JPS58155368A - ２つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密測定のための装置ならびに方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は２つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の
稽ｒ！Ｂ測定のための方法ならびに装置６ζ関（るもの
で、ガえば２つの回転体の回転角を量子化し、ステップ
式回転発信器によりパルス列に変供し、これを元にして
位相関係ないし位相の変動８−求めるものである。

歯車式やＪｌｌｌｌ１式の駆動装置における同期した運
転のｌ！ｔｌ提は、−々の車の組合せにおいて内方の車
の間のＦＩ４Ｉ！ｉＦｔが一定関係にあることである。

駆動側の車と被動貴の卓の間で速度差が起れば同期的ｌ
ｊ運転が紡げられ、望ましくない運動伝達の誤差が績釆
として生ずる。

でれ故に、例えばオフセット印刷機においては、どの構
造様式のものでも一般に胴（版胴、ゴム胴および王ｗ４
）の駆動における相互関係は何重もの冗＆性をもって拘
束されている。胴では歯車（軸端一卓）による形状支配
の駆動のほかに、胴まくらでの、また版胴とゴム胴の接
触による摩擦、支配のＭｉＡ製が打ねれるので、オフセ
ット印刷機は３重に相互間が拘束された幾つもの２胴ク
ステムで構成されている。歯車による形状支配の駆動は
胴の回転数が一致することを強制するものであるから、
その目的が達せられるため−こけ加圧伝導接触面間で辷
りが起るという自動修正現象がなければならないが、そ
の辷りはイン中を担った部分での相対連動を招来し、そ
れはいろいろな印刷作業の障害や品質低下の原因となる
個々の駆動要素の作動をそれぞれ評価するためｌこは、
併存する他の駆動要素と完全に無関係に、その運動伝達
比を可能な限り正確に求めねばならない。

そのための方法として知られているのは印刷機における
隣り合って働く２つの胴の軸にステップ式回転発信器を
設けることである。この発信器は、そのコーダーディス
ク上のステップの数Ｎに従った刻みに関係して胴の１回
転につき対応する数のパルスを発生するもので、これに
よって回転角が量子化されるものである。量子化のステ
ップからステップ・つまりパルスからパルスの間に角度
はψＱ−３６０°／Ｎ　だけ進む。両方の胴が回転する
関に、回転発信４の出方として２つのパルス列が現れる
が、これらは各々の胴の瞬間角速度に関する情報のはか
、２者の角速度差の情報をも含む。運動伝達比を正確に
求めるために、角速［！１１と駆動−の胴の轡速度との
間で割算が行われる。時間を消去した盪その信号は最初
の基準レベルからある時間を鰻たときの回転角度差−一
を駆動側の胴の回転角度に対しての値で示すことになる
。

１回転当りのこの回転角度差Δψ／、の大きさは、駆動
の方式によって異る。癩数比１−１で伝達が口ねれる形
状支配の駆動においては、回転角度差は艮い関で蒐れば
零で短時間の間では零を中心にｅｊｊ＋ｄ＃（１）ＷＡ
差に応じて変動する・印刷機の駆動装置で何われた正確
な測定の結果では、生じた回転角１ｔｆｆｉｉｊΔψ／
Ｕ≦Ｉｌ　’Ｉであるから、これは量子１ヒの１ステッ
プ以内である（　Ｎ　−１０，０００）。

ＩＩＡまくらでの摩擦支配の駆動では瞬間的にもより使
い時間内でも回転角ｆｌ１１は量子化の１ステツプ内に
ありうるが　ａｔ作上の公差による胴まくらの周長の差
によって回転角度差は一方向にあるいは逆方向に漸次増
加することとなり、それ故、なるべく正確な測定結果を
得ようとするならば、いくつもの量子化ステップにわた
って測定ｎｔが維持されねばならない。ゴム布上での摩
擦支配の駆動では１回転当りの回転角度差は形状支配の
駆動に比し１０”倍大きくΔψ≦１ｌＯ−”ｌで、漸次
増加を考えるとなお量子化ステップの数百倍という一定
範囲が必要である。

他の既知の画定方法の例では両方のパルス列ｔすなわち
両方の周波数を周波数／）Ｌ圧変換器によって電圧に変
換し、次いで減算器によってそれらの電圧の差を作って
おり、それに後続する除算器によって、得られた電圧差
とどちらかの周波数電圧変換器で咋られた基準電圧との
比を作っている。

取扱われる電圧が周波数に対らするものである故、出力
信号は回転角度差の時間的変化Δψ／ψ−ノー／−を示
すにすぎない・それ故、この方法の欠点となることであ
るが、Δψ／ψを求めることはアナログ信号の厄介な積
分を行うことによってのみ可能であり、これを求めずに
ある出発時点の状態を基準１こした時々刻々の角度位置
についてはつきりしたｔｒｔｔ出せない。等速運転に近
い場合、すなわち生Ｃる回転角度差が小さい場合（Δψ
７＊＜　ｌ　ｔｏ−”ｌ）のＩｆｆ価試験においては、
この方法は全く役立たない。伺となれば周波数／１を圧
変換器で発生される電圧ｕ１およびｕ雪はこの場合はと
んど同じ大きさで、その差は零に近いからである。周波
数／電圧変換器がその性格上電圧信号の中に変換された
周波数と同じ周期の残留リップルをあるｍ＊生ずるもの
であり、その大きさが絶対の測定値より大きいこととな
るので、出力信号はこのような外乱で支配され、有効な
信号自体はもはや検知でＩ！Ｉなくなる（礪２８図）。

”　Ｍｅ■ｅｓｓ、　８ｔ＠ａ＊ｒｍ＋　Ｒ＊ｇ＠ｌｓ
ｓ’誌１９８１年２号Ｐ、９８〜１０２で述べられてい
る駆動技術のための釘しい辷り固定法では、やはり２′
）の例えばステップ式の回転車発信器で発生する一定周
波数のパルス列を利用している。１つのデイジタルイ中
す−によりこれら両方のパルス列から自適ＷＬｉＩｋΔ
ψ−Δ−［１Ｎ接的に比例する周波数差が作られる０前
記の方法とは異り、この周波数差は正電の区別を示さな
い。すなわち、行われている連動の伝達で増速されたの
か減速されたのかを知ることができない。なおそれ以外
の欠点として、この方法では存在する角度差の方向傾向
は凡そ知ることができず、その絶対値は厄介な積分Ｉこ
よってのみ求めうる、回転角度差が４Ｐ／１≦１１０−
’ｌともなれば周波数差の周期が長くなり、胴の１回転
あるいは数回転の後はじめて情報が得られることにもな
る。

（第２９図）　　　′ 上記の論文の中で提案されているＰＬＬコン）四−ルす
なわち周波数差の逓倍法はこの場合助けにならない０何
となればその過渡時間が長く、少くとも周波数差の周期
に６敵するからである。その論文の第２図、ＩＥ６図に
あるように周波数差算出器の前において両方の発信器か
ら出るパルスの周波数を逓倍するものとすれば、作られ
る周波数差の周波数はたしかに高められるが、その高め
ようとするだけの逓倍が必要であるｂら非常に＾いパル
ス周波数を扱わなければならなくなる。そのような高い
パルス周波数は電子装置要素の限界周波ａ！こ非常に早
く刺違し、これは回転数の限界を意味する。

別のガでＶＤＩ　−Ｚ　１２２　Ｎｒ、　ｌ／２　、１
９８０　　に掲載の方法がｍ卓の片−面テストの装置に
用いられている。その方法では２つの一転発信器から出
るパルスが１つの電子的ゲート回路の制御に弔いらｎる
。すなわち、第１の回転発信器のパルスがゲートを開き
、次に到来する第２の一転発信器のパルスがゲートを閉
じる０そしてゲートが開いている聞−こおいて、例えば
２つの回転発信器の片方から周波数逓倍によって作られ
た鳥い周波数のパルス列がこれを通過する。そうすると
その通過したパルスの数が胴相互間にある回転角度差に
比例することになるｏしかし、この方法は量子化の１ス
テツプ内ですむ場合はよいが、回転角度差Δψが量子化
ｌステップを僅かでも超えれば、その値は複−戸、した
がって厄介な計算機による評価をしない以上求められな
い０解＃４１１は選定された逓倍率＋ＣｔＩＬ襞的に比
例する０そこで問題となることは、前記の方法の場合と
全く同じことであるが、回転数が増した場合妬生される
周波数が禾だ低い領域においても電子的構成要素の限界
！！４波数番こ達するということにある。（第３０図） 以上のようなこの技術分野の現状に端を発し本発明が峰
懸とするところは、２つの、菫むらくは２つの回転体か
ら得られるパルスの位相関係ないし位相の変動を、パル
ス発信器の童子化の１ステツプ内ではもちろん、多くの
ステップにわたっても、パルス周波数ないし回転数に関
係なく絶対的に同一のｎ度をもって正確に求め得て、な
お害鳥に販扱いで舎る形、望むらくは回転角度差の形で
表示がなされるような調定の方法ならびにそれを実施す
る＊［を提供することにある。

本発明によれば、この＆ＩＩＭは当初に述べた類の方法
で解決されるが、その方法の手練は、１、　少くとも２
つの真るカウンターでパルス列の計数を行い、 ２、　その内方のカウンターの計数値の差をディジタル
方式で算出し、そしてこれ６ζ引続き、号に変換し、 ４、そのアナログ信号を０１号化し、モして５、　その
復号化されたアナログ信号を表示させるという手練であ
る。

このΔψ歯画定法の１本構成によって、回転角ｉ皮Δψ
を童子化のｌステップに比し極めて細か擾こ→明するこ
とが可能となり、しかもこの解＠駅をもって、童子化の
敏ステップにわたっても、絶対的に同じ槽重でΔ−が画
定し得るし、な詔１周波数が極めて低い場合はこのよう
にはならないが歳費の場合でも量子化の１ステツプの精
度は確保される。さらに、この測定方法での精度はパル
スタリの周波数の高さに無関係である。なお、回転角ｌ
ｔ走の正負（Ｊ復号化されたアナログ信号の正負でもっ
てひとりでに与えられる。

奉沁明ＧＣよれば＆Ｉ聰の別の解決法として次に示す方
法の手職がある・ １　位相轡に関して調定範囲を前置カウンターの受持ち
部分とオーバーフローカウンターの受持ち部゛ 分に分割し、 ２、　　ｊＩｔＩｍカウンターユニットの少くとも２つ
の異るカウンターでパルス列の計数を行い。

３、　前置カウンターユニットの両方のカウンターの計
数値の差をディジタル方式で算出し、４、　前置カウン
ターユニットで得られたディジタルでの差の値を第１の
アナ嚢グ信号に変換し、５、　前置カウンターでオーバ
ー７０−が起るとき、それが正であるか負であるかを判
定し、６、　オーバーフローが起ったときそれに応する
オーバーフローパルスｆ％生ｃＩＣセ、 ７、　オーバーフローパルスが送出されるに際し、前置
カウンター二一ットの加算器出力の最高ピットをインバ
ートさせ、 ８、　オーバーフローカウンターユニットの２つの異る
カウンターで正のオーバーフローパルスｆＪイシ負のオ
ーバーフローパルスの計数を行い、９、オーバーフロー
カウンターユニットの２つの計数値の差をディジタル方
式で算出し、ｌＯオーバーフローカウンターユニットテ
得うしたディジタルでの差の値を纂２のアナログ信号に
変換し、 １１、ｇｌおよびｌｌＩ２のアナログ信号をアナログ方
式で加算し纂３のアナログ信号となし、１２　　第３の
アナログ信号を復号化し、そして１３、　その復号化さ
れたｌｌＩ３のアナ１グ傷号を表示させる。

上記紀躯した項目において特徴として記すところによる
解決法が特に有利なのは調定範囲を分割することによっ
て実質的により高い限界周波数（＞　Ｉ　Ｍｌ（ｓ　）
を指向できることである。しかも、復号化は簡拳な１次
のローパスフィルターで行いうる〇 本発明による方法の寥た１つ異った構成法においては、
生ずる位相角ノーに応じてカウンターの６緻を限定し、
前置★クンター（複数）ならびに／アルいはオーバーフ
ローカウンタ−（複数）における２つの針数値の差をデ
ィジタル方式で算出すると同時に得られたディジタルで
の差のイ直をアナログ信号に変換する。この方法は測定
種度を幡すことなく、簡略で安価な１１票をもって構成
しうるも、ので、回転角１１１１７ψが固定された既知
の範囲内で変動し、同時にパルス列の周波数が非常に高
い場合特に有利に応用される。

Δψに比例したアナログ信号を、例えば駆鋤装置の伝達
比を求めるとか２つの駆動系の同期化制御を行うために
有利にｗｉｔ扱う目的の下に、このＡ１＃醐定方法の１
つの追加的構成方法があり、それは次のような方法の手
順から成る。

１、走査間隔を作る。

２、その走査間隔を入力し記憶させる。

３、　走査間隔の始点で位相角を０にセントする。

４、走査間隔の中において電化する位相角を記憶させる
。

５、　走査間隔の終点において改めて位相角を０゛にセ
ットする。

６、　記憶された走査間隔につい°Ｃの位相角Δデを表
示させる。

追加的測定方法としてなお、角速度差の方向が性格上決
っているとき角速［１１に比例したパルス列の周波数差
を求めるのに籍に適した第２の追加的測定方法があるが
、それは表示のために作られた自転角度差）ψに比例し
たアナログ信号を、周波数を求めるために利用するもの
である〇本発明における考え方のさらに別の有利な構成
法ならびにそれらから得られる有利性は、以降の記述な
いし肴許晴求の範囲に含まれている。

本発明について以降、図面に示したΔ−基本測定法、変
形のΔψ基本欄定法、Δψ基本掴定法と同１ＩＩＩＩ櫃
の纂２のΔＦ測定法、さらに２種類の追加的６ｉ１１Ｖ
法番こ分けより詳しく説明する〇第１図は針１１４ｍ置
の構成の形でハードウェアに層目しての方法の手職を示
すが、Δ−基本欄測定番こおいては、回転角ψ１および
ψ、は２つのステップ式回転発信ＩＩ３および４で測定
され量子化される。ここで＃提としているのは両方の回
転体ｌおよび２が十分な慣性をもつだけの質量をもち角
速度したがってまた角度差の央脅的変化がないというこ
とである。回転角ψ、および−３を負度ステップ２７で
刻んでいるが、それは両方のステップ式回転発信１ｉ１
３および４のコーダーディスクすなわちパルスディスク
上にあるステップの数Ｎと関係している。すなわちステ
ップからステップへの１つの鉤度の走みはへ一３６０／
Ｎ　　である。ステップ式回転発信器３および４の各々
から角度の走み１つごとにパルスが発生する。

ステップ式回転発信！！４にはカウンター５が、回転発
信器３にはカウンター６が後置！ｌ！絖されている。カ
ランター５詔よび６は２つのディジタル方式の順方向カ
ウンター、または２つの逆方向カウンター、あるいは１
つの順方向カウンターと１つの逆方向カウンターであり
うる。両方の回転体ｌおよび２が回転する間に両方のス
テップ式回転発信器３および４で発生されたパルス列が
両方のカウンター５および６で計数される。第１図に示
す基本方式の方法では例としてカウンター５は順方向、
６は逆方向のもので、いずれも４ビツトすなわちｌから
１６までの計数容量をもつカウンターとしである。パル
ス列のパルス数は実際上かなりの数になる故、順方向デ
ィジタルカウンター５（Ｊパルス枢が１６に達するとオ
ーバーフローし再びｌから計数を始めまた１６まで、そ
して以降同櫟番こ進む。逆方向カウンター６も同様な動
作をする。−ｊ定対象が回転角ψではなく回転角度差Δ
ψである場合カウンターのオーバーフローは問題にしな
いでよい。

両方のディジタルカウンター５および６は１つの庄；画
の差算出器７に結ばれており、差算出器７は用いられた
針算機の方式に応じてディジタル方式の加算器あるいは
ディジタル方式の減算器とする。基本方式のΔψ測定方
法において用いられている力０算ｉ７は両方のディジタ
ルカウンター５および６の計数値を加え合わすことによ
り入って来る両パルス数の間の差を作るものであるが、
この場合、ディジタル加算器７の出力端における数値は
オーバーフロービットのない出力を示す＠測定できる蝋
大の回転角度差Δψ０ＩａＸ　はディジタルカウンター
５および６ならびにディジタル加算器７Ｕ）６瞳で制限
される０代りの方法として２つの願方向カウンターある
いは２つの逆方向カウンターを用いる場合には差算出器
７は両カウンターの計数値のディジタルでの減算を行う
減算器とする◎ディジタル加算器７の出力は１つのディ
ジタル／アナログ変換器８Ｍ−結ばれ、これにローパス
フィルター９が後置接続されている。このローパスフィ
ルター９は後続の表示制置１０に結合されている。

第２図から纂８図によって基本方式のノψ謁定方法にお
いて起る信号を追跡することができる・ＩＩｚ図および
１１３図において回転角度ψ、およびψ、を時間ｔの関
数として、角度ステップψ、に量子化して（量子化ステ
ップ２７）示している。ＩＩＩＺ図のグラフは例えば歯
車の誤差に起因する駆動における非一様性の影響をうけ
て実際上起る物理量を示しており、この回転角度カーブ
の非一層性は回転角度ψ、がある所では進み、ある所で
は遅れることによって現われている′０そのことにより
個々の量子化ステップ２７の間の時間間隔は変化してい
る。１１３図に示す回転角［ｐ＋の直線的増加経過対し
て直線的に増加するものとしている。したがってｉｎ々
の量子化ステップ２７の間の時間間隔は一定着こなって
いる。

萬４図および第６図においてはステップ式回転宛ＩＫ器
３および４で作られるパルスないしパルス列を電圧値Ｕ
、およびυにで表わしたものを時間番の関数として示し
ている・回転内縦ψ嘗の非線形性に関係して１１４図の
パルス線図ではパルスの時間的不規則性が夷れている一
方、第５図のパルス線図で（１回転角度ψ１の線形性に
従い備々のパルス間の時間間隔は不変となっている。

＠６図においては両方のディジタルカウンター５および
６の針数値を象徴的に実際のディジタル数で示している
。図の上側の数列は順方向カウンター５の計数値を示す
のに対し下側の数列は逆方向力９ンター６の計数値を示
す。ディジタルカウンタ−５および６は前記のようにｔ
ｓｌ−の基本方式の測定方法の実施のための測定偵筺に
おいては例として４ビツトのカウンターである故、これ
らは計数値が１６に達すればオーバーフローし再び新た
に１から計数を始める・ 第７図のステップ−図においてはディジタルの数値が説
明されて＄す、これはオーバーフロービツトを持たない
両方のディジタルカウンター６および６の計数値のディ
ジタル方式の加算によって生じ、そしてその結果、ディ
ジタル加算器７の出力に現われる数値を示している。こ
こで縦軸に示す数値の各々にはそれぞれ定められた電圧
が対応している。順方向カウンター５の数１が出るとデ
ィジタル加算器７の出力に数値ｌが出て、これは逆方向
カウンター６の数−１がディジタル方式で加算される時
まで保持される０この時点でディジタル加算Ｗｈ７の出
力の数値は零に落ち、この状態は次にディジタル順方向
カウンター５の数２が加算される時ｔで保持される。こ
の時点になると加算器の出力はｌになり、それは次にデ
ィジタル逆方向カウンター６の数−２が加算される寥で
続く。

そして以降同様となる。

槙８図においてはディジタル／アナログ変換器８の出力
信号のはかこれに後続しているローパスフィルター９の
出力信号を共に電圧値Ｕをもって時間ｔとの関係におい
て示している。ディジタル／アナログ質Ｗ＆器８の出力
信号は、その値では纂７図のステップ−図に対応してい
るが、ただその数１ｉＩが電圧ステップに変換されたも
のである点が異っている。ディジタル／アナログ変ＩＩ
器８の出力のアナログ信号はディジタル加算器７の出力
でのパルス数差に対応して跳躍的変化をする。回転角ｌ
ｆ差Δψについての情報はここでこの参照パルスタＵの
各々の量子化区分においてパルスのデエテイファクター
ｕ／ｙ−マ／２の中およびディジタル／アナログ変換器
８の出力信号の電圧ステップの中に存在している。回転
角度差４ψは前記のように両方の回転体ｌおよび２の慣
性を生ずる質量により疵−豹変化なく変る故、個々の値
から（ロ）転角縦走Δψの連続した経過カーブが作られ
◆。

パルスのデエテイファクターおよび電圧ステップの中に
符号化された形で含まれている回転角度にΔψの個々の
１直はローパスフィルター９に詔いて復号化によって回
転角度差Δψの連続したアナログ信号−ζ変換されるが
、それは第８図のサインカーブのような形の電圧のカー
ブ１１で示されている。この復号化によってステップ式
回転宛偏器３および４の量子化ステップ２７に比してず
っと細かい回転角度差の解明度が得らｎる。

さて、蝋大の常時針数できるパルス数差が一方向にオー
バーフローする場合は、実際に蓄積したパルス数ＩＩｔ
を求めるために、両方のデイジメルカウンター５および
６におけるオーバーフローの方向と数を考鳳しなければ
ならない・ 第９図から第１２図までの線図ではガとしてψ、（１）
　−０という極端な場合を示しているが、ξこではステ
ップ式回転弛償器３が第９図で示すように個々のパルス
間の時間間隔が等しい１つのパルス外を発生している０
轟然この場合＃Ｃは逆方向カウンター６だけが作動し、
その作動はさきに述べたと全く同じで第１Ｏ図のグラフ
に示すとおりとなる。

逆方向ディジタルカウンター６だけが作動し、−乃同デ
イジタルカウンター５はこれに反し静止状軸にあるため
、後続のデイジメル方式での加算Ｃは逆方向デイジタル
カウンタ−６にある数値だけが存在し、したがってこれ
がディジタル加算器７の出力になる。パルスａｌＩ零は
、両方向の測定すなわち正、員の各領域での測定が可能
なように１既刊の方法（２進オフセツトコード）により
計数能力範囲の中央番こおかれるから、この場合針数は
数−８まで週む。−８においてオーバーフｐ−が起り、
７１１１１算は＃風に始まる。（第１１図）ディジタル
ｍ＠＠７の出力にあるデイジメル数１直１１回転角雇差
Δψ１ζ相似の電圧情号１に変換さｎ、ｍ１２図に示す
ようになる。この相似の電圧値ｉ２７１０　Ｘ　益出力
の量子化ステップから量子化ステップへとそのパルス数
差に応じて節線する。

ψｚ（ｔ）　”　０の場合のローパスフィルター９で信
号化さＪしたその出力信号は第１２図で前記の線図に重
ね、譲照着号１２で示されている。

この、菱形のΔ−基本醐定法によれば回転角度差Δψを
緻子１ヒの１ステツプ２７に比し極めて細かに解明する
ことが可能となる。それ番こも拘らずΔψはこの解明度
をもって童子化スデツプ２７の数倍もの間において、絶
対的（同じ槽ｆをもって測定されうる◎種度はパルス列
の周波数の高さに＃ｉ関係である。不都合な低い周波数
の場合、それは例えばローパスフィルターの調整が不適
当な場合と同じことであるが、最悪の場合でも、それは
信号が実際上平滑化されなかった場合に轟るが、この方
法は依然として働くのであり、既存の技術による既知の
方法における量子化の稽ｌ［は確保される。回転角度の
正負はフィルタ一番こかかったあとのアナログ信号の正
負によって与えられる・回転角［差Δψがある固定され
た既知の範囲の中で変動する場合モして／あるいはパル
ス周波数が鳩い場合に１２　、Δψ基本測定法の１つの
変形が利用される。この方法は簡単で安価な構成要素を
もって、稽度を落すことなく問題を解決するものである
。

第１３図にＣの変形されたΔψ基本醐定法の実施のため
の接続を示すが、その構成は１ｍＲ形したところのほか
は実質的に第１図のΔψ基本測定法における測定装置と
同様である。変形されているり）はΔψ基本欄定方法に
おけるディジタル加算６７およびディジタル／アナログ
変換器８が一緒になって１つの排他的論理和ゲート１３
（略してＨｘｏｒ　　という）の形になっており、これ
にリイツタ−１４が藺ｌｌｌ接続されている仁とにある
０礪１４図から第２０図に基づいて、この変形さｎたΔ
ψ基本測定法の作動のしかたを以下区分してｄ明する。

用度ψ１およびψ、の量子化のしかたに従って第１４図
および構１５図に示すようなステップ式回転宛塙４のパ
ルス列が前述のΔ−基本測定法におけると同じように拳
方向および逆方向のカウンター５および６に到達する０
これらカウンターの計数容置（コそれがΔψの中に入り
込める量子化ステップ２７の数より大きいか等しくなる
ようリイツター１４によってきめられる０ ｍ１６図に示している例では）ψは蛾大４つの量子化ス
テップを含むとしてデイジタルカクンタ−５および６は
計数容量４の２ビツトカウンターとなっている０Δ−基
本測定法の場合と異り、ディジタルカウンター５および
６のすべてのビットが加算に持込まれるのではなく、最
鳥のビットだけが対象になる。ディジタルカウンター５
および６は、ビット数に応じ２，４あるいは８パルスの
あとで状態変化を起すことになる故、周波数分割器の役
をなす。

両刀の２ビツトデイジタルカウンター５および６の出力
としである第１フ図、第１８図のアナ藝グ信号がＢｘｏ
ｒ　１３の入力となる。Ｂｉｅｒ　１３の出力（Ｊ１両
方のディジタルカウンタ−５および６の状旙が等しいと
き、すなわち共に電圧をもつかあるいは逆に共に電圧を
もたないときのみにおいてきまった大きさのアナログ電
圧信号を出す。両方のディジタルカウンター５および６
の状ｌが異るときは、Ｂｘｏｒ　１３の出力は電圧をも
たない。それ故に第１９図に示すステップ線図が得られ
、そこで鎗子化ステップ２つ（２ピツトカウンター）当
りのΔψの値が参照番号λ５で示しているようになる。

ｆＡｘｏｒ　１３の出力信号は、１１１１９図のように
１ステツプづつの加算器と１ステツプづつのディジタル
／アナログ変換器を用いるときの出力に対しくる。

回転角［！）ψについての情報は、第１９図において示
されており、さきにΔψ基本欄定方法の場合について詳
しく述べられているところの信号のデユーティファクタ
ーＶ１−マ／寓の中に存在している。回転角ｊ［Ｉｉｊ
ψをアナログ式で示すため参〇（ｊ、それ故、Δψ基本
欄定法の場合と同様に、ｊ！：ＸＯｒ　１３の出力信号
をローパスフィルター９によって信号化し、しかる後＃
Ｃ表示装置に導かねばならｒ、７い。信号１ヒされた電
圧信号１１は第２０図に示すようＩＣする。

カウンターの計数容量を大きくすれば、この変形された
Δψ基本測定法では蝋高ビットだけが針数されるもので
ある以上、精度は幾分低下することがありうる。しかし
それでも既存技術による既知の測定方法の場合より格段
によい・この変形されたΔψ基本醐定法の本質的な利点
は、始めに述べたように、簡単な市場性ある構成要素を
用いてコストを最小にして非常に高いパルス列周波数を
取扱いうることにある。それが可ｔＩ＠なのは用いられ
ているロジック構盛要素である１ｘｏｒ　１３の限界周
波数がディジタル／アナログ変換器のそれより格段に鳥
い故である〇 蝋初に述べた本艷明の峰題はまたΔψ基本欄定法と同価
値の嬉２のΔψ一定法によって解決されるが、この方法
は特に極めて鳥いパルス列周波数例えばＩ　ＭＨｉの測
定に用いられる◎それは基本欄定法におけるディジタル
／アナログ変換ＩＩ８には高いパルス列周波数をｌｌ＠
扱うについて限界がある故である◎この第２の測定法の
方法の手車の個々のものはハードウェアに着目してみる
と１１ｇ２１図のとおりであり、その作動のしかたにつ
いて以下第２２図から纂２４図によって説明する。

限界周波数を鳩くするためこの方法に８いては回転角［
！ｊψの測定を２つの測定範囲すなわち前置カウンター
による測定範囲とオーバーフローカウンターによる測定
範囲に分割している０このように測定範囲を分割した結
果として、Δψ基本ＬＩ＆１尼法における構成要素の５
から８までのものはこの＠２の測定法においては２系列
設けられる。

すなわちＩＩＩの５から８１での要素のグループは前置
カウ／ターエ二りト２０に、＠２の６から８までの要素
のグループはオーバーフローカクンターユニット２１に
おさまる０前置カクンターエエノトのディジタルカウン
タ−６および６０両者は前置カウンターとしてのみ働會
、Δψ基本測定法ｌこおけると同じようにステップ式１
転弛償ＩＩ３および４に結ばれる。餉置カウンターエエ
ット２０のディジタル／アナログ変換器８としては超高
速の、ガえば３ビット作動の変換器を用いるが、これは
ディジタルカウンター６および６と共に機能の主１！部
分を担う・オーバーフローカウンター工二ノト２１のデ
ィジタルカウンターＳおよび６はオーバーフローカクン
Ｉ−としてのみ働き、同じオーバー７０−カウンターエ
エツト２１の中の１２ビット作動のディジタル／アナロ
グ変換量８と共−こ、前置カウンターユニット２０がオ
ーバーフロ−するときのみ作動に入る。

前置カクンターエエット２０はアナログコンパＬ／−ｆ
ｉ−２２を経てオーバーフローカウンターユニット２１
に結合されている・前置カウンターユニット２０のディ
ジタル加算４ｉ７の最高ビットを送出する出力端とこれ
に後置された高速のディジタル／アナログ変換器８との
間にはビットインバーター２３が間には８蒙って１１続
されており、このものはアナログコンパレーター２２と
結合されており、それによって操作される。ビットイン
バーター２３は１つのＪＫ　　フリッププロップとそれ
に後置接続された排他的論理和ゲート（略してｌｘ＠ｒ
という）から成る０前置カウンターユニツト２０および
オーバーフローカウンターユニット２１の両方のディジ
タル／アナログ変換器８には１つの共通のアナログ加算
器２４が後置接続されており、このものはさらに表示装
置１０と結合されている。

ここまでをもって、前記の２つのΔ！欄定法の場合と同
様、接続は完結する。

この第２の画定方法における信号の状態ないしらは線質
して、変形されたノψ基本測定法における＠９図から嘱
１２図に対志している・変形されたΔψ基本欄定法の場
合の線図においてと同様、このｌｌＩ２のノψ基本測定
法においても。

持回をとり上げ、ｐｔ（ｔ）−ｏの場合ψｍ（ｔ）　−
ｏの場合を交互に設定する。これにより前置カクンメー
ムニノト２０のディジタルカウンターＳおよび６の陶者
のそれぞれ正方向、負方向のオーバー７０−の−の動作
が１解で会る。前置カクンターエ１クト２０のディジタ
ルカウンター６および６が３ビノトカワンメーである場
合を例にとってその内部での数表示を下の真理値表に示
す。

＾珊値表 ０００　００Ｌ　　Ｏｆ、０　０ＬＬ　　ＬＯＯＬＯＬ
　　ＬＩ、ＯＬＬＬ−４−３−２−１０１２３ 第２２図のステップ−図で前置カクンターエ二ント２０
の出力端に゛ある１１１Ｅｌのアナログ信号を示すが、
参照番号２ｓで示す第１の範−ではｐｌ（ｔ）−〇、番
号２６で示す１１２（７）ｌＥＩｌｉテはＦ＊（ｔ）　
−０と想定している。回転角度差ノー−Ｏから測定を開
始し、その変動範囲ノψが量子化ステップ２７の４倍以
内にあるときは、前置カウンターユニット２０の順方向
ディジタルカウンター５だけが働奮、信号の線図は図の
Ｉｌｌの範囲２ｓに示すようになる・それ故この間にお
いてはオーバーフローカウンターユニット２１の出力に
纂２のアナ四グ信号は填れない。すなわちその出力は零
である（第２３図漏アナログ加算１６２４の出力部にお
いても、この場合購２４図に示すように前置カウンター
ユニット２０の第１のアナログ信号の値だけが填れ、こ
れハオーバーフローカウンターユニット２１の順方向デ
ィジタルカウンター６が計数を開始するまではその状態
にある。

前蓋カクンターエニット２０の順方向ディジタルカウン
タ−５は量子化ステップ２７の１つ轟りｌづつ進み、真
理値表におけるＬＬＯすなわち＋２に遁することになる
・もし回１角ｍｊｌｌＡｐが正方向に量子化ステップ２
７の２倍をこえて進むならば、３ビツトカウンターであ
る順方向ゲイジタルカウンター５は対照表で示されてい
るとおり、ＬＬＬにおいて−１−ＯＬＬに飛ぶ・・それ
は、アナログコンパレーター２２の指令により、前置カ
クンターユニット２０のディジタル加算ＩＩ７の最高ビ
ットがビットインバーター２３によってインバートされ
るからである。これにより前置カクンターユニノト２０
のディジタル／アナログ変換＠８の出力端にはロジカル
な数値３が出るのではなく、−１の値が出る〇 ビットインバーター２３によってビットがインバートさ
れると同時にオーバーフローカウンターユニット２１の
順方向ディジタルカウンター５に１つのパルスが与えら
れる。このカウンターは４ステツプのみを計数するもの
であるから、このオーバーフローによる１つのパルスは
オーバーフローカウンターユニット２１のディジタル／
アナログ変換器８のアナログ側に数値４を出現せしめる
０それ（１オーバーフローカウンターエニツト２１の出
力端にあるｌｌＩ２のアナログ信号を示す１１２３図の
グラフ＃こ示されている。

したがって、欄定装置の中の状ｍは纂２２図から纂２４
図において、参照番号２８で示されているインバート時
点で、前置カウンターユニット２０の順方向ディジタシ
カ９ンター５では数値２から−１へ、オーバーフ四−力
９ンターユエツ）２１の順方向デイジメルカウンター器
では数値Ｏから４へ変ったＣとになる・前置カウンター
３−Ａット２０の第１のアナログ信号とオーバーフロー
カウンターユニット２１の１１２のアナログ信号がアナ
ログ方式で加算されることにより共通のアナログ加算＠
２４の出力端には１１２４図のステップ線図で示すよう
に、アナログの数値３が現れる。この図で示している数
字にはそれぞれ定められた電圧が対応し、各々の量子化
ステップにはきまった電圧差が対応している・ 回転角度差Δψの方向が１１２２＃Ａの第２の範囲２６
の線図で示すようにψ雪（ｔ）　−０の仮定の下で蜜る
場合は、前置力９ンター為ニット２０の逆方向ディジタ
ルカウンター６がある瞬時の値、例えば２力１ら逆方向
へ−３まで計数する。計数がこれをの指令により前置カ
ウンターユニット２０のディジタル加算器７の最高ビッ
トがビットインバーター２３４こよってインバートされ
る。すなわち−４は不安定状層であって真理値表によれ
ば（９）の状圃から＾びｏ　−ＩＪＯＯに飛ぶことにな
っているから、装置カウンターユニット２０のディジタ
ル／アナログ変換器８の出力端には−４ではなく０の値
が出る。

前置カウンターエニット２０の逆方向カウンタ−６が！
ＢＢＯ２跳んで戻ると同時に１つのパルスがオーバー７
０−カウンターエ二ツト２１の逆方向ディジタルカウン
ター６に与えられ、これによりオーバーフローカウンタ
ーユニット２１（Ｍ！！７ｊ同ディジタルカウンター６
は４ステツプの跳ｌＩをなし、オーバーフローカウンタ
ーユニット′２１のディジタル／アナログ変換器８のア
ナジグ出力端で（ｊ数値が４だけ下る・ξのインバート
の時点は礪２２図から１１２４図において参照番号２９
で示している・これによって、＃ｌ置カウンターエニッ
ト２０のディジタル／アナログ変換６ｇのアナログ加算
においての−４からＯへの値の跳Ｓ賓化は、あとでアナ
ログ方式での加算によって穴場めされることになる。す
なわち、例えば前置カウンターユニット２０では−３、
オーバーフローカウンター二二ツ）２１では８、これら
を加算すればＳという状態から、この段階で前置カウン
ターエエット２０ではビットのインパージ曹ンにより値
は０、オーバーフローカウンターユニット２１では４と
いう状態になる。これら８つの信号の値をアナログ方式
で加算すると謳２４図のステップ線図の中の対応する電
圧ステップの場所で示されているように合計値は４であ
る。

以上のような計数の方式によって、オーバーフローカウ
ンターユニット２１は作画が比較的遷い、例えば１２ビ
ツト作動のデイクタに／アナログ変換器をもってはいる
が、その状態変化のＳｔは実際上比較的に少いというこ
とになる・非常に多くのビット数の場合、例えば１２ビ
ツトの場合、ＬＯＯＯ００００００００から０ＩＬＩ、
Ｌ　ＬＬＬＬ　ＬＬＬＬ　ヘ、あるい（Ｊその逆に同時
的に変わるには長い過渡時間が必要で、パルス列周波数
でこれを行わせるには無垣があるが、計数逃場を２つの
カウンターエニット２０および２１で分担する故にその
よるな無塩は避けられる。

費するにこのＩＩ２のΔＦｉｌ定方法はそのｌから１３
ｔでの方法手順によって基本一定′７ｙ決における１か
ら５までの方法手順によるのとｆｌｌｍｌのことをなす
ものであるが、限界周波数が極めて高いところに違いが
ある。アナログ加算器２４の出力端に出るアナログ信号
を引続いて復号化するについては、Δψ基本歯定法の場
合と同様１つのローパスフィルター９で行われるが、こ
のローパスフィルターは望むらくは簡単な１次のものと
することができる。

回転角度差Δψが一定された後に、譬に駆−における伝
達比を求めるために、その）ψに比例したアナログ信号
を加工して角速度差Δ−のほか１回転当り、拳位角度蟲
り、また単位時開−りに起った１１１１１−角度差、す
なわちノψ／箇、Ｊψ／−鵞たΔ−／↑を得ることがで
舎る。このためにあるのが１１１１の追加的測定法であ
るが、それはΔψ基本欄定法、変形されたｊＰ基本橢定
法のほか８２のノψ瀾定方法にも結合するに適したもの
である・この嬉ｌの追加的測定法の接続構成は１１２６
図のとおりである◎ 図から明らかなように、ローパヌフィルター９と表示装
置ｌＯとの間に追加的に、パルスで操作される１つの記
憶要素３０が接続されており、このものは望むらくはサ
ンプル・アンド・ホールド要素で成っている。記憶要素
３０のパルスによる操作には次の３つの種類がある・ １、ステップ式回転発信器３および４によりその１回転
につ＊１［１生ずる零パルスによるもの・この場合サン
プル・アンドのホールドはステップ式回転発信器３ない
し４のいずれかに結ばれる。これにより１＠転ごとの指
令が得られる。

龜　ディジタルカウンター６および６かも指令を得るも
の、２進法で計数値がガえば２　、４　、１８などをこ
える場合、両刃のデイジタルカクンＩ−５ないし６のい
ずれかから指令が出る・この場合サンプル・アンド・ホ
ールド３０は、両方のディジタルカウンタ−５および６
のり令ット入力端に結ばれる。これにより角度に関係し
た指令が得られる。

３、独立の時針装置３１ｔ″１ｍ生される一定周波歇を
指令に用いるもの。この場合にはサンプル・アンド・ホ
ールド３１言値むらくはクォーツ・オフレータ−で成る
独立の時針偏置３１と績ばれる。これによって時間に関
係した指◆が得られる。

このａｌｌの追加的測定法について以下例としてステッ
プ式回転発信１Ｂ３から指令を得る場合をとって説明す
る・それは、１１２ｓ図においてディジタルカウンター
器ないし６の片方から指令を得る場合とクォーツ・オフ
レータ−３１から指令ｅ得る場合については単にＩＩＩ
ＩＬ、か示していないからである。ステップ式回転−儒
ｌＩｓで指令のパルスを発生させる場合、パルスで操作
される記憶要素３０では回転体ｌおよび２の１ｗＡ伝の
間に発生した回転角獣葺Δψ／−が記憶される・すなわ
ち、胴ｌの回転角度を基準にした回転角度差４−の賓化
が記憶される。測定の対象にはＰ、−３６０°の範囲で
の関数Δψ（ψ１）の上昇が対応する◎これを夷楓させ
るため、逆方向ディジタルカウンタ−６から、ステップ
式回転発信器３がＮだけのステップ数進んだ後１つのパ
ルスがとり出され、サンプル・アンド・ホールド３０に
導かれる。もちろん、前記ポイントｌで述べたようにス
テップ式回転発信器３ないし４にあるいわゆる零パルス
を用いることもできる。このパルスは１ＦＥＡ転にり＊
１ｌｉ２発生され、同様にサンプル・アンド・ホールド
３０に与えられる。このサンプル・アンド・ホールド３
０はパルスの時点に存在する４ψの値を次のパルスが来
るまで記憶する・毎圏七〇と同時にディジタルカウンタ
ー器および６は零にセットされるのでｊｐａ値は毎回零
から出弛する◎それ故ナンプル・アンド・ホールド３０
の出力儒４＃はそのままでＪ　Ｐ／１１に比例した信号
である・ψ、−３６０°の代りに任意の角度を選べるこ
とｉｔ百うまでもない。ψ１の代りに時間（クォーツで
きめられる周期）を基準に選ぶことについても同様であ
る・後者の場合前記のポイント３で示したよう番こ信号
はΔψ／−−４−　に比例する。

第２の追加的測定法があり、その方法の手順は、前記の
すべての測定方法およびその変形と組合せるに０遍して
いる。それは＄１１２６１１および１１２７図に示すよ
うに、フィルターにかけられ表示のためにあるΔψに比
例したアナログ信号を周波数一定のために利用するもの
であるが、角適直羞Δ−Δ―−こ比例した、パルス列の
周波数差も得られるようなものである。これは真速ｆＩ
ＩΔ−の方向が性格的に定まっている場合に有意義と考
えられる。

＠２６図に示すように・この追加的Ｓ走力法で周波数測
定を実現させるには表示装置１０のすぐ前に１つの周波
数カウンター３２を前置ａｌｌ！Ｌ、、それにΔψに比
例したアナ關グ信号を入れる。このカウンターは一定の
電圧レベルの超過がある度に計数するので単位時間にお
けるオーバーフＷ　−綱波数が把握される０もうｌり可
能なのは第２７図に示すように、４ψに比例したアナロ
グ信号を１つの信号変換器３３、値むらくはＶ工（ット
・トリガーにより矩形波信号に変換し、そｎに続いて周
波数カウンター３２においてオーバーフローの計数ない
しヌレツＶ＆ホールド値の超過の計数によって単位時間
内のオーバーフ四−周波歇を求めるものである。

以上の新しいＡｐ一定法は個々の駆動機構における伝達
比を求めるためだけではなく、他の技術分野における測
定にも有利に応用できる６４１Ｉにほとんど同じ速さの
回転ならびに／あるいは移動の運動体が量子化され、そ
の量子化相互間の位置ないし位置の変化を追求する場合
にこの方法はｑＩＨＣ有意義である。

歯車の歯切り精度の評価のため今日では種々の片側−面
テストが行われる。現今の方法ではこれは非常に遅い回
転速ｔにおいてのみ可能であり、なおまた複雑な計算機
回路を゛必要とする・この新しい方法によれば一車椙亙
の位置関係、したがって瞬間における伝達比を全回転数
領域で調べるこらず、測定装置番Ｊより簡単、より安価
である・機械に組込まれた歯車の歯の全体的検査もこれ
により技術的に可能なことの中に入る◇この応用面では
Δ−基本測定法のほかに変化された基本欄定法が非常に
よく利用されうる◎ 別の応用面として、基準の回転角直に対する回転角度変
化ΔＩＩ／Ｆを調べる場合があげられる。オフセット印
刷機における摩−大暴動装置ないし胴まくらでは希望す
る伝達比１−１すなわちｌ［ＩＩＩが等しいということ
は製作ｗＡ差があるため正確には実現できない。実際の
伝達比を求めるには互に接して廻る車の局長の差が求め
られねばならない。

この差はｌ＠転にして＜１１ｏ″″’Ｉであるから迅速
な信頼できる測定はこの新しい、量子化の１ステツプよ
り小さい所を解明できるΔｆｉｌｌｌ定装置によつ玉散
能になる。さらに・麺作−差によって摩擦式での伝達に
瑯いて増速されたのか減速されたのかを明かにせねばな
らない故、ｌｉ来で会なかった摩擦式駆動要素を機械に
組込むためのその品質指向部の選定が可能になる。

角変に対する角度賓化欄定の応用としてさらにあるのは
走行中の紙ウェブの弾性係歇測定である・このためには
引張り試験の場合と同様に、応力を異にする２つの状態
が必要である。応力の蓋）ｒのほかにこれら２つの状１
間で生ずる伸び一−々ｔを測定しなければならない。そ
れに対応して諷ウェブの場合はｊマ／マという１係を測
定しなければならない０時間を消去してｌマ／マは紳／
Ｐに変換される。この値はこの新しいｊＰ基本一定法に
よって求められる。特別な場合に弾性係数の一電は従来
どんな方法でも不可能であったＯそれは１遍度差が基準
になる速度に比してｌＯ″″４　ものファクターで小さ
く、それにもかかわらず連寂羞は４桁の精度をもって求
めねばならない故であるＯ１１転角度差Δψを直接に測
定することによってこの精度ははじめて可能になる。

２台の篭−ターないしそれぞれ１台の毫−ターで駆−さ
れる２つの一一タ関での同期運転を達成するために制御
を行うについては、瞬時における位相の変化すなわち角
度差の情報が必要である。

従来の方法では、角度の量子化の１ステツプの士からの
同期誤差が達成されている。この新しｌ、Ｎ方法瘉こよ
れば角度差は、実際上リアルタイムにお（１て全く絶対
的精度をもって測定しうるので・角度での位置の変化を
その大きさだけでなくその傾向においても測定可能であ
るＯ 例えば２つの印刷装置ユニットを電気的シャフトで結合
する場合、これに関連するモーター制御回路は印刷技術
上要求される同期性を満足させるため、これら２つの印
刷装置ユニットを極度に位相を一致させて駆動しなけれ
ばならなし）が、それ１才従来の方法では不可能なこと
であった。そのためには回転数には関係なしに、位相ｆ
ｌ　Ｉ、ル回転角度差Δψの位置およびその変化につ０
て極めて正確な情報が必要であるＯこのｓｇｉはこの新
しし）ノー測定法によって簡単に解決できる。

舊うまでもなくこのｖｈｖ１４は以上の説明で触れまた
図に示した測定方法、測定装置そして特に、ここに述べ
た応用分野に限定されるものでなし１゜これらは暎に本
発明を限定することのない例とみるべきものである。ま
たここに公表したものは、その測定方法の任意の組合せ
および発展を許すものであり、他の技術分野における測
定および検査の目的にそれらを応用することも同様に許
すものであることは自明である０さらに測定装置の構成
において多（の回路設計上の修正、変更が考えられ、等
価の電子的ないしディジタル的回路構成要素を交換、適
用することも本発明の枠の中に入るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はΔψ基本測定法を実施するための１つの測定装
置の概略的構成を示す図、 第２図〜第８図は第１図の測定装置における信号の状態
ないし状態変化を示す図、 第９図〜１１１２図は１１１図の測定装置における信号
の状態ないし状態変化であってＰＩ　（ｔ）　−ｏの場
合を示す図、 第１３図は変形されたΔｒ基本測定法を実施するための
１つの測定装置の概略的構成を示す図、ける信号の状態
ないし状態変化を示す図、第２１図はΔψ基本欄定法と
同価値の１１２のΔψ測定法を実施するための１つの測
定装置の概略的構成を示す図、 第２２図〜第２４図は第２１図の測定装置における信号
の状態ないし状態変化を示す図、ｌＩ２５図は第１の追
加的識定方法を実施するための１つの測定装置の概略的
構成を示す図１＠２６図は第２の追加的測定方法を実施
するための１つの測定装置の概略的構成を示す図、Ｉ２
７図はｌＩ２６図の回路設計における１つの変形を示す
図、 第２８図〜第３０図は従来技術による測定装置を示す図
である。 ｌ：回転体 ２：回転体 ３ニステップ式回転弛信器 ４ニステップ式回転発信器 ５：１１方向カウンター（ディジタルカウンター）６：
導方向カウンター（ディジタル食つンター）７：差算出
器（ディジタル加算器） ８；ディジタル／アナログ変換器 ９：ローパスフィルター ｌＯ：表示装置 １１：１に圧の線図 １２：ψｍ（ｔ）　−ｏの場合のフィルターにかけられ
た出力電圧 １３：排他的論理和ゲー）　（Ｌｃｏｒ　）１４：リイ
ツター １５：量子化の２ステップ当りのΔψの値２０：前置カ
クンターユニット ２１ニオ−バーフローカウンターユニット２２：アナロ
グコンパレーター ２３：ビットインバーター ２４：アナログ加算器 ２５：ψＩ（ｔ）　−０の範囲 ２６：ψ１（ｔ）−０の範囲 ２７二量子化ステップψ、（角度の歩み）２８：インバ
ート時点 ２９：インバート時点 ６０：パルスで操作される記憶要素（サンプル・アンド
・ホールド） ６１：独立の時計装置（クォーツで操作されるオシレー
ター） ３２：周波数カラオー ３６二信号変換器（シュミット・トリガー）特許出願人
　＝　７オルシユン各ゲゼルシヤフト　ドルツクマシー
ネン珂げｅ−〇する敷　　　　　　　　− アγジＦ＋／ｉ’ｒｐ７”＄−４４−〜ｐｅシーｌζＸ
７４−−１凋的 Ｆｉｇ　２８ Ｆｉｇ、　２９

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、例えば２つの回転体の回転角を量子化し、ステップ
   式回転発信器によりパルス列に変換し、これを元にして
   位相関係ないし位相の変動を求める方法であって、 （１）位相角に関して測定範囲を前置カウンターの受持
   ち部分とオーバーフローカウンターの受持ち部分に分割
   し、 （２）前置カウンターユニットの少くとも２つの異るカ
   ウンターでパルス列の計数を行い、（３）　　前置カウ
   ンターユニットの両方のカウンターの計数値の差をディ
   ジタル方式で算出し、（４）　　前置カウンターユニッ
   トで得られたディジタルでの差の値を第１のアナログ信
   号に変換し・ （５）　　前置カウンターユニットでオーバーフローが
   起るときそれが正であるか負であるかを判定し、 （６）　　オーバーフローが起ったときそれに応するオ
   ーバーフローパルスを発生させ、 （７）オーバーフローパルスが送出されるに際し、前置
   カウンターユニットの加算器出力の最高ビットをインバ
   ートさせ、 （８）　　オーバーフローカウンターユニットの２つの
   異るカウンターで正のオーバーフローパルスないし負の
   オーバーフローパルスの計数ヲ行い、 １９）　　、ｔ−バーフローカウンターユニットの２つ
   の計数値の差をディジタル方式で算出し、（ＩＵ）　　
   オーバーフローカウンターユニットで得うれたディジタ
   ルでの差の値を第２のアナログ信号に変換し、 （印　第１および第２のアナログ信号をアナログ方式で
   加算し第３のアナログ信号となし、（１２）第３のアナ
   ログ信号を復号化し、そして１：３１　　その復号化さ
   れた第３のアナログ信号を表示させるという方法の手順
   を特徴とする、２つのパルス列の位相関係ないし位相の
   変動の精密測定のための方法。 ２、（１）　　生ずる位相角Δψに応じてカウンターの
   容量を限定し、そして （２）　　前置カウンターならびに／あるいはオーバー
   フローカウンターにおける２つの計数値の差をテイジタ
   ル方式で算出すると同時に得られたディジタルでの差の
   値をアナログ信号に変換する という方法の手順を特徴とする特許 範囲第１項に記載の方法。 ３、テイジタル方式での差の算出が１つの順方向カウン
   ターと１つの逆方向カウンターの両者の計数値のテイジ
   タル方式での加算によって行われることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項または第２項に記載の方法。 ４　テイジタル方式での差の算出が２つの順方向カウン
   ターあるいは２つの逆方向カウンターの計数値のテイジ
   タル方式での減算によって行わいし第３項のいずれかに
   記載の方法。 ５　アナログ信号の復号化がローパスフィルターによっ
   て行われることを特徴とする特許請求の範囲第１項ない
   し第４項のいずれかに記載の方法。 ６、（１１　　走査間隔を作り、 （２１　　その走査間隔を入力し記憶させ、（（３１　
   　走査間隔の始点で位相角を０にセットし、（４）　　
   走査間隔の中において発生する位相角を記憶させ、 （５）走査間隔の終点において改めて位相角をＯにセッ
   トし、 （０）記憶された走査間隔についての位相角Δψを表示
   させる という方法の手順を特徴とする　　　　　　　ー仕七此
   ＃ー母特許請求の範囲第１項ないし第５頃のいずれかに
   記載の方法。 ７　走査間隔が回転数、角度あるいは時間で決まるもの
   であることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第
   ６項のいずれかに記載の方法。 ８、ｔｌｌ　　表示のためＣこ作られた角度差Δψに比
   例したアナログ信号を走査し記憶させ、 （２）独立の時計装置で時間間隔を作り、（３）走査の
   間の時間間隔をもって分割し、そして （４）角度差変化速度Δψに比例したアナログ信号を作
   り出す。 という方法の手順を特徴とする特許請求の範囲第１項な
   いし第７項のいずれかに記載の方法。 ９、　（１１　　表示のために作られた角度差Δψに比
   例したアナログ信号を走査し記憶させ、 （２）少くとも１つのステップ式回転発信器あるいは１
   つのカウンターによって時間間隔を作り・ （３）走査の間の角度範囲の値をもって分割し、そして （４）回転角当りの角度差Δψ／ψあるいは１回転当り
   の角度差Δψ／Ｕに比例したアナログ信号を作り出す という方法の手順を特徴とする特許請求の範囲第１項な
   いし第８項のいずれかに記載の方法。 １０、　　表示のために作られた角度差Δψに比例した
   アナログ信号を周波数を求めるために用いることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項ないし第９項のいずれかに
   記載の方法Ｏ １１　　周波数の求め方が、１つの周波数カウンターを
   もって学位時間内におけるオーバーフローあるいはオー
   バーフロー周波数を計数するものであることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項ないし第１０項のいずれかに記
   載の方法。 １２　　周波数を求める前において、表示のために作ら
   れた角度差Δψに比例したアナログ信号を矩形波信号に
   変換することを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
   第１１項のいずれかに記載の方法。 １３、　　２つの回転体のそれぞれにステップ式回転発
   信器を設は特許請求の範囲第１項に記載の方法を実施す
   る装置であって、回転発信器（３およひ４）の各々にカ
   ウンター（５ないし６）が後置されており、これらのカ
   ウンターは共に差算出器（７）に結ばれており、そのあ
   とにディジタル／アナログ変換器（８）そしてローパス
   フィルター（９）が続いておす、ローパスフィル・ター
   （９）は表示装置（１ｏ）に結ばれていることを特徴と
   する装置。 ■４．２つの回転体のそれぞれにステ、ツブ式回転発信
   器を設は特許請求の範囲第１項に記載の方法を実施する
   装置であって、前置カウンターが受持つ測定範囲のため
   にステップ式回転発信器（３および４）に結合された前
   置カウンターニー７）（２０）があり、これはアナロク
   コンパＬ／−タ（２２）およびビットインバーター（２
   ３）を経て、オーバーフローカウンターが受持つ測定範
   囲のためにあるオーバーフローカウンターユニット（２
   １）に結合されていること、および、これらのカウンタ
   ーユニット（２０および２１）には共通のアナログ加算
   器（２４）およびローパスフィルター（９）が後置接続
   され、ローパスフィルター（９）は表示装置（１０）１
   ５　　両方のカウンターユニット（２ｏないシ２１）（
   ４それぞれ２つのカウンター（５および６）、これらの
   カウンター（５および６）に結ばれた共通の差算出器（
   ７）、そしてこれに後置されたディジタル／アナログ変
   換器（８）から成るものであることを特徴とする特許請
   求の範囲第１３項ないし第１４項のいずれかに記載の装
   置。 １６　　両方のカウンター（５および６）が１つの順方
   向ティジタルカウンターおよび１つの逆方向テイジタル
   カウンターであり、差算出器（７）がディジタル加算器
   であることを特徴とする特許請求の範囲第１３項な（、
   ＯＬ第１５項のいず参φ＼【こ記載の装置。 １７　　両方のカウンター（５および６）が共に順方向
   テイジタルカウンターあるいは共に逆方向ディジタルカ
   ウンターであり、差算出器（７）がディジタル減算器で
   あることを特徴とする特許請求の範囲第１３項ないし第
   １６項のいずれかに記載の装置。 １８、オーバーフローカウンターユニット（２１）の両
   方のカウンター（５および６）を働かせるビットインバ
   ーター（２３）が最高ビットを送出するディジタル加算
   器（７）の出力部とディジタル／アナログ変換器（８）
   の間にはさまって接続され、そしてオーバーフローカウ
   ンターユニット（２１）およびビットインバーター（２
   ３）を操作するアナログコ・ンパレータ（２２）と結合
   されていることを特徴とする特許請求の範囲第１３項な
   いし第１７項のいずれかに記載の装置。 １９、　　ディジタル方式の差算出器（７）およびディ
   ジタル／アナログ変換器（８）が共に１つの排他的論理
   和ゲー）（１３）の中で実現しており、これにＩＪ　ミ
   ツター（１４）が前置接続されていることを特徴とする
   特許請求の範囲第１３項ないし第１８項のいずれかに記
   載の装置。 ２０、ローパスフィルター（９）と表示装置の間ニ一定
   間隔のパルスで操作される記憶要素がはさまって接続さ
   れていることを特徴とする特許請求の範囲第１３項ない
   し第１９項のいずれかに記載の装置。 ２１　一定間隔のパルスで操作される記憶要素（３ｏ）
   は少くとも、２つのステップ式回転発信器（３ないし４
   ）のうちの１つ、２つのカウンター（５ないし６）のう
   ちの１つ、あるいは独立の時計装置（３１）に接続され
   ていることによって操作されることを特徴とする特許請
   求の範囲第１３項ないし第２０項のいずれかに記載の装
   置。 ２２　一定間隔のパルスで操作される記憶要素（３ｏ）
   がサンプル−アンド・ホールドの形のものであることを
   特徴とする特許請求の範囲第１３項ないし第２１項に記
   載の装置。 ２３　　表示装置（１ｏ）より前に１つの周波数カウン
   ター（３２）が設けられていることを特徴とする特許請
   求の範囲第１３項ないし第２２項のいずれかに記載の装
   置。 別１周波数カウンター（３２）に１つの信号変換器（３
   ３）が前置接続されていることを特徴とする特許請求の
   範囲第１３項ないし第２３項のいずれかに記載の装置。 ２５　　信号変換器（３３）がンュミット・トリが−の
   形のものであることを特徴とする特許請求の範囲第１３
   項ないし第２４項のいずれかに記載の装置。 あ、２つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密
   測定のための方法の歯車の片側歯面テストへの使用。 ２７、　２つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の
   精密測定のための方法の摩擦伝動式の駆動装置、特にオ
   フセット印刷機における胴まくらの駆動装置への使用。 ２８２つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密
   測定のための方法の走行中の紙ウェブの弾性係数の測定
   への使用。 四、２つのパルス列の位相関係ないし位相の変動の精密
   測定のための方法の２つの印刷装置ユニットの同期運転
   への使用。