JPS61124227A - 負荷状態判別装置 - Google Patents
負荷状態判別装置Info
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- JPS61124227A JPS61124227A JP59242436A JP24243684A JPS61124227A JP S61124227 A JPS61124227 A JP S61124227A JP 59242436 A JP59242436 A JP 59242436A JP 24243684 A JP24243684 A JP 24243684A JP S61124227 A JPS61124227 A JP S61124227A
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G01R31/006—Testing of electric installations on transport means on road vehicles, e.g. automobiles or trucks
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- H05B47/00—Circuit arrangements for operating light sources in general, i.e. where the type of light source is not relevant
- H05B47/20—Responsive to malfunctions or to light source life; for protection
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- Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)
- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野1
この発明は、例えば車両における各種ランプ等の電気的
負荷の状態を正確にかつ効率良く検出することができる
ようにした負荷状態判別装置に関する。
負荷の状態を正確にかつ効率良く検出することができる
ようにした負荷状態判別装置に関する。
〔発明の技術的背景及びその問題点]
例えば車両等において、そのヘッドライト、テールラン
プ、ブレーキランプ等の各種ランプの動作状態を監視し
、その短絡状態や断線状態等の異常状態を検出し、この
検出した異常状態を車両の運f1者に通報することは車
両を安全に走行する上で重要なことである。従来、この
ようなランプ等の負荷の短絡状態や(gi線状態を検出
するのに、負荷を駆動すべく直列に接続されたスイッチ
ング素子、例えばパワーMO8トランジスタに流れる負
荷電流や該MOSトランジスタのドレイン−ソース間の
電圧Vos等を監視する方法等が既に提案されるに至っ
ている。(特開昭58−139624、特開昭58−2
22554) このような従来の方法においては、例えばMOSトラン
ジスタに流れる負荷電流を監視して短絡状態を検出する
ために、MOSトランジスタに直列に低抵抗を接続し、
この抵抗の両端の電圧を監視しでいたが、この抵抗には
ランプ駆動時常にランプ駆動電流と同じ値の電流例えば
数アンペア桿度の電流が流れるため、この抵抗の形状が
大きくなる1電力消費も大きいという問題がある。また
、負荷がランプのように電源投入時にラッシュカレン[
・が流れるような場合には、このラッシュカレントを短
絡電流として誤検出することを避けるために、このラッ
シュカレントの期間(例えば数10m秒)に相当する間
短絡電流の監視を行なわないようにしている。そのため
少くともこの期間の間、MOSトランジスタに短絡電流
に相当する電流が流れても破損しないように大きな放熱
板を設けなければならないという問題がある。
プ、ブレーキランプ等の各種ランプの動作状態を監視し
、その短絡状態や断線状態等の異常状態を検出し、この
検出した異常状態を車両の運f1者に通報することは車
両を安全に走行する上で重要なことである。従来、この
ようなランプ等の負荷の短絡状態や(gi線状態を検出
するのに、負荷を駆動すべく直列に接続されたスイッチ
ング素子、例えばパワーMO8トランジスタに流れる負
荷電流や該MOSトランジスタのドレイン−ソース間の
電圧Vos等を監視する方法等が既に提案されるに至っ
ている。(特開昭58−139624、特開昭58−2
22554) このような従来の方法においては、例えばMOSトラン
ジスタに流れる負荷電流を監視して短絡状態を検出する
ために、MOSトランジスタに直列に低抵抗を接続し、
この抵抗の両端の電圧を監視しでいたが、この抵抗には
ランプ駆動時常にランプ駆動電流と同じ値の電流例えば
数アンペア桿度の電流が流れるため、この抵抗の形状が
大きくなる1電力消費も大きいという問題がある。また
、負荷がランプのように電源投入時にラッシュカレン[
・が流れるような場合には、このラッシュカレントを短
絡電流として誤検出することを避けるために、このラッ
シュカレントの期間(例えば数10m秒)に相当する間
短絡電流の監視を行なわないようにしている。そのため
少くともこの期間の間、MOSトランジスタに短絡電流
に相当する電流が流れても破損しないように大きな放熱
板を設けなければならないという問題がある。
−万、断線状態を検出するのにMOSトランジスタのド
レイン−ソース間の電圧降下を監視する方法においては
、この電圧降下がMOS トランジスタのオン抵抗に依
存し、かつこれは温度特性に依存しているため、例えば
負荷がブレーキランプのように2乃至4個並列である場
合にはこのオン抵抗のバラツキやMOSトランジスタの
電圧特性の変化による誤差を補正するために別の補正回
路が必要になり、非経済的であるという問題がある。
レイン−ソース間の電圧降下を監視する方法においては
、この電圧降下がMOS トランジスタのオン抵抗に依
存し、かつこれは温度特性に依存しているため、例えば
負荷がブレーキランプのように2乃至4個並列である場
合にはこのオン抵抗のバラツキやMOSトランジスタの
電圧特性の変化による誤差を補正するために別の補正回
路が必要になり、非経済的であるという問題がある。
[発明の目的〕
この発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的と
するところは、負荷の異常状態を正確かつ迅速に検出で
きる経済的な負荷状態判別装置を提供することにある。
するところは、負荷の異常状態を正確かつ迅速に検出で
きる経済的な負荷状態判別装置を提供することにある。
[発明の概要J
状態を判別しようとする負荷の電気的特性に相似する負
荷等価手段と、ワンチップに形成され前記負荷の駆動制
御指令によって同時に作動制御せしめられる前記負荷に
給電する第1のスイッチング素子および前記負荷等価手
段に給電する第2のスイッチング素子を有するスイッチ
ング素子と、第1のスイッチング素子の出力信号と第2
のスイッチング素子の出力信号とを比較して前記負荷の
状態を判別する判別手段とを有する構成としたことを要
旨とする。
荷等価手段と、ワンチップに形成され前記負荷の駆動制
御指令によって同時に作動制御せしめられる前記負荷に
給電する第1のスイッチング素子および前記負荷等価手
段に給電する第2のスイッチング素子を有するスイッチ
ング素子と、第1のスイッチング素子の出力信号と第2
のスイッチング素子の出力信号とを比較して前記負荷の
状態を判別する判別手段とを有する構成としたことを要
旨とする。
「発明の実施例」
以下、この発明の実施例を図面を用いて説明する。
第1図はこの発明の一実施例に係わる負荷状態判別装置
の回路図である。この負荷状態判別装置は、負荷として
例えば負荷回路9に示されている4つのランプ1,3.
5.7をスイッチ11のオンオフ制御により駆動制御し
ようとするものであり、このような負荷の駆動制御にお
いて負荷、すなわちランプ1,3,5.7が断線又は短
絡した場合にこれを検出して短絡信号用出力端子57及
び断線信号用出力端子59にそれぞれ短絡信号SS及び
断線信号sbを出力し、これを例えば保守パネル等に供
給して故障表示を行なおうとするものである。
の回路図である。この負荷状態判別装置は、負荷として
例えば負荷回路9に示されている4つのランプ1,3.
5.7をスイッチ11のオンオフ制御により駆動制御し
ようとするものであり、このような負荷の駆動制御にお
いて負荷、すなわちランプ1,3,5.7が断線又は短
絡した場合にこれを検出して短絡信号用出力端子57及
び断線信号用出力端子59にそれぞれ短絡信号SS及び
断線信号sbを出力し、これを例えば保守パネル等に供
給して故障表示を行なおうとするものである。
この負荷状態判別装置はtri端子13に供給されでい
る電源電圧+VBで作動するようになっている。前記ス
イッチ11の一端はアースに接続され、他端は入力処理
部67を構成するスイッチ回路15を介して駆動回路1
9を構成するランプ駆動用NチャンネルパワーM OS
t〜ランジスタ21及び負荷等価回路駆動用Nチャン
ネルMOSトランジスタ230ゲートに接続されている
。各MOSトランジスタ21及び23は負荷がソースを
介してアース側に接続されたソースホロワを構成してい
るので、各MOSトランジスタ21及び23を駆動する
ゲート信号は前記スイッチ回路15を介して昇圧回路1
7によって形成される電源電圧+Vaの2倍の電圧V2
Bが供給され、これによって各MOSトランジスタ21
.23はオンオフ動作するようになっている。各MO8
I−ランジスタ21及び23のドレインは互いに接続さ
れて、前記電源電圧+VBが供給されている。ランプ駆
動用パワーMOSトランジスタ21のソースは前記負荷
回路を構成するランプ1.3.5.7の各一端に接続さ
れ、各ランプ1.3.5.7の他端はアースに接続され
ている。負荷等価回路駆動用MOSトランジスタ23の
ソースは負荷等価回路41を構成する抵抗43の一端に
接続されている。
る電源電圧+VBで作動するようになっている。前記ス
イッチ11の一端はアースに接続され、他端は入力処理
部67を構成するスイッチ回路15を介して駆動回路1
9を構成するランプ駆動用NチャンネルパワーM OS
t〜ランジスタ21及び負荷等価回路駆動用Nチャン
ネルMOSトランジスタ230ゲートに接続されている
。各MOSトランジスタ21及び23は負荷がソースを
介してアース側に接続されたソースホロワを構成してい
るので、各MOSトランジスタ21及び23を駆動する
ゲート信号は前記スイッチ回路15を介して昇圧回路1
7によって形成される電源電圧+Vaの2倍の電圧V2
Bが供給され、これによって各MOSトランジスタ21
.23はオンオフ動作するようになっている。各MO8
I−ランジスタ21及び23のドレインは互いに接続さ
れて、前記電源電圧+VBが供給されている。ランプ駆
動用パワーMOSトランジスタ21のソースは前記負荷
回路を構成するランプ1.3.5.7の各一端に接続さ
れ、各ランプ1.3.5.7の他端はアースに接続され
ている。負荷等価回路駆動用MOSトランジスタ23の
ソースは負荷等価回路41を構成する抵抗43の一端に
接続されている。
この抵抗43の他端は別の抵抗45を介してアースに接
続され、抵抗43と45との接続点はコンデンサ47を
介してアースに接続されている。。
続され、抵抗43と45との接続点はコンデンサ47を
介してアースに接続されている。。
この負荷等価回路41は前記ランプ1,3.5゜7で構
成される負荷回路9に電気的に等1lIViな回路を構
成しているものであり、抵抗43及び45との直列合成
抵抗は負荷回路9を構成する4つの並列に接続されたラ
ンプの合成抵抗を模擬しているものであり、抵抗45に
並列に接続されたコンデンサ47はランプ点灯時におけ
るラッシュカレントに相当する電流を流す役目を果して
いるものである。
成される負荷回路9に電気的に等1lIViな回路を構
成しているものであり、抵抗43及び45との直列合成
抵抗は負荷回路9を構成する4つの並列に接続されたラ
ンプの合成抵抗を模擬しているものであり、抵抗45に
並列に接続されたコンデンサ47はランプ点灯時におけ
るラッシュカレントに相当する電流を流す役目を果して
いるものである。
また、前記MOSトランジスタ21.23は、それぞれ
差動増幅回路25を構成する抵抗27及び29を介して
演算増幅器31の反転入力端子及び非反転入力端子に接
続されている。この演算増幅器31には前記昇圧回路1
7からの電源電圧VBの2倍に相当する電圧V2Bが供
給されている。
差動増幅回路25を構成する抵抗27及び29を介して
演算増幅器31の反転入力端子及び非反転入力端子に接
続されている。この演算増幅器31には前記昇圧回路1
7からの電源電圧VBの2倍に相当する電圧V2Bが供
給されている。
演算増幅器31の反転入力端子と出力端子との間には抵
抗33が接続され、演算増幅器31の非反転入力端子に
一端が接続された抵抗35の他端は、直列に接続された
抵抗39と37との接続点に接続されている。抵抗39
の一端には電源電圧+VBが供給され、抵抗37の一端
はアースに接続されている。この直列に接続された抵抗
39と37との接続点は中点電圧VCを与える心のであ
り、この中点電圧Vcは、例えば電源電圧+VBの十分
(7) 1 (Vc =Va / 10) ニナルヨウ
ニ抵抗4つと47と・が選択されている。この差動増幅
回路25は、抵抗27及び29を介して供給される入力
端子の差に相当する電圧を演算増幅器31の出力側から
出力するものであり、今この演算増幅器31の出力電圧
を■0とし、抵抗27及び2つを介して供給されるMO
Sトランジスタに21及び23のソースの電圧をそれぞ
れV2 + S及びv23Sとすると、出力電圧VOは
次式のようになる。
抗33が接続され、演算増幅器31の非反転入力端子に
一端が接続された抵抗35の他端は、直列に接続された
抵抗39と37との接続点に接続されている。抵抗39
の一端には電源電圧+VBが供給され、抵抗37の一端
はアースに接続されている。この直列に接続された抵抗
39と37との接続点は中点電圧VCを与える心のであ
り、この中点電圧Vcは、例えば電源電圧+VBの十分
(7) 1 (Vc =Va / 10) ニナルヨウ
ニ抵抗4つと47と・が選択されている。この差動増幅
回路25は、抵抗27及び29を介して供給される入力
端子の差に相当する電圧を演算増幅器31の出力側から
出力するものであり、今この演算増幅器31の出力電圧
を■0とし、抵抗27及び2つを介して供給されるMO
Sトランジスタに21及び23のソースの電圧をそれぞ
れV2 + S及びv23Sとすると、出力電圧VOは
次式のようになる。
vo =tl (V23 S −V21 S ) +V
c−(+)ここにおいて、今抵抗27.29,33.3
5の抵抗値をそれぞれR2y 、 R29、R33、R
35とすると、μ=R:+ 3 /R27=R35/R
29である。こり差動増幅回路25に供給される入力電
圧V21 S及びV23Sは、負荷回路が正常すなわち
どのランプにも短絡状態や断線状態が発生していない正
常状態においては等しい値にあるため、差動増幅回路2
5の出力電圧vOは中点電圧VCが出力されているのみ
である。しかしながら、例えばランプの何れかが短絡し
たような場合には、電圧V2 + Sは小さくなるため
、この差動増幅回路25の差動出力電圧Voは大きくな
る。
c−(+)ここにおいて、今抵抗27.29,33.3
5の抵抗値をそれぞれR2y 、 R29、R33、R
35とすると、μ=R:+ 3 /R27=R35/R
29である。こり差動増幅回路25に供給される入力電
圧V21 S及びV23Sは、負荷回路が正常すなわち
どのランプにも短絡状態や断線状態が発生していない正
常状態においては等しい値にあるため、差動増幅回路2
5の出力電圧vOは中点電圧VCが出力されているのみ
である。しかしながら、例えばランプの何れかが短絡し
たような場合には、電圧V2 + Sは小さくなるため
、この差動増幅回路25の差動出力電圧Voは大きくな
る。
また負荷回路9のランプの何れかが断線したような場合
には負荷回路9の合成抵抗は大きくなるため、電圧V2
、sは大きくなり、このため、差動増幅回路25の差
動出力電圧VOは小さくなる。
には負荷回路9の合成抵抗は大きくなるため、電圧V2
、sは大きくなり、このため、差動増幅回路25の差
動出力電圧VOは小さくなる。
すなわち、この差動増幅回路25の出力電圧VOは、負
荷回路9のランプが短絡状態になったのか断線状態にな
ったのかによって正常の値よりも高くなったり低くなっ
たりする。
荷回路9のランプが短絡状態になったのか断線状態にな
ったのかによって正常の値よりも高くなったり低くなっ
たりする。
従って次段の比較部4つにおいては、この差動増幅回路
25の出力を監視し、その出力電圧VOが所定の基準電
圧より高くなったのか低くなったのかを比較検出するこ
とにより、短絡状態が発生したのか断線状態が発生した
のかを検出し得るのである。差動増幅回路25の出力は
、比較部49を・構成する時間遅れ回路51にまず接続
されている。この時間遅れ回路51は、ノイズを除去す
るだめのものであり、例えばコンデンサと抵抗からなる
CR回路により構成されているものである。
25の出力を監視し、その出力電圧VOが所定の基準電
圧より高くなったのか低くなったのかを比較検出するこ
とにより、短絡状態が発生したのか断線状態が発生した
のかを検出し得るのである。差動増幅回路25の出力は
、比較部49を・構成する時間遅れ回路51にまず接続
されている。この時間遅れ回路51は、ノイズを除去す
るだめのものであり、例えばコンデンサと抵抗からなる
CR回路により構成されているものである。
この時間遅れ回路51によってノイズを除去された信号
は断線検出用の比較器53の一方の比較入力端子である
非反転入力端子及び短絡検出用比較器55の一方の比較
入力端子である反転入力端子に入力電圧Vinとして供
給されている。断線検出用比較器53の他方の比較入力
端子である反転入力端子には断線検出用の基t¥雷電圧
rbが供給され、短絡検出用比較器55の他方の比較入
力端子である非反転入力端子には短絡検出用のVrsが
供給されている。また各比較器53.55には電源電圧
子vBが供給されている。差動増幅回路25から時間遅
れ回路51を介して各比較器53.55に供給される入
力電圧vinが、断線検出用基準電圧Vrbよりも小さ
い場合には、flJi線検出用比較器53の出力から断
線信号3 Bが出力され、また入力電圧■inが短絡検
出用基準電圧vrSよりも大ぎい場合には短絡検出用比
較器55から短絡信号Ssが出力される。
は断線検出用の比較器53の一方の比較入力端子である
非反転入力端子及び短絡検出用比較器55の一方の比較
入力端子である反転入力端子に入力電圧Vinとして供
給されている。断線検出用比較器53の他方の比較入力
端子である反転入力端子には断線検出用の基t¥雷電圧
rbが供給され、短絡検出用比較器55の他方の比較入
力端子である非反転入力端子には短絡検出用のVrsが
供給されている。また各比較器53.55には電源電圧
子vBが供給されている。差動増幅回路25から時間遅
れ回路51を介して各比較器53.55に供給される入
力電圧vinが、断線検出用基準電圧Vrbよりも小さ
い場合には、flJi線検出用比較器53の出力から断
線信号3 Bが出力され、また入力電圧■inが短絡検
出用基準電圧vrSよりも大ぎい場合には短絡検出用比
較器55から短絡信号Ssが出力される。
今、負荷回路9を構成する4つのランプが自動車のスト
ップランプであり、各ランプの消費電力が211ノツト
であり、電源電圧+v8が12ボルトであり、またμ=
10と設定した場合の前記断線検出用基準電圧Vrb及
び短絡検出用基準電圧Vrsの設定について説明する。
ップランプであり、各ランプの消費電力が211ノツト
であり、電源電圧+v8が12ボルトであり、またμ=
10と設定した場合の前記断線検出用基準電圧Vrb及
び短絡検出用基準電圧Vrsの設定について説明する。
ランプの断線状態の検出にあたっては、4個のランプの
中の1個が断線場合にも検出できるように、1個のラン
プの消費電流の60%が減ったとき断線と判断し得るよ
うに、断線検出用比較器53の基rr&電圧Vrbを設
定する。また短絡状態の検出に対しては4個のランプの
3倍の電流が流れたときに短絡状態と判断し得るように
短絡検出用比較器55の11電圧Vrsを設定する。
中の1個が断線場合にも検出できるように、1個のラン
プの消費電流の60%が減ったとき断線と判断し得るよ
うに、断線検出用比較器53の基rr&電圧Vrbを設
定する。また短絡状態の検出に対しては4個のランプの
3倍の電流が流れたときに短絡状態と判断し得るように
短絡検出用比較器55の11電圧Vrsを設定する。
まず、1個のランプが断線した場合の前記差動増幅回路
25の出力電圧Vo (すなわら比較器53.55に
対する入力電圧V in)は次式のようになる。
25の出力電圧Vo (すなわら比較器53.55に
対する入力電圧V in)は次式のようになる。
Vo=(Va/10)−(21/12)X50× 10
= (VB /1 0) −0,875= 0
.325 ここにおいて、上式中に示す50の単位は、ミリオーム
であり、これは後述するようにランプ駆動用パワーMo
Sトランジスタ21のオン抵抗である。
.325 ここにおいて、上式中に示す50の単位は、ミリオーム
であり、これは後述するようにランプ駆動用パワーMo
Sトランジスタ21のオン抵抗である。
また、短絡時(すなわち41ilのランプの3倍の電流
が流れたとき)の出力電圧0は次式のようになる。
が流れたとき)の出力電圧0は次式のようになる。
Vo−(VB/10) +(21/12)X4X(4−
1)X50X10 −(Va/10)+10.5=11.7以上の値から断
線検出用比較器53の基1[圧■rb及び短絡検出用比
較器55用の基準電圧Vrsは、それぞれ電源電圧変動
等を考慮して0.47ボルト及び8.0ボルトに設定し
である。
1)X50X10 −(Va/10)+10.5=11.7以上の値から断
線検出用比較器53の基1[圧■rb及び短絡検出用比
較器55用の基準電圧Vrsは、それぞれ電源電圧変動
等を考慮して0.47ボルト及び8.0ボルトに設定し
である。
負荷回路9のランプが短絡した場合にはランプ駆動用M
OSトランジスタ21に多大な電流が流れ、これによっ
てM OS トランジスタ21が破壊される恐れがある
ので、これを防止するために、短絡検出用比較器55で
検出された短絡信号Ssは保護口2861を構成するホ
ールド回路63に入力されている。ホールド回路63は
この短絡信号SSが入力されると、その出力により、M
OSトランジスタ21に及び23をカットオフ状態に保
持する劣うにしている。またこのホールド回路63には
、リセット回路65を介してスイッチ11のオフ信号が
供給されるようになっている。これによりスイッチ11
がオフ状態になった場合リセット回路65を介して供給
されるスイッチ11のオフ信号によりホールド回路63
は初期状態にリセッj〜され、MOSトランジスタ21
及び23のカットオフ状態を解除するようになっている
。
OSトランジスタ21に多大な電流が流れ、これによっ
てM OS トランジスタ21が破壊される恐れがある
ので、これを防止するために、短絡検出用比較器55で
検出された短絡信号Ssは保護口2861を構成するホ
ールド回路63に入力されている。ホールド回路63は
この短絡信号SSが入力されると、その出力により、M
OSトランジスタ21に及び23をカットオフ状態に保
持する劣うにしている。またこのホールド回路63には
、リセット回路65を介してスイッチ11のオフ信号が
供給されるようになっている。これによりスイッチ11
がオフ状態になった場合リセット回路65を介して供給
されるスイッチ11のオフ信号によりホールド回路63
は初期状態にリセッj〜され、MOSトランジスタ21
及び23のカットオフ状態を解除するようになっている
。
次に、駆動回路1つを構成するランプ駆動用Nチャンネ
ルパワーMoSトランジスタ21及び負荷等価回路駆動
用NチャンネルMOSトランジスタ23について説明す
る。これらの各MO3トランジスタ21及び23は、各
種電気的特性を同一にするため第2図に示すようなワン
チップで構成されている。第2図(a )はこのワンチ
ップMOSトランジスタのチップ表面を示した図であり
、第2図(b)はその一部所面を示した図であり、第2
図(C)はその等両回路を示した図である。
ルパワーMoSトランジスタ21及び負荷等価回路駆動
用NチャンネルMOSトランジスタ23について説明す
る。これらの各MO3トランジスタ21及び23は、各
種電気的特性を同一にするため第2図に示すようなワン
チップで構成されている。第2図(a )はこのワンチ
ップMOSトランジスタのチップ表面を示した図であり
、第2図(b)はその一部所面を示した図であり、第2
図(C)はその等両回路を示した図である。
第2図(a )において、71はランプ駆動用パワーM
O8トランジスタ21用のソースバットであり、73は
負荷等価回路駆動用MOSトランジスタ23用のソース
パッドであり、75は両MOSトランジスタに対するゲ
ートパッドである。この各ソースパッドの大きさの違い
から解るように、ランプ駆動用パワーMO8t−ランジ
スタ21は5アンペアの負荷を駆動し得るように約20
000個のパワーセルで構成され、負荷等価回路駆動用
NチャンネルMOSトランジスタ23はこれに対して5
00分の1の約40個の単位セルのパワーM OS t
’ランジスタで構成されている。また、夫々のトランジ
スタ21.23は、第2図(b)に示すように縦型構造
のNチャンネル型M OS トランジスタで構成され、
これによって大電流が流し得ると共に、自動車用に適す
るように寄生ダイオードがツェナーダイオードとして作
用し、かつサージ耐量の大きいパワーMOSトランジス
タ構造になっている。第2図(0)において79はゲー
トであり、77はドレインであり、81はソースである
。第2図(C)に示ずように、各MOSトランジスタ2
1及び23にはそれぞれ奇生ダイオードによりツェナー
ダイオード83及び85が並列に形成され、これによっ
て大きなサージ電圧がソースドレイン間に印加された場
合にも破損を防止し得るようになっている。−例として
、第2図(a >に示すワンチップ構成のMOSトラン
ジスタのチップサイズは3.5Il+mx3.5mmで
あり、このチップの裏面側がドレイン電穫になっている
。
O8トランジスタ21用のソースバットであり、73は
負荷等価回路駆動用MOSトランジスタ23用のソース
パッドであり、75は両MOSトランジスタに対するゲ
ートパッドである。この各ソースパッドの大きさの違い
から解るように、ランプ駆動用パワーMO8t−ランジ
スタ21は5アンペアの負荷を駆動し得るように約20
000個のパワーセルで構成され、負荷等価回路駆動用
NチャンネルMOSトランジスタ23はこれに対して5
00分の1の約40個の単位セルのパワーM OS t
’ランジスタで構成されている。また、夫々のトランジ
スタ21.23は、第2図(b)に示すように縦型構造
のNチャンネル型M OS トランジスタで構成され、
これによって大電流が流し得ると共に、自動車用に適す
るように寄生ダイオードがツェナーダイオードとして作
用し、かつサージ耐量の大きいパワーMOSトランジス
タ構造になっている。第2図(0)において79はゲー
トであり、77はドレインであり、81はソースである
。第2図(C)に示ずように、各MOSトランジスタ2
1及び23にはそれぞれ奇生ダイオードによりツェナー
ダイオード83及び85が並列に形成され、これによっ
て大きなサージ電圧がソースドレイン間に印加された場
合にも破損を防止し得るようになっている。−例として
、第2図(a >に示すワンチップ構成のMOSトラン
ジスタのチップサイズは3.5Il+mx3.5mmで
あり、このチップの裏面側がドレイン電穫になっている
。
第2図(a >において、負荷等価回路駆動用MoSト
ランジスタ23のソースバッド73の位置は、チップ全
体の平均チャンネル温度が監視でき、かつワイヤボンド
が容易であるところが望ましい。
ランジスタ23のソースバッド73の位置は、チップ全
体の平均チャンネル温度が監視でき、かつワイヤボンド
が容易であるところが望ましい。
単位セルMoSトランジスタのオン抵抗は1にオームで
あるので、約20000個のMO8ランジスタで構成さ
れるランプ駆動用パワーMOSトランジスタ21の全体
のオン抵抗は50ミリA−ムである。前述したように、
負荷回路9は21ワ・ノドのストツノランプを4個並I
J11に構成であるため、ランプ駆動用パワーMOSト
ランジスタ21がオンした場合には、このパワーMOS
トランジスタ21のソース電流12+SLよ、次式のよ
うになる。
あるので、約20000個のMO8ランジスタで構成さ
れるランプ駆動用パワーMOSトランジスタ21の全体
のオン抵抗は50ミリA−ムである。前述したように、
負荷回路9は21ワ・ノドのストツノランプを4個並I
J11に構成であるため、ランプ駆動用パワーMOSト
ランジスタ21がオンした場合には、このパワーMOS
トランジスタ21のソース電流12+SLよ、次式のよ
うになる。
+213−4X(21/12)X(VB/12>またこ
の場合のランプ駆動用パワーM OS hランラスタ2
1のソースにおける電圧V21 Sは次代のようになる
。
の場合のランプ駆動用パワーM OS hランラスタ2
1のソースにおける電圧V21 Sは次代のようになる
。
V21S=VB−RON21XI21S負荷等価回路4
1は、前述したようにランプ1゜3.5.7で構成され
る負荷回路9を模擬しているものであるが、この負荷等
価回路41の各回路定数は正常な状態において前述した
各MO8l−ランジスタ21及び23のソース点におけ
る電圧、すなわち差動増幅回路25に対する入力電圧v
21S及びV233がWLIイ(V21 S =V21
1 S )になるように決定されている。従って、今抵
抗43及び45の値をそれぞれR43及びR45とする
と、両者の直列合成抵抗は次式によって与えられる。
1は、前述したようにランプ1゜3.5.7で構成され
る負荷回路9を模擬しているものであるが、この負荷等
価回路41の各回路定数は正常な状態において前述した
各MO8l−ランジスタ21及び23のソース点におけ
る電圧、すなわち差動増幅回路25に対する入力電圧v
21S及びV233がWLIイ(V21 S =V21
1 S )になるように決定されている。従って、今抵
抗43及び45の値をそれぞれR43及びR45とする
と、両者の直列合成抵抗は次式によって与えられる。
R43+R45= (20000/40)X(RL /
4 ) −(20000/40)X (122/21X4) −857(Ω) また、この負荷等価回路駆動用MOSトランジスタ23
のソース電流123Sは次式のようになる。
4 ) −(20000/40)X (122/21X4) −857(Ω) また、この負荷等価回路駆動用MOSトランジスタ23
のソース電流123Sは次式のようになる。
123=(40/20000) X I21 S負荷等
価回路41は、前述したようにランプのラッシュカレン
トを模擬しているものであるが、ここにおいて抵抗43
はそのラッシュカレントのピーク電流値を決定している
ものであり、コンデンサ47はラッシュカレントの時定
数を決定している巳のである。そして、各回路定数の関
係は、今抵抗43及び45の抵抗値をR43,R45と
し、コンデンサ43の容量値を047とすると、実際の
ランプの測定から次の値に設定されている。
価回路41は、前述したようにランプのラッシュカレン
トを模擬しているものであるが、ここにおいて抵抗43
はそのラッシュカレントのピーク電流値を決定している
ものであり、コンデンサ47はラッシュカレントの時定
数を決定している巳のである。そして、各回路定数の関
係は、今抵抗43及び45の抵抗値をR43,R45と
し、コンデンサ43の容量値を047とすると、実際の
ランプの測定から次の値に設定されている。
(R43+R45) /R43=7
R43C47=1011 3
次に本実施例に係る負荷状態判別装置の作用を説明する
。
。
まず正常動作時について説明する。iE常動作時、すな
わち負荷回路9を構成するランプ1,3,5゜7のいず
れもが断線状態にもなければ短絡状態にもない状態につ
いて説明する。この場合には、スイッチ11をオンにす
ると、スイッチ回路15を介して昇圧回路17からの電
&M圧+v8の21音の電圧に相当する電圧V2Bが駆
動回路19のランプ駆動用NチャンネルパワーM OS
t”ランジスタ21及び負荷等価回路駆動用Nチャン
ネルMO8+−ランジスタ23のグー1−に印加され、
各1’VI OSトランジスタはオン状態になる。その
結果、各M OS [−ランジスク21,23を介して
電源′電圧+VBからそれぞれ負荷回路9及び負荷等価
回路41に゛電流が流れ、負荷回路9の各ランプ1.3
゜5.7は点灯する。この各ランプが点幻した瞬間には
、ラッシュカレントとが流れるが、このラッシュカレン
トは負荷等油回路41においては抵抗43とこれに直列
に接続されたコンデンサ47とによって模擬され、負荷
回路9及び負荷等価回路41で発生する電圧降下V21
3及びV23 s 。
わち負荷回路9を構成するランプ1,3,5゜7のいず
れもが断線状態にもなければ短絡状態にもない状態につ
いて説明する。この場合には、スイッチ11をオンにす
ると、スイッチ回路15を介して昇圧回路17からの電
&M圧+v8の21音の電圧に相当する電圧V2Bが駆
動回路19のランプ駆動用NチャンネルパワーM OS
t”ランジスタ21及び負荷等価回路駆動用Nチャン
ネルMO8+−ランジスタ23のグー1−に印加され、
各1’VI OSトランジスタはオン状態になる。その
結果、各M OS [−ランジスク21,23を介して
電源′電圧+VBからそれぞれ負荷回路9及び負荷等価
回路41に゛電流が流れ、負荷回路9の各ランプ1.3
゜5.7は点灯する。この各ランプが点幻した瞬間には
、ラッシュカレントとが流れるが、このラッシュカレン
トは負荷等油回路41においては抵抗43とこれに直列
に接続されたコンデンサ47とによって模擬され、負荷
回路9及び負荷等価回路41で発生する電圧降下V21
3及びV23 s 。
すなわち差動増幅回路25に供給される入力電圧V21
8及びV23sは常に同じ値になっている。
8及びV23sは常に同じ値になっている。
その結果、差動増幅回路25の出力電圧VOは前述した
式(1)に示すように中点電圧VCのみとなっている。
式(1)に示すように中点電圧VCのみとなっている。
この出力゛電圧■0は比較部49の時間送れ回路51に
よってノイズを除去された後各比較器53.55の一方
の比較入力に供給され、それぞれ断線検出用基準電圧■
rb及び短絡検出用Vrsと比較されるようになってい
る。今の場合、差動増幅回路25の出力電圧VOは、上
述したように中点電圧VCに等しく、今電源電圧+VB
を12ボルトとするとこの値は1.2ボルトであるので
、断線検出用比較器53の基準電圧Vrbの0゜47ボ
ルトより小さくなく、かつ短絡検出用比較器55の基準
電圧Vrsの8.0ボルトよりも大きくないので各比較
器53.55は断線信号sbも短絡信号SSも出力する
こはない。従って、前述したホールド回路63も作動す
ることはなく、負荷回路9のランプはスイッチ11がオ
ンになっている間点灯し続ける。スイッチ11をオフに
すると、スイッチ回路15を介した各MOSトランジス
タ21及び23のゲートに対する入力電圧は除去される
ので、各MoSトランジスタ21及び23はオフ状態に
なり、負荷回路9の各ランプは消灯する。この場合、差
動増幅回路25に供給される入力電圧V21 S及びV
23Sはそれぞれ負荷回路9のランプ及び負荷等価回路
41の抵抗を介したアース電位になっていて、同じ電位
であるので、差動増幅回路25の出力電圧vOは前述し
たと同じ値になっており、比較部49では断線信号sb
も短絡信号Ssも出力することなく、正常に動作する。
よってノイズを除去された後各比較器53.55の一方
の比較入力に供給され、それぞれ断線検出用基準電圧■
rb及び短絡検出用Vrsと比較されるようになってい
る。今の場合、差動増幅回路25の出力電圧VOは、上
述したように中点電圧VCに等しく、今電源電圧+VB
を12ボルトとするとこの値は1.2ボルトであるので
、断線検出用比較器53の基準電圧Vrbの0゜47ボ
ルトより小さくなく、かつ短絡検出用比較器55の基準
電圧Vrsの8.0ボルトよりも大きくないので各比較
器53.55は断線信号sbも短絡信号SSも出力する
こはない。従って、前述したホールド回路63も作動す
ることはなく、負荷回路9のランプはスイッチ11がオ
ンになっている間点灯し続ける。スイッチ11をオフに
すると、スイッチ回路15を介した各MOSトランジス
タ21及び23のゲートに対する入力電圧は除去される
ので、各MoSトランジスタ21及び23はオフ状態に
なり、負荷回路9の各ランプは消灯する。この場合、差
動増幅回路25に供給される入力電圧V21 S及びV
23Sはそれぞれ負荷回路9のランプ及び負荷等価回路
41の抵抗を介したアース電位になっていて、同じ電位
であるので、差動増幅回路25の出力電圧vOは前述し
たと同じ値になっており、比較部49では断線信号sb
も短絡信号Ssも出力することなく、正常に動作する。
次に負荷回路9のランプが断線した場合について説明す
る。ランプが断線した場合には負荷回路9の合成抵抗は
大きくなるので、スイッチ11がオン状態においてスイ
ッチ回路15を介して駆動されるランプ駆動用パワーM
oSトランジスタ21のソースの電位、すなわ差動増幅
回路25に対する入力電圧V2 、sは負荷等価回路4
1側からの差動増幅回路25に対する入力電圧V23
sよりも大きくなり、差動増幅回路25に対する入力電
圧のバランスはくずれるため、前述したように差動増幅
回路25の出力電圧Voは断線検出用比較器53に対す
る基準電圧Vrbの0.47ボルトよりも小さくなる。
る。ランプが断線した場合には負荷回路9の合成抵抗は
大きくなるので、スイッチ11がオン状態においてスイ
ッチ回路15を介して駆動されるランプ駆動用パワーM
oSトランジスタ21のソースの電位、すなわ差動増幅
回路25に対する入力電圧V2 、sは負荷等価回路4
1側からの差動増幅回路25に対する入力電圧V23
sよりも大きくなり、差動増幅回路25に対する入力電
圧のバランスはくずれるため、前述したように差動増幅
回路25の出力電圧Voは断線検出用比較器53に対す
る基準電圧Vrbの0.47ボルトよりも小さくなる。
この結果断線検出用比較器53は断線信号sbを出力す
る。この断線信@Sbは断線信号用出力端子59を介し
て図示せぬ保守パネル等に送出され、故障表示がなされ
るようになっているのである。
る。この断線信@Sbは断線信号用出力端子59を介し
て図示せぬ保守パネル等に送出され、故障表示がなされ
るようになっているのである。
次に負荷回路9のランプが短絡状態になった場合につい
て説明する。ランプが短絡状態になった場合には、負荷
回路9の合成抵抗は小さくなるので、差動増幅回路25
に対する入力電圧V2 + 3は負荷等価回路41側か
ら差動増幅回路25に供給される入力電圧V23よりも
小さくなるので、前述したように、差動増幅回路25の
出力電圧VOは、短絡検出用比較器55の基r$電圧v
rSの8゜0ボルトよりも大きくなり、短絡検出用比較
器55は、短絡信号SSを出力する。その結果この帰路
信号SSは、短絡信号用出力端子57を介して保守パネ
ルに供給され、これによって短絡状態を示す故障表示が
なされると共に、短絡検出用比較器55からの短絡出力
信号SSは前記ホールド回路63を駆動し、このホール
ド回路63を介して駆動回路19の各MOSトランジス
タ21及び23をカットオフ状態に付勢し、過大な電流
がランプ駆動用パワーMO3I−ランジスタ21に流れ
ないように保護する。このホールド回路63によるパワ
ーMOSトランジスタのカットオフ状態は、スイッチ1
1がオフの状態に戻ったとき、リセット回路65を介し
て解除される。
て説明する。ランプが短絡状態になった場合には、負荷
回路9の合成抵抗は小さくなるので、差動増幅回路25
に対する入力電圧V2 + 3は負荷等価回路41側か
ら差動増幅回路25に供給される入力電圧V23よりも
小さくなるので、前述したように、差動増幅回路25の
出力電圧VOは、短絡検出用比較器55の基r$電圧v
rSの8゜0ボルトよりも大きくなり、短絡検出用比較
器55は、短絡信号SSを出力する。その結果この帰路
信号SSは、短絡信号用出力端子57を介して保守パネ
ルに供給され、これによって短絡状態を示す故障表示が
なされると共に、短絡検出用比較器55からの短絡出力
信号SSは前記ホールド回路63を駆動し、このホール
ド回路63を介して駆動回路19の各MOSトランジス
タ21及び23をカットオフ状態に付勢し、過大な電流
がランプ駆動用パワーMO3I−ランジスタ21に流れ
ないように保護する。このホールド回路63によるパワ
ーMOSトランジスタのカットオフ状態は、スイッチ1
1がオフの状態に戻ったとき、リセット回路65を介し
て解除される。
上記実施例においては、差動増幅回路25の演算増幅器
31は、電源電圧として昇圧回路17から供給される電
源電圧十VBの2倍の電圧を考えているため、バイポー
ラICで実現されている場合について説明したが、スタ
ンバイ電流を少なくするためMO8FET演口増幅器で
実現したいときには、このICの耐圧上の制限から電源
電圧をVsとし、かつ演算増幅回路25の入力抵抗27
及び29と直列に電圧レベルシフト回路を挿入すればよ
い。
31は、電源電圧として昇圧回路17から供給される電
源電圧十VBの2倍の電圧を考えているため、バイポー
ラICで実現されている場合について説明したが、スタ
ンバイ電流を少なくするためMO8FET演口増幅器で
実現したいときには、このICの耐圧上の制限から電源
電圧をVsとし、かつ演算増幅回路25の入力抵抗27
及び29と直列に電圧レベルシフト回路を挿入すればよ
い。
また、差動増幅回路25の増幅率μは、上記実施例にお
いてはμ=R:+3/R2yであるが、前述したように
負荷回路9のランプが短絡された場合には差動増幅回路
25に対する入力電圧V21Sは小さくなる方向であり
、またランプが断線したときには入力電圧V21 Sは
大きくなる方向であり、更にこれらの場合における電圧
の変化分も大きさ的に異なっていて、扱いづらいので、
増幅率μをランプの短絡時と断線時とで分けることが好
ましい。これは、抵抗33に並列に抵抗とダイオードと
を直列に繋いだ回路を接続することにより行うことがで
き、こうすることによって検出精度及び全体としての回
路コストを低減することができる。
いてはμ=R:+3/R2yであるが、前述したように
負荷回路9のランプが短絡された場合には差動増幅回路
25に対する入力電圧V21Sは小さくなる方向であり
、またランプが断線したときには入力電圧V21 Sは
大きくなる方向であり、更にこれらの場合における電圧
の変化分も大きさ的に異なっていて、扱いづらいので、
増幅率μをランプの短絡時と断線時とで分けることが好
ましい。これは、抵抗33に並列に抵抗とダイオードと
を直列に繋いだ回路を接続することにより行うことがで
き、こうすることによって検出精度及び全体としての回
路コストを低減することができる。
上記実施例には負荷回路をj!4成するものとしてラン
プを例に挙げた場合について説明したが、この負荷とし
てはランプに限定されるらのでなく、ヒータやその他各
種の抵抗負荷のもの、インダクタンス負荷のもの等種々
のちのに適用できることは勿論のことである。
プを例に挙げた場合について説明したが、この負荷とし
てはランプに限定されるらのでなく、ヒータやその他各
種の抵抗負荷のもの、インダクタンス負荷のもの等種々
のちのに適用できることは勿論のことである。
[発明の効果]
以上説明したように、この発明によれば、第1のスイッ
チング素子で状態を判別しようとする負荷を駆動し、こ
の負荷と略同じ電気的特性を有する負荷等価手段を、前
記第1のスイッチング素子と共にワンチップ上に形成さ
れた第2のスイッチング素子で駆動し、両スイッチング
素子の出力信号を比較して前記負荷の異常状態を判別し
ているので、温度変化等に対する各種電気的特性の変動
を無視することができ、もって正確に、かつ補正回路が
不要のため経済的に前記負荷の異常状態を検出できると
共に、負荷等価回路によりラツシコカレンi−等の時間
豹変1ヒを含んで構成されているため、これに対する放
熱対策を必要とせずf済的にかつ迅速に前記負荷の異常
状態を検出できる。
チング素子で状態を判別しようとする負荷を駆動し、こ
の負荷と略同じ電気的特性を有する負荷等価手段を、前
記第1のスイッチング素子と共にワンチップ上に形成さ
れた第2のスイッチング素子で駆動し、両スイッチング
素子の出力信号を比較して前記負荷の異常状態を判別し
ているので、温度変化等に対する各種電気的特性の変動
を無視することができ、もって正確に、かつ補正回路が
不要のため経済的に前記負荷の異常状態を検出できると
共に、負荷等価回路によりラツシコカレンi−等の時間
豹変1ヒを含んで構成されているため、これに対する放
熱対策を必要とせずf済的にかつ迅速に前記負荷の異常
状態を検出できる。
第1図はこの発明の一実施例を示す負荷状態判別装置の
回路図、第2図(a>(b)(c)は第1図の負荷状態
判別装置に使用されるワンチップパワーMOSトランジ
スタの上面図、断面図及び等価回路である。 1.3.5.7・・・ランプ、9・・・負荷回路、1・
・・1・・・スイッチ、1つ・・・駆動回路、21・・
・ランプ駆動用NチャンネルパワーMOSトランジスタ
、23・・・負荷等価回路駆動用NチャンネルMOSト
ランジスタ、25・・・差動増幅回路、31・・・演算
増幅器、41・・・負荷等価回路、49・・・比較部、
53・・・断線検出用比較器、55・・・短絡検出用比
較器、61・・・保護回路。
回路図、第2図(a>(b)(c)は第1図の負荷状態
判別装置に使用されるワンチップパワーMOSトランジ
スタの上面図、断面図及び等価回路である。 1.3.5.7・・・ランプ、9・・・負荷回路、1・
・・1・・・スイッチ、1つ・・・駆動回路、21・・
・ランプ駆動用NチャンネルパワーMOSトランジスタ
、23・・・負荷等価回路駆動用NチャンネルMOSト
ランジスタ、25・・・差動増幅回路、31・・・演算
増幅器、41・・・負荷等価回路、49・・・比較部、
53・・・断線検出用比較器、55・・・短絡検出用比
較器、61・・・保護回路。
Claims (1)
- 状態を判別しようとする負荷の電気的特性に相似する負
荷等価手段と、ワンチップに形成され前記負荷の駆動制
御指令によつて同時に作動制御せしめられる前記負荷に
給電する第1のスイッチング素子および前記負荷等価手
段に給電する第2のスイッチング素子を有するスイッチ
ング手段と、第1のスイッチング素子の出力信号と第2
のスイッチング素子の出力信号とを比較して前記負荷の
状態を判別する判別手段とを有することを特徴とする負
荷状態判別装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59242436A JPS61124227A (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 負荷状態判別装置 |
US06/795,460 US4661717A (en) | 1984-11-19 | 1985-11-06 | Load condition determining apparatus |
GB08528373A GB2168211B (en) | 1984-11-19 | 1985-11-18 | Electrical load condition determining apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59242436A JPS61124227A (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 負荷状態判別装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61124227A true JPS61124227A (ja) | 1986-06-12 |
JPH0126250B2 JPH0126250B2 (ja) | 1989-05-23 |
Family
ID=17089060
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59242436A Granted JPS61124227A (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 負荷状態判別装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4661717A (ja) |
JP (1) | JPS61124227A (ja) |
GB (1) | GB2168211B (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63174519A (ja) * | 1987-01-13 | 1988-07-19 | 株式会社東芝 | 出力回路の異常検出報知回路 |
JPS63296410A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-12-02 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 駆動回路 |
JPH02158212A (ja) * | 1988-12-10 | 1990-06-18 | Hitachi Ltd | Nチヤンネルパワーmosfetを用いた負荷駆動回路及びicレギユレータ |
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