JPS607917B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数変換装置で駆動される誘導電動機のベク
トル制御装置に関する。

近年、誘導電動機の一次電流を位相まで制御することに
より、直流機と同等の性能を得ることができるベクトル
制御方式が開発され、誘導電動機の堅牢安価なことと相
挨て注目されている。

ベクトル制御をする上で重要な点は、磁束の大きさおよ
び出力トルクがその指令値に応じて制御されるような１
次電流の大きさおよび位相（１次電流ベクトル）を如何
にして定め、その定められた１次電流を如何にして誘導
電動機に供給するかにある。１次電流ベクトルの定め方
にも種々の方式があるが、標準の誘導電動機を用いるこ
とができ、かつ停止状態から高精度の運転ができるもの
として、トルク指令と磁束指令とから演算によって２次
（回転子）巻線に鎖交する磁束を求め、これを基準とし
て１次電流を定める方式がある。

では、この方式の一例を第１図にしたがって説明しよう
。

第１図は、先行技術としての、正弦波サィクロコンバー
タを用いて誘導電動機をベクトル制御するシステムの構
成結線図である。

ただし、簡単のため電流制御系は省略している。なお、
図面における同一符号は同一もしくは相当部分を表わす
ものとする。

周波数変換装置である正弦波サィクロコンバータ１は誘
導電動機２へ電流指令ｉ＊Ｕ，ｉ＊ｖ，・※ｗにしたが
い、１次電流ｉ，Ｕ，１，ｖ，ｉｗを給する。

３は２相のセルシン発振器で、図示しない励回路で励磁
され、誘導電動機２の回転子の角速で搬送波が振幅変調
された信号が得られる。

同整流回路４は搬送波を除去し、その出力として導電動
機２の回転角速度岬を持った正弦波信号を出力する。５
は交流電源、７はトルク指令値６を磁遠演算値Ｊ２ で
割って１次電流の磁束と直交する成分の指令値ｉ＊ｑを
出力する第１の割算器である。

比較器９は磁束指令８と磁束演算値マ２とを減算し、こ
の偏差を磁束制御回路１０へ与える。磁束制御回路１０
は比較器９より与えられる偏差信号を増幅して、磁束演
算値ぐ２がその指令値す球に等しくなるように制御する
。１１は１次電流瞬時指令値演算回路で、割算器７と磁
束制御回路１０の出力信号から、磁束演算値◇２ なら
びに誘導電動機２へ与えるべき１次電流を演算しており
、その１次電流の演算値はすべり角速度のＳを持った２
相正弦波１球ｃｏｓ（山Ｓｔ十８※），１＊ｓｉｎ（■
ｓｔ＋８桃）として得られる。

（のｒ十のｓ）演算回路１２は同期整流回路４より得ら
れる誘導電動機２の回転角速度帆を持った２相正弦波信
号により、信号１＊ｃｏｓ（のｓｔ＋ａぷ），１＊ｓｉ
ｎ（のＳｔ＋ａ※）を誘導電動機２へ与えるべき角速度
の，（＝のＳ＋のｒ）に変換する。

この変換は、次の（１式）、（２式）に基づいて行なわ
れる。

１＊ｓｉｎ（のＳｔ＋０＊）・ｃｏｓ（のｒｔ）＋１＊
（■Ｓｔ十８ぷ）・ｓｉｎ（山ｒｔ）＝１球ｓｉｎ（■
Ｓｔ十のｒｔ＋ａぷ）＝１＊ｓｉｎ（山，ｔ十８株）
・・・（１式）１＊ｃｏｓ（山Ｓｔ＋
８ぷ）・ｃｏｓ（のｒｔ）一１＊ｓｉｎ（のＳｔ十８球
）・ｓｉｎ（のｒｔ）＝１＊ｃｏｓ（のＳｔ＋のｒｔ十
ａ桃）＝１＊ｃｏｓ（■，ｔ＋８ぷ）
・・・（２式）この（のｒ＋仇）演算回路１２は錨算器
と演算増幅器とから容易に構成できる。

１３は演算増幅器による加減算回路で構成することので
きる２相→３相変換回路であり、これにより２相の電流
指令値１淡ｃｏｓ（の，ｔ＋ａぷ）および１＊ｓｉｎ（
の，ｔ十ａ桃）は３相の電流指令値ｉ＊Ｕ，ｉ※ｖおよ
びｉ＊ｗに変換される。

３相のうちＵ相として電流指令値１，ｃｏｓ（の，ｔ＋
８。

）をそのまま用いたときＶ相およびＷ相への変換式は次
の（３式）〜（５式）で示される。ｉ＊ｖ＝１※ｃｏｓ
（の，ｔ＋８※） ・・・（３式）ｉ＊Ｖ＝季・株のＳ
（の」十８※）十李胸ｎ岬十ａぷ） ＝１＊のＳ（■・ｔ十８ぷ一喜灯…（４式）ｉ＊Ｗ＝季
・ぷのＳ（の」＋ａぷ）守胸ｎ（の・ｔ＋肌 式） ＝１※のＳ（の・ｔ十ａ＊十萱汀）…（５そうし
て、正弦波サィクロコンバータ１は誘導電動機２へ１次
電流ｉ，川１，ｖ， ｉ，ｗを供給する。

この制御方式の主要部分は１次電流瞬時指令値演算回路
１１であるから、この回路１１について詳し１説明して
おこう。

第２図は回転子に固定された直交するＱ−８座標軸上に
おける誘導電動機内の磁三更関係を示したもので、回転
子は反時計方向に回転しているものとする。

２次巻線の自己ィンダクタンスをＬ２、抵抗をＲ２とし
、１次巻線と２次巻線との相互ィンダクタンスをＭとす
る。

一２次電流ベクトルｉ２をＬ２倍したものが、２次電流
によって作られる磁束と等しくなるように、２次電流ベ
クトルｉ２を定義する。

一すなわち、２次電流ベクトルｉ２のＱ軸成分および８
鞠成分がおのおのｉ２Ｑおよびｉ２８である。

Ｑ軸と８軸とは直交しているから、複素数の直交性を利
用して、２次電流ベクトルｉ２を次のように表わすのが
便利である。ただし、ｉを虚数単位とす一る。１２＝ｉ
２Ｑ＋ｊｉ２６ …（６式）他のベクトル
も２次電流ベクトルと同様に定める。

一したがって、Ｍｉ，は１次電流によって作ら
れる磁束のうち２次巻線と鎖交する磁束を表わし、２次
巻線と鎖交する全磁束を２次磁束少２とすれば、その２
次磁束交２は次式で与えられる。

？２ ＝Ｍｉ，十Ｌ２ｊ２ …（７式）ま
た、２次巻線の誘起電圧に対する式は次のようになる。
−ｐ？２ ＝Ｒ２２ …（８式）ただし
、ｐは時間微分（ｄ／ｄｔ）を表わす演算子である。

（７式）の関係を用いて（８式）から２次電流ベクトル
ｉ２を消去すれば次式を得る。

Ｌｐ◇２：−？２十Ｍｉ． …（９式）ここで、Ｌ
は２次巻線時定数Ｌ２／Ｒ２である。

（９式）を虚数部と実数部、すなわち、Ｑ−８座標系の
各座標軸成分の式に書き直せば、次のようになる。ただ
し、◇２Ｑおよび？２８はＪの、そしてｉ２Ｑおよびｉ
２８はｉ，のそれぞれＱ軸成分および８鞠成分である。
Ｍ ． ０２Ｑ＝ｉ±；戸・１１Ｑ・・・（１巧式）Ｍ？２８＝
Ｆ了寮・ｉ・８…（１１式） （１巧式）および（１１式）はＱ−８座標系における２
次磁束め２が１次電流の１次遅れとして得られることを
示している。

また、第２図に示されるように、Ｑ軸と２次磁束め２と
の瞬時位相角をａｓ、１次電流ｉ，と２次磁束マ２との
位相角をｏｏとし、？２ およびｉ，の大きさをそれぞ
れ■２ および１，とすれば、Ｑ−８座標系における各
成分は次のように表わされる。

Ｃ２Ｑ＝■２ＣＯＳ８Ｓ …（ｌａ式）
？２８＝■２ＳｍａＳ …（１＄式），
．ＱＦ１，ｃｏｓ（ＯＳ＋８。）二１，ｃｏｓＯＳ・ｃ
ｏｓＯＳ−１，ｓｉｎ８。・ｓｍｏｓ ・・・（１
４式）ｉ，Ｂ＝１，ｓｉｎ（８Ｓ十８。）＝１，ｓｉｎ
８。・ｃｏｓａｓ十１，ｃｏｓｏｏ・ｓｉｎＧｓ
・・・（１５式）ここで、１・ｃｏｓａｏ および１，
ｓｉｎａｏ は１次電流ｉ，の２次磁束Ｊ２との同相成
分および直交成分であり、これらを次式のようにｉ，ｄ
およびｉ，ｑとして定義する。１・ｄ＝１・ＣＯＳ０ｏ
・・・（１６式）１．ｑ＝１．ｓｉｎ
８。

・・・（１方式）（１６式）（１方式）
を（１隻式）および（１５式）に代入すれば、次のよう
にｄ−ｑ座標系からば−３座標系への１次電流の座標変
換式が得られる。１１Ｑ＝ｉ・ｄＣＯＳＯＳ−ｉ，ｄＳ
ｉｎＯＳ …（ＩＳ式）ｉ・８＝ｉ・ｑＣＯＳＯＳ
＋ｉ．ｄＳｉｎ８Ｓ …（１９式）この、１次電流
ｉ，のｄ−ｑ軸成分ｉ，ｄおよびｉ，ｑは誘導電動機の
特性を支配する重要な成分であるから、次にその性質を
説明しておこう。

２次磁束ベクトルを２の微分ｐめ２は次のように表わさ
れる。ｐ◇２＝ｐ（■ダＯＳ）：（ｐ■２）ｅｊＯＳ＋
ｊ（ｐ８Ｓ）■２ｅｉ８Ｓ ・・・（２巧式）ここ
で、ｐＯＳは２次磁束０２とＱ軸との角度変イ酪で、こ
れは２次磁束ａ２の回転子に対する相対角速度、すなわ
ち、すべり角速度のＳである。

ｐ８ｓをのｓとして、（２０式）を（９式）に代入すれ
ば、次の関係式を得る。Ｌ（ｐ■２）ｅｊａｓ＋ｊのＳ
Ｔ２■２ｅｊａｓ＝■ギｊａＳ＋Ｍ１ごａｆｊＯＳ
…（２１式）（２１式からの共通因子のｅｊＯＳを消去
すれば次の式が得られる。

■２ 十Ｔ２ｐ■２ 十ｊのＳＴ２■２ ニＭｉｌｅｊ
８０＝Ｍ（１，ｃｏｓａ。

十ｊｌ．Ｓｉｎｏ。）…（２２式）（２２式）から２次
磁束軸（Ｑ軸）を基準とした第３図のベクトル図が得ら
れる。第３図からも明らかであるように、１次電流のｄ
−ｑ軸成分ｉ，ｄおよびｉ，ｑに対して次の関係式が得
られる。Ｍｉ，ｄ＝Ｍ１，ｃｏｓＯ。＝■２ 十Ｔ２ｐ
■２ …（２３式）Ｍｉ，ｑ＝Ｍ１，ｓｉｎ８。 ＝の
ｓＴ２■２ …（２４式）また、電動機の発生する
トルクＴは磁束の大きさと、その磁束と直交する電流成
分との積で表わされるから、第３図により次式が得られ
る。Ｔ＝−■２‐・桝＝Ｌ竿‐■２‐・灯”（２５式）
（２３式）および（２５式）から明らかであるように、
ｉ，ｄは２次磁束の大きさ■２ に寄与する成分であり
、ｉ，ｑはトルクＴに寄与する成分である。このことか
ら、第１図において１次電流瞬時指令値演算回路１ １
に、ｑ軸電流指令値ｉ＊ｑとしてトルク指令値Ｔ＊を磁
束演算値■２ で割ったものが、ｄ軸電流指令値ｉ＊ｄ
として磁束制御回路１０の出力がそれぞれ与えられてい
ることの意味が理解される。１次電流瞬時指令値演算回
路１ １は（１缶式）および（１９式）に基づいて、ｄ
−ｑ座標系における電流指令値ｉ＊ｄ，ｉ＊ｑをＱ−３
座標系における電流指令値ｉ＊Ｑ，ｉ＊６に変換してい
る。そのためには２次磁束◇２とＱ軸との角度８Ｓが必
要であるが、この方式では角度８ｓを演算によって求め
ており、第４図にその１次電流瞬時指令値演算回路１１
のブロック図を示す。３０１はｑ軸電流指令値ｉ＊ｑの
入力端子、３０２はｄ軸電流指令値ｉ＊ｄの入力端子、
３０３は１次電流Ｑ軸成分指令値ｉ＊Ｑの出力端子、３
０４は１次電流８軸成分指令値ｉ＊Ｑの出力端子、３０
５は２次磁束演算値■２の出力端子、３０６は座標変換
回路、３０７は２次磁束瞬時値演算回路、３０８は２次
磁束瞬時値基準化回路「 ３０９は２次磁束絶対値演算
回路である。

まず、２次磁束瞬時値演算回路３０７から説明しよう。

３１６および３１７は２次時定数Ｌを時定数とし、ゲイ
ンがＭの１次遅れ要素であり、これらにｉ＊Ｑおよびｉ
＊Ｑを与えると、（１０式）および（１２式）より、そ
の出力として０２Ｑおよび０２８がそれぞれ得られる。
こうして得られた２次磁束の瞬時演算値０２Ｑ，Ｃ２８
は、２次磁束瞬時値基準化回路３０８において、割算器
３１８および３１９にて２次磁束の絶対値■２ でそれ
ぞれ割算される。割算器３１８および３１９の出力で２
Ｑ／■２およびぐ２３／■２ はそれぞれｃｏｓｏｓお
よびｓｉｎｏｓであることが（ｌａ式），（１＄式）よ
り分る。２次磁束絶対値演算回路３０９では、掛算器３
２０‘こてＪ２Ｑとめ２Ｑ／■２とが、掛算器３２１に
て？２６とで２８／■２とがそれそれ掛算され、両掛算
器３２０，３２１の出力は加算器３２２で加算される。

加算器３２２の出力として（中２２Ｑ／■２十ぐ２２Ｑ
／■２）が得られ、（０２２Ｑ＋ぐ２２８）が■２２で
あるから、加算器３２２の出力は結局、２次磁束の絶対
値■２ に等しくなる。こうして得られた２次磁束絶対
値■２ は磁束制御回路１０へ帰還される。２次磁束瞬
時値基準化回路３０８にて、２次磁束？２のＱ軸に対す
る角度ａｓが演算されたので、ｄ−ｑ軸電流指令値ｉ氷
ｄ，ｉ＊ｑから座標変換回路３０６により、１次電流の
Ｑ−８軸成分指令値ｉ＊Ｑおよびｉ＊８を演算すること
ができる。

掛算器３１０，３１１と減算器３１４によって、（１法
式）に基づき演算が行なわれて指令値ｉ＊Ｑを得、掛算
器３１２，３１３と加算器３１５によって（１法式）に
基づき演算が行なわれて指令値ｉ＊８を得る。

ｉ＊ｄ，ｉ＊ｑ＊から（ＩＳ式）および（１９式）に基
づき演算されたｉ＊０，ｉ＊８は次式で表わされる２相
正弦波である。

ｉ＊Ｑ＝１※ｃｏｓ（８ｓ十８ぷ） ……（２句式）ｉ
＊８＝１＊ｓｉｎ（ＯＳ＋８桃） ……（２方式）ただ
し、振幅１＊および位相ひ欲はｉ＊ｄおよびｉ＊ｑによ
って定まり、次式で与えられる。

１，＝−ゾ（ｉ＊ｄ）２ 十（ｉ＊ｑ）２ ・・・（２
申式）Ｇ様＝ねｎ−１（ｉ＊ｑ／ｉ＊ｄ） …（２９
式）また、仇ま（ｌａ式），（１＄式）で与えられる２
次磁束瞬時値◇２Ｑ，■２８の位相角であるが、■２Ｑ
，ぐ２８は２次磁束瞬時値演算回路３０７に（２６式）
，（２方式）のｉ＊Ｑ，ｉ＊３を与えて得られたもので
ある。

従って、２次磁束演算ベクトルＪ２と１次電流指令ベク
トルｉ＊とは（９式）を満足し、その結果、ＯＳの微分
値すなわちｉ＊Ｑおよびｉ＊８の角速度は（２４式）を
満足し、次式で与えられるすべり角速度となる。Ｍｉ＊
ｑｐ８Ｓ＝■Ｓ＝ＴＦ反側・（３拭） 以上のようにして得られた電流指令値ｉ＊Ｑ，ｉ＊８は
、すでに説明したように（山ｒ＋ｗｓ）演算回路１２と
、２相→３相変換回路１３にて、誘導電動機２へ与える
べき３相の電流指令値ｉ＊Ｕ，ｉ＊ｖ，ｉ＊ｗとされ、
これにしたがい正弦波サィクロコンバータ１を運転する
。

このようにしてこの制御方式は、誘導電動機２の２次磁
束◇２を演算によって求め、それにしたがって１次電流
を与えることにより、標準の誘導電動機２を用いて、零
速度（停止）から高範囲にわたり、高精度の運転を行な
うことができ、かつ磁束検出値として演算値を適用して
いるから、磁束検出値が滑らかであり、速い磁束制御が
可能となる。

ただし、このような優れた制御特性が実現されるのは、
制御回路内に設定される電動機定数ＭおよびＴ２が実際
値と殆んど差異がない場合で、かつ演算回路の誤差が小
さく精度良く１次電流指令値が演算されている場合であ
る。しかし、演算回路をアナログ要素だけで構成した場
合には、多くの乗除算器を用いているため演算精度を良
くすることが難しく、演算回路の誤差によって１次電流
指令値自身に歪が含まれ出力トルク変動の一要因となっ
ていた。

また、電動機定数ＭおよびＴ２は磁気飽和や温度変化の
ために運転中にも変動し、その変動に応じて制御回路内
の設定値を補償してやらなければ、２次磁束の演算値は
実際値と異なったものになり所望の制御特性を得ること
ができなくなる。

磁気飽和特性を考慮して相互ィンダクタンスＭを、また
誘導電動機の温度や誘起電圧等を検出して２次抵抗値Ｒ
２の変化を捉えることによって、制御回路内の設定値を
補償することはできるが、従来のように２相成分で２次
磁束瞬時値を演算する場合には２相分の補償回路を必要
とし、更にその２相の補償回路特性が等しくなるように
しなければならない。このように、従釆のアナログ要素
だけで構成した制御回路は構成が複雑で多くの乗除算器
を必要とするため高価になること、また、演算誤差を小
さくし各相の演算特性の均一性を確保するために多くの
調整労力を要することが欠点であった。

演算回路をディジタル化することによって演算精度およ
び特性の均一性を確保することはできるが、第１図の従
来構成をそのままディジタル構成にしたのでは回路の複
雑さは変らない。また、ディジタル回路は定数の変更等
が容易でなく、全ての演算回路をディジタル化するのは
得策でない。本発明の目的は上記の事情に鑑みなされた
ものであって、制御される誘導電動機によって設定定数
の異なる部分はアナログ要素で構成し、複雑であったベ
クトル演算部分をディジタル要素で構成し、更にアナロ
グ演算およびディジタル演算それぞれに適した演算方式
にすることによって、構成が簡単で、調整労力が少なく
、演算精度が良い制御装置を提供することにある。以下
、本発明の制御装置を図面を参照しながら詳細に説明す
る。

第５図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で、
１４は割算器７の出力ｉ＊ｑと磁束制御回路１０の出力
ｉ※ｄとを入力し、１次電流の振幅指令値１＊と１次電
流指令の振幅に対するｑ軸成分の比率を表わす信号ｉ※
ｑ／１※とを出力する１次電流振幅演算回路、１５はｄ
軸電流指令値ｉ※ｄから２次磁束の振幅■２と、２次磁
束振幅を誘導電動機２の２次抵抗値で割った信号■２／
Ｒ２とを出力する磁束演算回路であり、２次磁束振幅■
２は割算器７および比較器９に与えられる。

１６はｑ軸電流指令値ｉ＊ｑを磁束演算回路１５の他方
の出力■２／Ｒ２で割ってすべり角速度信号のｓを出力
するための第２の割算器、１７は誘導電動機２の回転位
置を検出する位置検出器、１８は位置検出器１７からの
位置信号８ｒと割算器１６からのすべり角速度信号のｓ
と１次電流振幅演算回路１４からの１次電流のｑ軸成分
比率ｉ＊ｑ／１＊とを入力し、１次電流の瞬時位相指令
値８※を演算してディジタル信号として出力する１次電
流位相演算回路、１９，２０は１次電流位相演算回路１
８で演算された指令位相０＊の正弦値を出力するための
ＩＪードオンリメモリ（以下ＲＯＭと称する）等で構成
される関数回路、２１，２２は関数回路１９，２０から
出力される単位正弦波のディジタル信号と１次電流振幅
演算回路１４から出力される振幅指令１，との乗算機能
を有するディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器、２３は
Ｄ／Ａ変換器２１，２２の両出力信号を極性反転して加
算する加算器である。

Ｄ／Ａ変換器２１，２２および加算器２３の出力信号が
３相の１次電流瞬時指令値ｉ＊Ｕ，ｉ＊ｖおよびｉ淡ｗ
として正弦波サィクロコンバータ１に与えられる。第６
図は第５図における１次電流振幅演算回路１４の詳細構
成例としての略線図であり、公知のものである。１４１
，１４２は入力端子、１４３，１４４は出力端子、１４
５，１４６は割算器、１４７，１４８は乗算器、１４９
は加算器である。

入力端子１４１にｑ軸電流指令値ｉ＊ｑ、１４２にｄ軸
電流指令値ｉ※ｄをおのおの与えると、出力端子１４４
から振幅指令値１＊が、１４３から振幅指令値に対する
ｑ鞠電流指令値の比率ｉ＊ｑ／１＊がそれぞれ出力され
る。この第６図の構成は先行技術として示した１次電流
瞬時指令値回路１１を説明するための第４図の回路構成
における、２次磁束瞬時値基準化回路３０８と２次磁束
絶対値演算回路３０９とを一つにした構成と同じであり
、その動作も容易に理解されるので説明を省略する。第
７図は第５図における磁束演算回路１５の詳細構成例で
あり、１５１はｄ藤電流指令値ｉ＊ｄの入力端子、１５
２は２次磁束振幅を２次抵抗値Ｒ２で割った信号■２／
Ｒ２の出力端子、１５３は２次磁束振幅■２の出力端子
であり、１５４は入力信号をＭ／Ｌ２倍する係数器、１
５５は減算器、１５６は積分器、１５７は入力信号をＲ
２倍する係数器、１５８は入力信号を１／｝倍する係数
器である。

端子１５１への入力信号は係数器１５４を介して減算器
１５５で係数器１５８の出力信号と減算される。

減算器１５５の出力信号は積分器１５６で積分され、そ
の積分値は出力端子１５２および係数器１５７に与えら
れる。係数器１５７の出力は出力端子１５３および係数
器１５８に与えられる。端子１５１の信号ｉ＊ｄから端
子１５３の信号■２への伝達特性は次のようになる。

■２ Ｍ …．．．（３１式）すな
わち、係数器１５４，１５７，１５８に設史定される係
数値に関係するＭ，ＬおよびＲ２をそれぞれ誘導電動機
２の相互ィンダクタンス、２次自己ィンダクタンスおよ
び２次抵抗値と等しく設定し、ｄ軸電流の指令値ｉ＊ｄ
と実際値ｊ，ｄとが等しいとすれば、（２＄式）から明
らかなように、端子１５３への出力信号は実際の２次磁
束振幅■２と等しうなることが（３１式）から分かる。

そのときに、端子１５２への出力信号が■２／Ｒ２とな
ることは明らかである。第７図の構成で、誘導電動機２
の磁気飽和によるィンダクタンス値の変化を補償するた
めには、磁気飽和特性から２次磁束振幅■２ の大きさ
に対するＬ２の変化を求めて係数器１５８を関数回路に
置き換えれば良い。

また、温度変化等によるＲ２の変化も係数器１５７を乗
算器等を用いて可変係数器にすることによって補償する
ことができる。第８図は第５図における１次電流位相演
算回路１８の詳細構成例であり、１８１，１８２，１８
３は入力端子、１８４は出力端子、１８５はアナログ信
号をディジタル信号に変換するアナログディジタル（Ａ
／Ｄ）変換器、１８６はＲＯＭ等で構成される関数回路
、１８７は入力信号の絶対値の大きさに比例した周波数
のパルス列を出力する電圧周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、１
８８は入力信号の樋性が正であれば論理レベル「１」を
出力し、負であれば「０」を出力する極性判別回路、１
８９は入力のパルス列をカウントするカウシタで、アッ
プダウン切換信号をも入力し、アップダウン切換信号が
′１」のときはアップカウントし、「０」のときはダウ
ンカウントする機能を有するものである。

１９０，１９１は２つのディジタル信号を加算する加算
器である。

端子１８１に入力されるｉ＊ｑ／１＊はＡ／Ｄ変換器１
８５に与えられ、ディジタル信号に変換される。

Ａ／Ｄ変換器１８５の出力信号は関数回路１８６を介し
て、位相角信号ａ磯に変換されて加算器１９１に与えら
れる。端子１８２に入力される信号叫はＶ／Ｆ変換器を
介してｌのｓｉに比例した周波数のパルス列Ｐｓに変換
される。また、のｓは極性判別回路１８８にも与えられ
て極性判別され、その極性信号ｅｐはＶ／Ｆ変換器１８
７の出力パルス列ｐＳとともにカウンター８９に与えら
れる。カウンタは極性信号ｅｐをアップダウン切換信号
として、ｌのｓｌに比例した周波数のパルス列をアップ
ダウンカウントする。すなわち、カウンター８９の出力
８ｓは様子１８２への入力信号のｓの積分値になってい
る。カウンタ１８９の出力８ｓは端子１８３への入力信
号８ｒと加算器１９０で加算される。加算器１９０の出
力ａｒ十８ｓはもう一つの加算器１９１で関数回路１８
６の出力０ぷと加算され、その加算結果ａ＊を端子１８
４に出力する。さて、関数回路１８６にはその出力信号
８ふと端子１８１への入力信号１＊ｑ／１＊との間に次
式の関係を満足するような関数が設定される。

０様＝ｓｉｎ‐１（ｉ＊ｑ／１＊） …（３２式）
また、Ｖ／Ｆ変換器１８７の変換率を適当に選べば、カ
ウンター８９の出力８ｓと端子１８２への入力信号のｓ
との関係を次のようにすることができる。

ＯＳ＝′のＳ・ｄｔ …（３＄式）
従って、端子１８４の出力信号０＊が次式で与えられる
量であることは明らかである。

ａ※＝８ｒ＋′のｓｄｔ＋ｓｉｎ‐１（ｉ＊ｑ／１＊）
‐‐‐（３４式）次に、第５図の実施例の動作を説明し
よう。

トルクＴに寄与する成分の指令値であるｉ＊ｑと、２次
磁束の大きさに寄与する成分の指令値であるｉ＊ｄとが
与えられたときに、ベクトル制御を実現するためには第
３図のベクトル図を満足するように、２次磁束のすべり
角速度似を確保し、かつ、２次磁束◇２ に対する１次
電流，のベクトル関係を確保しなければならない。第５
図において、指令のｄ−ｑ鞠電流ｉ＊ｄ，ｉ＊ｑを受け
た１次電流振幅演算回路１４は第３図のベクトル図を満
足するような１次電流の振幅指令１＊として（３５式）
で与えられる信号を出力し、Ｄ／Ａ変換器２１および２
２で単位正弦波と菜算した信号を誘導電導機２のＵおよ
びＷ相１次電流指令値ｉ＊Ｕ，ｉ＊ｗとして正弦波サィ
クロコンバータ１に与えている。

従って、関数回路１９および２０からそれぞれＤ／Ａ変
換器２１および２２に与えられる単位正弦波の位相が第
３図のベクトル図の位相関係を満足するものであれば、
正弦波サィクロコンバータ１に与えられる３相の１次電
流指令値ｉ＊Ｕ， ｉ＊ｖ，ｉ＊ｗがベクトル制御を実
現するための１次電流であることが分る。第３図の位相
関係を満足するためには、先づ２次磁束の回転位相角で
あるｄ転の回転角度を知らなければならない。２次磁束
（ｄ軸）は回転子に対してすべり角速度のｓで相対的に
回転しているから、すべり角速度のＳの回転位相角を回
転子の回転角度に加えたものが２次磁束の回転位相角で
ある。

ただし、２次磁束の回転子に対する相対角速度のＳは第
３図で示したように、２次磁束に対するｑ軸電流ｉ．ｑ
の大きさによって定まるものであるから、制御回路にお
いても（３Ｇ式）を満足するようにのＳを定めなければ
ならない。（３Ｇ式）は変形して次のように書ける。Ｍ
艦 ，．．（３５式）のＦＣ 瓦
庇第５図において、割算器１６は（３５式）に基づいて
すべり角速度を演算している。

ただし、（３５式）における係数（Ｍ／Ｌ）は制御回路
で演算であるから省略している。先に説明したように、
１次電流位相演算回路１８は３つの入力信号８ｒ・叫，
ｉ＊ｑ／１＊に対して（私式）の関係で与えられる信号
８＊を出力する（鉢式）右辺の第１項と第２項と和は回
転子の回転角度ａｒにすべり角速度のｓの回転位相ｏｓ
を加えたものであるから、２次磁束（ｄ軸）の回転角度
であることが分かる。

誘導電動機２に供給すべき１次電流は、（２９式）で与
えられる６。

＊だけ２次磁束と位相の異なるものであるが、（２９
式）は次のようにも書ける。舵物−・（農）＝Ｓｉｎ−
・（農） 弧−・（器） ．・・（減 すなわち、（乳式）右辺の第３項は２次磁束に対する１
次電流の位相角であり、１次電流位相演算回路１８から
出力される信号０＊が第３図のベクトル関係を満足する
ための１次電流位相の瞬時値であることが分る。

入力信号８＊に対する正弦値を出力する２つの関数回路
１９および２０には１２０ｏ位相が異なる正弦関数が設
定される。

すなわち、１次電流位相演算回路１８から与えられる１
次電流位相ひ＊を入力して関数回路１９はｓｉｎ（ａ券
）を出力し、関数回路２０はｓｉｎ（ａ＊−１２０ｏ）
をする。このようにして、Ｄ／Ａ変換器２１，２２には
第３図のベクトル図を満足する位相の単位正弦波が与え
られていることが分る。正弦波サィクロコンバータ１は
与えられた指令値ｉ※Ｕ，ｉ＊ｖ， ｉ＊ｗに追従した
１次電流を誘導電動機２に供給するので、ベクトル制御
が実現される。

さて、第５図の実施例では２次磁束に対する１次電流の
位相角０ぷを１次電流の振幅指令１＊，＊とｑ軸電流ｉ
＊ｑとからだけ求めているため、０＊の範囲は±９０ｏ
以内に限られる。

ｄ軸電流ｉ，ｄが負にならない場合はそのままで良いが
、急速な磁束制御を行なう場合等には、ｉ，ｄが負にな
ることもある。そのときには、ｉ※ｄの極性を加味すれ
ば容易に８株を３６００全範囲で演算することができる
ことは明らかである。また、０ぷの演算をｉ＊ｑ／１＊
を用いて行なう必要はなく、（３６式）で与えられるい
ずれの関係を用いて演算しても良い。第５図は周波数変
換装置として正弦波サイクロコンバータを用いたときの
実施例であるが、本発明は他の周波数変換袋壇を用いた
場合にも適用できるものである。例えば、電動機に擬似
正弦波電流を供孫舎するトランジスタィンバータやパル
ス中変調ィンバータ等にも適用できることは明らか・あ
る。また、第９図に示される実施例のように誘導白動機
２に方形波電流を供給する電流形ィンバータ２４を用い
た場合にも適用できるものである。

第９図の電流形ィンバータ２４は交流電源５から供給さ
れる交流を制御整流装置ＲＥＣで直流に変換した後、直
流リアクトルＤＣＬを介し、サィリスタＳＩ〜Ｓ６で構
成されるィンバータに印加し、所望周波数の交流を得て
議導電動機２を駆動する。通常、ィンバータ部はサィリ
スタ間の転流を行なわせるための転流回路を有している
が、ここでは省略する。この電流形ィンバータ２４は周
知のものであるからその詳細な動作説明を省略するが、
この電流形ィンバータ２４の出力電流の振幅は制御整流
装置ＲＥＣで制御し、出力周波数はサィリスタＳＩ〜Ｓ
６のゲートパルスの周波数を可変することによって制御
できる特徴を有する。第９図において、１次電流振幅演
算回路１４から１次電流の振幅指令１＊が出力され、関
数回路１９および２０から単位振幅の１２０ｏ位相差の
２相信号がディジタル量として出力されるまでは第５図
の実施例と同じである。

１次電流の振幅指令１＊は電流検出器ＣＴで検出される
電流形ィンバータ２４の電流と比較され、その比較結果
に応じて制御整流装置ＲＥＣの出力電流を振幅指令１※
に比例するように電流制御回路２７で制御する。

すなわち、電流形ィンバータ２４の出力電流ｉ，ｕ，１
・ｖ，ｉ，ｗの基本波振幅がその指令値１球と等しくな
るように制御している。関数回路１９および２０から出
力される単位正弦波は乗算機能を有しないＤ／Ａ変換器
２５および２６でアナログ信号に変換され、このＤ／Ａ
変換器２５および２６の両出力ｅＵおよびｅｗは加算器
２３で極性反転されて加算される。

Ｄ／Ａ変換器２５，２６および加算器２３から出力され
る３相の単位振幅正弦波ｅ川 ｅｖ， ｅｗは波形整形
回路２８で波形整形されィンバータサィリスタＳ’〜Ｓ
６のゲート信号に対応した信号を出力する。第１０図は
第９図における波形整形回路２８の一構成例の略線図で
あり、入力端子２８１，２８２，２８３に与えられたＵ
，Ｖ，Ｗ相電流指令値に同期した単位振幅の正弦波信号
ｅＵ，ｅｖ，ｅｗは比較器２８７，２８９，２９１にそ
れぞれ与えられる。また、正弦波信号ｅ川 ｅｖ， ｅ
ｗは反転回路２８４，２８５，２８６を介してそれぞれ
極性反転され比較器２８８，２９０，２９２に与えられ
る。比較器２８７〜２９２は同一特性を有するものであ
り、入力信号がｓｉｎ３０ｏすなわち０．５以上のとき
だけ一定値の信号を出力する。各比較器２８７〜２９２
の出力信号ＧＩ〜Ｇ６は端子２９３〜２９８から対応す
るサィリスタＳＩ〜Ｓ６のゲートに与えられる。このと
きに実際はサィリスタのゲート信号に通したパルスに変
換され、増幅されてゲートに与えられるが、周知のこと
なので第９図では説明の簡単のために省略した。第１１
図は波形整形回路の動作を説明するためのタイムチャー
トである。

Ｕ相電流指令値ｉ＊Ｕと同期した単位振幅の正弦波信号
ｅＵは比較器２８７で０．５と比較され、０．５以上の
期間すなわち３０ｏ三８＊ミ１５０ｏの期間だけ、比較
器２８７は信号ＧＩを出力する。他方、反転回路２８４
で極性反転された正弦波信号（−ｅＵ）も同様に比較器
２８８で比較され、比較器２８８は０．５以上の期間だ
け信号Ｇ２を出力する。従って、第１１図のように、２
１０ｏミ８＊ミ３３０ｏの期間だけＧ２が出力される。
Ｖ相およびＷ相の単位正弦波信号ｅｖおよびｅｗもｅＵ
と同様に比較されるので第１１図のように、Ｇ３〜Ｇ６
が出力される。ＧＩ〜Ｇ６はサイリスタＳＩ〜Ｓ６の各
通電期間を表わすから、各相の１次電流ｉ，Ｕ，１，ｖ
，１，ｗは第１１図のように、１２０ｏづつ流れる方形
波となる。

これらの各相電流ｉ，Ｕ，１，ｖ，ｉＭの基本波位相は
それぞれｅＵ，ｅｖ，ｅｗに等しいことは明らかである
。このようにして、方形波電流を供Ｖ給する電流形ィン
バータで駆動される誘導電動機に対しても、その方形波
の１次電流の基本波成分がその指令値に追従するように
することによって、本発明を適用することができる。

第１２図は周波数変換装置として電流形ィンバータを用
いた場合の他の実施例を示す構成図であり、その機能は
第９図の実施例と同一である。

第１２図では第９図における関数回路１９，２０、Ｄ／
Ａ変換器２５，２６、加算器２３および波形整形回路２
８で行なっていることを、ＲＯＭ等で構成される関数回
路２９だけで行なうようにし、回路構成を簡単にしたも
のである。すなわち、第１１図の説明から明らかなよう
に、ィンバータサィリスタＳＩ〜Ｓ６のゲート信号に対
応するＧＩ〜Ｇ６は１次電流位相指令値８＊によって定
めることができる。更に、ＧＩ〜Ｇ６は論理信号である
から、１次電流位相演算回路１８から出力されるディジ
タル信号８＊を一度アナログ量に変換して、それから論
理信号ＧＩ〜Ｇ６を得る必要はない。すなわち、関数回
路２９をＲＯＭで構成した場合には、８＊の各値に対応
するＧＩ〜Ｇ６の各論理レベルをＲＯＭに記憶させ、１
次電流位相演算回路１８から出力される８＊に対するＧ
Ｉ〜Ｇ６の各論理レベルをＲＯＭから読み出せば良い。
尚、前述の実施例はカウンタ、加算器、関数回路を用い
たディジタル構成部分を説明したが、これは容易にマイ
クロコンピュータ等でソフトウェア化したプログラムに
より実行できる。

すなわち、プロセッサユニットの演算機能を利用してカ
ウント動作、加算動作、記憶装置内に記憶された関数の
参照などを順次行なわせることによって、本発明の実施
例で説明した機能を実行できるものである。以上説明し
たように本発明によれば、１次電流ベクトルの位相をデ
ィジタル演算で決めているので、簡単な構成で、調整部
分が殆んどなく、精度の良いベクトル演算が行なわれ、
従釆のようにアナログ演算回路の誤差によって含まれる
１次電流指令値の歪のために誘導電動機の出力トルクの
脈動を引き起こすことはなくなる。

また、２次磁束の振幅はｄ軸電流指令値ｉ＊ｄだけから
演算しているので、磁気飽和や温度変化等のための誘導
電動機定数の変化を容易に補償することができる。

更に、制御される譲導電動機が異なることによって、制
御回路内に設定される定数（すべり角速度のｓ、誘導電
動機定数Ｍ，Ｌ等）が異なる部分や制御特性を支配する
磁束制御回路等はアナログ回路で構成しているので、定
数変更、調整が容易に行なえる。

更に又、本発明の実施例に速度帰還制御系、位置帰還制
御系あるいは自動磁束弱め制御系を付加することにより
、直流機と同等の性能で速度制御、自動磁束弱め制御を
実現でき、直流電動機並みの優れた制御特性と、誘導電
動機の利点である安価堅牢で保守性に優れた可変遠制御
装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は先行技術としての正弦波サィクロコンバータを
用いた誘導電動機のベクトル制御装置の構成を示す略線
図、第２図は２相等価モデルによる譲導電動機特性の説
明図、第３図は誘導電動機のベクトル図、第４図は第１
図の１次電流瞬時基準値演算回路の詳細構成を示す略線
図、第５図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図
、第６図は第５図の１次電流振幅演算回路の略線図、第
７図は第５図の磁束演算回路の略線図、第８図は第５図
の１次電流位相演算回路の詳細構成を示す略線図、第９
図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第１０図は
第９図の波形整形回路の略線図、第１１図は第９図の動
作を説明するためのタイムチャート、第１２図は本発明
の更に他の実施例を示すブロック図である。 １・・・・・・正弦波サィクロコンバータ、２・・・・
・・誘導電動機、５・・…・交流電源、６・・・・・・
トルク指令、７・・・・・・第１の割算器、８…・・・
磁束指令、９・・・・・・比較器、１０・・・・・・磁
束制御回路、１４・・・・・・１次電流振幅演算回路、
１５・・・・・・磁束演算回路、１６・・・・・・第２
の割算器、１７・・・・・・位置検出器、１８…・・・
１次電流位相演算回路、１９，２０・・・・・・関数回
路、２１，２２……ディジタルアナログ変換器、２３…
・・・加算器、２４・・・・・・電流形ィンバータ、２
５，２６・・・・・・ディジタルアナログ変換器、２７
・・・・・・電流制御回路「 ２８・・・…波形整形回
路、２９・・・・・・関数回路。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 鯖フ図 第８図 第９図 兼↑０図 常ｌ↑図 第ｌ２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 周波数変換装置から１次電流が供給される誘導電動
   機の出力トルクを指令するトルク指令信号と２次磁束の
   大きさを指令する磁束指令信号とが与えられる誘導電動
   機の制御装置において、後段の磁束演算回路で演算され
   た２次磁束の大きさが磁束指令信号と等しくなるように
   制御し磁束電流指令値を出力する磁束制御回路と、この
   磁束制御回路の出力信号が与えられて２次磁束の大きさ
   と２次磁束の大きさを誘導電動機の２次抵抗値で割った
   信号とを演算する１次遅れ特性を有する磁束演算回路と
   、トルク指令を磁束演算回路で演算された２次磁束の大
   きさで割ってトルク電流指令を出力する第１の割算器と
   、トルク電流指令値と磁束電流指令値とを入力し、その
   両指令値の自乗和の平方根を演算して周波数変換装置の
   出力電流振幅の指令値として出力する１次電流振幅演算
   回路と、トルク電流指令値を前記磁束演算回路から出力
   される２次磁束の大きさを２次抵抗値で割った信号で割
   算してすべり角速度を演算する第２の割算器と、誘導電
   動機の回転子の回転角度を検出するデイジタル位置検出
   器と、磁束電流指令値とトルク電流指令値からデイジタ
   ル量としても演算される磁束電流指令値に対するトルク
   電流指令値の正接角と第２の割算器から出力されるすべ
   り角速度をデイジタル変換してから積分して得られるす
   べり角度とデイジタル位置検出器で検出された回転子の
   回転角度とを加算して得られるデイジタル位相角信号を
   周波数変換装置の出力電流位相の指令値として出力する
   １次電流位相演算回路とを備えたことを特徴とする誘導
   電動機の制御装置。