JPS60113667A - 電圧形インバ−タの制御方法 - Google Patents
電圧形インバ−タの制御方法Info
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- JPS60113667A JPS60113667A JP58220153A JP22015383A JPS60113667A JP S60113667 A JPS60113667 A JP S60113667A JP 58220153 A JP58220153 A JP 58220153A JP 22015383 A JP22015383 A JP 22015383A JP S60113667 A JPS60113667 A JP S60113667A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は電圧形インバータの制御方法に関する。
電圧形インバータの出力電圧波形中に含まれる低次高調
波を減少するためにＰＷＭ方法か広（用いられ、その代
表的な一例として正弦波ＰＷＭがある。
波を減少するためにＰＷＭ方法か広（用いられ、その代
表的な一例として正弦波ＰＷＭがある。
次に正弦波ＰＷＭに一ついて第１図および第２図を参照
して説明する。
して説明する。
第１図はトランジスタインバータの主回路構成図で、商
用電源が入力端子ＩｔＬ、Ｓ、Ｔに与えられると、ダイ
オードブリッジ１０で整流され、コンデンサ加で平滑さ
れて直流電圧Ｅｄｃとなる。この直流電圧Ｅｄｃがダイ
オードＤｌｌ〜Ｄ２３．）う／ジスタＴｌｌ〜Ｔ２３で
構成されるインバータ加によってパルス化され、出力端
子Ｕ、Ｖ、ＷにＰＷＭ波形の交流出力電圧が得られるよ
うに構成されている。
用電源が入力端子ＩｔＬ、Ｓ、Ｔに与えられると、ダイ
オードブリッジ１０で整流され、コンデンサ加で平滑さ
れて直流電圧Ｅｄｃとなる。この直流電圧Ｅｄｃがダイ
オードＤｌｌ〜Ｄ２３．）う／ジスタＴｌｌ〜Ｔ２３で
構成されるインバータ加によってパルス化され、出力端
子Ｕ、Ｖ、ＷにＰＷＭ波形の交流出力電圧が得られるよ
うに構成されている。
第２図は正弦波ＰＷＭを説明するための各種の波形図を
示したものである。第２図（ａ）に示ず■ｕ＊。
示したものである。第２図（ａ）に示ず■ｕ＊。
Ｖｖ 、 ＶｗはそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電圧基準
信号であり、（ａ）図では制御率（電圧基準Ｖｕ＊。
信号であり、（ａ）図では制御率（電圧基準Ｖｕ＊。
Ｖｖ 、 Ｖｗ の波高値と三角波の波高値との比であ
る）ａが１の場合を示している。電圧基準信号Ｖｕ＊と
三角波とを比較し、電圧基準信号の方が太きければ論理
値Ｉｔ Ｉ Ｉｆを、小さければ論理値ＩＩ Ｏ！ｌを
出力するように構成することにより、第２図（ｂＪに示
す六ルス巾変調された信号が得られる。そして第１図に
示すトランジスタＴｌｉは信号（ｂ）の論理値Ｉｔ Ｉ
ＩＩの時にオフされ、直流電源電圧ＥｄＣのプラス側
と出力端子Ｕとが電気的に接続され、論理値！Ｉ ０Ｉ
ｔＯ時にはオフされて、出力端子Ｕは直流電源電圧Ｅｄ
ｃのプラス側と電気的にしゃ断される。
る）ａが１の場合を示している。電圧基準信号Ｖｕ＊と
三角波とを比較し、電圧基準信号の方が太きければ論理
値Ｉｔ Ｉ Ｉｆを、小さければ論理値ＩＩ Ｏ！ｌを
出力するように構成することにより、第２図（ｂＪに示
す六ルス巾変調された信号が得られる。そして第１図に
示すトランジスタＴｌｉは信号（ｂ）の論理値Ｉｔ Ｉ
ＩＩの時にオフされ、直流電源電圧ＥｄＣのプラス側
と出力端子Ｕとが電気的に接続され、論理値！Ｉ ０Ｉ
ｔＯ時にはオフされて、出力端子Ｕは直流電源電圧Ｅｄ
ｃのプラス側と電気的にしゃ断される。
またトランジスタＴ２１はトランジスタＴｌｌとは逆に
、信号（ｂ）における論理値Ｉｔ □ ＩＩの時にオン
し、論理値ＩＩ Ｉ Ｉｔの時にはオフする。したがっ
て出力端子Ｕには信号（ｂ）によって直流電源電圧Ｅｄ
ｃをパルス化した波形が現われる。
、信号（ｂ）における論理値Ｉｔ □ ＩＩの時にオン
し、論理値ＩＩ Ｉ Ｉｔの時にはオフする。したがっ
て出力端子Ｕには信号（ｂ）によって直流電源電圧Ｅｄ
ｃをパルス化した波形が現われる。
■相、Ｗ相も同様に、電圧基準信号■ｖ＊、■ｗ＊と三
角波との比較結果により、これに対応するトランジスタ
がオン・オフされる。電圧基準信号■ｖ＊と三角波との
比較結果を信号（Ｃ）として示す。
角波との比較結果により、これに対応するトランジスタ
がオン・オフされる。電圧基準信号■ｖ＊と三角波との
比較結果を信号（Ｃ）として示す。
インバータ３０の出力端子Ｕ、Ｖ間の線間電圧ＶＬＩ−
Ｖは第２図（ｄ）のような波形となる。
Ｖは第２図（ｄ）のような波形となる。
ここでこの電圧の太ぎさについて考えるため、直流電源
のグラス側とマイナス側との電位差の半分の点をインバ
ーターの中性点として考える。直であり、マイナス側は
−２Ｄｄｃの電圧となっている。第２図（ａ）において
制御率ａ二１であるから、電圧基準信号■ｕ＊と三角波
の波高値は等しく、電圧基準信号■ｕ＊のピークの点で
Ｕ摺出カ端子の電圧は中性点電圧に対して＋２ ｈｄｃ
の゛電圧となる。
のグラス側とマイナス側との電位差の半分の点をインバ
ーターの中性点として考える。直であり、マイナス側は
−２Ｄｄｃの電圧となっている。第２図（ａ）において
制御率ａ二１であるから、電圧基準信号■ｕ＊と三角波
の波高値は等しく、電圧基準信号■ｕ＊のピークの点で
Ｕ摺出カ端子の電圧は中性点電圧に対して＋２ ｈｄｃ
の゛電圧となる。
すなわちＵ相出力電圧の基本波成分■ は、Ｖｕ ＝
−ＹＥｄｃ ｓｉｎθ ・・・・・・（１）となる。同
様に、 Ｖｖ ＝ ’ｚ Ｅｄｃ ｓ ｉｎ （θ−１２００）
・・・山（２）Ｖｗ ＝ −Ｅｄｃ ｓ ｉｎ （θ−
２４０°） −＝−（３１が成立するので、線間電圧Ｖ
ｕ−Ｖは ＶＵ−Ｖ ＝ Ｔ” Ｅｄｃ ｓ＋ｎθ−＞ Ｅｄｃ
ｓｉｎ （θ−１２００）となる。したがって線間電圧
の波高値＆Ｌ” Ｅｄｃとなる。つまりインバータ園の
中性点に対し、各相電圧を正弦波の電圧基準信号に基づ
いて制御１−ると、線間電圧は最大でも波高値が直流電
源ｚ４ ＬＥＥｄｃの１倍の電圧までしか出力でき１よ
いことになる。すなわち仮に第１図においてダイオード
ブリッジ１０の入力端子に商用電源２００ Ｖが与えら
れていたとすると、直流電源電圧Ｅｄｃはその６倍で２
８２ｖとなる。したがってインバータ出力線間車−Ｅ＆
Ｚ波高値−Ｑ２８２ ｘ” ＝ ２４４ Ｖ Ｌ ）’
；ｃ ９、実効値、は１７３■が最大値となる。このた
め２００ Ｖ用に設計された電動機を１７３■でしか連
転できず効率が悪くなってしまう。
−ＹＥｄｃ ｓｉｎθ ・・・・・・（１）となる。同
様に、 Ｖｖ ＝ ’ｚ Ｅｄｃ ｓ ｉｎ （θ−１２００）
・・・山（２）Ｖｗ ＝ −Ｅｄｃ ｓ ｉｎ （θ−
２４０°） −＝−（３１が成立するので、線間電圧Ｖ
ｕ−Ｖは ＶＵ−Ｖ ＝ Ｔ” Ｅｄｃ ｓ＋ｎθ−＞ Ｅｄｃ
ｓｉｎ （θ−１２００）となる。したがって線間電圧
の波高値＆Ｌ” Ｅｄｃとなる。つまりインバータ園の
中性点に対し、各相電圧を正弦波の電圧基準信号に基づ
いて制御１−ると、線間電圧は最大でも波高値が直流電
源ｚ４ ＬＥＥｄｃの１倍の電圧までしか出力でき１よ
いことになる。すなわち仮に第１図においてダイオード
ブリッジ１０の入力端子に商用電源２００ Ｖが与えら
れていたとすると、直流電源電圧Ｅｄｃはその６倍で２
８２ｖとなる。したがってインバータ出力線間車−Ｅ＆
Ｚ波高値−Ｑ２８２ ｘ” ＝ ２４４ Ｖ Ｌ ）’
；ｃ ９、実効値、は１７３■が最大値となる。このた
め２００ Ｖ用に設計された電動機を１７３■でしか連
転できず効率が悪くなってしまう。
この発明の目的は、直流電源電圧Ｅｄｃに等しし・波高
値の線間電圧を出力することのできる電圧形インバータ
の制御方法を提供するにある。
値の線間電圧を出力することのできる電圧形インバータ
の制御方法を提供するにある。
この発明では上記目的を達成するために、相聞位相差を
１２０°に保った３つの３相交流電圧基準信号と三角波
とを比較して得られたＰＷＭ制御信号に基づいて３相電
圧形インバータを制御するに際し、前記３つの３相交流
電圧基準信号のいずれかを、下式に示される関数Ｆによ
り与える事を特徴としている。
１２０°に保った３つの３相交流電圧基準信号と三角波
とを比較して得られたＰＷＭ制御信号に基づいて３相電
圧形インバータを制御するに際し、前記３つの３相交流
電圧基準信号のいずれかを、下式に示される関数Ｆによ
り与える事を特徴としている。
】
０°くθ〈６００のと＠ Ｆ＝２ａ（ｓｉｎ（θ＋３０
’）−−−ｚ）６０°／、θ＜ １２００のと３ Ｆ＝
ａ］ １８０°≦θ＜２４０°のとき Ｆ＝２ａ（ｓｉｎ（θ
＋３０°）＋ソ）２４０°≦θ〈３００°のとぎ Ｆ＝
−ａ。 １ ３００°くθ〈３６０°のとぎ Ｆ＝２ａ（ｃｏｓ（θ
−１２０）＋７１（ただしａは制御率、θは位相である
。）〔発明の実施例〕 第３図はこの発明の制御方法に用いる電圧基準信号の波
形図を示したものである。従来はインバータの各相電圧
を正弦波形にもとづいて制御していたのに対し、この発
明では第：３図に示される都、圧基準波形に基づいて制
御をおごな９のが特徴である。
’）−−−ｚ）６０°／、θ＜ １２００のと３ Ｆ＝
ａ］ １８０°≦θ＜２４０°のとき Ｆ＝２ａ（ｓｉｎ（θ
＋３０°）＋ソ）２４０°≦θ〈３００°のとぎ Ｆ＝
−ａ。 １ ３００°くθ〈３６０°のとぎ Ｆ＝２ａ（ｃｏｓ（θ
−１２０）＋７１（ただしａは制御率、θは位相である
。）〔発明の実施例〕 第３図はこの発明の制御方法に用いる電圧基準信号の波
形図を示したものである。従来はインバータの各相電圧
を正弦波形にもとづいて制御していたのに対し、この発
明では第：３図に示される都、圧基準波形に基づいて制
御をおごな９のが特徴である。
すなわち制御率ａの時、相電圧のピークの前後の各加度
間計（イ）区間を三角波の波高値のａ倍の高さで一定の
値とし、他の２相はこの一定の相に対し正弦波的に変化
するような関数にする。以下説明を簡単にするために三
角波の波高値を１とする。
間計（イ）区間を三角波の波高値のａ倍の高さで一定の
値とし、他の２相はこの一定の相に対し正弦波的に変化
するような関数にする。以下説明を簡単にするために三
角波の波高値を１とする。
第３図では電圧基準信号の１周期を印度毎に区切りそれ
ぞれ■〜■と番号を付しである。■の区間の始まりを位
相θ＝０として式で表わすと、電圧基準信号■ｕ＊、Ｖ
ｖ＊、■ｗ＊はそれぞれ■の区間で＆ま、 工 Ｖｕ −２ａ（ｓ＋ｎ（θ＋３０°）−−−） −−−
−−−（５）Ｖｖ−−ａ ・・・・・・（６） Ｖｗ −２ａ （ｃｏｓθ−−） −・−・−（７）と
あられされる。インバータ加の出力できる最大電圧はイ
ンバータ３０の中性点電位に対して士’Ｅｄｃだから、
上記電圧基準信号に基づいて各相電圧が制御されると、
インバータの各相の出力電圧は、Ｖｕ ＝ ａＥｄｃ
（ｓｉｎ （θ−１３０’）−去） ・−−−・−（８
）Ｖｖ ＝−’−Ｅｄｃ −−（９） Ｖｗ ＝ ａ Ｅｄｃ （ｃｏｓθ−−）２ ・・・山
（［０） とあられされる。したがって線間電圧Ｑｕ□は、ＶＬＩ
−Ｖ ＝ ａ Ｅｄｃ （５ｉｎ（θ＋３０°） −月
−（−”Ｅｄｃ ）２ ＝＝ ａ Ｅｄｃ ｓｉｎ （θ＋３０°） ・・−・
−（１１）Ｖ、−１，ニー’−Ｅｄｃ−ａＥｄｃ（ｃｏ
ｓθ−Ｌ）２ ：＝ ａＥｄｃ ５ｉｎ（θ−９０°） −・−−−−
（１２）ｖｌｖ、 ＝ ａ Ｅｄｃ （ｃｏｓθ−−）
−ａ Ｅｄｃ （ｓｉｎ （θ＋３ｏ０）−−Ｌ）２ ＝ ａ Ｅｄｃ ｓｉｎ （θ−２１０°） −・−・
・−１３）となり、直流電源電圧Ｅｄｃと制御率ａとの
積。
ぞれ■〜■と番号を付しである。■の区間の始まりを位
相θ＝０として式で表わすと、電圧基準信号■ｕ＊、Ｖ
ｖ＊、■ｗ＊はそれぞれ■の区間で＆ま、 工 Ｖｕ −２ａ（ｓ＋ｎ（θ＋３０°）−−−） −−−
−−−（５）Ｖｖ−−ａ ・・・・・・（６） Ｖｗ −２ａ （ｃｏｓθ−−） −・−・−（７）と
あられされる。インバータ加の出力できる最大電圧はイ
ンバータ３０の中性点電位に対して士’Ｅｄｃだから、
上記電圧基準信号に基づいて各相電圧が制御されると、
インバータの各相の出力電圧は、Ｖｕ ＝ ａＥｄｃ
（ｓｉｎ （θ−１３０’）−去） ・−−−・−（８
）Ｖｖ ＝−’−Ｅｄｃ −−（９） Ｖｗ ＝ ａ Ｅｄｃ （ｃｏｓθ−−）２ ・・・山
（［０） とあられされる。したがって線間電圧Ｑｕ□は、ＶＬＩ
−Ｖ ＝ ａ Ｅｄｃ （５ｉｎ（θ＋３０°） −月
−（−”Ｅｄｃ ）２ ＝＝ ａ Ｅｄｃ ｓｉｎ （θ＋３０°） ・・−・
−（１１）Ｖ、−１，ニー’−Ｅｄｃ−ａＥｄｃ（ｃｏ
ｓθ−Ｌ）２ ：＝ ａＥｄｃ ５ｉｎ（θ−９０°） −・−−−−
（１２）ｖｌｖ、 ＝ ａ Ｅｄｃ （ｃｏｓθ−−）
−ａ Ｅｄｃ （ｓｉｎ （θ＋３ｏ０）−−Ｌ）２ ＝ ａ Ｅｄｃ ｓｉｎ （θ−２１０°） −・−・
・−１３）となり、直流電源電圧Ｅｄｃと制御率ａとの
積。
ａ−Ｅｄｃを波高値とし、おのおの１２ｏ０ずっ位相の
ずれた正弦波が得られる。
ずれた正弦波が得られる。
同様に第３図の■の区間では、
Ｖｕ＊＝ ａ ・・・・（１，４）
Ｖｗ′４？：： ２ａ （ｓｉｎ （θ−ト１５００）
ｍ＝） ・−−−・・（ＩＣｉ）となる電圧基準信号に
基づいて運転１−ると、線間電圧Ｖ１１−Ｖ＋ ＶＶ−
１％’＋ ＶＷ−ｕは同様に（１１） 〜（１３）式で
あられされる電圧となる。
ｍ＝） ・−−−・・（ＩＣｉ）となる電圧基準信号に
基づいて運転１−ると、線間電圧Ｖ１１−Ｖ＋ ＶＶ−
１％’＋ ＶＷ−ｕは同様に（１１） 〜（１３）式で
あられされる電圧となる。
区間■〜■でも同様の関係が成立する。したがって第３
図に示すような電圧基準信号に従ってインバータ加を運
転すれば、インパーク加の中性点に対１−る各相出力電
圧は正弦波近似のＰＷＭ波形とはなら１よいが、出力線
間電圧”ｕ−ｖ＋ Ｖｖ−ＷＩ ＶＷ−１１のいずれも
正弦波近似のＰＷＭ波形に制御することができる。また
出力線間電圧波高値は制御率ａによってＯから直流電源
電圧Ｅｄｃまで自由に制御１−ることかできるのは０１
）式・〜α３）式により明白である。
図に示すような電圧基準信号に従ってインバータ加を運
転すれば、インパーク加の中性点に対１−る各相出力電
圧は正弦波近似のＰＷＭ波形とはなら１よいが、出力線
間電圧”ｕ−ｖ＋ Ｖｖ−ＷＩ ＶＷ−１１のいずれも
正弦波近似のＰＷＭ波形に制御することができる。また
出力線間電圧波高値は制御率ａによってＯから直流電源
電圧Ｅｄｃまで自由に制御１−ることかできるのは０１
）式・〜α３）式により明白である。
第４図はこの発明による制御方法を実現するための制御
回路の一例を示すブロック図でｊ〕る。周波数指令器１
はインバータの運転周波数指令に応じた電圧を出力し、
５コンバータはこの周波数指令器１により与えられる電
圧に比例したｍ倍の周波数のパルス列を発生する。
回路の一例を示すブロック図でｊ〕る。周波数指令器１
はインバータの運転周波数指令に応じた電圧を出力し、
５コンバータはこの周波数指令器１により与えられる電
圧に比例したｍ倍の周波数のパルス列を発生する。
カウンタ３は１匈コンバータ２から与えられるパルスを
カウントし、そのカウント値を１ｎ進数として出力する
。カウンタ３の出力はリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）
４ ａ〜４Ｃに入力され、カウンタ３の出力するカウン
ト値によってアドレスされてそのア１゛レスに応じた関
数値が出力される。
カウントし、そのカウント値を１ｎ進数として出力する
。カウンタ３の出力はリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）
４ ａ〜４Ｃに入力され、カウンタ３の出力するカウン
ト値によってアドレスされてそのア１゛レスに応じた関
数値が出力される。
ＲＯＭ４ａには第３図に示す電圧基準信号■ｕ＊か制御
率ａ ＝ １の場合の大きさで書き込まれており、カウ
ンタ３のカウント値が１だけ進むと３６０゜だけ進んだ
電気角における関数値を出力する。■（０Ｍ４ｂには電
圧基準信号Ｖｖ が、ＲＯＭ４ｃには電圧基準信号■い
′がいづれ−も制御率ａ ＝ １の場合の大ぎさで書き
込まれている。
率ａ ＝ １の場合の大きさで書き込まれており、カウ
ンタ３のカウント値が１だけ進むと３６０゜だけ進んだ
電気角における関数値を出力する。■（０Ｍ４ｂには電
圧基準信号Ｖｖ が、ＲＯＭ４ｃには電圧基準信号■い
′がいづれ−も制御率ａ ＝ １の場合の大ぎさで書き
込まれている。
乗算形の％コンバータ５ａ〜５ｃはＲＯＭ４ａ〜４Ｃか
ら与えられる関数値に、周波数指令器１から与えられる
電圧を乗じた値に比例した電圧を出力する。したがって
％コンバータ５ａ〜５ｃの出力は、第３図の関数が周波
数指令器１の出力する周波数指令を制御：＄ａとして、
振幅を制御された電圧基準信号Ｖｕ＊、 Ｖｖ”、 Ｖ
Ｗ”となる。
ら与えられる関数値に、周波数指令器１から与えられる
電圧を乗じた値に比例した電圧を出力する。したがって
％コンバータ５ａ〜５ｃの出力は、第３図の関数が周波
数指令器１の出力する周波数指令を制御：＄ａとして、
振幅を制御された電圧基準信号Ｖｕ＊、 Ｖｖ”、 Ｖ
Ｗ”となる。
ＤＡコンバータ５３〜５ｃの出力は比較器６ａ〜６Ｃに
よって三角波発生器７から与えられる三角波と比較され
る。制御率ａ・−尤の場合の電圧基準信号Ｖｕ 、 Ｖ
ｖ 、 Ｖｗ と三角波との関係を第５図（ａｊに示す
。比較器６ａ〜６Ｃはそれぞれ三角波より電圧基準信号
の方が大ぎい場合に論理値Ｉｔ Ｉ Ｉｆを、さもな（
ばＩｔ ＯＩｆを出力するように動作する。
よって三角波発生器７から与えられる三角波と比較され
る。制御率ａ・−尤の場合の電圧基準信号Ｖｕ 、 Ｖ
ｖ 、 Ｖｗ と三角波との関係を第５図（ａｊに示す
。比較器６ａ〜６Ｃはそれぞれ三角波より電圧基準信号
の方が大ぎい場合に論理値Ｉｔ Ｉ Ｉｆを、さもな（
ばＩｔ ＯＩｆを出力するように動作する。
比較器６ａの出力を第５図（Ｉ〕）に、比較器６ｂの出
力を第５図（Ｃ１、比較器６３〜６Ｃの出力は図示しな
いベースドライブ回路等を介して第１図に示すインバー
タ刀の直流′ｉ比源のプラス側に接続されているトラン
ジスタＴｌｌ〜Ｔ１３に与えられる。トランジスタＴｌ
ｌ〜Ｔ１３は比較器６８〜６ｃの出力が論理値ＩＩ Ｉ
Ｉｔであればオンし、Ｉｆ □ Ｉｔであればオフす
る。比較器６ａ〜６Ｃの出力は否定論理回路８８〜８ｃ
によって否定論理をとられ、第１図の直流軍源のマイナ
ス側に接続されているトランジスタＴ２１〜Ｔ２３に与
えられる。したがってトランジスタＴｌｌ、Ｔ２１は比
較器６ａの出力によってオン・オフを制御され、Ｕ相出
力電圧は第５図［ａ）の電圧基準信号ｖｕ＊をパルス幅
変調した波形となる。
力を第５図（Ｃ１、比較器６３〜６Ｃの出力は図示しな
いベースドライブ回路等を介して第１図に示すインバー
タ刀の直流′ｉ比源のプラス側に接続されているトラン
ジスタＴｌｌ〜Ｔ１３に与えられる。トランジスタＴｌ
ｌ〜Ｔ１３は比較器６８〜６ｃの出力が論理値ＩＩ Ｉ
Ｉｔであればオンし、Ｉｆ □ Ｉｔであればオフす
る。比較器６ａ〜６Ｃの出力は否定論理回路８８〜８ｃ
によって否定論理をとられ、第１図の直流軍源のマイナ
ス側に接続されているトランジスタＴ２１〜Ｔ２３に与
えられる。したがってトランジスタＴｌｌ、Ｔ２１は比
較器６ａの出力によってオン・オフを制御され、Ｕ相出
力電圧は第５図［ａ）の電圧基準信号ｖｕ＊をパルス幅
変調した波形となる。
述した０１）〜０３）式が示すよう吉Ｅｄｃとなる。制
御率ａ二１であればもちろん出力線間電圧波高値はＥｄ
ｃどなる。
御率ａ二１であればもちろん出力線間電圧波高値はＥｄ
ｃどなる。
以上実施例に基づき説明したように、この発明では電圧
基準信号を正弦波ではな（第３図に示すような波形に基
づいて制御するようにしたため、出力線間電圧の波高値
は常に入力電圧の波高値に等しくすることができる。し
たがってこのようなインバータを用いて電動機等の負荷
を運転すれば、高効率で運転することができるという利
点がある。
基準信号を正弦波ではな（第３図に示すような波形に基
づいて制御するようにしたため、出力線間電圧の波高値
は常に入力電圧の波高値に等しくすることができる。し
たがってこのようなインバータを用いて電動機等の負荷
を運転すれば、高効率で運転することができるという利
点がある。
第１図はトランジスタインバータの主回路構成を示す回
路図、第２図（ａＪ 、 （ｂＪ 、 （ｃ） 、 （
ｄ）は従来の正弦波ＰＷＭ方式によるインバータの制御
方法を説明するための各種の波形図、第３図はこの発明
において用いられる電圧基準信号の波形図、第４図はこ
の発明による制御方法を実現するための制御装置の一例
を示すブロック図、卯、５図（ａｌ 、 （ｂ） 、
（Ｃ）。 （ｄ）はＩＳ４図の回路動作を説明゛ｆろための各種波
形図である。 ■ｕ８・・・・・・Ｕ相電圧基準信号。 Ｖｖ＊−・・・・・■相電圧基準信号。 ■ｗ＊・・・・・・Ｗ相電圧基準信号。 Ｅｄｃ・・・・・・直流電源電圧。 ａ・・・・・・・・・制御率、θ・・・・・・位相。 １０・・・・・・・・・ダイオードブリッジ、２０°゛
パ・・コンデンサ。 加・・・・・・・・・インバータ。 出願人代理人 猪 股 清
路図、第２図（ａＪ 、 （ｂＪ 、 （ｃ） 、 （
ｄ）は従来の正弦波ＰＷＭ方式によるインバータの制御
方法を説明するための各種の波形図、第３図はこの発明
において用いられる電圧基準信号の波形図、第４図はこ
の発明による制御方法を実現するための制御装置の一例
を示すブロック図、卯、５図（ａｌ 、 （ｂ） 、
（Ｃ）。 （ｄ）はＩＳ４図の回路動作を説明゛ｆろための各種波
形図である。 ■ｕ８・・・・・・Ｕ相電圧基準信号。 Ｖｖ＊−・・・・・■相電圧基準信号。 ■ｗ＊・・・・・・Ｗ相電圧基準信号。 Ｅｄｃ・・・・・・直流電源電圧。 ａ・・・・・・・・・制御率、θ・・・・・・位相。 １０・・・・・・・・・ダイオードブリッジ、２０°゛
パ・・コンデンサ。 加・・・・・・・・・インバータ。 出願人代理人 猪 股 清
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 相間位相差を１２０°に保った３つの３相交流電圧基準
信号と三角波とを比較して得られたＰＷＭ制御信号に基
づいて３相電圧形インバータを制御するに際し、前記３
つの３相交流電圧基準信号のいずれかを、下式に示され
る関数Ｆにより与えることを特徴とする電圧形インバー
タの制御方法。 ０°≦θく６００のとぎ Ｆ＝２ａ（ｓｉｎ（θ＋３０
°）−■）６０！θ〈１２０°のとき Ｆ ＝ ａ１８
０°≦θ〈２４０°のとぎ Ｆ＝２ａ（ｓｉｎ（θ」伽
つ＋１）２４０°＜、θ＜３００’のとぎ Ｆ＝−ａ３
００°くθく３６０°のとさ Ｆ＝２ａ（ｃｏｓ（θ−
１２０°）＋１）（ただしａは制御率、θは位相である
。）
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58220153A JPS60113667A (ja) | 1983-11-22 | 1983-11-22 | 電圧形インバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58220153A JPS60113667A (ja) | 1983-11-22 | 1983-11-22 | 電圧形インバ−タの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60113667A true JPS60113667A (ja) | 1985-06-20 |
Family
ID=16746714
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58220153A Pending JPS60113667A (ja) | 1983-11-22 | 1983-11-22 | 電圧形インバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60113667A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60200772A (ja) * | 1984-03-26 | 1985-10-11 | Sanken Electric Co Ltd | ３相静止型電力変換器 |
| US4879640A (en) * | 1988-06-08 | 1989-11-07 | Das Pawan K | ROM driven PWM inverter |
| US9984820B2 (en) | 2009-07-23 | 2018-05-29 | Lexmark International, Inc. | Z-directed capacitor components for printed circuit boards |
-
1983
- 1983-11-22 JP JP58220153A patent/JPS60113667A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60200772A (ja) * | 1984-03-26 | 1985-10-11 | Sanken Electric Co Ltd | ３相静止型電力変換器 |
| US4879640A (en) * | 1988-06-08 | 1989-11-07 | Das Pawan K | ROM driven PWM inverter |
| US9984820B2 (en) | 2009-07-23 | 2018-05-29 | Lexmark International, Inc. | Z-directed capacitor components for printed circuit boards |
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