JPS5812577A - 変換器の制御装置 - Google Patents
変換器の制御装置Info
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- JPS5812577A JPS5812577A JP56108412A JP10841281A JPS5812577A JP S5812577 A JPS5812577 A JP S5812577A JP 56108412 A JP56108412 A JP 56108412A JP 10841281 A JP10841281 A JP 10841281A JP S5812577 A JPS5812577 A JP S5812577A
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- pwm
- inverter
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
不発明はイ７バ〜りｍ１１ｍ万紙に圓し、慴に可変Ｊｌ
ｌｌ匝数Ｉｔ１１１＃により交流モータを通直制卿すゐ
電比形インバータに適用するものである。
ｌｌ匝数Ｉｔ１１１＃により交流モータを通直制卿すゐ
電比形インバータに適用するものである。
従来この檜の装置として第１図に示すものがめった。図
に２いて、（１）はｙ：流電源、（２）はサイリスタ贅
流器、（８）は直流リアクトル、（４）は平滑コンデン
サ、（５）はインバータ用トランジスタ、（６）は帰還
ダイオード、（７）は交流モータでるる。
に２いて、（１）はｙ：流電源、（２）はサイリスタ贅
流器、（８）は直流リアクトル、（４）は平滑コンデン
サ、（５）はインバータ用トランジスタ、（６）は帰還
ダイオード、（７）は交流モータでるる。
パルス！ｌ１４１１ｉ＆制御インバータにより制御さｎ
た３相電圧形インバータの出カー間電圧阪形は第２図に
示すように１２０°ｍの矩形波となり、その振幅は第１
図の平滑コンデンサ（４）の端子電圧］ｃ１１を制御す
ゐことによシ変史される０通常の可変局波叔インバータ
においては出力周我畝に比例して振幅１ｉｉｄが制御さ
れ、こｎを２１Ｍ制御と呼んでいる。
た３相電圧形インバータの出カー間電圧阪形は第２図に
示すように１２０°ｍの矩形波となり、その振幅は第１
図の平滑コンデンサ（４）の端子電圧］ｃ１１を制御す
ゐことによシ変史される０通常の可変局波叔インバータ
においては出力周我畝に比例して振幅１ｉｉｄが制御さ
れ、こｎを２１Ｍ制御と呼んでいる。
ところでこのＰＡＭ制御のインバータの出力電圧は（６
ｎ±１）次（ｎ−１，２，−・・〕の尚調波を含んでお
り、結果として変流モータに６ｎ次のトルク脈ｗＪヲ発
生する。しかるにイノバータ周波数が低くなるとトルク
脈鯛周改畝も世〈な９、！！１度むらの影響が大きく塊
わｎる０従って通常ＰＡＭ制御のインバータは１０対１
＠度の１ｉｌｌ＃にしか適用されないのが実情であった
０またＰＡＭ割御のインバータでは１０％〜ｓｏ’ｓ速
直付剋の低速速度に２いて応答性を上げようとすると不
安定領域があることが知ら扛ている〇 −万ＰＷＭｉｉｊ１１１１のインバータの出カー間′−
圧波形は第５図に示すごとく、点線図示の基本波成分ム
１に対してｆ＋栂で図ボするように不必賛な高−波電圧
が宮まｎている〇 ところで変流モータの聞易等価回路は第４図に示す如く
１次、２次−ｎリアクタンスの和（ｘｌｎ十ｘＩＩｎ）
と・２次抵仇ｒ２倉すべりＳで剖ったインピーダンスと
の直列回路として表わし得る０しかるに市調波に対して
はすへシｓ ／ｒｉ Ｓ中１でめジ２次違抗ｒ、は（ｘ
ｌｌｍ ＋ｘｔｉｎ）に比し億めて小さいので、Ａ−仮
に対しては（Ｘ、Ｉｌ十”ａｎ）が全インピーダンスで
あると考えて良い０ しかるにこのインピーダンスはｎ−１のとき”ｉｎ ＋
Ｘ！ｎ ”” ｘｌｌ ＋ｘ２１となシ、優インピーダ
ンスで表示すると、通常の変流モータでは１０９６穏＆
（０，１）である０このことは足格電流通通時の１久、
２仄漏れリアクタンスによる篭圧婦下が幻１０チとなる
ことｔ意味している０すなわち％（Ｘ、、 ＋ Ｘ、ユ
） ５０．１ ＊ ＠ ｅｔｌ）となる。
ｎ±１）次（ｎ−１，２，−・・〕の尚調波を含んでお
り、結果として変流モータに６ｎ次のトルク脈ｗＪヲ発
生する。しかるにイノバータ周波数が低くなるとトルク
脈鯛周改畝も世〈な９、！！１度むらの影響が大きく塊
わｎる０従って通常ＰＡＭ制御のインバータは１０対１
＠度の１ｉｌｌ＃にしか適用されないのが実情であった
０またＰＡＭ割御のインバータでは１０％〜ｓｏ’ｓ速
直付剋の低速速度に２いて応答性を上げようとすると不
安定領域があることが知ら扛ている〇 −万ＰＷＭｉｉｊ１１１１のインバータの出カー間′−
圧波形は第５図に示すごとく、点線図示の基本波成分ム
１に対してｆ＋栂で図ボするように不必賛な高−波電圧
が宮まｎている〇 ところで変流モータの聞易等価回路は第４図に示す如く
１次、２次−ｎリアクタンスの和（ｘｌｎ十ｘＩＩｎ）
と・２次抵仇ｒ２倉すべりＳで剖ったインピーダンスと
の直列回路として表わし得る０しかるに市調波に対して
はすへシｓ ／ｒｉ Ｓ中１でめジ２次違抗ｒ、は（ｘ
ｌｌｍ ＋ｘｔｉｎ）に比し億めて小さいので、Ａ−仮
に対しては（Ｘ、Ｉｌ十”ａｎ）が全インピーダンスで
あると考えて良い０ しかるにこのインピーダンスはｎ−１のとき”ｉｎ ＋
Ｘ！ｎ ”” ｘｌｌ ＋ｘ２１となシ、優インピーダ
ンスで表示すると、通常の変流モータでは１０９６穏＆
（０，１）である０このことは足格電流通通時の１久、
２仄漏れリアクタンスによる篭圧婦下が幻１０チとなる
ことｔ意味している０すなわち％（Ｘ、、 ＋ Ｘ、ユ
） ５０．１ ＊ ＠ ｅｔｌ）となる。
また変流モータに流ｎるＲ１調改電流ｔ■ゎ、尚５Ｉ４
ｒＢＬ％圧ｔ−ｌＢ１とし、ざらにｄｉｍ周波畝ｋｆ、
’ｄ格周匝数ｔ−ｆエ とす′ると、 ・・・（２） となゐ０ ここで、尚調波電流工り及び高Ｉ１４［電圧１． ｌｉ
（定格ｍ流１．及び定格電圧Ｅよで基準化すると、ここ
で、 工１ −（ｘ工、十Ｘ、□）丑０．１ ・・
・（４）１ と２〈と、 となる。仮にｎｆ＝−３０ｆよに選定すると、こｎは定
格局波紋６０ Ｈｇに対し変向周波数１．８ＫＨ２に選
定した場合に相当する０ 第５図のような状態で２１４松さｎている場合、約５０
−のパルス幅で運転周波数は電圧に比例するとして５０
３５ Ｚ 、 ｌｈ／ｌヨは約５０％根ｉｆまれると
進定さｎるので、 工□ ３０Ｘ０．１ と概略計算される。すなりちＳ６調波が基本波の約１７
％だけ含まれることになる０ このように変調周波数を２ ＫＨｚ橿度に選定しても約
２０′ｓ程度の高Ｊｔｄａ、が含ｔｎることになるＯこ
のように従来の装置では、ＰＡＭ方式には低速において
回転むら、不安定性等の問題があシ、またＰＷＭには変
調周改畝を極めて高くとらねは高調波が減衰しないので
このまま変調周波数ｔあげて運転するとモータ騒音の問
題も生じてくる。
ｒＢＬ％圧ｔ−ｌＢ１とし、ざらにｄｉｍ周波畝ｋｆ、
’ｄ格周匝数ｔ−ｆエ とす′ると、 ・・・（２） となゐ０ ここで、尚調波電流工り及び高Ｉ１４［電圧１． ｌｉ
（定格ｍ流１．及び定格電圧Ｅよで基準化すると、ここ
で、 工１ −（ｘ工、十Ｘ、□）丑０．１ ・・
・（４）１ と２〈と、 となる。仮にｎｆ＝−３０ｆよに選定すると、こｎは定
格局波紋６０ Ｈｇに対し変向周波数１．８ＫＨ２に選
定した場合に相当する０ 第５図のような状態で２１４松さｎている場合、約５０
−のパルス幅で運転周波数は電圧に比例するとして５０
３５ Ｚ 、 ｌｈ／ｌヨは約５０％根ｉｆまれると
進定さｎるので、 工□ ３０Ｘ０．１ と概略計算される。すなりちＳ６調波が基本波の約１７
％だけ含まれることになる０ このように変調周波数を２ ＫＨｚ橿度に選定しても約
２０′ｓ程度の高Ｊｔｄａ、が含ｔｎることになるＯこ
のように従来の装置では、ＰＡＭ方式には低速において
回転むら、不安定性等の問題があシ、またＰＷＭには変
調周改畝を極めて高くとらねは高調波が減衰しないので
このまま変調周波数ｔあげて運転するとモータ騒音の問
題も生じてくる。
本発明はこのような従来のものの欠点を除去するために
なさｎたもので、ＰＡＭ方式及びＰＷＭ方式の利点を利
用すると共に欠点を抑制するＣとによ勺、低速でも回転
むら音生じさせず安：題に運転でき、かつ中尚速領域に
おｈてもモータ及び電源に無理のかからないようにした
インバータ市ｌＩｍ方法を提供しようとするものである
。
なさｎたもので、ＰＡＭ方式及びＰＷＭ方式の利点を利
用すると共に欠点を抑制するＣとによ勺、低速でも回転
むら音生じさせず安：題に運転でき、かつ中尚速領域に
おｈてもモータ及び電源に無理のかからないようにした
インバータ市ｌＩｍ方法を提供しようとするものである
。
以下第５図について不発明方法を適用したインバータ制
御装置の一？ｌｉ を詳述するに、図にひして、ａυは
サイリスタ整流器（２）のゲートに優続さｎる電圧Ｉｔ
ｉｔｅｍ囲路、（ロ）は平滑コンデンテ（４）の電圧Σ
４を検出する電圧センサで、サイリスタ畳流器電圧パタ
ーン発生回路ｕ智の出力と電圧センナ（２）の出力とが
加真器に）で加算さｎその加算出力が電圧制御−路（ロ
）に与えらｎる〇 ここで、サイリスタ姫流器電圧パターン発生崗路０印は
速度基準回路（ロ）の速度基準出力８１に基づいて第６
図に示す如き電圧パターン出力８２に発生する。すなわ
ち、速度４ｓｔａ路に）の巡就１準出力ｓ１が最大直流
電圧ｐＨｉ、ａ工に相当する大きさになり九ときこれｔ
−１００優とし、基準出力Ｂ１が０〜３０帰の間はＥ
のＳＯ４の一定の直流−ｍａｚ 圧ｍ、（２出力し、これに対して３０〜１００％の閾は
直ｔＩＬ電圧ｘ４が基準出力８１に比例して上昇し、か
くして０〜３０％で一定ｔＣ制御とし、かつ５０〜１０
０％で直線制御とするような電圧パターンを発生させる
。
御装置の一？ｌｉ を詳述するに、図にひして、ａυは
サイリスタ整流器（２）のゲートに優続さｎる電圧Ｉｔ
ｉｔｅｍ囲路、（ロ）は平滑コンデンテ（４）の電圧Σ
４を検出する電圧センサで、サイリスタ畳流器電圧パタ
ーン発生回路ｕ智の出力と電圧センナ（２）の出力とが
加真器に）で加算さｎその加算出力が電圧制御−路（ロ
）に与えらｎる〇 ここで、サイリスタ姫流器電圧パターン発生崗路０印は
速度基準回路（ロ）の速度基準出力８１に基づいて第６
図に示す如き電圧パターン出力８２に発生する。すなわ
ち、速度４ｓｔａ路に）の巡就１準出力ｓ１が最大直流
電圧ｐＨｉ、ａ工に相当する大きさになり九ときこれｔ
−１００優とし、基準出力Ｂ１が０〜３０帰の間はＥ
のＳＯ４の一定の直流−ｍａｚ 圧ｍ、（２出力し、これに対して３０〜１００％の閾は
直ｔＩＬ電圧ｘ４が基準出力８１に比例して上昇し、か
くして０〜３０％で一定ｔＣ制御とし、かつ５０〜１０
０％で直線制御とするような電圧パターンを発生させる
。
また（至）はインバータ用トランジスタ（ｓ）のベース
駆動Ｉａｌ路で、ＰＷＭ変１１ηの出力によってトラン
ジスタ（６）ヲオンオ７ｍ４１１１するＱ ＰＷＭ変１
変器４器）はＰＷＭ電圧パターン発生圓ｗｔ（ト）の出
力８３及びインバータ周波数パターン発生回路（至）の
出力Ｓ４に基づいてＰＷＭ変虜変力出力成する◎ここで
ＰＷＭ電圧パターン発生回ｗＩ（至）は速嵐基準回Ｍ（
ロ）の基準出力＃１に基づいて第７図に示す如龜電圧パ
ターン出力８３ｔ−発生する。すなわ゛ｂ基準出力８１
がΩ〜３０−の領域では出力゛電圧Ｖ８ｔ−ａＳから１
００−まで直線的に増大させてＰＷＭ制御を行わせ、こ
ｎに刈して５０〜１００％の領域では出力電圧Ｖ、が１
００＊の一定値１ｔＩＩＩ御七行わせる０この５０〜１
００ｓの領域では第６図について上述したようにサイリ
スタ！１ｔＩＩＬ器電圧パターン発生回路ｌＪ時の電圧
パターン出力Ｂ２が＠巌的に増大することによ、９ｐＡ
Ｍ制御することになる〇またインバータ周波数パターン
発生同Ｉｌｉ！−は迩ｌＬ基準＠略に）の基準出力８１
に基づいて、ＰＷＭ変Ｓ器（ロ）で作らｎ ；ｂＰ Ｗ
Ｍ電圧パターン出力８５の着水出力周波数を決める出
力Ｂ４を発生する。
駆動Ｉａｌ路で、ＰＷＭ変１１ηの出力によってトラン
ジスタ（６）ヲオンオ７ｍ４１１１するＱ ＰＷＭ変１
変器４器）はＰＷＭ電圧パターン発生圓ｗｔ（ト）の出
力８３及びインバータ周波数パターン発生回路（至）の
出力Ｓ４に基づいてＰＷＭ変虜変力出力成する◎ここで
ＰＷＭ電圧パターン発生回ｗＩ（至）は速嵐基準回Ｍ（
ロ）の基準出力＃１に基づいて第７図に示す如龜電圧パ
ターン出力８３ｔ−発生する。すなわ゛ｂ基準出力８１
がΩ〜３０−の領域では出力゛電圧Ｖ８ｔ−ａＳから１
００−まで直線的に増大させてＰＷＭ制御を行わせ、こ
ｎに刈して５０〜１００％の領域では出力電圧Ｖ、が１
００＊の一定値１ｔＩＩＩ御七行わせる０この５０〜１
００ｓの領域では第６図について上述したようにサイリ
スタ！１ｔＩＩＬ器電圧パターン発生回路ｌＪ時の電圧
パターン出力Ｂ２が＠巌的に増大することによ、９ｐＡ
Ｍ制御することになる〇またインバータ周波数パターン
発生同Ｉｌｉ！−は迩ｌＬ基準＠略に）の基準出力８１
に基づいて、ＰＷＭ変Ｓ器（ロ）で作らｎ ；ｂＰ Ｗ
Ｍ電圧パターン出力８５の着水出力周波数を決める出
力Ｂ４を発生する。
かくしてインバータ制御装置ａＰＡＭ電圧パターン出力
８２と、ＰＷＭ電圧電圧パターン出力及３周波数パター
ン出力８４とに応じて、所定の電圧かつＰｉＪｒ足の周
波数をもつＰＷＭ波形又はＰムＭ波形を作シ出す。
８２と、ＰＷＭ電圧電圧パターン出力及３周波数パター
ン出力８４とに応じて、所定の電圧かつＰｉＪｒ足の周
波数をもつＰＷＭ波形又はＰムＭ波形を作シ出す。
ここでＰＡＭ方式の電圧形３相インバータの出力電圧波
形は第８図ムに示す如＜１２０’ｍの矩形波となる０−
万ＰＷＭ方式の５相インバータの出力電圧が第８図Ｂに
示す如く、牛サイクルに５つのパルスを含んだ状態でし
かもそのスイッチング位置が角度的に同定されている波
形をもっている場合同期ＰＷＭ方式と呼ぶ０これに対し
て同じＰＷＭ方式でも第８図Ｃに示す如く、単位時間尚
ルのパルス数（すなわち変調周波数）か固定さｎ。
形は第８図ムに示す如＜１２０’ｍの矩形波となる０−
万ＰＷＭ方式の５相インバータの出力電圧が第８図Ｂに
示す如く、牛サイクルに５つのパルスを含んだ状態でし
かもそのスイッチング位置が角度的に同定されている波
形をもっている場合同期ＰＷＭ方式と呼ぶ０これに対し
て同じＰＷＭ方式でも第８図Ｃに示す如く、単位時間尚
ルのパルス数（すなわち変調周波数）か固定さｎ。
従って運転周波数が上昇すると共に牛サイクルのパルス
数が減少して行く波形ｔもっている場会非同期ＰＷＭ方
式と呼ぶＯ 以上の構成において、ＰＷＭ電圧パターン発生回路（ホ
）は第７図について上述したように、速涙晶準＠路（ロ
）の基準出力Ｓ１が０〜３０％の間は基準出力８１に比
例する電圧Ｖｊでなる出力８５′ｆｔ指令櫨として出力
する０このときＰＷＭｆｆｉｍＩＣ１７）はこの指令値
ｓ５に従って第６図に示す如く、基本波出力電圧波高値
１１ｊ ａ ／ Ｐ Ａ Ｍ最大基本波出力電圧波高値
ＩＣ（１ｍａｘの憾が直線的に増大するような基本波出
力電圧を送出するようにＰＷＭ制御し、ペース駆動−Ｊ
ｌｌ！（至）によってインバータ用トランジスタｔｓ）
ｔ”オン、オ；ｙｌ制御する０すなわちＰＷＭ変―器（
ロ）は基準出力が０饅から増大する藺は非同期１’ＷＭ
モードで制御し、また５０％の近傍では一旦同期弐ＰＷ
Ｍモードで制御した後ＰＡＭモードで制御する。
数が減少して行く波形ｔもっている場会非同期ＰＷＭ方
式と呼ぶＯ 以上の構成において、ＰＷＭ電圧パターン発生回路（ホ
）は第７図について上述したように、速涙晶準＠路（ロ
）の基準出力Ｓ１が０〜３０％の間は基準出力８１に比
例する電圧Ｖｊでなる出力８５′ｆｔ指令櫨として出力
する０このときＰＷＭｆｆｉｍＩＣ１７）はこの指令値
ｓ５に従って第６図に示す如く、基本波出力電圧波高値
１１ｊ ａ ／ Ｐ Ａ Ｍ最大基本波出力電圧波高値
ＩＣ（１ｍａｘの憾が直線的に増大するような基本波出
力電圧を送出するようにＰＷＭ制御し、ペース駆動−Ｊ
ｌｌ！（至）によってインバータ用トランジスタｔｓ）
ｔ”オン、オ；ｙｌ制御する０すなわちＰＷＭ変―器（
ロ）は基準出力が０饅から増大する藺は非同期１’ＷＭ
モードで制御し、また５０％の近傍では一旦同期弐ＰＷ
Ｍモードで制御した後ＰＡＭモードで制御する。
しかるに速良基準回絡に）の基準出力８１が５０〜１０
０！ｊ（７）間では、ＰＷＭ変ａｔ４器ｕηの出力８５
は一定値になりこれに代ってサイリスタ鷲流皺電圧パタ
ーン発生回路四が速度基準ｌ＆１１ｗ！ｔ（ロ）のム早
出力ｓ１に比例する電圧出力Ｖよでなる出力Ｂ２を指令
値として出力しＣＷＥｄ図）、直流電圧センサ（至）に
よって検出されたａ流電圧との差を出力に応じて電圧制
御回路Ｑｌ）を制御することにより、サイリスタ整流器
（２）の直流出力電圧が指令ｍｖ工と等しくなるように
制御さｎる◎従ってｆｉ準比出力８１６０〜１００％の
範囲では基本波出力電圧匝＾１１ＩΣｄ／ＰＡＭ最大蕪
本波出力電圧波−櫨Ｅ。。
０！ｊ（７）間では、ＰＷＭ変ａｔ４器ｕηの出力８５
は一定値になりこれに代ってサイリスタ鷲流皺電圧パタ
ーン発生回路四が速度基準ｌ＆１１ｗ！ｔ（ロ）のム早
出力ｓ１に比例する電圧出力Ｖよでなる出力Ｂ２を指令
値として出力しＣＷＥｄ図）、直流電圧センサ（至）に
よって検出されたａ流電圧との差を出力に応じて電圧制
御回路Ｑｌ）を制御することにより、サイリスタ整流器
（２）の直流出力電圧が指令ｍｖ工と等しくなるように
制御さｎる◎従ってｆｉ準比出力８１６０〜１００％の
範囲では基本波出力電圧匝＾１１ＩΣｄ／ＰＡＭ最大蕪
本波出力電圧波−櫨Ｅ。。
は基準出力８１に比例して増大することになる〇このよ
うに挿間ＪｇＪＰＷＭモードからＰＡＭ％−ドに移行す
る際に一旦同期ＰＷＭモードｔ−通るようにしたので、
モード切供時にインパ〜りの出力電圧に生ずる跳躍を十
分に小さくすることかできるＯ 因みに運転周波数か低い非同期ＰＷＭモードにおいて変
調）Ｎ波数を１ＫＨｚとし、また速藏基準回路（至）の
基準出力Ｓ１が１００％のときこｎに相当する運転Ｓ波
ｅを６０ Ｈｔｓ とすると、基準出力３０慢のときの
運転周波数は１８Ｈｚとなｐ、さらに牛サイクルのパル
ス数は、運転周波数がｊＱＨｚのとき５０個％ １８１
５！では約６０個となる。
うに挿間ＪｇＪＰＷＭモードからＰＡＭ％−ドに移行す
る際に一旦同期ＰＷＭモードｔ−通るようにしたので、
モード切供時にインパ〜りの出力電圧に生ずる跳躍を十
分に小さくすることかできるＯ 因みに運転周波数か低い非同期ＰＷＭモードにおいて変
調）Ｎ波数を１ＫＨｚとし、また速藏基準回路（至）の
基準出力Ｓ１が１００％のときこｎに相当する運転Ｓ波
ｅを６０ Ｈｔｓ とすると、基準出力３０慢のときの
運転周波数は１８Ｈｚとなｐ、さらに牛サイクルのパル
ス数は、運転周波数がｊＱＨｚのとき５０個％ １８１
５！では約６０個となる。
今変調周波数が１ＫＨｚで非同期ＰＷＭ制御していると
きのインバータ出力電圧の波形はｉ＠１０図において点
線図示の基本波波形Ｂ１に対して実線図示のよりなパル
ス波形Ｂ２になる。このときのパルスＪＩＩＮＧＩＪＴ
、はＴ。−＝＝１ ｍｅｅａ 、立下夛期関ｔｏｆｆは
主回路の最小転流時間で決筐シトランジスタインバータ
の場合はｔ。ｆｆ中５０μｌｅｅ ８度（サイリスタイ
ンバータの場合はｔ。ｆ、中１００μｔａｅａ程度）に
なる。
きのインバータ出力電圧の波形はｉ＠１０図において点
線図示の基本波波形Ｂ１に対して実線図示のよりなパル
ス波形Ｂ２になる。このときのパルスＪＩＩＮＧＩＪＴ
、はＴ。−＝＝１ ｍｅｅａ 、立下夛期関ｔｏｆｆは
主回路の最小転流時間で決筐シトランジスタインバータ
の場合はｔ。ｆｆ中５０μｌｅｅ ８度（サイリスタイ
ンバータの場合はｔ。ｆ、中１００μｔａｅａ程度）に
なる。
この非同期ＰＷＭモードからＰＡＭモードＫｇわち１０
％０ｔＥＥ跳ｍｔ生じる〕ことになるＯこｎに対して第
９図について上述したように非同期ＰＷＭモードからＰ
ＡＭモードに移行する瞳に一旦岡期ＰＷＭモードを通る
ようになされているので、この電圧跳躍を格段的にａ減
することかで龜る０ すなわちこのようにすｎば牛サイクルのノくルス数が少
い同期ＰＷＭモードにおいても、ノくルスーは平均的に
大きく開いているので、ｔイ、ｌ１ｉｉ＃４改が少なく
、電流の脈動も極めて小さくなるからでめるＯ 因みに今挿間期ＰＷＭモードにおいては変−周中１７９
６と仮定し、速度基準回路（ロ）の基準出力Ｂ１が１０
０優に相当する周波数ｔ−０ＱＨｔｔ とすると、高調
波電流は上述の（５）式より、 速度基準回路（ロ）の基準出力ｓ１が５０％に２ける基
本波電圧、１厘０．５はＥ で変調したときの渇ｄｍ
ａ！ 調波電圧τ５０％と仮定し、１区１／６は直流電圧ｔ３
０優に絞っているため尚調波電圧が低減ざ扛る係数を意
味する。またｆは速度基準回路（ロ）の基準出力８１が
１５−における出力＃！ｄ波叙で６ＱＨｚＸ０．１５
＝−９Ｈｉｇ とな力、ｆ工は速度１準回路（ロ）の基
準出力８１が１００％における周波数で６０Ｈ１ｌ＋と
なる０さらにｎは である０ この（７）成金上述の（６）式と比較すると、１ＫＨｚ
で変調しても電流の猟ｍは０．１であｐ１変−周波数が
半分になっているにもかかわらず電流脈動は約その半分
となってｈることが分る。
％０ｔＥＥ跳ｍｔ生じる〕ことになるＯこｎに対して第
９図について上述したように非同期ＰＷＭモードからＰ
ＡＭモードに移行する瞳に一旦岡期ＰＷＭモードを通る
ようになされているので、この電圧跳躍を格段的にａ減
することかで龜る０ すなわちこのようにすｎば牛サイクルのノくルス数が少
い同期ＰＷＭモードにおいても、ノくルスーは平均的に
大きく開いているので、ｔイ、ｌ１ｉｉ＃４改が少なく
、電流の脈動も極めて小さくなるからでめるＯ 因みに今挿間期ＰＷＭモードにおいては変−周中１７９
６と仮定し、速度基準回路（ロ）の基準出力Ｂ１が１０
０優に相当する周波数ｔ−０ＱＨｔｔ とすると、高調
波電流は上述の（５）式より、 速度基準回路（ロ）の基準出力ｓ１が５０％に２ける基
本波電圧、１厘０．５はＥ で変調したときの渇ｄｍ
ａ！ 調波電圧τ５０％と仮定し、１区１／６は直流電圧ｔ３
０優に絞っているため尚調波電圧が低減ざ扛る係数を意
味する。またｆは速度基準回路（ロ）の基準出力８１が
１５−における出力＃！ｄ波叙で６ＱＨｚＸ０．１５
＝−９Ｈｉｇ とな力、ｆ工は速度１準回路（ロ）の基
準出力８１が１００％における周波数で６０Ｈ１ｌ＋と
なる０さらにｎは である０ この（７）成金上述の（６）式と比較すると、１ＫＨｚ
で変調しても電流の猟ｍは０．１であｐ１変−周波数が
半分になっているにもかかわらず電流脈動は約その半分
となってｈることが分る。
さらに４９図の制御方法によ扛ば、変調周波畝の＾いＰ
ＷＭモードにおいて直流電圧が蝋大１ｉＬｔＩＬ電圧の
１７５にｓｕ＠されておＩ’、）ランジスタ及びサイリ
スタに並りυに接続さｎるＯ−Ｒアブソーバの抵抗損失
が電圧の自乗の関係になるのでその遠抗損失を（１１５
） ”−１／９とし得、厳大直流電圧でＰＷＭ変調する
方式に較べて１０％以下に世滅さ扛る０この利点は第１
１図の如く、単一の直流電線（１）で、種数のインバー
タ（２）〜（至）を共通駆動する場合には、インバータ
部四ノ〜（５１に１段とコンパクトに構成し得ることに
なる。
ＷＭモードにおいて直流電圧が蝋大１ｉＬｔＩＬ電圧の
１７５にｓｕ＠されておＩ’、）ランジスタ及びサイリ
スタに並りυに接続さｎるＯ−Ｒアブソーバの抵抗損失
が電圧の自乗の関係になるのでその遠抗損失を（１１５
） ”−１／９とし得、厳大直流電圧でＰＷＭ変調する
方式に較べて１０％以下に世滅さ扛る０この利点は第１
１図の如く、単一の直流電線（１）で、種数のインバー
タ（２）〜（至）を共通駆動する場合には、インバータ
部四ノ〜（５１に１段とコンパクトに構成し得ることに
なる。
以上のように本発明に依扛ば、畝１０鋒機直の低速領域
をＰＷＭモードで制御すると共に畝１０％以上の尚速領
域をＰＡＭモード制御するようにしたことによシ、全範
囲′ＪｋＦＡＭモードで制御する場合に砿べて、低速で
の囲板むら、不安定性を有効に解消し得る〇 またＰＷＭモードの大部分金非同期ＦＷトトドとし、Ｐ
ＡＭ七−ビード切換への極〈短い部分のみを同期ＰＷＭ
モードにすることＫより全範囲ｔ−ｐｗＭモードで制御
する場合と比較して、′４ｔＩｔの脈１／ＩＪ１ニ一段
と低減し得ると共に′ＩＩｔ流脈動に付随して生じるト
ルク脈動を大物に低減し得、かつインバータ部のサージ
アブソーバ損失を大幅には減し得る０こｎと同時にＰＷ
ＭモードからＰＡＭモードへの切換えの原生じる電圧跳
躍ｔ−極〈小さく抑えることができる。
をＰＷＭモードで制御すると共に畝１０％以上の尚速領
域をＰＡＭモード制御するようにしたことによシ、全範
囲′ＪｋＦＡＭモードで制御する場合に砿べて、低速で
の囲板むら、不安定性を有効に解消し得る〇 またＰＷＭモードの大部分金非同期ＦＷトトドとし、Ｐ
ＡＭ七−ビード切換への極〈短い部分のみを同期ＰＷＭ
モードにすることＫより全範囲ｔ−ｐｗＭモードで制御
する場合と比較して、′４ｔＩｔの脈１／ＩＪ１ニ一段
と低減し得ると共に′ＩＩｔ流脈動に付随して生じるト
ルク脈動を大物に低減し得、かつインバータ部のサージ
アブソーバ損失を大幅には減し得る０こｎと同時にＰＷ
ＭモードからＰＡＭモードへの切換えの原生じる電圧跳
躍ｔ−極〈小さく抑えることができる。
ｊｌＩ図ハ従米従来ランジスタインバータの主１路を示
す系統図、第２図はＰＡＭ方式３相電圧形インバータの
出力波形を示す信号波形図１．＠３図はＰＷＭインバー
タの出力線間電圧波形を示す信号波形図、縞４図は＃ｓ
４電動機の簡易等価回路を示す接続図、第５図は本発明
に依るインバータ制御方法を適用したインバータ市Ｕ御
装置を示すブロック図、第６図はサイリスタ査流器の電
圧パターン信号を示す曲線図、第７図はＰＷＭモードの
電圧パターン信号を示す曲−図、第８図はＰＷＭ変の制
御モードを示す曲線図、第１０図は非同期変ｖ４時の出
力電圧成形を示すイご号波形図、第１１図は本発明の応
用例としてのインバータ王回開τ示す系統図である。 （１）嗜・変流入力電線 （２）・・サイリ）スタ虐流器 （８）・１直流リアクトル （４）―・平滑コンデンサ （６）・・インバータ用トランジスタ （６）・・帰趙ダイオード （７）・＠変流モータＯ
η・・電圧制御１回路 （６）φ・電圧センサＯ咎
・・サイリスタ蓋流器電圧パターン発生１ｇ１ＩｊＩＦ
に）・・加１１４ｉｉＦ （ロ）・・速置ｉ準
回路（ロ）−−ベース駆動回路 ση・・ＰｖｒＭ変
崗器（至）・・ＰＷＭ電圧パターン発生回路四〇〇イン
バータ周波数パターン発生回路％５１）〜−・・インバ
ータ用トランジスタｉｌＳ刀〜−・−ｊＩＩＩｉ１ダイ
オード…）〜（至）・・交流モータ ー １１（ 竺 ２ 図 第３図 第４図 第 ５１ ３６ 図 第 ７ 図 県 ８図 竿 ９ 月 ２、発明の名称 インバータ制御方法 ３、補正をする者 ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄。 ６補正の内容 （１）明細書第１１負第５行ないし第６行の「運転周波
数がｌＱＨＭのとき５０個、１８Ｈｚでは約３０個とな
る。」という記載を「運転周波数が１ＱＨｚのとき１０
０個、１８Ｈ２では６０個となる。」と補正する。。 （２）明細書第１４負第９行のｒ１０１以下に」という
記載をｒｔｏｓ程度に」と補正する。 以上
す系統図、第２図はＰＡＭ方式３相電圧形インバータの
出力波形を示す信号波形図１．＠３図はＰＷＭインバー
タの出力線間電圧波形を示す信号波形図、縞４図は＃ｓ
４電動機の簡易等価回路を示す接続図、第５図は本発明
に依るインバータ制御方法を適用したインバータ市Ｕ御
装置を示すブロック図、第６図はサイリスタ査流器の電
圧パターン信号を示す曲線図、第７図はＰＷＭモードの
電圧パターン信号を示す曲−図、第８図はＰＷＭ変の制
御モードを示す曲線図、第１０図は非同期変ｖ４時の出
力電圧成形を示すイご号波形図、第１１図は本発明の応
用例としてのインバータ王回開τ示す系統図である。 （１）嗜・変流入力電線 （２）・・サイリ）スタ虐流器 （８）・１直流リアクトル （４）―・平滑コンデンサ （６）・・インバータ用トランジスタ （６）・・帰趙ダイオード （７）・＠変流モータＯ
η・・電圧制御１回路 （６）φ・電圧センサＯ咎
・・サイリスタ蓋流器電圧パターン発生１ｇ１ＩｊＩＦ
に）・・加１１４ｉｉＦ （ロ）・・速置ｉ準
回路（ロ）−−ベース駆動回路 ση・・ＰｖｒＭ変
崗器（至）・・ＰＷＭ電圧パターン発生回路四〇〇イン
バータ周波数パターン発生回路％５１）〜−・・インバ
ータ用トランジスタｉｌＳ刀〜−・−ｊＩＩＩｉ１ダイ
オード…）〜（至）・・交流モータ ー １１（ 竺 ２ 図 第３図 第４図 第 ５１ ３６ 図 第 ７ 図 県 ８図 竿 ９ 月 ２、発明の名称 インバータ制御方法 ３、補正をする者 ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄。 ６補正の内容 （１）明細書第１１負第５行ないし第６行の「運転周波
数がｌＱＨＭのとき５０個、１８Ｈｚでは約３０個とな
る。」という記載を「運転周波数が１ＱＨｚのとき１０
０個、１８Ｈ２では６０個となる。」と補正する。。 （２）明細書第１４負第９行のｒ１０１以下に」という
記載をｒｔｏｓ程度に」と補正する。 以上
Claims (2)
- （１） ｌ’ｉｌ変周波数制御によプ交流モータに速度
制御する電圧層可変電圧周波数インバータにおいて、運
Ｋが０優から１Ｅ１０饅の低速軛−はＰＷＭモードでか
つ直流磁圧を数１０％で一足＊ｌＩ岬を行い、ｆｉ１０
％の運藏以上の範ｄでは直流′−圧ｖ ｕＴ叢するＰＡ
Ｍモードで制御することてｔｆｉ値とするインバータ制
御方法。 - （２）上記ＰＷＭモードは上記低速範囲の比較的低速部
において非同期ＰＷＭモードｔとると共に上記低速範囲
の比較的高速部に２いて同ＭＰＷＭモードｔとり、この
同期ＰＷＭモードを経て上記ＰＡＭモードに−ｄＪ１４
わるよりにしてなる％ｆｆ請求の範囲第１項に記載のイ
ンバータ制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56108412A JPS5812577A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | 変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56108412A JPS5812577A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | 変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5812577A true JPS5812577A (ja) | 1983-01-24 |
| JPH0568192B2 JPH0568192B2 (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=14484094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56108412A Granted JPS5812577A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | 変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5812577A (ja) |
Cited By (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS602093A (ja) * | 1983-06-15 | 1985-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
| JPS6152497U (ja) * | 1984-09-11 | 1986-04-09 | ||
| JPS61247292A (ja) * | 1985-04-24 | 1986-11-04 | Hitachi Ltd | インバ−タ制御装置 |
| JP2001314095A (ja) * | 2001-03-23 | 2001-11-09 | Hitachi Ltd | 電動機駆動装置及びこれを用いた空気調和機 |
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| US7081329B2 (en) | 2002-09-30 | 2006-07-25 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Planographic printing plate precursor |
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| US9051397B2 (en) | 2010-10-05 | 2015-06-09 | Basf Se | Oxime ester |
| WO2017158914A1 (ja) | 2016-03-14 | 2017-09-21 | 富士フイルム株式会社 | 組成物、膜、硬化膜、光学センサおよび膜の製造方法 |
Citations (1)
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-
1981
- 1981-07-10 JP JP56108412A patent/JPS5812577A/ja active Granted
Patent Citations (1)
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| WO2010038625A1 (ja) | 2008-09-30 | 2010-04-08 | 富士フイルム株式会社 | 着色硬化性組成物、カラーフィルタ及びその製造方法、並びに固体撮像素子 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0568192B2 (ja) | 1993-09-28 |
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