処理回路４を介して、所定の順序でインバ
ータ２の制御スイツチング素子UP〜WNのオ
ン・オフ動作を行う。
ス幅変調インバータによる誘導電動機の制御装置
の回路構成であつて、１は直流電源、２はサイリ
スタ等の制御スイツチング素子UP〜WNからな
るパルス幅変調インバータ、３は誘導電動機、５
は搬送波発生手段５１、変調波発生手段５２、比
較手段５３及びパルス数切換え手段５４からなる
変調回路で、この変調回路５の出力により、ゲー
ト信号処理回路４を介して、所定の順序でインバ
ータ２の制御スイツチング素子UP〜WNのオ
ン・オフ動作を行う。
第１図において、誘導電動機３の回転周波数o
を検出回路６で検出し、これにすべり周波数S
を、加減算回路９で力行時には加算し、回生時に
は減算する。これがインバータ２の出力周波数
（＝o±S）となる。すべり周波数Sは誘導電動
機３の電流を検出回路７で検出した値IMとその指
令値IPを比較して、その偏差により、すべり周波
数制御回路８を介して制御する。
を検出回路６で検出し、これにすべり周波数S
を、加減算回路９で力行時には加算し、回生時に
は減算する。これがインバータ２の出力周波数
（＝o±S）となる。すべり周波数Sは誘導電動
機３の電流を検出回路７で検出した値IMとその指
令値IPを比較して、その偏差により、すべり周波
数制御回路８を介して制御する。
一方、変調回路５では、加減算回路９の出力を
受けて、搬送波発生手段５１の中の５１１は通常
第２図Ａのイの三角波を発生し、また変調波発生
手段５２の中の５２１は通常第２図Ａのロ，ハ，
ニのＵ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、この正弦波
と三角波を比較手段５３で比較して、第２図Ｂの
ような制御スイツチング素子UP，VP，WP用パ
ルスを出力する（第２図Ｂの反転したものが制御
スイツチング素子UN，VN，WN用パルスとな
る）。このときのインバータ２の出力電圧（Ｕ−
Ｖ間）波形は第２図Ｃとなる。そして、インバー
タ２の出力電圧は、第２図Ｂの幅θ°つまり第２図
Ａの正弦波の波高値を変化させることにより制御
し、またインバータ２の出力周波数の半サイク
ルに含まれるインバータ２の出力電圧のパルス数
（第２図では３パルス）は、第２図Ａの三角波と
正弦波の周波数比つまり三角波の周波数をパルス
数切換え手段５４で切換えることにより制御す
る。このパルス数はインバータ２の出力周波数
に対して、パルス数切換え手段５４により例えば
第３図のように、２７−１５−９−５−３（第３
図イ）と切換え、またインバータ２の出力電圧
VMはインバータ２の出力周波数に対して、第
３図のように連続となるように変調率演算回路１
０で、第２図Ａの正弦波の波高値／三角波の波高
値の比つまり変調率VCを演算して、正弦波の波
高値を制御する。
受けて、搬送波発生手段５１の中の５１１は通常
第２図Ａのイの三角波を発生し、また変調波発生
手段５２の中の５２１は通常第２図Ａのロ，ハ，
ニのＵ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、この正弦波
と三角波を比較手段５３で比較して、第２図Ｂの
ような制御スイツチング素子UP，VP，WP用パ
ルスを出力する（第２図Ｂの反転したものが制御
スイツチング素子UN，VN，WN用パルスとな
る）。このときのインバータ２の出力電圧（Ｕ−
Ｖ間）波形は第２図Ｃとなる。そして、インバー
タ２の出力電圧は、第２図Ｂの幅θ°つまり第２図
Ａの正弦波の波高値を変化させることにより制御
し、またインバータ２の出力周波数の半サイク
ルに含まれるインバータ２の出力電圧のパルス数
（第２図では３パルス）は、第２図Ａの三角波と
正弦波の周波数比つまり三角波の周波数をパルス
数切換え手段５４で切換えることにより制御す
る。このパルス数はインバータ２の出力周波数
に対して、パルス数切換え手段５４により例えば
第３図のように、２７−１５−９−５−３（第３
図イ）と切換え、またインバータ２の出力電圧
VMはインバータ２の出力周波数に対して、第
３図のように連続となるように変調率演算回路１
０で、第２図Ａの正弦波の波高値／三角波の波高
値の比つまり変調率VCを演算して、正弦波の波
高値を制御する。
ところで、インバータ２の出力電圧VMを、イ
ンバータ２が出力し得る最大電圧まで高めるため
に、第２図の３パルス（第３図イ）から、第２図
Ｂの幅θ°が制御スイツチング素子UP〜WNに必
要な最小消弧期間θnio°に等しくなるインバータ
２の出力周波数のところで、第４図のように１パ
ルスに切換えると、インバータ２の出力電圧VM
は第４図から容易にわかるように、第３図の点線
の如く急変する（この変化量について後述する）。
ンバータ２が出力し得る最大電圧まで高めるため
に、第２図の３パルス（第３図イ）から、第２図
Ｂの幅θ°が制御スイツチング素子UP〜WNに必
要な最小消弧期間θnio°に等しくなるインバータ
２の出力周波数のところで、第４図のように１パ
ルスに切換えると、インバータ２の出力電圧VM
は第４図から容易にわかるように、第３図の点線
の如く急変する（この変化量について後述する）。
そこで、第２図の３パルス（第３図イで、第２
図の幅θ°が制御スイツチング素子UP〜WNに必
要な最小消弧期間θnio°に等しくなるインバータ
２の出力周波数のところで、パルス数切換え手段
５４により、搬送波発生手段５１の中の５１１か
ら５１２に、また変調波発生手段５２の中の５２
１から５２２にそれぞれ切換える。搬送波発生手
段５１の中の５１２は通常第５図のＡ，Ｃ，Ｅの
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の等脚台形波（長辺幅が180°で、短
辺幅が60°）を発生し、また変調波発生手段５２
の中の５２２は通常第５図のＡ，Ｃ，ＥのＵ，
Ｖ，Ｗ相の方形波を発生し、その方形波と逆台形
波を比較手段５３で比較して、第５図のＢ，Ｄ，
Ｆのような制御スイツチング素子UP，VP，WP
用パルスを出力する（第５図のＢ，Ｄ，Ｆの反転
したものが制御スイツチング素子UN，VN，
WN用パルスとなる）。その結果、インバータ２
の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第５図Ｇのよう
な、幅120°の中央に位置する１つのパルスと、幅
120°の両外側に位置する２つのパルスとからなる
３パルスとなる。そのインバータ２の出力電圧
は、インバータ２の出力周波数に対して、第３
図となるように、第５図Ｂの幅θ°つまり第５図の
Ａ，Ｃ，Ｅの方形波の波高値を、変調率演算回路
１０の出力VCで変化させることにより制御する
（第３図ロ）。
図の幅θ°が制御スイツチング素子UP〜WNに必
要な最小消弧期間θnio°に等しくなるインバータ
２の出力周波数のところで、パルス数切換え手段
５４により、搬送波発生手段５１の中の５１１か
ら５１２に、また変調波発生手段５２の中の５２
１から５２２にそれぞれ切換える。搬送波発生手
段５１の中の５１２は通常第５図のＡ，Ｃ，Ｅの
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の等脚台形波（長辺幅が180°で、短
辺幅が60°）を発生し、また変調波発生手段５２
の中の５２２は通常第５図のＡ，Ｃ，ＥのＵ，
Ｖ，Ｗ相の方形波を発生し、その方形波と逆台形
波を比較手段５３で比較して、第５図のＢ，Ｄ，
Ｆのような制御スイツチング素子UP，VP，WP
用パルスを出力する（第５図のＢ，Ｄ，Ｆの反転
したものが制御スイツチング素子UN，VN，
WN用パルスとなる）。その結果、インバータ２
の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第５図Ｇのよう
な、幅120°の中央に位置する１つのパルスと、幅
120°の両外側に位置する２つのパルスとからなる
３パルスとなる。そのインバータ２の出力電圧
は、インバータ２の出力周波数に対して、第３
図となるように、第５図Ｂの幅θ°つまり第５図の
Ａ，Ｃ，Ｅの方形波の波高値を、変調率演算回路
１０の出力VCで変化させることにより制御する
（第３図ロ）。
次に、インバータ２の出力電圧をインバータ２
が出力し得る最大電圧まで高めるために、第５図
Ｂの幅θ°が制御スイツチング素子UP〜WNに必
要な最小消弧期間θnioに等しくなるインバータ２
の出力周波数のところで、パルス数切換え手段５
４により、搬送波発生手段５１の中の５１２から
513に切換える。この搬送波発生手段５１の中の
513は０を発生し、この０と変調波発生手段５２
の中の５２２が発生する第５図のＡ，Ｃ，Ｅの方
形波を比較手段５３で比較して、第６図Ｂのよう
なパルスを出力する。その結果、インバータ２の
出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第６図Ｂのような、
幅120°の１パルスとなる。この第６図のような第
５図の３パルスと１パルスの切換えを、第４図の
ような第２図の３パルスと１パルスの切換えと比
べると、第６図Ａの３パルスの電圧面積は第６図
Ｂの１パルスの電圧面積と等しいのに対し、第４
図Ａの３パルスの電圧面積は第４図Ｂの１パルス
の電圧面積より小さいため、第６図の３パルスと
１パルスの切換えの方が、インバータ２の出力電
圧の変化量は小さく、かつインバータ２の出力電
圧の基本波成分の位相ずれも生じないことが容易
にわかる。
が出力し得る最大電圧まで高めるために、第５図
Ｂの幅θ°が制御スイツチング素子UP〜WNに必
要な最小消弧期間θnioに等しくなるインバータ２
の出力周波数のところで、パルス数切換え手段５
４により、搬送波発生手段５１の中の５１２から
513に切換える。この搬送波発生手段５１の中の
513は０を発生し、この０と変調波発生手段５２
の中の５２２が発生する第５図のＡ，Ｃ，Ｅの方
形波を比較手段５３で比較して、第６図Ｂのよう
なパルスを出力する。その結果、インバータ２の
出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第６図Ｂのような、
幅120°の１パルスとなる。この第６図のような第
５図の３パルスと１パルスの切換えを、第４図の
ような第２図の３パルスと１パルスの切換えと比
べると、第６図Ａの３パルスの電圧面積は第６図
Ｂの１パルスの電圧面積と等しいのに対し、第４
図Ａの３パルスの電圧面積は第４図Ｂの１パルス
の電圧面積より小さいため、第６図の３パルスと
１パルスの切換えの方が、インバータ２の出力電
圧の変化量は小さく、かつインバータ２の出力電
圧の基本波成分の位相ずれも生じないことが容易
にわかる。
ここで、第５図の３パルスと１パルスの切換え
（第６図）時のインバータ２の出力電圧の変化量
を、第２図の３パルスと１パルスの切換え（第４
図）の場合と比較する。
（第６図）時のインバータ２の出力電圧の変化量
を、第２図の３パルスと１パルスの切換え（第４
図）の場合と比較する。
第５図の３パルス時のインバータ２の出力電圧
波形をフーリエ級数に展開すると、その基本波成
分の大きさ（実効値）VN3は、 VN3＝4ES／√2π｛cos（30°−θ°）−cos
（30°）＋cos（30°＋θ°）｝……(1) となり、同時に第２図の３パルス時のインバータ
２の出力電圧波形の基本波成分（実効値）VO3
は、 VO3＝4ES／√2π｛cos（30°）−cos（45°
−θ°／２）＋cos（45°＋θ°／２）｝……(2) となる。ただし、(1)式と(2)式のESは直流電源１の
電圧値である。
波形をフーリエ級数に展開すると、その基本波成
分の大きさ（実効値）VN3は、 VN3＝4ES／√2π｛cos（30°−θ°）−cos
（30°）＋cos（30°＋θ°）｝……(1) となり、同時に第２図の３パルス時のインバータ
２の出力電圧波形の基本波成分（実効値）VO3
は、 VO3＝4ES／√2π｛cos（30°）−cos（45°
−θ°／２）＋cos（45°＋θ°／２）｝……(2) となる。ただし、(1)式と(2)式のESは直流電源１の
電圧値である。
(1)式と(2)式より、幅θ°に対するVN3とVO3を、１
パルスつまりθ＝０の時の値で正規化し、それぞ
れVN3′とVO3′で表わして図にすると、第７図の
ようになる。この第７図からわかるように、幅θ°
が同じでも、第５図の３パルスの方（VN3′）が
第２図の３パルスの場合（VO3′）よりインバー
タ２の出力電圧が高いので、第２図の３パルス
（第３図イ）と第５図の３パルス（第３図ロ）を
切換える時、インバータ２の出力電圧VMが第３
図のように連続となるように、幅θ°を変調率演算
回路１０の出力VCにより制御する。そして、車
両用インバータを例にして、制御スイツチング素
子UP〜WNに必要な最小消弧期間Tnioを240μs、
１パルスに切換える時のインバータ２の出力周波
数＝75Hzとすると、Tnio（＝240μs）に対応する
最小消弧期間θnioは、 θnio＝360Tnio ＝360×75×240×10−6≒6.5°となるので、第７
図（(1)式と(2)式）より、第２図の３パルスでは１
パルスの88.7％の電圧しか得られないのに対し、
第５図の３パルスでは１パルスの98.7％の電圧ま
で高められ、１パルスに切換える時の電圧変化量
が非常に小さいことがわかる。
パルスつまりθ＝０の時の値で正規化し、それぞ
れVN3′とVO3′で表わして図にすると、第７図の
ようになる。この第７図からわかるように、幅θ°
が同じでも、第５図の３パルスの方（VN3′）が
第２図の３パルスの場合（VO3′）よりインバー
タ２の出力電圧が高いので、第２図の３パルス
（第３図イ）と第５図の３パルス（第３図ロ）を
切換える時、インバータ２の出力電圧VMが第３
図のように連続となるように、幅θ°を変調率演算
回路１０の出力VCにより制御する。そして、車
両用インバータを例にして、制御スイツチング素
子UP〜WNに必要な最小消弧期間Tnioを240μs、
１パルスに切換える時のインバータ２の出力周波
数＝75Hzとすると、Tnio（＝240μs）に対応する
最小消弧期間θnioは、 θnio＝360Tnio ＝360×75×240×10−6≒6.5°となるので、第７
図（(1)式と(2)式）より、第２図の３パルスでは１
パルスの88.7％の電圧しか得られないのに対し、
第５図の３パルスでは１パルスの98.7％の電圧ま
で高められ、１パルスに切換える時の電圧変化量
が非常に小さいことがわかる。
最後に、第２図Ｂと第５図Ｂの３パルス及び第
４図（第６図）のＢの１パルスを発生する第１図
の変調回路５の具体的な詳細構成を第８図に示
す。なお、第１図と第８図の同じ番号・符号は同
じ機能を有している。ただし、第１図では変調動
作を、変調波と搬送波の交流波形の直接比較で説
明したが、第８図の具体例では、回路を簡単にす
るため、第９図により以下説明するように、直流
的な搬送波（第９図のイ，ヘ，ヌ）と直流レベル
（第９図のVC）の比較結果（第９図のロ，ト，
ル）を、直流的な変調波（第９図のニ，チ，オ）
で正期間と負期間に振分ける方式としている。そ
の第８図の動作を第９図により説明する。
４図（第６図）のＢの１パルスを発生する第１図
の変調回路５の具体的な詳細構成を第８図に示
す。なお、第１図と第８図の同じ番号・符号は同
じ機能を有している。ただし、第１図では変調動
作を、変調波と搬送波の交流波形の直接比較で説
明したが、第８図の具体例では、回路を簡単にす
るため、第９図により以下説明するように、直流
的な搬送波（第９図のイ，ヘ，ヌ）と直流レベル
（第９図のVC）の比較結果（第９図のロ，ト，
ル）を、直流的な変調波（第９図のニ，チ，オ）
で正期間と負期間に振分ける方式としている。そ
の第８図の動作を第９図により説明する。
第８図において、インバータ周波数に準拠し
た周波数0をカウンタ５１４でカウントし、搬送
三角波記憶素子５１１′のROM４（Read Only
Memory）と変調波発生手段５２の方形波記憶素
子ROM１から、第９図のイとニのような三角波
と方形波を出力する。第９図イの三角波は変調率
演算回路１０の直流レベル出力VCと比較器５３
１で比較されて、比較器５３１は第９図ロのよう
なパルスを出力し、その出力は第９図ニの方形波
と共に排他的論理和５３２に与えられ、排他的論
理和５３２は第９図ホのようなつまり第２図Ｂと
同じ３パルスを発生する。なお、搬送三角波記憶
素子５１１′のROM５〜８は、三角波と正弦波
の比較により得られるパルス数（パルス列）、例
えば５、９、15、27と同じパルス数が得られるよ
うな三角波を記憶させてあり、そのパルス数は前
述の第３図のように、インバータ周波数に対応
じて、パルス数切換え手段５４により切換える。
即ち、インバータ２の出力周波数により、パル
ス数を切換えるインバータ２の出力周波数をあら
かじめ設定したパルス数選択器５４１で、１つの
パルス数信号を選択し、その出力により、パルス
数切換え器５４２の開閉素子５４２１〜５４２７
の中の１つを動作させ、加算素子５４２８を介し
て、搬送波発生手段５１の出力（ROM２〜８）
つまりパルス数を切換える。
た周波数0をカウンタ５１４でカウントし、搬送
三角波記憶素子５１１′のROM４（Read Only
Memory）と変調波発生手段５２の方形波記憶素
子ROM１から、第９図のイとニのような三角波
と方形波を出力する。第９図イの三角波は変調率
演算回路１０の直流レベル出力VCと比較器５３
１で比較されて、比較器５３１は第９図ロのよう
なパルスを出力し、その出力は第９図ニの方形波
と共に排他的論理和５３２に与えられ、排他的論
理和５３２は第９図ホのようなつまり第２図Ｂと
同じ３パルスを発生する。なお、搬送三角波記憶
素子５１１′のROM５〜８は、三角波と正弦波
の比較により得られるパルス数（パルス列）、例
えば５、９、15、27と同じパルス数が得られるよ
うな三角波を記憶させてあり、そのパルス数は前
述の第３図のように、インバータ周波数に対応
じて、パルス数切換え手段５４により切換える。
即ち、インバータ２の出力周波数により、パル
ス数を切換えるインバータ２の出力周波数をあら
かじめ設定したパルス数選択器５４１で、１つの
パルス数信号を選択し、その出力により、パルス
数切換え器５４２の開閉素子５４２１〜５４２７
の中の１つを動作させ、加算素子５４２８を介し
て、搬送波発生手段５１の出力（ROM２〜８）
つまりパルス数を切換える。
次に、パルス数記換え手段５４により、搬送三
角波記憶素子５１１′（ROM４）から逆台形波
記憶素子５１２′（ROM３）に切換えると、搬
送逆台形波記憶素子５１２′（ROM３）から、
第９図ヘのような逆台形波（上辺幅180°、下辺幅
60°）を出力する。この第９図ヘの逆台形波は変
調率演算回路１０の直流レベル出力VCと比較器
５３１で比較され、比較器５３１は第９図トのよ
うなパルスを出力する。この出力は変調波発生手
段５２の方形波記憶素子ROM１の出力である第
９図チ（第９図ニ）のような方形波と共に排他的
論理和５３２に与えられ、排他的論理和５３２は
第９図リのようなつまり第５図Ｂと同じ３パルス
を発生する。
角波記憶素子５１１′（ROM４）から逆台形波
記憶素子５１２′（ROM３）に切換えると、搬
送逆台形波記憶素子５１２′（ROM３）から、
第９図ヘのような逆台形波（上辺幅180°、下辺幅
60°）を出力する。この第９図ヘの逆台形波は変
調率演算回路１０の直流レベル出力VCと比較器
５３１で比較され、比較器５３１は第９図トのよ
うなパルスを出力する。この出力は変調波発生手
段５２の方形波記憶素子ROM１の出力である第
９図チ（第９図ニ）のような方形波と共に排他的
論理和５３２に与えられ、排他的論理和５３２は
第９図リのようなつまり第５図Ｂと同じ３パルス
を発生する。
さらに、パルス数切換え手段５４により、逆台
形波記憶素子５１２′（ROM３）から０記憶素
子５１３′（ROM２）に切換えると、０記憶素
子５１３′（ROM２）から、第９図ヌのような
０信号を出力する。この第９図ヌの０信号は変調
率演算回路１０の直流レベル出力VCと比較器５
３１で比較され、比較器５３１は第９図ルのよう
な０信号を出力する。この出力は変調波発生手段
５２の方形波記憶素子ROM１の出力である第９
図オ（第９図のニ，チ）のような方形波と共に排
他的論理和５３２に与えられ、排他的論理和５３
２は第９図ワのようなつまり第４図（第６図）の
Ｂと同じ１パルスを発生する。
形波記憶素子５１２′（ROM３）から０記憶素
子５１３′（ROM２）に切換えると、０記憶素
子５１３′（ROM２）から、第９図ヌのような
０信号を出力する。この第９図ヌの０信号は変調
率演算回路１０の直流レベル出力VCと比較器５
３１で比較され、比較器５３１は第９図ルのよう
な０信号を出力する。この出力は変調波発生手段
５２の方形波記憶素子ROM１の出力である第９
図オ（第９図のニ，チ）のような方形波と共に排
他的論理和５３２に与えられ、排他的論理和５３
２は第９図ワのようなつまり第４図（第６図）の
Ｂと同じ１パルスを発生する。
以上の説明は、第２図（第９図ホ）の３パルス
から第５図（第９図リ）の３パルスを経て１パル
ス（第９図ワ）に切換える場合であつたが、第２
図の３パルスを省略して、５パルスから直接第５
図の３パルスを経て１パルスに切換えることも可
能であるが、５パルスから第５図の３パルスに切
換える場合、第３図からわかるように、第２図の
３パルスから第５図の３パルスに切換える場合よ
り、インバータ２の出力電圧VMが小さいつまり
第５図の幅θ°が大きくなる（第７図参照）ので、
インバータ２の出力電流波形が悪く（リツプルが
大きく）なり、インバータ２の転流能力を増加さ
せる（インバー２の大形化）要因となる。
から第５図（第９図リ）の３パルスを経て１パル
ス（第９図ワ）に切換える場合であつたが、第２
図の３パルスを省略して、５パルスから直接第５
図の３パルスを経て１パルスに切換えることも可
能であるが、５パルスから第５図の３パルスに切
換える場合、第３図からわかるように、第２図の
３パルスから第５図の３パルスに切換える場合よ
り、インバータ２の出力電圧VMが小さいつまり
第５図の幅θ°が大きくなる（第７図参照）ので、
インバータ２の出力電流波形が悪く（リツプルが
大きく）なり、インバータ２の転流能力を増加さ
せる（インバー２の大形化）要因となる。
即ち、第１図及び第８図の実施例のように、第
２図（第９図ホ）の３パルスから第５図（第９図
リ）の３パルスを経て１パルス（第９図ワ）に切
換える方式は、第２図の３パルスを省略して、５
パルスから直接第５図の３パルスを経て１パルス
に切換える方式より、インバータ２の出力電流の
リツプルが大きくならずつまりインバータ２の転
流能力を増加させる（インバー２の大形化）こと
もないという効果がある。
２図（第９図ホ）の３パルスから第５図（第９図
リ）の３パルスを経て１パルス（第９図ワ）に切
換える方式は、第２図の３パルスを省略して、５
パルスから直接第５図の３パルスを経て１パルス
に切換える方式より、インバータ２の出力電流の
リツプルが大きくならずつまりインバータ２の転
流能力を増加させる（インバー２の大形化）こと
もないという効果がある。
さらに、第５図（第９図ヘ〜リ）の３パルスで
は、インバータ２の出力電圧VM（VN3′）は幅θ°に
対して、第７図の実線のように非線形となるた
め、搬送波発生手段５１の中の５１２′からは、
第１０図の点線のような第９図ヘの逆台形波では
なく、第１０図の実線のような湾曲した逆台形波
を発生させれば、変調率演算回路１０の出力VC
の変化に対して幅θ°の変化が非線形となり、イン
バータ２の出力電圧VMが直線的に変化するとい
う効果がある。また、搬送波発生手段５１の中の
５１２′から、第１１図の点線のような第９図ヘ
の逆台形波でなく、第１１図の実線のような逆台
形波の両側が平らな波形を発生させて、その平ら
な幅を、制御スイツチング素子UP〜WNに必要
な最小消弧期間θnioと等しくすれば、変調率演算
回路１０の出力VCの増加により、θθnioで自動
的に１パルスとなるため、搬送波発生手段５１の
中の５１３′を省略できるという効果がある。
は、インバータ２の出力電圧VM（VN3′）は幅θ°に
対して、第７図の実線のように非線形となるた
め、搬送波発生手段５１の中の５１２′からは、
第１０図の点線のような第９図ヘの逆台形波では
なく、第１０図の実線のような湾曲した逆台形波
を発生させれば、変調率演算回路１０の出力VC
の変化に対して幅θ°の変化が非線形となり、イン
バータ２の出力電圧VMが直線的に変化するとい
う効果がある。また、搬送波発生手段５１の中の
５１２′から、第１１図の点線のような第９図ヘ
の逆台形波でなく、第１１図の実線のような逆台
形波の両側が平らな波形を発生させて、その平ら
な幅を、制御スイツチング素子UP〜WNに必要
な最小消弧期間θnioと等しくすれば、変調率演算
回路１０の出力VCの増加により、θθnioで自動
的に１パルスとなるため、搬送波発生手段５１の
中の５１３′を省略できるという効果がある。
以上のパルス数切換えは、インバータ２の出力
周波数が増加する場合を対象としたが、インバ
ータ２の出力周波数が減少する場合のパルス数
切換えは逆の制御（第３図参照）となり、前述の
効果が損なわれるものではないということはもち
ろんである。
周波数が増加する場合を対象としたが、インバ
ータ２の出力周波数が減少する場合のパルス数
切換えは逆の制御（第３図参照）となり、前述の
効果が損なわれるものではないということはもち
ろんである。
本発明によれば、３パルスと１パルス間のパル
ス数切換え時において、インバータ出力電圧の変
化量が非常に小さく、かつその基本波成分の位相
ずれも生じないので、インバータ出力電流のは
ね上りが非常に小さくなり、インバータが転流
失敗することもなく（転流能力の軽減）、トル
ク変動も非常に小さく誘導電動機を円滑に運転で
きるという効果がある。
ス数切換え時において、インバータ出力電圧の変
化量が非常に小さく、かつその基本波成分の位相
ずれも生じないので、インバータ出力電流のは
ね上りが非常に小さくなり、インバータが転流
失敗することもなく（転流能力の軽減）、トル
ク変動も非常に小さく誘導電動機を円滑に運転で
きるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すパルス幅変調
インバータによる誘導電動機の制御装置の回路構
成図、第２図〜第７図は第１図の動作説明図で、
第２図は正弦波と三角波の比較による３パルス波
形図、第３図はインバータ出力周波数に対するパ
ルス数及びインバータ出力電圧の関係図、第４図
は第２図の３パルスと１パルスの波形関係図、第
５図は方形波と逆台形波の比較による３パルスの
波形図、第６図は第５図の３パルスと１パルスの
波形関係図、第７図は第２図と第５図の３パルス
におけるインバータ出力電圧の特性図、第８図は
変調回路の詳細構成図、第９図〜第１１図は第８
図の動作説明図である。 １……直流電源、２……インバータ、３……誘
導電動機、４……ゲート信号処理回路、５……変
調回路、５１……搬送波発生手段、５２……変調
波発生手段、５３……比較手段、５４……パルス
数切換え手段。
インバータによる誘導電動機の制御装置の回路構
成図、第２図〜第７図は第１図の動作説明図で、
第２図は正弦波と三角波の比較による３パルス波
形図、第３図はインバータ出力周波数に対するパ
ルス数及びインバータ出力電圧の関係図、第４図
は第２図の３パルスと１パルスの波形関係図、第
５図は方形波と逆台形波の比較による３パルスの
波形図、第６図は第５図の３パルスと１パルスの
波形関係図、第７図は第２図と第５図の３パルス
におけるインバータ出力電圧の特性図、第８図は
変調回路の詳細構成図、第９図〜第１１図は第８
図の動作説明図である。 １……直流電源、２……インバータ、３……誘
導電動機、４……ゲート信号処理回路、５……変
調回路、５１……搬送波発生手段、５２……変調
波発生手段、５３……比較手段、５４……パルス
数切換え手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流を可変電圧可変周波数の交流に変換する
電圧形パルス幅変調インバータと、このインバー
タにより駆動される誘導電動機と、前記インバー
タの出力線間電圧の基本波成分の半サイクルであ
つて電気角120度の期間内に含まれるパルスの数
が３パルス数である第１の３パルス変調手段から
この半サイクル中に含まれるパルスの数が１パル
ス数である１パルス変調手段に切換えるパルス数
切換え手段とを含む変調手段とを備えたパルス幅
変調インバータによる誘導電動機の制御装置にお
いて、前記変調手段は、パルス数が３個の場合に
おける前記インバータの出力線間電圧の基本波成
分の半サイクルの波形として、電気角120度期間
の外側に両端の２パルスが位置し、この120度の
期間内に１パルスが位置する電圧波形を作成する
３パルス発生手段と、これらパルス幅を前記イン
バータに与える電圧指令に応じて変化させる手段
とを含む第２の３パルス変調手段を有し、前記第
１の３パルス変調手段から前記１パルス変調手段
に移行する際、この第２の３パルス変調手段を介
するようにしたパルス幅変調インバータによる誘
導電動機の制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記３パル
ス発生手段が発生する前記インバータの出力線間
電圧の基本波成分の半サイクルの波形は、幅θ度
の第１パルスと、この第１パルスから幅θ度後に
幅（120度−2θ度）の第２パルスと、この第２パ
ルスから幅θ度後に幅θ度の第３パルスからなる
パルス幅変調インバータによる誘導電動機の制御
装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記３パル
ス発生手段は、前記インバータの出力電圧の指令
値により波高値が変化する変調波を発生する手段
と、この変調波発生手段の出力に対して１対の三
角波からなる搬送波を発生する手段と、この搬送
波発生手段と前記変調波発生手段の出力を比較す
る手段とを備えたパルス幅変調インバータによる
誘導電動機の制御装置。 ４ 特許請求の範囲第３項において、前記変調波
は電気角180度毎に正負に変化する方形波であり、
前記搬送波は長辺幅が電気角180度、短辺幅が電
気角60度の等脚台形波であり、上記変調波と上記
搬送波長辺の位相を一致させるようにしたパルス
幅変調インバータによる誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61003441A JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
| AU67485/87A AU581797B2 (en) | 1986-01-13 | 1987-01-12 | A control apparatus for pulse width modulation inverters |
| CN87100280A CN1008867B (zh) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | 脉宽调制变换器的控制装置 |
| US07/003,024 US4723201A (en) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | Control apparatus for pulse width modulation inverters |
| DE8787100325T DE3779430T2 (de) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | Steuerverfahren fuer impulsbreitenmodulationswechselrichter. |
| EP87100325A EP0229656B1 (en) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | A control method for pulse width modulation inverters |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61003441A JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3279170A Division JPH0810995B2 (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | パルス幅変調インバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62163589A JPS62163589A (ja) | 1987-07-20 |
| JPH0564036B2 true JPH0564036B2 (ja) | 1993-09-13 |
Family
ID=11557435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61003441A Granted JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4723201A (ja) |
| EP (1) | EP0229656B1 (ja) |
| JP (1) | JPS62163589A (ja) |
| CN (1) | CN1008867B (ja) |
| AU (1) | AU581797B2 (ja) |
| DE (1) | DE3779430T2 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5123080A (en) * | 1987-03-20 | 1992-06-16 | Ranco Incorporated Of Delaware | Compressor drive system |
| JPH0720374B2 (ja) * | 1987-06-01 | 1995-03-06 | 株式会社日立製作所 | インバ−タ制御装置 |
| JPH0746918B2 (ja) * | 1987-06-03 | 1995-05-17 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| US5532569A (en) * | 1987-06-03 | 1996-07-02 | Hitachi, Ltd. | Inverter control apparatus |
| AU621868B2 (en) * | 1988-04-18 | 1992-03-26 | Daikin Industries, Ltd. | Pulse width modulation control unit of inverter |
| FI87411C (fi) * | 1989-03-06 | 1992-12-28 | Kone Oy | Foerfarande foer styrning av frekvensomformar- och riktarbryggor samt en foer tillaempning av foerfarandet avsedd modulatorenhet |
| KR930010167B1 (ko) * | 1989-03-31 | 1993-10-15 | 샤프 가부시끼가이샤 | 신호 발생회로 및 이 회로를 이용한 컴프레서 제어장치 |
| US5047910A (en) * | 1990-07-09 | 1991-09-10 | Teledyne Inet | Ideal sinusoidal voltage waveform synthesis control system |
| US5126642A (en) * | 1991-01-31 | 1992-06-30 | Ranco Incorporated Of Delaware | Variable speed motor control |
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