JPS58155368A - 2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密測定のための装置ならびに方法 - Google Patents
2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密測定のための装置ならびに方法Info
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- JPS58155368A JPS58155368A JP58023671A JP2367183A JPS58155368A JP S58155368 A JPS58155368 A JP S58155368A JP 58023671 A JP58023671 A JP 58023671A JP 2367183 A JP2367183 A JP 2367183A JP S58155368 A JPS58155368 A JP S58155368A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/56—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for comparing two speeds
- G01P3/565—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for comparing two speeds by measuring or by comparing the phase of generated current or voltage
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
- G01R25/08—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents by counting of standard pulses
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Length Measuring Devices With Unspecified Measuring Means (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の
稽r!B測定のための方法ならびに装置6ζ関(るもの
で、ガえば2つの回転体の回転角を量子化し、ステップ
式回転発信器によりパルス列に変供し、これを元にして
位相関係ないし位相の変動8−求めるものである。
稽r!B測定のための方法ならびに装置6ζ関(るもの
で、ガえば2つの回転体の回転角を量子化し、ステップ
式回転発信器によりパルス列に変供し、これを元にして
位相関係ないし位相の変動8−求めるものである。
歯車式やJllll1式の駆動装置における同期した運
転のl!tl提は、−々の車の組合せにおいて内方の車
の間のFI4I!iFtが一定関係にあることである。
転のl!tl提は、−々の車の組合せにおいて内方の車
の間のFI4I!iFtが一定関係にあることである。
駆動側の車と被動貴の卓の間で速度差が起れば同期的l
j運転が紡げられ、望ましくない運動伝達の誤差が績釆
として生ずる。
j運転が紡げられ、望ましくない運動伝達の誤差が績釆
として生ずる。
でれ故に、例えばオフセット印刷機においては、どの構
造様式のものでも一般に胴(版胴、ゴム胴および王w4
)の駆動における相互関係は何重もの冗&性をもって拘
束されている。胴では歯車(軸端一卓)による形状支配
の駆動のほかに、胴まくらでの、また版胴とゴム胴の接
触による摩擦、支配のMiA製が打ねれるので、オフセ
ット印刷機は3重に相互間が拘束された幾つもの2胴ク
ステムで構成されている。歯車による形状支配の駆動は
胴の回転数が一致することを強制するものであるから、
その目的が達せられるため−こけ加圧伝導接触面間で辷
りが起るという自動修正現象がなければならないが、そ
の辷りはイン中を担った部分での相対連動を招来し、そ
れはいろいろな印刷作業の障害や品質低下の原因となる
個々の駆動要素の作動をそれぞれ評価するためlこは、
併存する他の駆動要素と完全に無関係に、その運動伝達
比を可能な限り正確に求めねばならない。
造様式のものでも一般に胴(版胴、ゴム胴および王w4
)の駆動における相互関係は何重もの冗&性をもって拘
束されている。胴では歯車(軸端一卓)による形状支配
の駆動のほかに、胴まくらでの、また版胴とゴム胴の接
触による摩擦、支配のMiA製が打ねれるので、オフセ
ット印刷機は3重に相互間が拘束された幾つもの2胴ク
ステムで構成されている。歯車による形状支配の駆動は
胴の回転数が一致することを強制するものであるから、
その目的が達せられるため−こけ加圧伝導接触面間で辷
りが起るという自動修正現象がなければならないが、そ
の辷りはイン中を担った部分での相対連動を招来し、そ
れはいろいろな印刷作業の障害や品質低下の原因となる
個々の駆動要素の作動をそれぞれ評価するためlこは、
併存する他の駆動要素と完全に無関係に、その運動伝達
比を可能な限り正確に求めねばならない。
そのための方法として知られているのは印刷機における
隣り合って働く2つの胴の軸にステップ式回転発信器を
設けることである。この発信器は、そのコーダーディス
ク上のステップの数Nに従った刻みに関係して胴の1回
転につき対応する数のパルスを発生するもので、これに
よって回転角が量子化されるものである。量子化のステ
ップからステップ・つまりパルスからパルスの間に角度
はψQ−360°/N だけ進む。両方の胴が回転する
関に、回転発信4の出方として2つのパルス列が現れる
が、これらは各々の胴の瞬間角速度に関する情報のはか
、2者の角速度差の情報をも含む。運動伝達比を正確に
求めるために、角速[!11と駆動−の胴の轡速度との
間で割算が行われる。時間を消去した盪その信号は最初
の基準レベルからある時間を鰻たときの回転角度差−一
を駆動側の胴の回転角度に対しての値で示すことになる
。
隣り合って働く2つの胴の軸にステップ式回転発信器を
設けることである。この発信器は、そのコーダーディス
ク上のステップの数Nに従った刻みに関係して胴の1回
転につき対応する数のパルスを発生するもので、これに
よって回転角が量子化されるものである。量子化のステ
ップからステップ・つまりパルスからパルスの間に角度
はψQ−360°/N だけ進む。両方の胴が回転する
関に、回転発信4の出方として2つのパルス列が現れる
が、これらは各々の胴の瞬間角速度に関する情報のはか
、2者の角速度差の情報をも含む。運動伝達比を正確に
求めるために、角速[!11と駆動−の胴の轡速度との
間で割算が行われる。時間を消去した盪その信号は最初
の基準レベルからある時間を鰻たときの回転角度差−一
を駆動側の胴の回転角度に対しての値で示すことになる
。
1回転当りのこの回転角度差Δψ/、の大きさは、駆動
の方式によって異る。癩数比1−1で伝達が口ねれる形
状支配の駆動においては、回転角度差は艮い関で蒐れば
零で短時間の間では零を中心にejj+d#(1)WA
差に応じて変動する・印刷機の駆動装置で何われた正確
な測定の結果では、生じた回転角1tffiijΔψ/
U≦Il ’Iであるから、これは量子1ヒの1ステッ
プ以内である( N −10,000)。
の方式によって異る。癩数比1−1で伝達が口ねれる形
状支配の駆動においては、回転角度差は艮い関で蒐れば
零で短時間の間では零を中心にejj+d#(1)WA
差に応じて変動する・印刷機の駆動装置で何われた正確
な測定の結果では、生じた回転角1tffiijΔψ/
U≦Il ’Iであるから、これは量子1ヒの1ステッ
プ以内である( N −10,000)。
IIAまくらでの摩擦支配の駆動では瞬間的にもより使
い時間内でも回転角fl11は量子化の1ステツプ内に
ありうるが at作上の公差による胴まくらの周長の差
によって回転角度差は一方向にあるいは逆方向に漸次増
加することとなり、それ故、なるべく正確な測定結果を
得ようとするならば、いくつもの量子化ステップにわた
って測定ntが維持されねばならない。ゴム布上での摩
擦支配の駆動では1回転当りの回転角度差は形状支配の
駆動に比し10”倍大きくΔψ≦1lO−”lで、漸次
増加を考えるとなお量子化ステップの数百倍という一定
範囲が必要である。
い時間内でも回転角fl11は量子化の1ステツプ内に
ありうるが at作上の公差による胴まくらの周長の差
によって回転角度差は一方向にあるいは逆方向に漸次増
加することとなり、それ故、なるべく正確な測定結果を
得ようとするならば、いくつもの量子化ステップにわた
って測定ntが維持されねばならない。ゴム布上での摩
擦支配の駆動では1回転当りの回転角度差は形状支配の
駆動に比し10”倍大きくΔψ≦1lO−”lで、漸次
増加を考えるとなお量子化ステップの数百倍という一定
範囲が必要である。
他の既知の画定方法の例では両方のパルス列tすなわち
両方の周波数を周波数/)L圧変換器によって電圧に変
換し、次いで減算器によってそれらの電圧の差を作って
おり、それに後続する除算器によって、得られた電圧差
とどちらかの周波数電圧変換器で咋られた基準電圧との
比を作っている。
両方の周波数を周波数/)L圧変換器によって電圧に変
換し、次いで減算器によってそれらの電圧の差を作って
おり、それに後続する除算器によって、得られた電圧差
とどちらかの周波数電圧変換器で咋られた基準電圧との
比を作っている。
取扱われる電圧が周波数に対らするものである故、出力
信号は回転角度差の時間的変化Δψ/ψ−ノー/−を示
すにすぎない・それ故、この方法の欠点となることであ
るが、Δψ/ψを求めることはアナログ信号の厄介な積
分を行うことによってのみ可能であり、これを求めずに
ある出発時点の状態を基準1こした時々刻々の角度位置
についてはつきりしたtrtt出せない。等速運転に近
い場合、すなわち生Cる回転角度差が小さい場合(Δψ
7*< l to−”l)のIff価試験においては、
この方法は全く役立たない。伺となれば周波数/1を圧
変換器で発生される電圧u1およびu雪はこの場合はと
んど同じ大きさで、その差は零に近いからである。周波
数/電圧変換器がその性格上電圧信号の中に変換された
周波数と同じ周期の残留リップルをあるm*生ずるもの
であり、その大きさが絶対の測定値より大きいこととな
るので、出力信号はこのような外乱で支配され、有効な
信号自体はもはや検知でI!Iなくなる(礪28図)。
信号は回転角度差の時間的変化Δψ/ψ−ノー/−を示
すにすぎない・それ故、この方法の欠点となることであ
るが、Δψ/ψを求めることはアナログ信号の厄介な積
分を行うことによってのみ可能であり、これを求めずに
ある出発時点の状態を基準1こした時々刻々の角度位置
についてはつきりしたtrtt出せない。等速運転に近
い場合、すなわち生Cる回転角度差が小さい場合(Δψ
7*< l to−”l)のIff価試験においては、
この方法は全く役立たない。伺となれば周波数/1を圧
変換器で発生される電圧u1およびu雪はこの場合はと
んど同じ大きさで、その差は零に近いからである。周波
数/電圧変換器がその性格上電圧信号の中に変換された
周波数と同じ周期の残留リップルをあるm*生ずるもの
であり、その大きさが絶対の測定値より大きいこととな
るので、出力信号はこのような外乱で支配され、有効な
信号自体はもはや検知でI!Iなくなる(礪28図)。
” Me■ess、 8t@a*rm+ R*g@ls
s’誌1981年2号P、98〜102で述べられてい
る駆動技術のための釘しい辷り固定法では、やはり2′
)の例えばステップ式の回転車発信器で発生する一定周
波数のパルス列を利用している。1つのデイジタルイ中
す−によりこれら両方のパルス列から自適WLiIkΔ
ψ−Δ−[1N接的に比例する周波数差が作られる0前
記の方法とは異り、この周波数差は正電の区別を示さな
い。すなわち、行われている連動の伝達で増速されたの
か減速されたのかを知ることができない。なおそれ以外
の欠点として、この方法では存在する角度差の方向傾向
は凡そ知ることができず、その絶対値は厄介な積分Iこ
よってのみ求めうる、回転角度差が4P/1≦110−
’lともなれば周波数差の周期が長くなり、胴の1回転
あるいは数回転の後はじめて情報が得られることにもな
る。
s’誌1981年2号P、98〜102で述べられてい
る駆動技術のための釘しい辷り固定法では、やはり2′
)の例えばステップ式の回転車発信器で発生する一定周
波数のパルス列を利用している。1つのデイジタルイ中
す−によりこれら両方のパルス列から自適WLiIkΔ
ψ−Δ−[1N接的に比例する周波数差が作られる0前
記の方法とは異り、この周波数差は正電の区別を示さな
い。すなわち、行われている連動の伝達で増速されたの
か減速されたのかを知ることができない。なおそれ以外
の欠点として、この方法では存在する角度差の方向傾向
は凡そ知ることができず、その絶対値は厄介な積分Iこ
よってのみ求めうる、回転角度差が4P/1≦110−
’lともなれば周波数差の周期が長くなり、胴の1回転
あるいは数回転の後はじめて情報が得られることにもな
る。
(第29図) ′
上記の論文の中で提案されているPLLコン)四−ルす
なわち周波数差の逓倍法はこの場合助けにならない0何
となればその過渡時間が長く、少くとも周波数差の周期
に6敵するからである。その論文の第2図、IE6図に
あるように周波数差算出器の前において両方の発信器か
ら出るパルスの周波数を逓倍するものとすれば、作られ
る周波数差の周波数はたしかに高められるが、その高め
ようとするだけの逓倍が必要であるbら非常に^いパル
ス周波数を扱わなければならなくなる。そのような高い
パルス周波数は電子装置要素の限界周波a!こ非常に早
く刺違し、これは回転数の限界を意味する。
なわち周波数差の逓倍法はこの場合助けにならない0何
となればその過渡時間が長く、少くとも周波数差の周期
に6敵するからである。その論文の第2図、IE6図に
あるように周波数差算出器の前において両方の発信器か
ら出るパルスの周波数を逓倍するものとすれば、作られ
る周波数差の周波数はたしかに高められるが、その高め
ようとするだけの逓倍が必要であるbら非常に^いパル
ス周波数を扱わなければならなくなる。そのような高い
パルス周波数は電子装置要素の限界周波a!こ非常に早
く刺違し、これは回転数の限界を意味する。
別のガでVDI −Z 122 Nr、 l/2 、1
980 に掲載の方法がm卓の片−面テストの装置に
用いられている。その方法では2つの一転発信器から出
るパルスが1つの電子的ゲート回路の制御に弔いらnる
。すなわち、第1の回転発信器のパルスがゲートを開き
、次に到来する第2の一転発信器のパルスがゲートを閉
じる0そしてゲートが開いている聞−こおいて、例えば
2つの回転発信器の片方から周波数逓倍によって作られ
た鳥い周波数のパルス列がこれを通過する。そうすると
その通過したパルスの数が胴相互間にある回転角度差に
比例することになるoしかし、この方法は量子化の1ス
テツプ内ですむ場合はよいが、回転角度差Δψが量子化
lステップを僅かでも超えれば、その値は複−戸、した
がって厄介な計算機による評価をしない以上求められな
い0解#411は選定された逓倍率+CtIL襞的に比
例する0そこで問題となることは、前記の方法の場合と
全く同じことであるが、回転数が増した場合妬生される
周波数が禾だ低い領域においても電子的構成要素の限界
!!4波数番こ達するということにある。(第30図) 以上のようなこの技術分野の現状に端を発し本発明が峰
懸とするところは、2つの、菫むらくは2つの回転体か
ら得られるパルスの位相関係ないし位相の変動を、パル
ス発信器の童子化の1ステツプ内ではもちろん、多くの
ステップにわたっても、パルス周波数ないし回転数に関
係なく絶対的に同一のn度をもって正確に求め得て、な
お害鳥に販扱いで舎る形、望むらくは回転角度差の形で
表示がなされるような調定の方法ならびにそれを実施す
る*[を提供することにある。
980 に掲載の方法がm卓の片−面テストの装置に
用いられている。その方法では2つの一転発信器から出
るパルスが1つの電子的ゲート回路の制御に弔いらnる
。すなわち、第1の回転発信器のパルスがゲートを開き
、次に到来する第2の一転発信器のパルスがゲートを閉
じる0そしてゲートが開いている聞−こおいて、例えば
2つの回転発信器の片方から周波数逓倍によって作られ
た鳥い周波数のパルス列がこれを通過する。そうすると
その通過したパルスの数が胴相互間にある回転角度差に
比例することになるoしかし、この方法は量子化の1ス
テツプ内ですむ場合はよいが、回転角度差Δψが量子化
lステップを僅かでも超えれば、その値は複−戸、した
がって厄介な計算機による評価をしない以上求められな
い0解#411は選定された逓倍率+CtIL襞的に比
例する0そこで問題となることは、前記の方法の場合と
全く同じことであるが、回転数が増した場合妬生される
周波数が禾だ低い領域においても電子的構成要素の限界
!!4波数番こ達するということにある。(第30図) 以上のようなこの技術分野の現状に端を発し本発明が峰
懸とするところは、2つの、菫むらくは2つの回転体か
ら得られるパルスの位相関係ないし位相の変動を、パル
ス発信器の童子化の1ステツプ内ではもちろん、多くの
ステップにわたっても、パルス周波数ないし回転数に関
係なく絶対的に同一のn度をもって正確に求め得て、な
お害鳥に販扱いで舎る形、望むらくは回転角度差の形で
表示がなされるような調定の方法ならびにそれを実施す
る*[を提供することにある。
本発明によれば、この&IIMは当初に述べた類の方法
で解決されるが、その方法の手練は、1、 少くとも2
つの真るカウンターでパルス列の計数を行い、 2、 その内方のカウンターの計数値の差をディジタル
方式で算出し、そしてこれ6ζ引続き、号に変換し、 4、そのアナログ信号を01号化し、モして5、 その
復号化されたアナログ信号を表示させるという手練であ
る。
で解決されるが、その方法の手練は、1、 少くとも2
つの真るカウンターでパルス列の計数を行い、 2、 その内方のカウンターの計数値の差をディジタル
方式で算出し、そしてこれ6ζ引続き、号に変換し、 4、そのアナログ信号を01号化し、モして5、 その
復号化されたアナログ信号を表示させるという手練であ
る。
このΔψ歯画定法の1本構成によって、回転角i皮Δψ
を童子化のlステップに比し極めて細か擾こ→明するこ
とが可能となり、しかもこの解@駅をもって、童子化の
敏ステップにわたっても、絶対的に同じ槽重でΔ−が画
定し得るし、な詔1周波数が極めて低い場合はこのよう
にはならないが歳費の場合でも量子化の1ステツプの精
度は確保される。さらに、この測定方法での精度はパル
スタリの周波数の高さに無関係である。なお、回転角l
t走の正負(J復号化されたアナログ信号の正負でもっ
てひとりでに与えられる。
を童子化のlステップに比し極めて細か擾こ→明するこ
とが可能となり、しかもこの解@駅をもって、童子化の
敏ステップにわたっても、絶対的に同じ槽重でΔ−が画
定し得るし、な詔1周波数が極めて低い場合はこのよう
にはならないが歳費の場合でも量子化の1ステツプの精
度は確保される。さらに、この測定方法での精度はパル
スタリの周波数の高さに無関係である。なお、回転角l
t走の正負(J復号化されたアナログ信号の正負でもっ
てひとりでに与えられる。
奉沁明GCよれば&I聰の別の解決法として次に示す方
法の手職がある・ 1 位相轡に関して調定範囲を前置カウンターの受持ち
部分とオーバーフローカウンターの受持ち部゛ 分に分割し、 2、 jItImカウンターユニットの少くとも2つ
の異るカウンターでパルス列の計数を行い。
法の手職がある・ 1 位相轡に関して調定範囲を前置カウンターの受持ち
部分とオーバーフローカウンターの受持ち部゛ 分に分割し、 2、 jItImカウンターユニットの少くとも2つ
の異るカウンターでパルス列の計数を行い。
3、 前置カウンターユニットの両方のカウンターの計
数値の差をディジタル方式で算出し、4、 前置カウン
ターユニットで得られたディジタルでの差の値を第1の
アナ嚢グ信号に変換し、5、 前置カウンターでオーバ
ー70−が起るとき、それが正であるか負であるかを判
定し、6、 オーバーフローが起ったときそれに応する
オーバーフローパルスf%生cICセ、 7、 オーバーフローパルスが送出されるに際し、前置
カウンター二一ットの加算器出力の最高ピットをインバ
ートさせ、 8、 オーバーフローカウンターユニットの2つの異る
カウンターで正のオーバーフローパルスfJイシ負のオ
ーバーフローパルスの計数を行い、9、オーバーフロー
カウンターユニットの2つの計数値の差をディジタル方
式で算出し、lOオーバーフローカウンターユニットテ
得うしたディジタルでの差の値を纂2のアナログ信号に
変換し、 11、glおよびllI2のアナログ信号をアナログ方
式で加算し纂3のアナログ信号となし、12 第3の
アナログ信号を復号化し、そして13、 その復号化さ
れたllI3のアナ1グ傷号を表示させる。
数値の差をディジタル方式で算出し、4、 前置カウン
ターユニットで得られたディジタルでの差の値を第1の
アナ嚢グ信号に変換し、5、 前置カウンターでオーバ
ー70−が起るとき、それが正であるか負であるかを判
定し、6、 オーバーフローが起ったときそれに応する
オーバーフローパルスf%生cICセ、 7、 オーバーフローパルスが送出されるに際し、前置
カウンター二一ットの加算器出力の最高ピットをインバ
ートさせ、 8、 オーバーフローカウンターユニットの2つの異る
カウンターで正のオーバーフローパルスfJイシ負のオ
ーバーフローパルスの計数を行い、9、オーバーフロー
カウンターユニットの2つの計数値の差をディジタル方
式で算出し、lOオーバーフローカウンターユニットテ
得うしたディジタルでの差の値を纂2のアナログ信号に
変換し、 11、glおよびllI2のアナログ信号をアナログ方
式で加算し纂3のアナログ信号となし、12 第3の
アナログ信号を復号化し、そして13、 その復号化さ
れたllI3のアナ1グ傷号を表示させる。
上記紀躯した項目において特徴として記すところによる
解決法が特に有利なのは調定範囲を分割することによっ
て実質的により高い限界周波数(> I Ml(s )
を指向できることである。しかも、復号化は簡拳な1次
のローパスフィルターで行いうる〇 本発明による方法の寥た1つ異った構成法においては、
生ずる位相角ノーに応じてカウンターの6緻を限定し、
前置★クンター(複数)ならびに/アルいはオーバーフ
ローカウンタ−(複数)における2つの針数値の差をデ
ィジタル方式で算出すると同時に得られたディジタルで
の差のイ直をアナログ信号に変換する。この方法は測定
種度を幡すことなく、簡略で安価な11票をもって構成
しうるも、ので、回転角11117ψが固定された既知
の範囲内で変動し、同時にパルス列の周波数が非常に高
い場合特に有利に応用される。
解決法が特に有利なのは調定範囲を分割することによっ
て実質的により高い限界周波数(> I Ml(s )
を指向できることである。しかも、復号化は簡拳な1次
のローパスフィルターで行いうる〇 本発明による方法の寥た1つ異った構成法においては、
生ずる位相角ノーに応じてカウンターの6緻を限定し、
前置★クンター(複数)ならびに/アルいはオーバーフ
ローカウンタ−(複数)における2つの針数値の差をデ
ィジタル方式で算出すると同時に得られたディジタルで
の差のイ直をアナログ信号に変換する。この方法は測定
種度を幡すことなく、簡略で安価な11票をもって構成
しうるも、ので、回転角11117ψが固定された既知
の範囲内で変動し、同時にパルス列の周波数が非常に高
い場合特に有利に応用される。
Δψに比例したアナログ信号を、例えば駆鋤装置の伝達
比を求めるとか2つの駆動系の同期化制御を行うために
有利にwit扱う目的の下に、このA1#醐定方法の1
つの追加的構成方法があり、それは次のような方法の手
順から成る。
比を求めるとか2つの駆動系の同期化制御を行うために
有利にwit扱う目的の下に、このA1#醐定方法の1
つの追加的構成方法があり、それは次のような方法の手
順から成る。
1、走査間隔を作る。
2、その走査間隔を入力し記憶させる。
3、 走査間隔の始点で位相角を0にセントする。
4、走査間隔の中において電化する位相角を記憶させる
。
。
5、 走査間隔の終点において改めて位相角を0゛にセ
ットする。
ットする。
6、 記憶された走査間隔につい°Cの位相角Δデを表
示させる。
示させる。
追加的測定方法としてなお、角速度差の方向が性格上決
っているとき角速[11に比例したパルス列の周波数差
を求めるのに籍に適した第2の追加的測定方法があるが
、それは表示のために作られた自転角度差)ψに比例し
たアナログ信号を、周波数を求めるために利用するもの
である〇本発明における考え方のさらに別の有利な構成
法ならびにそれらから得られる有利性は、以降の記述な
いし肴許晴求の範囲に含まれている。
っているとき角速[11に比例したパルス列の周波数差
を求めるのに籍に適した第2の追加的測定方法があるが
、それは表示のために作られた自転角度差)ψに比例し
たアナログ信号を、周波数を求めるために利用するもの
である〇本発明における考え方のさらに別の有利な構成
法ならびにそれらから得られる有利性は、以降の記述な
いし肴許晴求の範囲に含まれている。
本発明について以降、図面に示したΔ−基本測定法、変
形のΔψ基本欄定法、Δψ基本掴定法と同1IIII櫃
の纂2のΔF測定法、さらに2種類の追加的6i11V
法番こ分けより詳しく説明する〇第1図は針114m置
の構成の形でハードウェアに層目しての方法の手職を示
すが、Δ−基本欄測定番こおいては、回転角ψ1および
ψ、は2つのステップ式回転発信II3および4で測定
され量子化される。ここで#提としているのは両方の回
転体lおよび2が十分な慣性をもつだけの質量をもち角
速度したがってまた角度差の央脅的変化がないというこ
とである。回転角ψ、および−3を負度ステップ27で
刻んでいるが、それは両方のステップ式回転発信1i1
3および4のコーダーディスクすなわちパルスディスク
上にあるステップの数Nと関係している。すなわちステ
ップからステップへの1つの鉤度の走みはへ一360/
N である。ステップ式回転発信器3および4の各々
から角度の走み1つごとにパルスが発生する。
形のΔψ基本欄定法、Δψ基本掴定法と同1IIII櫃
の纂2のΔF測定法、さらに2種類の追加的6i11V
法番こ分けより詳しく説明する〇第1図は針114m置
の構成の形でハードウェアに層目しての方法の手職を示
すが、Δ−基本欄測定番こおいては、回転角ψ1および
ψ、は2つのステップ式回転発信II3および4で測定
され量子化される。ここで#提としているのは両方の回
転体lおよび2が十分な慣性をもつだけの質量をもち角
速度したがってまた角度差の央脅的変化がないというこ
とである。回転角ψ、および−3を負度ステップ27で
刻んでいるが、それは両方のステップ式回転発信1i1
3および4のコーダーディスクすなわちパルスディスク
上にあるステップの数Nと関係している。すなわちステ
ップからステップへの1つの鉤度の走みはへ一360/
N である。ステップ式回転発信器3および4の各々
から角度の走み1つごとにパルスが発生する。
ステップ式回転発信!!4にはカウンター5が、回転発
信器3にはカウンター6が後置!l!絖されている。カ
ランター5詔よび6は2つのディジタル方式の順方向カ
ウンター、または2つの逆方向カウンター、あるいは1
つの順方向カウンターと1つの逆方向カウンターであり
うる。両方の回転体lおよび2が回転する間に両方のス
テップ式回転発信器3および4で発生されたパルス列が
両方のカウンター5および6で計数される。第1図に示
す基本方式の方法では例としてカウンター5は順方向、
6は逆方向のもので、いずれも4ビツトすなわちlから
16までの計数容量をもつカウンターとしである。パル
ス列のパルス数は実際上かなりの数になる故、順方向デ
ィジタルカウンター5(Jパルス枢が16に達するとオ
ーバーフローし再びlから計数を始めまた16まで、そ
して以降同櫟番こ進む。逆方向カウンター6も同様な動
作をする。−j定対象が回転角ψではなく回転角度差Δ
ψである場合カウンターのオーバーフローは問題にしな
いでよい。
信器3にはカウンター6が後置!l!絖されている。カ
ランター5詔よび6は2つのディジタル方式の順方向カ
ウンター、または2つの逆方向カウンター、あるいは1
つの順方向カウンターと1つの逆方向カウンターであり
うる。両方の回転体lおよび2が回転する間に両方のス
テップ式回転発信器3および4で発生されたパルス列が
両方のカウンター5および6で計数される。第1図に示
す基本方式の方法では例としてカウンター5は順方向、
6は逆方向のもので、いずれも4ビツトすなわちlから
16までの計数容量をもつカウンターとしである。パル
ス列のパルス数は実際上かなりの数になる故、順方向デ
ィジタルカウンター5(Jパルス枢が16に達するとオ
ーバーフローし再びlから計数を始めまた16まで、そ
して以降同櫟番こ進む。逆方向カウンター6も同様な動
作をする。−j定対象が回転角ψではなく回転角度差Δ
ψである場合カウンターのオーバーフローは問題にしな
いでよい。
両方のディジタルカウンター5および6は1つの庄;画
の差算出器7に結ばれており、差算出器7は用いられた
針算機の方式に応じてディジタル方式の加算器あるいは
ディジタル方式の減算器とする。基本方式のΔψ測定方
法において用いられている力0算i7は両方のディジタ
ルカウンター5および6の計数値を加え合わすことによ
り入って来る両パルス数の間の差を作るものであるが、
この場合、ディジタル加算器7の出力端における数値は
オーバーフロービットのない出力を示す@測定できる蝋
大の回転角度差Δψ0IaX はディジタルカウンター
5および6ならびにディジタル加算器7U)6瞳で制限
される0代りの方法として2つの願方向カウンターある
いは2つの逆方向カウンターを用いる場合には差算出器
7は両カウンターの計数値のディジタルでの減算を行う
減算器とする◎ディジタル加算器7の出力は1つのディ
ジタル/アナログ変換器8M−結ばれ、これにローパス
フィルター9が後置接続されている。このローパスフィ
ルター9は後続の表示制置10に結合されている。
の差算出器7に結ばれており、差算出器7は用いられた
針算機の方式に応じてディジタル方式の加算器あるいは
ディジタル方式の減算器とする。基本方式のΔψ測定方
法において用いられている力0算i7は両方のディジタ
ルカウンター5および6の計数値を加え合わすことによ
り入って来る両パルス数の間の差を作るものであるが、
この場合、ディジタル加算器7の出力端における数値は
オーバーフロービットのない出力を示す@測定できる蝋
大の回転角度差Δψ0IaX はディジタルカウンター
5および6ならびにディジタル加算器7U)6瞳で制限
される0代りの方法として2つの願方向カウンターある
いは2つの逆方向カウンターを用いる場合には差算出器
7は両カウンターの計数値のディジタルでの減算を行う
減算器とする◎ディジタル加算器7の出力は1つのディ
ジタル/アナログ変換器8M−結ばれ、これにローパス
フィルター9が後置接続されている。このローパスフィ
ルター9は後続の表示制置10に結合されている。
第2図から纂8図によって基本方式のノψ謁定方法にお
いて起る信号を追跡することができる・IIz図および
113図において回転角度ψ、およびψ、を時間tの関
数として、角度ステップψ、に量子化して(量子化ステ
ップ27)示している。IIIZ図のグラフは例えば歯
車の誤差に起因する駆動における非一様性の影響をうけ
て実際上起る物理量を示しており、この回転角度カーブ
の非一層性は回転角度ψ、がある所では進み、ある所で
は遅れることによって現われている′0そのことにより
個々の量子化ステップ27の間の時間間隔は変化してい
る。113図に示す回転角[p+の直線的増加経過対し
て直線的に増加するものとしている。したがってin々
の量子化ステップ27の間の時間間隔は一定着こなって
いる。
いて起る信号を追跡することができる・IIz図および
113図において回転角度ψ、およびψ、を時間tの関
数として、角度ステップψ、に量子化して(量子化ステ
ップ27)示している。IIIZ図のグラフは例えば歯
車の誤差に起因する駆動における非一様性の影響をうけ
て実際上起る物理量を示しており、この回転角度カーブ
の非一層性は回転角度ψ、がある所では進み、ある所で
は遅れることによって現われている′0そのことにより
個々の量子化ステップ27の間の時間間隔は変化してい
る。113図に示す回転角[p+の直線的増加経過対し
て直線的に増加するものとしている。したがってin々
の量子化ステップ27の間の時間間隔は一定着こなって
いる。
萬4図および第6図においてはステップ式回転宛IK器
3および4で作られるパルスないしパルス列を電圧値U
、およびυにで表わしたものを時間番の関数として示し
ている・回転内縦ψ嘗の非線形性に関係して114図の
パルス線図ではパルスの時間的不規則性が夷れている一
方、第5図のパルス線図で(1回転角度ψ1の線形性に
従い備々のパルス間の時間間隔は不変となっている。
3および4で作られるパルスないしパルス列を電圧値U
、およびυにで表わしたものを時間番の関数として示し
ている・回転内縦ψ嘗の非線形性に関係して114図の
パルス線図ではパルスの時間的不規則性が夷れている一
方、第5図のパルス線図で(1回転角度ψ1の線形性に
従い備々のパルス間の時間間隔は不変となっている。
@6図においては両方のディジタルカウンター5および
6の針数値を象徴的に実際のディジタル数で示している
。図の上側の数列は順方向カウンター5の計数値を示す
のに対し下側の数列は逆方向力9ンター6の計数値を示
す。ディジタルカウンタ−5および6は前記のようにt
sl−の基本方式の測定方法の実施のための測定偵筺に
おいては例として4ビツトのカウンターである故、これ
らは計数値が16に達すればオーバーフローし再び新た
に1から計数を始める・ 第7図のステップ−図においてはディジタルの数値が説
明されて$す、これはオーバーフロービツトを持たない
両方のディジタルカウンター6および6の計数値のディ
ジタル方式の加算によって生じ、そしてその結果、ディ
ジタル加算器7の出力に現われる数値を示している。こ
こで縦軸に示す数値の各々にはそれぞれ定められた電圧
が対応している。順方向カウンター5の数1が出るとデ
ィジタル加算器7の出力に数値lが出て、これは逆方向
カウンター6の数−1がディジタル方式で加算される時
まで保持される0この時点でディジタル加算Wh7の出
力の数値は零に落ち、この状態は次にディジタル順方向
カウンター5の数2が加算される時tで保持される。こ
の時点になると加算器の出力はlになり、それは次にデ
ィジタル逆方向カウンター6の数−2が加算される寥で
続く。
6の針数値を象徴的に実際のディジタル数で示している
。図の上側の数列は順方向カウンター5の計数値を示す
のに対し下側の数列は逆方向力9ンター6の計数値を示
す。ディジタルカウンタ−5および6は前記のようにt
sl−の基本方式の測定方法の実施のための測定偵筺に
おいては例として4ビツトのカウンターである故、これ
らは計数値が16に達すればオーバーフローし再び新た
に1から計数を始める・ 第7図のステップ−図においてはディジタルの数値が説
明されて$す、これはオーバーフロービツトを持たない
両方のディジタルカウンター6および6の計数値のディ
ジタル方式の加算によって生じ、そしてその結果、ディ
ジタル加算器7の出力に現われる数値を示している。こ
こで縦軸に示す数値の各々にはそれぞれ定められた電圧
が対応している。順方向カウンター5の数1が出るとデ
ィジタル加算器7の出力に数値lが出て、これは逆方向
カウンター6の数−1がディジタル方式で加算される時
まで保持される0この時点でディジタル加算Wh7の出
力の数値は零に落ち、この状態は次にディジタル順方向
カウンター5の数2が加算される時tで保持される。こ
の時点になると加算器の出力はlになり、それは次にデ
ィジタル逆方向カウンター6の数−2が加算される寥で
続く。
そして以降同様となる。
槙8図においてはディジタル/アナログ変換器8の出力
信号のはかこれに後続しているローパスフィルター9の
出力信号を共に電圧値Uをもって時間tとの関係におい
て示している。ディジタル/アナログ質W&器8の出力
信号は、その値では纂7図のステップ−図に対応してい
るが、ただその数1iIが電圧ステップに変換されたも
のである点が異っている。ディジタル/アナログ変II
器8の出力のアナログ信号はディジタル加算器7の出力
でのパルス数差に対応して跳躍的変化をする。回転角l
f差Δψについての情報はここでこの参照パルスタUの
各々の量子化区分においてパルスのデエテイファクター
u/y−マ/2の中およびディジタル/アナログ変換器
8の出力信号の電圧ステップの中に存在している。回転
角度差4ψは前記のように両方の回転体lおよび2の慣
性を生ずる質量により疵−豹変化なく変る故、個々の値
から(ロ)転角縦走Δψの連続した経過カーブが作られ
◆。
信号のはかこれに後続しているローパスフィルター9の
出力信号を共に電圧値Uをもって時間tとの関係におい
て示している。ディジタル/アナログ質W&器8の出力
信号は、その値では纂7図のステップ−図に対応してい
るが、ただその数1iIが電圧ステップに変換されたも
のである点が異っている。ディジタル/アナログ変II
器8の出力のアナログ信号はディジタル加算器7の出力
でのパルス数差に対応して跳躍的変化をする。回転角l
f差Δψについての情報はここでこの参照パルスタUの
各々の量子化区分においてパルスのデエテイファクター
u/y−マ/2の中およびディジタル/アナログ変換器
8の出力信号の電圧ステップの中に存在している。回転
角度差4ψは前記のように両方の回転体lおよび2の慣
性を生ずる質量により疵−豹変化なく変る故、個々の値
から(ロ)転角縦走Δψの連続した経過カーブが作られ
◆。
パルスのデエテイファクターおよび電圧ステップの中に
符号化された形で含まれている回転角度にΔψの個々の
1直はローパスフィルター9に詔いて復号化によって回
転角度差Δψの連続したアナログ信号−ζ変換されるが
、それは第8図のサインカーブのような形の電圧のカー
ブ11で示されている。この復号化によってステップ式
回転宛偏器3および4の量子化ステップ27に比してず
っと細かい回転角度差の解明度が得らnる。
符号化された形で含まれている回転角度にΔψの個々の
1直はローパスフィルター9に詔いて復号化によって回
転角度差Δψの連続したアナログ信号−ζ変換されるが
、それは第8図のサインカーブのような形の電圧のカー
ブ11で示されている。この復号化によってステップ式
回転宛偏器3および4の量子化ステップ27に比してず
っと細かい回転角度差の解明度が得らnる。
さて、蝋大の常時針数できるパルス数差が一方向にオー
バーフローする場合は、実際に蓄積したパルス数IIt
を求めるために、両方のデイジメルカウンター5および
6におけるオーバーフローの方向と数を考鳳しなければ
ならない・ 第9図から第12図までの線図ではガとしてψ、(1)
−0という極端な場合を示しているが、ξこではステ
ップ式回転弛償器3が第9図で示すように個々のパルス
間の時間間隔が等しい1つのパルス外を発生している0
轟然この場合#Cは逆方向カウンター6だけが作動し、
その作動はさきに述べたと全く同じで第1O図のグラフ
に示すとおりとなる。
バーフローする場合は、実際に蓄積したパルス数IIt
を求めるために、両方のデイジメルカウンター5および
6におけるオーバーフローの方向と数を考鳳しなければ
ならない・ 第9図から第12図までの線図ではガとしてψ、(1)
−0という極端な場合を示しているが、ξこではステ
ップ式回転弛償器3が第9図で示すように個々のパルス
間の時間間隔が等しい1つのパルス外を発生している0
轟然この場合#Cは逆方向カウンター6だけが作動し、
その作動はさきに述べたと全く同じで第1O図のグラフ
に示すとおりとなる。
逆方向ディジタルカウンター6だけが作動し、−乃同デ
イジタルカウンター5はこれに反し静止状軸にあるため
、後続のデイジメル方式での加算Cは逆方向デイジタル
カウンタ−6にある数値だけが存在し、したがってこれ
がディジタル加算器7の出力になる。パルスalI零は
、両方向の測定すなわち正、員の各領域での測定が可能
なように1既刊の方法(2進オフセツトコード)により
計数能力範囲の中央番こおかれるから、この場合針数は
数−8まで週む。−8においてオーバーフp−が起り、
71111算は#風に始まる。(第11図)ディジタル
m@@7の出力にあるデイジメル数1直11回転角雇差
Δψ1ζ相似の電圧情号1に変換さn、m12図に示す
ようになる。この相似の電圧値i2710 X 益出力
の量子化ステップから量子化ステップへとそのパルス数
差に応じて節線する。
イジタルカウンター5はこれに反し静止状軸にあるため
、後続のデイジメル方式での加算Cは逆方向デイジタル
カウンタ−6にある数値だけが存在し、したがってこれ
がディジタル加算器7の出力になる。パルスalI零は
、両方向の測定すなわち正、員の各領域での測定が可能
なように1既刊の方法(2進オフセツトコード)により
計数能力範囲の中央番こおかれるから、この場合針数は
数−8まで週む。−8においてオーバーフp−が起り、
71111算は#風に始まる。(第11図)ディジタル
m@@7の出力にあるデイジメル数1直11回転角雇差
Δψ1ζ相似の電圧情号1に変換さn、m12図に示す
ようになる。この相似の電圧値i2710 X 益出力
の量子化ステップから量子化ステップへとそのパルス数
差に応じて節線する。
ψz(t) ” 0の場合のローパスフィルター9で信
号化さJしたその出力信号は第12図で前記の線図に重
ね、譲照着号12で示されている。
号化さJしたその出力信号は第12図で前記の線図に重
ね、譲照着号12で示されている。
この、菱形のΔ−基本醐定法によれば回転角度差Δψを
緻子1ヒの1ステツプ27に比し極めて細かに解明する
ことが可能となる。それ番こも拘らずΔψはこの解明度
をもって童子化スデツプ27の数倍もの間において、絶
対的(同じ槽fをもって測定されうる◎種度はパルス列
の周波数の高さに#i関係である。不都合な低い周波数
の場合、それは例えばローパスフィルターの調整が不適
当な場合と同じことであるが、最悪の場合でも、それは
信号が実際上平滑化されなかった場合に轟るが、この方
法は依然として働くのであり、既存の技術による既知の
方法における量子化の稽l[は確保される。回転角度の
正負はフィルタ一番こかかったあとのアナログ信号の正
負によって与えられる・回転角[差Δψがある固定され
た既知の範囲の中で変動する場合モして/あるいはパル
ス周波数が鳩い場合に12 、Δψ基本測定法の1つの
変形が利用される。この方法は簡単で安価な構成要素を
もって、稽度を落すことなく問題を解決するものである
。
緻子1ヒの1ステツプ27に比し極めて細かに解明する
ことが可能となる。それ番こも拘らずΔψはこの解明度
をもって童子化スデツプ27の数倍もの間において、絶
対的(同じ槽fをもって測定されうる◎種度はパルス列
の周波数の高さに#i関係である。不都合な低い周波数
の場合、それは例えばローパスフィルターの調整が不適
当な場合と同じことであるが、最悪の場合でも、それは
信号が実際上平滑化されなかった場合に轟るが、この方
法は依然として働くのであり、既存の技術による既知の
方法における量子化の稽l[は確保される。回転角度の
正負はフィルタ一番こかかったあとのアナログ信号の正
負によって与えられる・回転角[差Δψがある固定され
た既知の範囲の中で変動する場合モして/あるいはパル
ス周波数が鳩い場合に12 、Δψ基本測定法の1つの
変形が利用される。この方法は簡単で安価な構成要素を
もって、稽度を落すことなく問題を解決するものである
。
第13図にCの変形されたΔψ基本醐定法の実施のため
の接続を示すが、その構成は1mR形したところのほか
は実質的に第1図のΔψ基本測定法における測定装置と
同様である。変形されているり)はΔψ基本欄定方法に
おけるディジタル加算67およびディジタル/アナログ
変換器8が一緒になって1つの排他的論理和ゲート13
(略してHxor という)の形になっており、これ
にリイツタ−14が藺lll接続されている仁とにある
0礪14図から第20図に基づいて、この変形さnたΔ
ψ基本測定法の作動のしかたを以下区分してd明する。
の接続を示すが、その構成は1mR形したところのほか
は実質的に第1図のΔψ基本測定法における測定装置と
同様である。変形されているり)はΔψ基本欄定方法に
おけるディジタル加算67およびディジタル/アナログ
変換器8が一緒になって1つの排他的論理和ゲート13
(略してHxor という)の形になっており、これ
にリイツタ−14が藺lll接続されている仁とにある
0礪14図から第20図に基づいて、この変形さnたΔ
ψ基本測定法の作動のしかたを以下区分してd明する。
用度ψ1およびψ、の量子化のしかたに従って第14図
および構15図に示すようなステップ式回転宛塙4のパ
ルス列が前述のΔ−基本測定法におけると同じように拳
方向および逆方向のカウンター5および6に到達する0
これらカウンターの計数容置(コそれがΔψの中に入り
込める量子化ステップ27の数より大きいか等しくなる
ようリイツター14によってきめられる0 m16図に示している例では)ψは蛾大4つの量子化ス
テップを含むとしてデイジタルカクンタ−5および6は
計数容量4の2ビツトカウンターとなっている0Δ−基
本測定法の場合と異り、ディジタルカウンター5および
6のすべてのビットが加算に持込まれるのではなく、最
鳥のビットだけが対象になる。ディジタルカウンター5
および6は、ビット数に応じ2,4あるいは8パルスの
あとで状態変化を起すことになる故、周波数分割器の役
をなす。
および構15図に示すようなステップ式回転宛塙4のパ
ルス列が前述のΔ−基本測定法におけると同じように拳
方向および逆方向のカウンター5および6に到達する0
これらカウンターの計数容置(コそれがΔψの中に入り
込める量子化ステップ27の数より大きいか等しくなる
ようリイツター14によってきめられる0 m16図に示している例では)ψは蛾大4つの量子化ス
テップを含むとしてデイジタルカクンタ−5および6は
計数容量4の2ビツトカウンターとなっている0Δ−基
本測定法の場合と異り、ディジタルカウンター5および
6のすべてのビットが加算に持込まれるのではなく、最
鳥のビットだけが対象になる。ディジタルカウンター5
および6は、ビット数に応じ2,4あるいは8パルスの
あとで状態変化を起すことになる故、周波数分割器の役
をなす。
両刀の2ビツトデイジタルカウンター5および6の出力
としである第1フ図、第18図のアナ藝グ信号がBxo
r 13の入力となる。Bier 13の出力(J1両
方のディジタルカウンタ−5および6の状旙が等しいと
き、すなわち共に電圧をもつかあるいは逆に共に電圧を
もたないときのみにおいてきまった大きさのアナログ電
圧信号を出す。両方のディジタルカウンター5および6
の状lが異るときは、Bxor 13の出力は電圧をも
たない。それ故に第19図に示すステップ線図が得られ
、そこで鎗子化ステップ2つ(2ピツトカウンター)当
りのΔψの値が参照番号λ5で示しているようになる。
としである第1フ図、第18図のアナ藝グ信号がBxo
r 13の入力となる。Bier 13の出力(J1両
方のディジタルカウンタ−5および6の状旙が等しいと
き、すなわち共に電圧をもつかあるいは逆に共に電圧を
もたないときのみにおいてきまった大きさのアナログ電
圧信号を出す。両方のディジタルカウンター5および6
の状lが異るときは、Bxor 13の出力は電圧をも
たない。それ故に第19図に示すステップ線図が得られ
、そこで鎗子化ステップ2つ(2ピツトカウンター)当
りのΔψの値が参照番号λ5で示しているようになる。
fAxor 13の出力信号は、11119図のように
1ステツプづつの加算器と1ステツプづつのディジタル
/アナログ変換器を用いるときの出力に対しくる。
1ステツプづつの加算器と1ステツプづつのディジタル
/アナログ変換器を用いるときの出力に対しくる。
回転角[!)ψについての情報は、第19図において示
されており、さきにΔψ基本欄定方法の場合について詳
しく述べられているところの信号のデユーティファクタ
ーV1−マ/寓の中に存在している。回転角j[Iij
ψをアナログ式で示すため参〇(j、それ故、Δψ基本
欄定法の場合と同様に、j!:XOr 13の出力信号
をローパスフィルター9によって信号化し、しかる後#
C表示装置に導かねばならr、7い。信号1ヒされた電
圧信号11は第20図に示すようICする。
されており、さきにΔψ基本欄定方法の場合について詳
しく述べられているところの信号のデユーティファクタ
ーV1−マ/寓の中に存在している。回転角j[Iij
ψをアナログ式で示すため参〇(j、それ故、Δψ基本
欄定法の場合と同様に、j!:XOr 13の出力信号
をローパスフィルター9によって信号化し、しかる後#
C表示装置に導かねばならr、7い。信号1ヒされた電
圧信号11は第20図に示すようICする。
カウンターの計数容量を大きくすれば、この変形された
Δψ基本測定法では蝋高ビットだけが針数されるもので
ある以上、精度は幾分低下することがありうる。しかし
それでも既存技術による既知の測定方法の場合より格段
によい・この変形されたΔψ基本醐定法の本質的な利点
は、始めに述べたように、簡単な市場性ある構成要素を
用いてコストを最小にして非常に高いパルス列周波数を
取扱いうることにある。それが可tI@なのは用いられ
ているロジック構盛要素である1xor 13の限界周
波数がディジタル/アナログ変換器のそれより格段に鳥
い故である〇 蝋初に述べた本艷明の峰題はまたΔψ基本欄定法と同価
値の嬉2のΔψ一定法によって解決されるが、この方法
は特に極めて鳥いパルス列周波数例えばI MHiの測
定に用いられる◎それは基本欄定法におけるディジタル
/アナログ変換II8には高いパルス列周波数をll@
扱うについて限界がある故である◎この第2の測定法の
方法の手車の個々のものはハードウェアに着目してみる
と11g21図のとおりであり、その作動のしかたにつ
いて以下第22図から纂24図によって説明する。
Δψ基本測定法では蝋高ビットだけが針数されるもので
ある以上、精度は幾分低下することがありうる。しかし
それでも既存技術による既知の測定方法の場合より格段
によい・この変形されたΔψ基本醐定法の本質的な利点
は、始めに述べたように、簡単な市場性ある構成要素を
用いてコストを最小にして非常に高いパルス列周波数を
取扱いうることにある。それが可tI@なのは用いられ
ているロジック構盛要素である1xor 13の限界周
波数がディジタル/アナログ変換器のそれより格段に鳥
い故である〇 蝋初に述べた本艷明の峰題はまたΔψ基本欄定法と同価
値の嬉2のΔψ一定法によって解決されるが、この方法
は特に極めて鳥いパルス列周波数例えばI MHiの測
定に用いられる◎それは基本欄定法におけるディジタル
/アナログ変換II8には高いパルス列周波数をll@
扱うについて限界がある故である◎この第2の測定法の
方法の手車の個々のものはハードウェアに着目してみる
と11g21図のとおりであり、その作動のしかたにつ
いて以下第22図から纂24図によって説明する。
限界周波数を鳩くするためこの方法に8いては回転角[
!jψの測定を2つの測定範囲すなわち前置カウンター
による測定範囲とオーバーフローカウンターによる測定
範囲に分割している0このように測定範囲を分割した結
果として、Δψ基本LI&1尼法における構成要素の5
から8までのものはこの@2の測定法においては2系列
設けられる。
!jψの測定を2つの測定範囲すなわち前置カウンター
による測定範囲とオーバーフローカウンターによる測定
範囲に分割している0このように測定範囲を分割した結
果として、Δψ基本LI&1尼法における構成要素の5
から8までのものはこの@2の測定法においては2系列
設けられる。
すなわちIIIの5から81での要素のグループは前置
カウ/ターエ二りト20に、@2の6から8までの要素
のグループはオーバーフローカクンターユニット21に
おさまる0前置カクンターエエノトのディジタルカウン
タ−6および60両者は前置カウンターとしてのみ働會
、Δψ基本測定法lこおけると同じようにステップ式1
転弛償II3および4に結ばれる。餉置カウンターエエ
ット20のディジタル/アナログ変換器8としては超高
速の、ガえば3ビット作動の変換器を用いるが、これは
ディジタルカウンター6および6と共に機能の主1!部
分を担う・オーバーフローカウンター工二ノト21のデ
ィジタルカウンターSおよび6はオーバーフローカクン
I−としてのみ働き、同じオーバー70−カウンターエ
エツト21の中の12ビット作動のディジタル/アナロ
グ変換量8と共−こ、前置カウンターユニット20がオ
ーバーフロ−するときのみ作動に入る。
カウ/ターエ二りト20に、@2の6から8までの要素
のグループはオーバーフローカクンターユニット21に
おさまる0前置カクンターエエノトのディジタルカウン
タ−6および60両者は前置カウンターとしてのみ働會
、Δψ基本測定法lこおけると同じようにステップ式1
転弛償II3および4に結ばれる。餉置カウンターエエ
ット20のディジタル/アナログ変換器8としては超高
速の、ガえば3ビット作動の変換器を用いるが、これは
ディジタルカウンター6および6と共に機能の主1!部
分を担う・オーバーフローカウンター工二ノト21のデ
ィジタルカウンターSおよび6はオーバーフローカクン
I−としてのみ働き、同じオーバー70−カウンターエ
エツト21の中の12ビット作動のディジタル/アナロ
グ変換量8と共−こ、前置カウンターユニット20がオ
ーバーフロ−するときのみ作動に入る。
前置カクンターエエット20はアナログコンパL/−f
i−22を経てオーバーフローカウンターユニット21
に結合されている・前置カウンターユニット20のディ
ジタル加算4i7の最高ビットを送出する出力端とこれ
に後置された高速のディジタル/アナログ変換器8との
間にはビットインバーター23が間には8蒙って11続
されており、このものはアナログコンパレーター22と
結合されており、それによって操作される。ビットイン
バーター23は1つのJK フリッププロップとそれ
に後置接続された排他的論理和ゲート(略してlx@r
という)から成る0前置カウンターユニツト20および
オーバーフローカウンターユニット21の両方のディジ
タル/アナログ変換器8には1つの共通のアナログ加算
器24が後置接続されており、このものはさらに表示装
置10と結合されている。
i−22を経てオーバーフローカウンターユニット21
に結合されている・前置カウンターユニット20のディ
ジタル加算4i7の最高ビットを送出する出力端とこれ
に後置された高速のディジタル/アナログ変換器8との
間にはビットインバーター23が間には8蒙って11続
されており、このものはアナログコンパレーター22と
結合されており、それによって操作される。ビットイン
バーター23は1つのJK フリッププロップとそれ
に後置接続された排他的論理和ゲート(略してlx@r
という)から成る0前置カウンターユニツト20および
オーバーフローカウンターユニット21の両方のディジ
タル/アナログ変換器8には1つの共通のアナログ加算
器24が後置接続されており、このものはさらに表示装
置10と結合されている。
ここまでをもって、前記の2つのΔ!欄定法の場合と同
様、接続は完結する。
様、接続は完結する。
この第2の画定方法における信号の状態ないしらは線質
して、変形されたノψ基本測定法における@9図から嘱
12図に対志している・変形されたΔψ基本欄定法の場
合の線図においてと同様、このllI2のノψ基本測定
法においても。
して、変形されたノψ基本測定法における@9図から嘱
12図に対志している・変形されたΔψ基本欄定法の場
合の線図においてと同様、このllI2のノψ基本測定
法においても。
持回をとり上げ、pt(t)−oの場合ψm(t) −
oの場合を交互に設定する。これにより前置カクンメー
ムニノト20のディジタルカウンターSおよび6の陶者
のそれぞれ正方向、負方向のオーバー70−の−の動作
が1解で会る。前置カクンターエ1クト20のディジタ
ルカウンター6および6が3ビノトカワンメーである場
合を例にとってその内部での数表示を下の真理値表に示
す。
oの場合を交互に設定する。これにより前置カクンメー
ムニノト20のディジタルカウンターSおよび6の陶者
のそれぞれ正方向、負方向のオーバー70−の−の動作
が1解で会る。前置カクンターエ1クト20のディジタ
ルカウンター6および6が3ビノトカワンメーである場
合を例にとってその内部での数表示を下の真理値表に示
す。
^珊値表
000 00L Of、0 0LL LOOLOL
LI、OLLL−4−3−2−10123 第22図のステップ−図で前置カクンターエ二ント20
の出力端に゛ある111Elのアナログ信号を示すが、
参照番号2sで示す第1の範−ではpl(t)−〇、番
号26で示す112(7)lEIliテはF*(t)
−0と想定している。回転角度差ノー−Oから測定を開
始し、その変動範囲ノψが量子化ステップ27の4倍以
内にあるときは、前置カウンターユニット20の順方向
ディジタルカウンター5だけが働奮、信号の線図は図の
Illの範囲2sに示すようになる・それ故この間にお
いてはオーバーフローカウンターユニット21の出力に
纂2のアナ四グ信号は填れない。すなわちその出力は零
である(第23図漏アナログ加算1624の出力部にお
いても、この場合購24図に示すように前置カウンター
ユニット20の第1のアナログ信号の値だけが填れ、こ
れハオーバーフローカウンターユニット21の順方向デ
ィジタルカウンター6が計数を開始するまではその状態
にある。
LI、OLLL−4−3−2−10123 第22図のステップ−図で前置カクンターエ二ント20
の出力端に゛ある111Elのアナログ信号を示すが、
参照番号2sで示す第1の範−ではpl(t)−〇、番
号26で示す112(7)lEIliテはF*(t)
−0と想定している。回転角度差ノー−Oから測定を開
始し、その変動範囲ノψが量子化ステップ27の4倍以
内にあるときは、前置カウンターユニット20の順方向
ディジタルカウンター5だけが働奮、信号の線図は図の
Illの範囲2sに示すようになる・それ故この間にお
いてはオーバーフローカウンターユニット21の出力に
纂2のアナ四グ信号は填れない。すなわちその出力は零
である(第23図漏アナログ加算1624の出力部にお
いても、この場合購24図に示すように前置カウンター
ユニット20の第1のアナログ信号の値だけが填れ、こ
れハオーバーフローカウンターユニット21の順方向デ
ィジタルカウンター6が計数を開始するまではその状態
にある。
前蓋カクンターエニット20の順方向ディジタルカウン
タ−5は量子化ステップ27の1つ轟りlづつ進み、真
理値表におけるLLOすなわち+2に遁することになる
・もし回1角mjllApが正方向に量子化ステップ2
7の2倍をこえて進むならば、3ビツトカウンターであ
る順方向ゲイジタルカウンター5は対照表で示されてい
るとおり、LLLにおいて−1−OLLに飛ぶ・・それ
は、アナログコンパレーター22の指令により、前置カ
クンターユニット20のディジタル加算II7の最高ビ
ットがビットインバーター23によってインバートされ
るからである。これにより前置カクンターユニノト20
のディジタル/アナログ変換@8の出力端にはロジカル
な数値3が出るのではなく、−1の値が出る〇 ビットインバーター23によってビットがインバートさ
れると同時にオーバーフローカウンターユニット21の
順方向ディジタルカウンター5に1つのパルスが与えら
れる。このカウンターは4ステツプのみを計数するもの
であるから、このオーバーフローによる1つのパルスは
オーバーフローカウンターユニット21のディジタル/
アナログ変換器8のアナログ側に数値4を出現せしめる
0それ(1オーバーフローカウンターエニツト21の出
力端にあるllI2のアナログ信号を示す1123図の
グラフ#こ示されている。
タ−5は量子化ステップ27の1つ轟りlづつ進み、真
理値表におけるLLOすなわち+2に遁することになる
・もし回1角mjllApが正方向に量子化ステップ2
7の2倍をこえて進むならば、3ビツトカウンターであ
る順方向ゲイジタルカウンター5は対照表で示されてい
るとおり、LLLにおいて−1−OLLに飛ぶ・・それ
は、アナログコンパレーター22の指令により、前置カ
クンターユニット20のディジタル加算II7の最高ビ
ットがビットインバーター23によってインバートされ
るからである。これにより前置カクンターユニノト20
のディジタル/アナログ変換@8の出力端にはロジカル
な数値3が出るのではなく、−1の値が出る〇 ビットインバーター23によってビットがインバートさ
れると同時にオーバーフローカウンターユニット21の
順方向ディジタルカウンター5に1つのパルスが与えら
れる。このカウンターは4ステツプのみを計数するもの
であるから、このオーバーフローによる1つのパルスは
オーバーフローカウンターユニット21のディジタル/
アナログ変換器8のアナログ側に数値4を出現せしめる
0それ(1オーバーフローカウンターエニツト21の出
力端にあるllI2のアナログ信号を示す1123図の
グラフ#こ示されている。
したがって、欄定装置の中の状mは纂22図から纂24
図において、参照番号28で示されているインバート時
点で、前置カウンターユニット20の順方向ディジタシ
カ9ンター5では数値2から−1へ、オーバーフ四−力
9ンターユエツ)21の順方向デイジメルカウンター器
では数値Oから4へ変ったCとになる・前置カウンター
3−Aット20の第1のアナログ信号とオーバーフロー
カウンターユニット21の112のアナログ信号がアナ
ログ方式で加算されることにより共通のアナログ加算@
24の出力端には1124図のステップ線図で示すよう
に、アナログの数値3が現れる。この図で示している数
字にはそれぞれ定められた電圧が対応し、各々の量子化
ステップにはきまった電圧差が対応している・ 回転角度差Δψの方向が1122#Aの第2の範囲26
の線図で示すようにψ雪(t) −0の仮定の下で蜜る
場合は、前置力9ンター為ニット20の逆方向ディジタ
ルカウンター6がある瞬時の値、例えば2力1ら逆方向
へ−3まで計数する。計数がこれをの指令により前置カ
ウンターユニット20のディジタル加算器7の最高ビッ
トがビットインバーター234こよってインバートされ
る。すなわち−4は不安定状層であって真理値表によれ
ば(9)の状圃から^びo −IJOOに飛ぶことにな
っているから、装置カウンターユニット20のディジタ
ル/アナログ変換器8の出力端には−4ではなく0の値
が出る。
図において、参照番号28で示されているインバート時
点で、前置カウンターユニット20の順方向ディジタシ
カ9ンター5では数値2から−1へ、オーバーフ四−力
9ンターユエツ)21の順方向デイジメルカウンター器
では数値Oから4へ変ったCとになる・前置カウンター
3−Aット20の第1のアナログ信号とオーバーフロー
カウンターユニット21の112のアナログ信号がアナ
ログ方式で加算されることにより共通のアナログ加算@
24の出力端には1124図のステップ線図で示すよう
に、アナログの数値3が現れる。この図で示している数
字にはそれぞれ定められた電圧が対応し、各々の量子化
ステップにはきまった電圧差が対応している・ 回転角度差Δψの方向が1122#Aの第2の範囲26
の線図で示すようにψ雪(t) −0の仮定の下で蜜る
場合は、前置力9ンター為ニット20の逆方向ディジタ
ルカウンター6がある瞬時の値、例えば2力1ら逆方向
へ−3まで計数する。計数がこれをの指令により前置カ
ウンターユニット20のディジタル加算器7の最高ビッ
トがビットインバーター234こよってインバートされ
る。すなわち−4は不安定状層であって真理値表によれ
ば(9)の状圃から^びo −IJOOに飛ぶことにな
っているから、装置カウンターユニット20のディジタ
ル/アナログ変換器8の出力端には−4ではなく0の値
が出る。
前置カウンターエニット20の逆方向カウンタ−6が!
BBO2跳んで戻ると同時に1つのパルスがオーバー7
0−カウンターエ二ツト21の逆方向ディジタルカウン
ター6に与えられ、これによりオーバーフローカウンタ
ーユニット21(M!!7j同ディジタルカウンター6
は4ステツプの跳lIをなし、オーバーフローカウンタ
ーユニット′21のディジタル/アナログ変換器8のア
ナジグ出力端で(j数値が4だけ下る・ξのインバート
の時点は礪22図から1124図において参照番号29
で示している・これによって、#l置カウンターエニッ
ト20のディジタル/アナログ変換6gのアナログ加算
においての−4からOへの値の跳S賓化は、あとでアナ
ログ方式での加算によって穴場めされることになる。す
なわち、例えば前置カウンターユニット20では−3、
オーバーフローカウンター二二ツ)21では8、これら
を加算すればSという状態から、この段階で前置カウン
ターエエット20ではビットのインパージ曹ンにより値
は0、オーバーフローカウンターユニット21では4と
いう状態になる。これら8つの信号の値をアナログ方式
で加算すると謳24図のステップ線図の中の対応する電
圧ステップの場所で示されているように合計値は4であ
る。
BBO2跳んで戻ると同時に1つのパルスがオーバー7
0−カウンターエ二ツト21の逆方向ディジタルカウン
ター6に与えられ、これによりオーバーフローカウンタ
ーユニット21(M!!7j同ディジタルカウンター6
は4ステツプの跳lIをなし、オーバーフローカウンタ
ーユニット′21のディジタル/アナログ変換器8のア
ナジグ出力端で(j数値が4だけ下る・ξのインバート
の時点は礪22図から1124図において参照番号29
で示している・これによって、#l置カウンターエニッ
ト20のディジタル/アナログ変換6gのアナログ加算
においての−4からOへの値の跳S賓化は、あとでアナ
ログ方式での加算によって穴場めされることになる。す
なわち、例えば前置カウンターユニット20では−3、
オーバーフローカウンター二二ツ)21では8、これら
を加算すればSという状態から、この段階で前置カウン
ターエエット20ではビットのインパージ曹ンにより値
は0、オーバーフローカウンターユニット21では4と
いう状態になる。これら8つの信号の値をアナログ方式
で加算すると謳24図のステップ線図の中の対応する電
圧ステップの場所で示されているように合計値は4であ
る。
以上のような計数の方式によって、オーバーフローカウ
ンターユニット21は作画が比較的遷い、例えば12ビ
ツト作動のデイクタに/アナログ変換器をもってはいる
が、その状態変化のStは実際上比較的に少いというこ
とになる・非常に多くのビット数の場合、例えば12ビ
ツトの場合、LOOO00000000から0ILI、
L LLLL LLLL ヘ、あるい(Jその逆に同時
的に変わるには長い過渡時間が必要で、パルス列周波数
でこれを行わせるには無垣があるが、計数逃場を2つの
カウンターエニット20および21で分担する故にその
よるな無塩は避けられる。
ンターユニット21は作画が比較的遷い、例えば12ビ
ツト作動のデイクタに/アナログ変換器をもってはいる
が、その状態変化のStは実際上比較的に少いというこ
とになる・非常に多くのビット数の場合、例えば12ビ
ツトの場合、LOOO00000000から0ILI、
L LLLL LLLL ヘ、あるい(Jその逆に同時
的に変わるには長い過渡時間が必要で、パルス列周波数
でこれを行わせるには無垣があるが、計数逃場を2つの
カウンターエニット20および21で分担する故にその
よるな無塩は避けられる。
費するにこのII2のΔFil定方法はそのlから13
tでの方法手順によって基本一定′7y決における1か
ら5までの方法手順によるのとfllmlのことをなす
ものであるが、限界周波数が極めて高いところに違いが
ある。アナログ加算器24の出力端に出るアナログ信号
を引続いて復号化するについては、Δψ基本歯定法の場
合と同様1つのローパスフィルター9で行われるが、こ
のローパスフィルターは望むらくは簡単な1次のものと
することができる。
tでの方法手順によって基本一定′7y決における1か
ら5までの方法手順によるのとfllmlのことをなす
ものであるが、限界周波数が極めて高いところに違いが
ある。アナログ加算器24の出力端に出るアナログ信号
を引続いて復号化するについては、Δψ基本歯定法の場
合と同様1つのローパスフィルター9で行われるが、こ
のローパスフィルターは望むらくは簡単な1次のものと
することができる。
回転角度差Δψが一定された後に、譬に駆−における伝
達比を求めるために、その)ψに比例したアナログ信号
を加工して角速度差Δ−のほか1回転当り、拳位角度蟲
り、また単位時開−りに起った11111−角度差、す
なわちノψ/箇、Jψ/−鵞たΔ−/↑を得ることがで
舎る。このためにあるのが1111の追加的測定法であ
るが、それはΔψ基本欄定法、変形されたjP基本橢定
法のほか82のノψ瀾定方法にも結合するに適したもの
である・この嬉lの追加的測定法の接続構成は1126
図のとおりである◎ 図から明らかなように、ローパヌフィルター9と表示装
置lOとの間に追加的に、パルスで操作される1つの記
憶要素30が接続されており、このものは望むらくはサ
ンプル・アンド・ホールド要素で成っている。記憶要素
30のパルスによる操作には次の3つの種類がある・ 1、ステップ式回転発信器3および4によりその1回転
につ*1[1生ずる零パルスによるもの・この場合サン
プル・アンドのホールドはステップ式回転発信器3ない
し4のいずれかに結ばれる。これにより1@転ごとの指
令が得られる。
達比を求めるために、その)ψに比例したアナログ信号
を加工して角速度差Δ−のほか1回転当り、拳位角度蟲
り、また単位時開−りに起った11111−角度差、す
なわちノψ/箇、Jψ/−鵞たΔ−/↑を得ることがで
舎る。このためにあるのが1111の追加的測定法であ
るが、それはΔψ基本欄定法、変形されたjP基本橢定
法のほか82のノψ瀾定方法にも結合するに適したもの
である・この嬉lの追加的測定法の接続構成は1126
図のとおりである◎ 図から明らかなように、ローパヌフィルター9と表示装
置lOとの間に追加的に、パルスで操作される1つの記
憶要素30が接続されており、このものは望むらくはサ
ンプル・アンド・ホールド要素で成っている。記憶要素
30のパルスによる操作には次の3つの種類がある・ 1、ステップ式回転発信器3および4によりその1回転
につ*1[1生ずる零パルスによるもの・この場合サン
プル・アンドのホールドはステップ式回転発信器3ない
し4のいずれかに結ばれる。これにより1@転ごとの指
令が得られる。
龜 ディジタルカウンター6および6かも指令を得るも
の、2進法で計数値がガえば2 、4 、18などをこ
える場合、両刃のデイジタルカクンI−5ないし6のい
ずれかから指令が出る・この場合サンプル・アンド・ホ
ールド30は、両方のディジタルカウンタ−5および6
のり令ット入力端に結ばれる。これにより角度に関係し
た指令が得られる。
の、2進法で計数値がガえば2 、4 、18などをこ
える場合、両刃のデイジタルカクンI−5ないし6のい
ずれかから指令が出る・この場合サンプル・アンド・ホ
ールド30は、両方のディジタルカウンタ−5および6
のり令ット入力端に結ばれる。これにより角度に関係し
た指令が得られる。
3、独立の時針装置31t″1m生される一定周波歇を
指令に用いるもの。この場合にはサンプル・アンド・ホ
ールド31言値むらくはクォーツ・オフレータ−で成る
独立の時針偏置31と績ばれる。これによって時間に関
係した指◆が得られる。
指令に用いるもの。この場合にはサンプル・アンド・ホ
ールド31言値むらくはクォーツ・オフレータ−で成る
独立の時針偏置31と績ばれる。これによって時間に関
係した指◆が得られる。
このallの追加的測定法について以下例としてステッ
プ式回転発信1B3から指令を得る場合をとって説明す
る・それは、112s図においてディジタルカウンター
器ないし6の片方から指令を得る場合とクォーツ・オフ
レータ−31から指令e得る場合については単にIII
IL、か示していないからである。ステップ式回転−儒
lIsで指令のパルスを発生させる場合、パルスで操作
される記憶要素30では回転体lおよび2の1wA伝の
間に発生した回転角獣葺Δψ/−が記憶される・すなわ
ち、胴lの回転角度を基準にした回転角度差4−の賓化
が記憶される。測定の対象にはP、−360°の範囲で
の関数Δψ(ψ1)の上昇が対応する◎これを夷楓させ
るため、逆方向ディジタルカウンタ−6から、ステップ
式回転発信器3がNだけのステップ数進んだ後1つのパ
ルスがとり出され、サンプル・アンド・ホールド30に
導かれる。もちろん、前記ポイントlで述べたようにス
テップ式回転発信器3ないし4にあるいわゆる零パルス
を用いることもできる。このパルスは1FEA転にり*
1li2発生され、同様にサンプル・アンド・ホールド
30に与えられる。このサンプル・アンド・ホールド3
0はパルスの時点に存在する4ψの値を次のパルスが来
るまで記憶する・毎圏七〇と同時にディジタルカウンタ
ー器および6は零にセットされるのでjpa値は毎回零
から出弛する◎それ故ナンプル・アンド・ホールド30
の出力儒4#はそのままでJ P/11に比例した信号
である・ψ、−360°の代りに任意の角度を選べるこ
とit百うまでもない。ψ1の代りに時間(クォーツで
きめられる周期)を基準に選ぶことについても同様であ
る・後者の場合前記のポイント3で示したよう番こ信号
はΔψ/−−4− に比例する。
プ式回転発信1B3から指令を得る場合をとって説明す
る・それは、112s図においてディジタルカウンター
器ないし6の片方から指令を得る場合とクォーツ・オフ
レータ−31から指令e得る場合については単にIII
IL、か示していないからである。ステップ式回転−儒
lIsで指令のパルスを発生させる場合、パルスで操作
される記憶要素30では回転体lおよび2の1wA伝の
間に発生した回転角獣葺Δψ/−が記憶される・すなわ
ち、胴lの回転角度を基準にした回転角度差4−の賓化
が記憶される。測定の対象にはP、−360°の範囲で
の関数Δψ(ψ1)の上昇が対応する◎これを夷楓させ
るため、逆方向ディジタルカウンタ−6から、ステップ
式回転発信器3がNだけのステップ数進んだ後1つのパ
ルスがとり出され、サンプル・アンド・ホールド30に
導かれる。もちろん、前記ポイントlで述べたようにス
テップ式回転発信器3ないし4にあるいわゆる零パルス
を用いることもできる。このパルスは1FEA転にり*
1li2発生され、同様にサンプル・アンド・ホールド
30に与えられる。このサンプル・アンド・ホールド3
0はパルスの時点に存在する4ψの値を次のパルスが来
るまで記憶する・毎圏七〇と同時にディジタルカウンタ
ー器および6は零にセットされるのでjpa値は毎回零
から出弛する◎それ故ナンプル・アンド・ホールド30
の出力儒4#はそのままでJ P/11に比例した信号
である・ψ、−360°の代りに任意の角度を選べるこ
とit百うまでもない。ψ1の代りに時間(クォーツで
きめられる周期)を基準に選ぶことについても同様であ
る・後者の場合前記のポイント3で示したよう番こ信号
はΔψ/−−4− に比例する。
第2の追加的測定法があり、その方法の手順は、前記の
すべての測定方法およびその変形と組合せるに0遍して
いる。それは$112611および1127図に示すよ
うに、フィルターにかけられ表示のためにあるΔψに比
例したアナログ信号を周波数一定のために利用するもの
であるが、角適直羞Δ−Δ―−こ比例した、パルス列の
周波数差も得られるようなものである。これは真速fI
IΔ−の方向が性格的に定まっている場合に有意義と考
えられる。
すべての測定方法およびその変形と組合せるに0遍して
いる。それは$112611および1127図に示すよ
うに、フィルターにかけられ表示のためにあるΔψに比
例したアナログ信号を周波数一定のために利用するもの
であるが、角適直羞Δ−Δ―−こ比例した、パルス列の
周波数差も得られるようなものである。これは真速fI
IΔ−の方向が性格的に定まっている場合に有意義と考
えられる。
@26図に示すように・この追加的S走力法で周波数測
定を実現させるには表示装置10のすぐ前に1つの周波
数カウンター32を前置all!L、、それにΔψに比
例したアナ關グ信号を入れる。このカウンターは一定の
電圧レベルの超過がある度に計数するので単位時間にお
けるオーバーフW −綱波数が把握される0もうlり可
能なのは第27図に示すように、4ψに比例したアナロ
グ信号を1つの信号変換器33、値むらくはV工(ット
・トリガーにより矩形波信号に変換し、そnに続いて周
波数カウンター32においてオーバーフローの計数ない
しヌレツV&ホールド値の超過の計数によって単位時間
内のオーバーフ四−周波歇を求めるものである。
定を実現させるには表示装置10のすぐ前に1つの周波
数カウンター32を前置all!L、、それにΔψに比
例したアナ關グ信号を入れる。このカウンターは一定の
電圧レベルの超過がある度に計数するので単位時間にお
けるオーバーフW −綱波数が把握される0もうlり可
能なのは第27図に示すように、4ψに比例したアナロ
グ信号を1つの信号変換器33、値むらくはV工(ット
・トリガーにより矩形波信号に変換し、そnに続いて周
波数カウンター32においてオーバーフローの計数ない
しヌレツV&ホールド値の超過の計数によって単位時間
内のオーバーフ四−周波歇を求めるものである。
以上の新しいAp一定法は個々の駆動機構における伝達
比を求めるためだけではなく、他の技術分野における測
定にも有利に応用できる641Iにほとんど同じ速さの
回転ならびに/あるいは移動の運動体が量子化され、そ
の量子化相互間の位置ないし位置の変化を追求する場合
にこの方法はqIHC有意義である。
比を求めるためだけではなく、他の技術分野における測
定にも有利に応用できる641Iにほとんど同じ速さの
回転ならびに/あるいは移動の運動体が量子化され、そ
の量子化相互間の位置ないし位置の変化を追求する場合
にこの方法はqIHC有意義である。
歯車の歯切り精度の評価のため今日では種々の片側−面
テストが行われる。現今の方法ではこれは非常に遅い回
転速tにおいてのみ可能であり、なおまた複雑な計算機
回路を゛必要とする・この新しい方法によれば一車椙亙
の位置関係、したがって瞬間における伝達比を全回転数
領域で調べるこらず、測定装置番Jより簡単、より安価
である・機械に組込まれた歯車の歯の全体的検査もこれ
により技術的に可能なことの中に入る◇この応用面では
Δ−基本測定法のほかに変化された基本欄定法が非常に
よく利用されうる◎ 別の応用面として、基準の回転角直に対する回転角度変
化ΔII/Fを調べる場合があげられる。オフセット印
刷機における摩−大暴動装置ないし胴まくらでは希望す
る伝達比1−1すなわちl[IIIが等しいということ
は製作wA差があるため正確には実現できない。実際の
伝達比を求めるには互に接して廻る車の局長の差が求め
られねばならない。
テストが行われる。現今の方法ではこれは非常に遅い回
転速tにおいてのみ可能であり、なおまた複雑な計算機
回路を゛必要とする・この新しい方法によれば一車椙亙
の位置関係、したがって瞬間における伝達比を全回転数
領域で調べるこらず、測定装置番Jより簡単、より安価
である・機械に組込まれた歯車の歯の全体的検査もこれ
により技術的に可能なことの中に入る◇この応用面では
Δ−基本測定法のほかに変化された基本欄定法が非常に
よく利用されうる◎ 別の応用面として、基準の回転角直に対する回転角度変
化ΔII/Fを調べる場合があげられる。オフセット印
刷機における摩−大暴動装置ないし胴まくらでは希望す
る伝達比1−1すなわちl[IIIが等しいということ
は製作wA差があるため正確には実現できない。実際の
伝達比を求めるには互に接して廻る車の局長の差が求め
られねばならない。
この差はl@転にして<11o″″’Iであるから迅速
な信頼できる測定はこの新しい、量子化の1ステツプよ
り小さい所を解明できるΔfilll定装置によつ玉散
能になる。さらに・麺作−差によって摩擦式での伝達に
瑯いて増速されたのか減速されたのかを明かにせねばな
らない故、li来で会なかった摩擦式駆動要素を機械に
組込むためのその品質指向部の選定が可能になる。
な信頼できる測定はこの新しい、量子化の1ステツプよ
り小さい所を解明できるΔfilll定装置によつ玉散
能になる。さらに・麺作−差によって摩擦式での伝達に
瑯いて増速されたのか減速されたのかを明かにせねばな
らない故、li来で会なかった摩擦式駆動要素を機械に
組込むためのその品質指向部の選定が可能になる。
角変に対する角度賓化欄定の応用としてさらにあるのは
走行中の紙ウェブの弾性係歇測定である・このためには
引張り試験の場合と同様に、応力を異にする2つの状態
が必要である。応力の蓋)rのほかにこれら2つの状1
間で生ずる伸び一−々tを測定しなければならない。そ
れに対応して諷ウェブの場合はjマ/マという1係を測
定しなければならない0時間を消去してlマ/マは紳/
Pに変換される。この値はこの新しいjP基本一定法に
よって求められる。特別な場合に弾性係数の一電は従来
どんな方法でも不可能であったOそれは1遍度差が基準
になる速度に比してlO″″4 ものファクターで小さ
く、それにもかかわらず連寂羞は4桁の精度をもって求
めねばならない故であるO11転角度差Δψを直接に測
定することによってこの精度ははじめて可能になる。
走行中の紙ウェブの弾性係歇測定である・このためには
引張り試験の場合と同様に、応力を異にする2つの状態
が必要である。応力の蓋)rのほかにこれら2つの状1
間で生ずる伸び一−々tを測定しなければならない。そ
れに対応して諷ウェブの場合はjマ/マという1係を測
定しなければならない0時間を消去してlマ/マは紳/
Pに変換される。この値はこの新しいjP基本一定法に
よって求められる。特別な場合に弾性係数の一電は従来
どんな方法でも不可能であったOそれは1遍度差が基準
になる速度に比してlO″″4 ものファクターで小さ
く、それにもかかわらず連寂羞は4桁の精度をもって求
めねばならない故であるO11転角度差Δψを直接に測
定することによってこの精度ははじめて可能になる。
2台の篭−ターないしそれぞれ1台の毫−ターで駆−さ
れる2つの一一タ関での同期運転を達成するために制御
を行うについては、瞬時における位相の変化すなわち角
度差の情報が必要である。
れる2つの一一タ関での同期運転を達成するために制御
を行うについては、瞬時における位相の変化すなわち角
度差の情報が必要である。
従来の方法では、角度の量子化の1ステツプの士からの
同期誤差が達成されている。この新しl、N方法瘉こよ
れば角度差は、実際上リアルタイムにお(1て全く絶対
的精度をもって測定しうるので・角度での位置の変化を
その大きさだけでなくその傾向においても測定可能であ
るO 例えば2つの印刷装置ユニットを電気的シャフトで結合
する場合、これに関連するモーター制御回路は印刷技術
上要求される同期性を満足させるため、これら2つの印
刷装置ユニットを極度に位相を一致させて駆動しなけれ
ばならなし)が、それ1才従来の方法では不可能なこと
であった。そのためには回転数には関係なしに、位相f
l I、ル回転角度差Δψの位置およびその変化につ0
て極めて正確な情報が必要であるOこのsgiはこの新
しし)ノー測定法によって簡単に解決できる。
同期誤差が達成されている。この新しl、N方法瘉こよ
れば角度差は、実際上リアルタイムにお(1て全く絶対
的精度をもって測定しうるので・角度での位置の変化を
その大きさだけでなくその傾向においても測定可能であ
るO 例えば2つの印刷装置ユニットを電気的シャフトで結合
する場合、これに関連するモーター制御回路は印刷技術
上要求される同期性を満足させるため、これら2つの印
刷装置ユニットを極度に位相を一致させて駆動しなけれ
ばならなし)が、それ1才従来の方法では不可能なこと
であった。そのためには回転数には関係なしに、位相f
l I、ル回転角度差Δψの位置およびその変化につ0
て極めて正確な情報が必要であるOこのsgiはこの新
しし)ノー測定法によって簡単に解決できる。
舊うまでもなくこのvhv14は以上の説明で触れまた
図に示した測定方法、測定装置そして特に、ここに述べ
た応用分野に限定されるものでなし1゜これらは暎に本
発明を限定することのない例とみるべきものである。ま
たここに公表したものは、その測定方法の任意の組合せ
および発展を許すものであり、他の技術分野における測
定および検査の目的にそれらを応用することも同様に許
すものであることは自明である0さらに測定装置の構成
において多(の回路設計上の修正、変更が考えられ、等
価の電子的ないしディジタル的回路構成要素を交換、適
用することも本発明の枠の中に入るものである。
図に示した測定方法、測定装置そして特に、ここに述べ
た応用分野に限定されるものでなし1゜これらは暎に本
発明を限定することのない例とみるべきものである。ま
たここに公表したものは、その測定方法の任意の組合せ
および発展を許すものであり、他の技術分野における測
定および検査の目的にそれらを応用することも同様に許
すものであることは自明である0さらに測定装置の構成
において多(の回路設計上の修正、変更が考えられ、等
価の電子的ないしディジタル的回路構成要素を交換、適
用することも本発明の枠の中に入るものである。
第1図はΔψ基本測定法を実施するための1つの測定装
置の概略的構成を示す図、 第2図〜第8図は第1図の測定装置における信号の状態
ないし状態変化を示す図、 第9図〜1112図は111図の測定装置における信号
の状態ないし状態変化であってPI (t) −oの場
合を示す図、 第13図は変形されたΔr基本測定法を実施するための
1つの測定装置の概略的構成を示す図、ける信号の状態
ないし状態変化を示す図、第21図はΔψ基本欄定法と
同価値の112のΔψ測定法を実施するための1つの測
定装置の概略的構成を示す図、 第22図〜第24図は第21図の測定装置における信号
の状態ないし状態変化を示す図、lI25図は第1の追
加的識定方法を実施するための1つの測定装置の概略的
構成を示す図1@26図は第2の追加的測定方法を実施
するための1つの測定装置の概略的構成を示す図、I2
7図はlI26図の回路設計における1つの変形を示す
図、 第28図〜第30図は従来技術による測定装置を示す図
である。 l:回転体 2:回転体 3ニステップ式回転弛信器 4ニステップ式回転発信器 5:11方向カウンター(ディジタルカウンター)6:
導方向カウンター(ディジタル食つンター)7:差算出
器(ディジタル加算器) 8;ディジタル/アナログ変換器 9:ローパスフィルター lO:表示装置 11:1に圧の線図 12:ψm(t) −oの場合のフィルターにかけられ
た出力電圧 13:排他的論理和ゲー) (Lcor )14:リイ
ツター 15:量子化の2ステップ当りのΔψの値20:前置カ
クンターユニット 21ニオ−バーフローカウンターユニット22:アナロ
グコンパレーター 23:ビットインバーター 24:アナログ加算器 25:ψI(t) −0の範囲 26:ψ1(t)−0の範囲 27二量子化ステップψ、(角度の歩み)28:インバ
ート時点 29:インバート時点 60:パルスで操作される記憶要素(サンプル・アンド
・ホールド) 61:独立の時計装置(クォーツで操作されるオシレー
ター) 32:周波数カラオー 36二信号変換器(シュミット・トリガー)特許出願人
= 7オルシユン各ゲゼルシヤフト ドルツクマシー
ネン珂げe−〇する敷 − アγジF+/i’rp7”$−44−〜peシーlζX
74−−1凋的 Fig 28 Fig、 29
置の概略的構成を示す図、 第2図〜第8図は第1図の測定装置における信号の状態
ないし状態変化を示す図、 第9図〜1112図は111図の測定装置における信号
の状態ないし状態変化であってPI (t) −oの場
合を示す図、 第13図は変形されたΔr基本測定法を実施するための
1つの測定装置の概略的構成を示す図、ける信号の状態
ないし状態変化を示す図、第21図はΔψ基本欄定法と
同価値の112のΔψ測定法を実施するための1つの測
定装置の概略的構成を示す図、 第22図〜第24図は第21図の測定装置における信号
の状態ないし状態変化を示す図、lI25図は第1の追
加的識定方法を実施するための1つの測定装置の概略的
構成を示す図1@26図は第2の追加的測定方法を実施
するための1つの測定装置の概略的構成を示す図、I2
7図はlI26図の回路設計における1つの変形を示す
図、 第28図〜第30図は従来技術による測定装置を示す図
である。 l:回転体 2:回転体 3ニステップ式回転弛信器 4ニステップ式回転発信器 5:11方向カウンター(ディジタルカウンター)6:
導方向カウンター(ディジタル食つンター)7:差算出
器(ディジタル加算器) 8;ディジタル/アナログ変換器 9:ローパスフィルター lO:表示装置 11:1に圧の線図 12:ψm(t) −oの場合のフィルターにかけられ
た出力電圧 13:排他的論理和ゲー) (Lcor )14:リイ
ツター 15:量子化の2ステップ当りのΔψの値20:前置カ
クンターユニット 21ニオ−バーフローカウンターユニット22:アナロ
グコンパレーター 23:ビットインバーター 24:アナログ加算器 25:ψI(t) −0の範囲 26:ψ1(t)−0の範囲 27二量子化ステップψ、(角度の歩み)28:インバ
ート時点 29:インバート時点 60:パルスで操作される記憶要素(サンプル・アンド
・ホールド) 61:独立の時計装置(クォーツで操作されるオシレー
ター) 32:周波数カラオー 36二信号変換器(シュミット・トリガー)特許出願人
= 7オルシユン各ゲゼルシヤフト ドルツクマシー
ネン珂げe−〇する敷 − アγジF+/i’rp7”$−44−〜peシーlζX
74−−1凋的 Fig 28 Fig、 29
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、例えば2つの回転体の回転角を量子化し、ステップ
式回転発信器によりパルス列に変換し、これを元にして
位相関係ないし位相の変動を求める方法であって、 (1)位相角に関して測定範囲を前置カウンターの受持
ち部分とオーバーフローカウンターの受持ち部分に分割
し、 (2)前置カウンターユニットの少くとも2つの異るカ
ウンターでパルス列の計数を行い、(3) 前置カウ
ンターユニットの両方のカウンターの計数値の差をディ
ジタル方式で算出し、(4) 前置カウンターユニッ
トで得られたディジタルでの差の値を第1のアナログ信
号に変換し・ (5) 前置カウンターユニットでオーバーフローが
起るときそれが正であるか負であるかを判定し、 (6) オーバーフローが起ったときそれに応するオ
ーバーフローパルスを発生させ、 (7)オーバーフローパルスが送出されるに際し、前置
カウンターユニットの加算器出力の最高ビットをインバ
ートさせ、 (8) オーバーフローカウンターユニットの2つの
異るカウンターで正のオーバーフローパルスないし負の
オーバーフローパルスの計数ヲ行い、 19) 、t−バーフローカウンターユニットの2つ
の計数値の差をディジタル方式で算出し、(IU)
オーバーフローカウンターユニットで得うれたディジタ
ルでの差の値を第2のアナログ信号に変換し、 (印 第1および第2のアナログ信号をアナログ方式で
加算し第3のアナログ信号となし、(12)第3のアナ
ログ信号を復号化し、そして1:31 その復号化さ
れた第3のアナログ信号を表示させるという方法の手順
を特徴とする、2つのパルス列の位相関係ないし位相の
変動の精密測定のための方法。 2、(1) 生ずる位相角Δψに応じてカウンターの
容量を限定し、そして (2) 前置カウンターならびに/あるいはオーバー
フローカウンターにおける2つの計数値の差をテイジタ
ル方式で算出すると同時に得られたディジタルでの差の
値をアナログ信号に変換する という方法の手順を特徴とする特許 範囲第1項に記載の方法。 3、テイジタル方式での差の算出が1つの順方向カウン
ターと1つの逆方向カウンターの両者の計数値のテイジ
タル方式での加算によって行われることを特徴とする特
許請求の範囲第1項または第2項に記載の方法。 4 テイジタル方式での差の算出が2つの順方向カウン
ターあるいは2つの逆方向カウンターの計数値のテイジ
タル方式での減算によって行わいし第3項のいずれかに
記載の方法。 5 アナログ信号の復号化がローパスフィルターによっ
て行われることを特徴とする特許請求の範囲第1項ない
し第4項のいずれかに記載の方法。 6、(11 走査間隔を作り、 (21 その走査間隔を入力し記憶させ、((31
走査間隔の始点で位相角を0にセットし、(4)
走査間隔の中において発生する位相角を記憶させ、 (5)走査間隔の終点において改めて位相角をOにセッ
トし、 (0)記憶された走査間隔についての位相角Δψを表示
させる という方法の手順を特徴とする ー仕七此
#ー母特許請求の範囲第1項ないし第5頃のいずれかに
記載の方法。 7 走査間隔が回転数、角度あるいは時間で決まるもの
であることを特徴とする特許請求の範囲第1項ないし第
6項のいずれかに記載の方法。 8、tll 表示のためCこ作られた角度差Δψに比
例したアナログ信号を走査し記憶させ、 (2)独立の時計装置で時間間隔を作り、(3)走査の
間の時間間隔をもって分割し、そして (4)角度差変化速度Δψに比例したアナログ信号を作
り出す。 という方法の手順を特徴とする特許請求の範囲第1項な
いし第7項のいずれかに記載の方法。 9、 (11 表示のために作られた角度差Δψに比
例したアナログ信号を走査し記憶させ、 (2)少くとも1つのステップ式回転発信器あるいは1
つのカウンターによって時間間隔を作り・ (3)走査の間の角度範囲の値をもって分割し、そして (4)回転角当りの角度差Δψ/ψあるいは1回転当り
の角度差Δψ/Uに比例したアナログ信号を作り出す という方法の手順を特徴とする特許請求の範囲第1項な
いし第8項のいずれかに記載の方法。 10、 表示のために作られた角度差Δψに比例した
アナログ信号を周波数を求めるために用いることを特徴
とする特許請求の範囲第1項ないし第9項のいずれかに
記載の方法O 11 周波数の求め方が、1つの周波数カウンターを
もって学位時間内におけるオーバーフローあるいはオー
バーフロー周波数を計数するものであることを特徴とす
る特許請求の範囲第1項ないし第10項のいずれかに記
載の方法。 12 周波数を求める前において、表示のために作ら
れた角度差Δψに比例したアナログ信号を矩形波信号に
変換することを特徴とする特許請求の範囲第1項ないし
第11項のいずれかに記載の方法。 13、 2つの回転体のそれぞれにステップ式回転発
信器を設は特許請求の範囲第1項に記載の方法を実施す
る装置であって、回転発信器(3およひ4)の各々にカ
ウンター(5ないし6)が後置されており、これらのカ
ウンターは共に差算出器(7)に結ばれており、そのあ
とにディジタル/アナログ変換器(8)そしてローパス
フィルター(9)が続いておす、ローパスフィル・ター
(9)は表示装置(1o)に結ばれていることを特徴と
する装置。 ■4.2つの回転体のそれぞれにステ、ツブ式回転発信
器を設は特許請求の範囲第1項に記載の方法を実施する
装置であって、前置カウンターが受持つ測定範囲のため
にステップ式回転発信器(3および4)に結合された前
置カウンターニー7)(20)があり、これはアナロク
コンパL/−タ(22)およびビットインバーター(2
3)を経て、オーバーフローカウンターが受持つ測定範
囲のためにあるオーバーフローカウンターユニット(2
1)に結合されていること、および、これらのカウンタ
ーユニット(20および21)には共通のアナログ加算
器(24)およびローパスフィルター(9)が後置接続
され、ローパスフィルター(9)は表示装置(10)1
5 両方のカウンターユニット(2oないシ21)(
4それぞれ2つのカウンター(5および6)、これらの
カウンター(5および6)に結ばれた共通の差算出器(
7)、そしてこれに後置されたディジタル/アナログ変
換器(8)から成るものであることを特徴とする特許請
求の範囲第13項ないし第14項のいずれかに記載の装
置。 16 両方のカウンター(5および6)が1つの順方
向ティジタルカウンターおよび1つの逆方向テイジタル
カウンターであり、差算出器(7)がディジタル加算器
であることを特徴とする特許請求の範囲第13項な(、
OL第15項のいず参φ\【こ記載の装置。 17 両方のカウンター(5および6)が共に順方向
テイジタルカウンターあるいは共に逆方向ディジタルカ
ウンターであり、差算出器(7)がディジタル減算器で
あることを特徴とする特許請求の範囲第13項ないし第
16項のいずれかに記載の装置。 18、オーバーフローカウンターユニット(21)の両
方のカウンター(5および6)を働かせるビットインバ
ーター(23)が最高ビットを送出するディジタル加算
器(7)の出力部とディジタル/アナログ変換器(8)
の間にはさまって接続され、そしてオーバーフローカウ
ンターユニット(21)およびビットインバーター(2
3)を操作するアナログコ・ンパレータ(22)と結合
されていることを特徴とする特許請求の範囲第13項な
いし第17項のいずれかに記載の装置。 19、 ディジタル方式の差算出器(7)およびディ
ジタル/アナログ変換器(8)が共に1つの排他的論理
和ゲー)(13)の中で実現しており、これにIJ ミ
ツター(14)が前置接続されていることを特徴とする
特許請求の範囲第13項ないし第18項のいずれかに記
載の装置。 20、ローパスフィルター(9)と表示装置の間ニ一定
間隔のパルスで操作される記憶要素がはさまって接続さ
れていることを特徴とする特許請求の範囲第13項ない
し第19項のいずれかに記載の装置。 21 一定間隔のパルスで操作される記憶要素(3o)
は少くとも、2つのステップ式回転発信器(3ないし4
)のうちの1つ、2つのカウンター(5ないし6)のう
ちの1つ、あるいは独立の時計装置(31)に接続され
ていることによって操作されることを特徴とする特許請
求の範囲第13項ないし第20項のいずれかに記載の装
置。 22 一定間隔のパルスで操作される記憶要素(3o)
がサンプル−アンド・ホールドの形のものであることを
特徴とする特許請求の範囲第13項ないし第21項に記
載の装置。 23 表示装置(1o)より前に1つの周波数カウン
ター(32)が設けられていることを特徴とする特許請
求の範囲第13項ないし第22項のいずれかに記載の装
置。 別1周波数カウンター(32)に1つの信号変換器(3
3)が前置接続されていることを特徴とする特許請求の
範囲第13項ないし第23項のいずれかに記載の装置。 25 信号変換器(33)がンュミット・トリが−の
形のものであることを特徴とする特許請求の範囲第13
項ないし第24項のいずれかに記載の装置。 あ、2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密
測定のための方法の歯車の片側歯面テストへの使用。 27、 2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の
精密測定のための方法の摩擦伝動式の駆動装置、特にオ
フセット印刷機における胴まくらの駆動装置への使用。 282つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密
測定のための方法の走行中の紙ウェブの弾性係数の測定
への使用。 四、2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密
測定のための方法の2つの印刷装置ユニットの同期運転
への使用。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19823205240 DE3205240A1 (de) | 1982-02-15 | 1982-02-15 | Verfahren und vorrichtung zur hochgenauen messung der phasenlage bzw. phasenverschiebung zweier impulsfolgen |
DE32052405 | 1982-02-15 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58155368A true JPS58155368A (ja) | 1983-09-16 |
Family
ID=6155700
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58023671A Pending JPS58155368A (ja) | 1982-02-15 | 1983-02-15 | 2つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密測定のための装置ならびに方法 |
JP58023670A Pending JPS58165061A (ja) | 1982-02-15 | 1983-02-15 | 2つのパルス列の位相関係、すなわち位相差を正確に測定する方法および装置 |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58023670A Pending JPS58165061A (ja) | 1982-02-15 | 1983-02-15 | 2つのパルス列の位相関係、すなわち位相差を正確に測定する方法および装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4499760A (ja) |
EP (2) | EP0086409B1 (ja) |
JP (2) | JPS58155368A (ja) |
AT (1) | ATE20781T1 (ja) |
DE (2) | DE3205240A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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